DE102014004098B4

DE102014004098B4 - Wien-brückenoszillator und schaltungsanordnung zum regulieren einer verstimmung

Info

Publication number: DE102014004098B4
Application number: DE102014004098.4A
Authority: DE
Inventors: Ansgar Pottbäcker; Detlef Ummelmann
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2013-03-21
Filing date: 2014-03-21
Publication date: 2020-02-06
Anticipated expiration: 2034-03-22
Also published as: CN104065358A; US20140285274A1; CN104065358B; US9231520B2; DE102014004098A1

Abstract

Oszillatorschaltung (400; 500) mit:
einer Wienbrücke, wobei die Wienbrücke einen ersten Zweig mit einer Vielzahl von in Reihe geschalteten Widerständen (R3, R4, R5) und einen zweiten Zweig mit Widerständen (Rl, R2) und Kondensatoren (C1, C2) aufweist, wobei ein erster Rückkopplungssignalabschnitt mit null Verstimmung basierend auf einem Signal an einem ersten Knoten des ersten Zweiges und ein zweiter Rückkopplungssignalabschnitt, der Verstimmung aufweist, basierend auf einem Signal an einem zweiten Knoten des ersten Zweiges als Rückkopplungssignal an die Wienbrücke gekoppelt werden,
einem ersten Differentialverstärker (430-1) für gewichtete Verstärkung des ersten Rückkopplungssignalabschnitts,
einem zweiten Differentialverstärker (430-2) für die gewichtete Verstärkung des zweiten Rückkopplungssignalabschnitts, und
einem Amplitudendetektionsblock (460) zum Ermitteln der Schwingungsamplitude und zum Steuern des Gewichtungsfaktors aufweist.

Description

Bei vielen elektrischen Schaltungen einschließlich sogenannten integrierten Schaltungen bzw. Integrated Circuits, d.h. ICs, wird ein voll integrierter Oszillator benötigt, um ein Referenztaktsignal mit hoher Frequenzgenauigkeit und mit sehr geringer Temperatur- und Langzeitdrift zu erzeugen. Es ist bekannt, dass Taktsignalgeneratoren für eine Vielzahl von Anwendungen verwendet werden, zum Beispiel für digitale Signalverarbeitungsschaltungen. Hochgenaue Taktsignalgeneratoren werden typischerweise in Analog-Digital-Vorrichtungen verwendet, d.h. zum Abtasten eines analogen Signals, um ein korrespondierendes digitales Signal zu erzeugen.
Bei herkömmlichen Anwendungen werden für diesen Zweck Kipp-Oszillatoren verwendet, die geringe Komplexität aufweisen und einfach einzustellen oder zu programmieren sind. Eine Frequenzdrift resultiert jedoch typischerweise nicht nur aus Parameteränderungen der primären passiven Frequenzbestimmungskomponenten wie Widerständen und Kondensatoren. Auch aktive Schaltungskomponenten wie zum Beispiel Transistoren in Stromspiegeln, Switches und Komparatoren können eine Frequenzdrift verursachen, die sich aus Temperatureinfluss oder Belastung für die Komponenten ergibt.
Diese zusätzliche Frequenzdrift, die durch Parameteränderungen aktiver Schaltungskomponenten bewirkt wird, kann weitgehend durch die Verwendung eines harmonischen Oszillators vermieden werden, der einen Resonator mit hohem Qualitätsfaktor aufweist, wobei angenommen wird, dass der aktive Schaltungsteil minimale Erfordernisse erfüllt. Im Fall eines Wien-Brückenoszillators und wenn mit Schwingungsfrequenz betrieben, muss die Verstärkerstufe minimale Verstärkung und maximale Phasenverschiebung einhalten, um unter einer vordefinierten maximalen Frequenzdrift von z.B. ±1% zu bleiben. Solange die minimalen Erfordernisse erfüllt sind, stellt der hohe Qualitätsfaktor des Resonators entsprechende hohe Frequenzstabilität bereit. Die Qualität eines offenen Oszillatorschaltungssystems ist ein Maßstab für die Fähigkeit des geschlossenen Oszillators, Änderungen der Schwingungsfrequenz zu unterdrücken. Dann ist die Frequenzdrift im Wesentlichen von Parameteränderungen der aktiven Komponenten unabhängig und wird primär von Temperaturschwankungen der passiven Schaltungsvorrichtungen verursacht.
Im Folgenden werden unter Bezug auf 1 die grundlegenden Eigenschaften eines Wien-Brückenoszillators 110 beschrieben, wobei in der gestrichelten Umrandung eine herkömmliche Wienbrücke 110 gezeigt ist.
Derartige Wien-Oszillatoren sind aus Böhmer, Erwin; Ehrhardt, Dietmar; Oberschelp, Wolfgang: Elemente der angewandten Elektronik, 16. Auflage, Wiesbaden, Vieweg+Teubner Verlag, 2010, S. 206-207 bekannt.
Die US 2004 / 0 041 599 A1 offenbart eine Oszillatorschaltung mit einer Wienbrücke, wobei von zwei Zweigen der Wien-Brücke jeweils ein Signal abgegriffen wird und dieses als Differenzsignal verstärkt wird, um eine Rückkopplung zu bilden.
Die Resonanzfrequenz ω_r der Wienbrücke wird durch die Widerstände R1, R2 und die Kondensatoren C1, C2 bestimmt als $ω_{r} = \frac{1}{\sqrt{R 1 \cdot R 2 \cdot C 1 \cdot C 2}}$
wobei bei vielen Anwendungen die Werte der Komponenten als R1 = R2 = R und C1 = C2 = C gewählt werden. Folglich wird die Resonanzfrequenz bestimmt durch $ω_{r} = \frac{1}{R C}$
Die auf die Resonanzfrequenz normalisierte komplexe Übertragungsfunktion ist $F (s = j Ω) = - \frac{1}{3 + ε} \cdot \frac{1 - Ω^{2} - j ε Ω}{1 - Ω^{2} + 3 j Ω}$
wobei $Ω = \frac{ω}{ω_{r}},$
und wobei die Variable ε eine positive Zahl, ε < 1, ist und die Verstimmung der Brückenschaltung beschreibt.
Aus Gleichung (1) folgt die Frequenzantwort Φ der Phasenverschiebung als $Φ= arctan [- (3 + ε) \frac{Ω (1 - Ω^{2})}{{(1 - Ω^{2})}^{2} - 3 ε Ω^{2}}] .$
2a und 2b zeigen die Frequenzantwort der Amplitude (Größe) und der Phasenverschiebung (Phase) für ε = 1/15 . 2c zeigt das Verhältnis zwischen Phasenverschiebung und Verstimmung ε (eps) in einem Frequenzbereich von ca. ±2% um die Resonanzfrequenz herum.
Wie in 2b gezeigt ist, weist die Frequenzantwort der Phasenverschiebung einen steilen Anstieg um die normalisierte Resonanzfrequenz herum auf. Auf der Grundlage dieser Eigenschaft können Oszillatoren mit hoher Qualität, d.h. Oszillatoren, die hohe Frequenzstabilität aufweisen, basierend auf Wien-Brückenresonatoren implementiert werden. Ein Nachteil eines Wien-Brückenoszillators ist jedoch die Abschwächung der Signalamplitude bei Resonanzfrequenz. Zum Berechnen der Verstärkung der Schaltung wird angenommen, dass die Schwindungsfrequenz mit der Resonanzfrequenz übereinstimmt, was für eine Phasenverschiebung von weniger als 10 Grad, vgl. 2b, und wenn die Verstimmung ε gering ist, annähernd zutrifft.
In einer nicht verstimmten Wien-Brückenschaltung, d.h. ε = 0, ist das differentielle Ausgangssignal Null. Folglich muss die Wienbrücke zwingend leicht verstimmt sein, um das Erfordernis des Schwingens mit konstanter Amplitude zu erfüllen.
Der Qualitätsfaktor einer Resonanzschaltung ist $Q = \frac{1}{2} \frac{d Φ}{d Ω} (Ω = 1) = \frac{1}{ε} + \frac{1}{3} \approx \frac{1}{ε} .$
Es wird angemerkt, dass die Qualität einer Resonanzschaltung im Allgemeinen als partielle Ableitung von Amplitude und Phase bei Schwingungsfrequenz definiert ist. Da in dem hier betrachteten Fall die partielle Ableitung der Amplitude bei Resonanzfrequenz Null ist, bleibt die partielle Ableitung der Phase bestehen.
Demgemäß kann die Korrelation zwischen Verstimmung und Qualität, d.h. die Frequenzstabilität, einer Resonanzschaltung folgendermaßen gekennzeichnet werden: Je geringer die Verstimmung, desto höher die Qualität, d.h. Frequenzstabilität, der Resonanzschaltung.
Die Oszillatorschaltung, die die Wienbrücke und den Verstärker wie in 1 dargestellt aufweist, kann zu einer schematischen Schaltung, die in 3 dargestellt ist, vereinfacht werden. Das Schema zeigt eine Übertragungsfunktion der Rückkopplungsschleife und kann auf der Grundlage der Frequenzantwort der Rückkopplungsschleifen-Verstärkung analysiert werden: $T (s) = A (s) \cdot ⌊ F_{p} (s) - F_{n} (s) ⌋ = A (s) \cdot F (s)$
wobei A(s) die Verstärkung des Verstärkungselements in der Schaltung ist und $F_{p} (s) - F_{n} (s) = F (s) = \frac{V_{b r}}{V_{o u t}}$
die Übertragungsfunktion des Rückkopplungspfads beschreibt.
Das Barkhausen-Kriterium ist eine (mathematische) Bedingung zum Bestimmen, wann eine lineare elektronische Schaltung schwingt, und stellt die notwendigen - jedoch nicht ausreichenden - Bedingungen für eine stabile Schwingung bereit. Genauer gesagt besteht das Barkhausen-Kriterium aus zwei Bedingungen, nämlich:

1. Der Absolutwert der Schleifenverstärkung in einem Verstärker mit Rückkopplungspfad wie in 3 gezeigt muss in absoluter Größe gleich Eins sein, d.h. $| T (s = j ω_{0}) = 1 | .$
2. Die Phasenverschiebung bei der Schwingungsfrequenz muss eine positive Rückkopplung haben. Diese Bedingung wird erfüllt, wenn die Phasenverschiebung ein ganzzahliges Vielfaches von 360° ist: $∠ T (s = j ω_{0}) = z \cdot 360 °, wobei z = 0,1,2, \dots$

Bei dieser Ausführungsform wird eine Phasenverschiebung von z = 0, d.h. 0°, betrachtet. Aus der Amplitudenbedingung, d.h. der ersten der oben genannten Bedingungen, folgt, dass die notwendige Verstärkung A größer ist, wenn die Verstimmung geringer ist.
Es kann gezeigt werden, dass in einem stabilen Schwingungszustand aus dem Barkhausen-Kriterium folgt, dass eine Verstärkung von A = (9/ε)+3 bei der Schwingungsfrequenz erforderlich ist.
Als Folge hiervon sind bei Wienbrücken die Erfordernisse für die Verstärkerstufe hoch, d.h. die Verstärkerstufe muss eine hohe Verstärkung aufweisen, während sie gleichzeitig eine niedrige Phasenverschiebung aufweist. Bei einer Ausführungsform sollte der Absolutwert der Phasenverschiebung unter 10° liegen, weil nur in diesem Bereich hohe Qualität und Frequenzstabilität erreicht werden können, d.h. die Frequenzantwort der Phasenverschiebung der Wienbrücke ist steil. Folglich ist die Verstärkerstufe eine entscheidende Komponente des Oszillators. Durch Temperaturschwankung und Verfahrensparameteränderung verursachte Drift kann einen wesentlichen Einfluss auf die Genauigkeit der Schwingungsfrequenz haben, da dies typischerweise zu wesentlichen Schwankungen der Verstärkung und der Phasenverschiebung in Verstärkerschaltungen führt.
In Bezug auf den Qualitätsfaktor, d.h. die Frequenzstabilität, können optimale Lösungen durch Einstellen der Verstimmung ε der Wienbrücke auf einen Wert erzielt werden, der ausreichend hoch ist, dass die Schwingungsamplitude einen ausreichend hohen Wert zeigt.
Die erzielte Lösung soll des Weiteren bewirken, dass die von Temperaturschwankungen verursachte Frequenzdrift so weit wie möglich von Temperaturkoeffizienten der Widerstände in der Wienbrücke abhängt, anstatt von einer Halbleiterkomponente wie sie aus herkömmlichen Schaltungen bekannt ist, abzuhängen.
Die Erfindung schlägt eine Oszillatorschaltung mit einer Wienbrücke vor, wobei ein erster Rückkopplungssignalabschnitt von null Verstimmung und ein zweiter Rückkopplungssignalabschnitt, der Verstimmung aufweist, an die Wienbrücke gekoppelt werden. Bei einer Ausführungsform werden der erste und der zweite Abschnitt des Rückkopplungssignals des Weiteren gewichtet, bevor sie an die Wienbrücke gekoppelt werden.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird eine Oszillatorschaltung mit einer Wienbrücke bereitgestellt, wobei die Wienbrücke einen ersten Zweig mit einer Vielzahl von in Reihe geschalteten Widerständen und einen zweiten Zweig mit Widerständen und Kondensatoren aufweist, wobei ein erster Rückkopplungssignalabschnitt mit null Verstimmung basierend auf einem Signal an einem ersten Knoten des ersten Zweiges und ein zweiter Rückkopplungssignalabschnitt, der Verstimmung aufweist, basierend auf einem Signal an einem zweiten Knoten des ersten Zweiges als Rückkopplungssignal an die Wienbrücke gekoppelt werden,
einem ersten Differentialverstärker für gewichtete Verstärkung des ersten Rückkopplungssignalabschnitts,
einem zweiten Differentialverstärker für die gewichtete Verstärkung des zweiten Rückkopplungssignalabschnitts, und
einem Amplitudendetektionsblock zum Ermitteln der Schwingungsamplitude und zum Steuern des Gewichtungsfaktors aufweist.
Vorteilhaft werden der erste Rückkopplungssignalabschnitt und der zweite Rückkopplungssignalabschnitt gewichtet, bevor sie an die Wienbrücke gekoppelt werden.
Vorteilhaft wird der erste Differentialverstärker von einer ersten Stromquelle versorgt und wird der zweite Differentialverstärker von einer entsprechenden zweiten Stromquelle versorgt, und wobei die erste und die zweite Stromquelle von dem Gewichtungsfaktor gesteuert werden, der von dem Amplitudendetektionsblock bereitgestellt wird.
Gemäß einem Aspekt wird eine elektrische Schaltung zum Erzeugen eines Taktsignals bereitgestellt, mit

- einem Wien-Brückenoszillator; und
- einem ersten Differentialverstärker, der von einem nicht verstimmten Signal gesteuert wird, das von dem Wien-Brückenoszillator abgegriffen wird, wobei der erste Differentialverstärker ein verstärktes nicht verstimmtes Signal ausgibt; und
- einem zweiten Differentialverstärker, der von einem verstimmten Signal gesteuert wird, das von dem Wien-Brückenoszillator abgegriffen wird, wobei der zweite Differentialverstärker ein verstärktes verstimmtes Signal ausgibt; und
- einem Amplitudendetektor, der an die Summe des verstärkten nicht verstimmten Signals und des verstärkten verstimmten Signals gekoppelt ist, wobei der Amplitudendetektor dazu ausgelegt ist, einen Gewichtungsfaktor zum Steuern der Verstärkung in dem ersten und dem zweiten Differentialverstärker basierend auf der Summe von Signalen bereitzustellen.

Vorteilhaft weist die elektrische Schaltung des Weiteren auf:

- eine erste Stromquelle zum Versorgen des ersten Verstärkers, und
- eine zweite Stromquelle zum Versorgen des zweiten Differentialverstärkers,
- wobei die erste Stromquelle und die zweite Stromquelle von dem Gewichtungsfaktor gesteuert werden.

Vorteilhaft weist die elektrische Schaltung des Weiteren eine Gleichtaktsteuerung auf, die an die Summe des verstärkten nicht verstimmten Signals und des verstärkten verstimmten Signals gekoppelt wird, wobei die Gleichtaktsteuerung dazu ausgelegt ist, den Gleichtaktbetrieb des ersten und des zweiten Differentialverstärkers zu steuern.
Vorteilhaft weist die elektrische Schaltung des Weiteren einen Komparatorblock auf, der an die Summe des verstärkten nicht verstimmten Signals und des verstärkten verstimmten Signals gekoppelt wird.
Vorteilhaft weist die elektrische Schaltung des Weiteren einen Puffer auf, der an die Summe des verstärkten nicht verstimmten Signals und des verstärkten verstimmten Signals gekoppelt wird.
Gemäß einem Aspekt wird eine Einrichtung zum Erzeugen eines Taktsignals bereitgestellt, mit

- einem Wien-Brückenoszillator, und
- einer Einrichtung zum Abgreifen eines nicht verstimmten Signals von dem Wien-Brückenoszillator; und
- einer Einrichtung zum Abgreifen eines verstimmten Signals von dem Wien-Brückenoszillator; und
- einer Einrichtung zum Gewichten des verstimmten Signals; und
- einer Einrichtung zum Gewichten des nicht verstimmten Signals; und
- einer Einrichtung zum Rückkoppeln einer Summe des gewichteten nicht verstimmten Signals und des verstimmten Signals.

Vorteilhaft weist die Einrichtung des Weiteren eine Einrichtung zum Ermitteln einer Amplitude der Summe des gewichteten nicht verstimmten Signals und des verstimmten Signals auf.
Vorteilhaft weist die Einrichtung des Weiteren eine erste Stromquelle und eine zweite Stromquelle auf, wobei die erste Stromquelle die erste Einrichtung zum Gewichten des verstimmten Signals versorgt und die zweite Stromquelle die zweite Einrichtung zum Gewichten des nicht verstimmten Signals versorgt.
Vorteilhaft ist die erste Einrichtung zum Gewichten des nicht verstimmten Signals ein erster Differentialverstärker, und ist die zweite Einrichtung zum Gewichten des verstimmten Signals ein zweiter Differentialverstärker, und die des Weiteren eine Gleichtaktsteuerung zum Steuern der Gleichtaktausgangspannung des ersten und des zweiten Differentialverstärkers aufweist, wobei die Gleichtaktsteuerung an die Summe des gewichteten nicht verstimmten Signals und des verstimmten Signals gekoppelt wird.
Vorteilhaft weist die Einrichtung des Weiteren eine Einrichtung zum Zwischenspeichern der Summe des gewichteten nicht verstimmten Signals und des verstimmten Signals auf.
Gemäß einem Aspekt wird ein Verfahren bereitgestellt zum Erzeugen eines Taktsignals, das die folgenden Schritte umfasst:

- Abgreifen eines nicht verstimmten Schwingungssignals von einem Wien-Brückenoszillator; und
- Abgreifen eines verstimmten Schwingungssignals von dem Wien-Brückenoszillator; und
- Gewichten des nicht verstimmten Schwingungssignals; und
- Gewichten des verstimmten Schwingungssignals; und
- Rückkoppeln einer Summe des gewichteten nicht verstimmten Signals und des gewichteten verstimmten Signals an den Wien-Brückenoszillator.

Vorteilhaft umfasst das Verfahren des Weiteren den Schritt des Bestimmens einer Amplitude der Summe des gewichteten nicht verstimmten Signals und des gewichteten verstimmten Signals, wobei das Gewichten des nicht verstimmten Schwingungssignals und das Gewichten des verstimmten Schwingungssignals auf der bestimmten Amplitude basiert.
Vorteilhaft umfasst das Verfahren des Weiteren den Schritt des Zwischenspeicherns der Summe des gewichteten nicht verstimmten Signals und des gewichteten verstimmten Signals.
Vorteilhaft umfasst das Verfahren des Weiteren den Schritt des Bestimmens des Gleichtaktbetriebs des Gewichtens des nicht verstimmten Schwingungssignals und des Gewichtens des verstimmten Schwingungssignals.
Vorteilhaft umfasst das Verfahren des Weiteren den Schritt des Lieferns der Summe des gewichteten nicht verstimmten Signals und des gewichteten verstimmten Signals an einen Komparator zum Erzeugen eines Taktsignals.
Figurenliste
Die vorliegende Erfindung wird durch die untenstehende detaillierte Beschreibung und durch die beigefügten Zeichnungen der Erfindung besser verstanden werden, welche jedoch nicht als die Erfindung auf die spezifischen Ausführungsformen beschränkend zu verstehen sind, sondern nur zu Zwecken der Erläuterung und des Verständnisses dienen, und in denen

1 ein Blockschema eines Wien-Brückenoszillators zeigt;
2 eine Frequenzantwort von Amplitude (Größe), von Phasenverschiebung (Phase) und des Verhältnisses von Phasenverschiebung und Verstimmung eines Wien-Brückenoszillators zeigt;
3 ein Schema einer Rückkopplungsschleife zeigt;
4 eine Oszillatorschaltung zeigt, die eine Wienbrücke aufweist;
5 eine alternative Oszillatorschaltung mit einer Wienbrücke zeigt;
6 eine Gleichtaktsteuerung für Differentialverstärker zeigt;
7 eine Schaltung zeigt, die einen Amplitudendetektor aufweist.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
4 zeigt ein Schema einer Oszillatorschaltung 400, die eine Wienbrücke 420 aufweist, welche eine Oszillatorspannung Vosc ausgibt, die an einen Komparator 410 gekoppelt wird, welcher seinen Ausgang in Abhängigkeit von Vosc umschaltet und so ein Taktsignal Vclk ausgibt.
Mit dem Bezugszeichen 420 ist eine Wienbrücke bezeichnet, die als Resonator fungiert. Die Wienbrücke weist in einem Pfad, d.h. auf der linken Seite, eine Reihe von Widerstand R1 und Kondensator C1 auf, die mit einer parallelen Anordnung von C2 und R2 in Reihe sind. Der andere Pfad, d.h. auf der rechten Seite der Wienbrücke, weist einen ersten Ohmschen Widerstand R3 auf, der mit den Ohmschen Widerständen R4, R5 in Reihe ist.
Bei einer nicht einschränkenden Ausführungsform können die Schaltungskomponenten dimensioniert sein als

Widerstände: R1=R2=R=50kΩ, R3=250 kΩ , R4=5kΩ, R5=120kΩ
Kondensatoren: C1=C2=C=5pF
Resonanzfrequenz fosc_ideal=1/(2·π·R·C)≈125kHz
Verstimmungswerte ε1=1/8, ε2=0
Vorstrom Ib=7,5µA

Bei der gezeigten Schaltung wird die Implementierung des Verstärkens und des Hinzufügens der Signale differentiell implementiert, da Differentialschaltungen grundsätzlich weniger empfindlich gegenüber Schwankungen der Versorgungsspannung sind, als Eintaktimplementierungen. Des Weiteren gibt es, auch durch die voll differentielle Implementierung unter Verwendung von zwei Transistorpaaren verursacht, annähernd keine zusätzliche Temperaturdrift aufgrund der Amplitudenstabilisierung. Beide Aspekte sind bei integrierten Schaltungen von besonderem Vorteil.
Wie oben erläutert, muss verhindert werden, dass die Schwingungsfrequenz in der Wienbrücke genau mit der Resonanzfrequenz der Schaltung übereinstimmt, weil dann die Spannung zwischen den Abgriffen des Pfads, der mit dem Komparator verbunden ist, auf null fallen würde. Folglich wäre das Barkhausen-Kriterium 1 nicht erfüllt. Daher muss das an die Wienbrücke gekoppelte Rückkopplungssignal eine ausreichende Verstimmung der Schwingungsfrequenz bewirken.
Dies wird erreicht, indem ein Rückkopplungssignal an die Wienbrücke gekoppelt wird, das einen gewichteten und verstärkten verstimmten Signalabschnitt und einen gewichteten nicht verstimmten Signalabschnitt aufweist, wobei die Gewichtung dieser beiden Abschnitte von der Amplitude der Oszillatorspannung Vosc abhängt. Der verstimmte Signalabschnitt kann auf der Spannung Vfbl basieren, die eine Nicht-Null-Verstimmung von beispielsweise ε = 1/8 zeigt, und die von der Wienbrücke zwischen den Widerständen R4 und R5, wie in der Figur dargestellt, abgegriffen werden kann. Der nicht verstimmte Signalabschnitt, d.h. der Signalabschnitt, der eine Verstimmung von ε = 0 zeigt, kann auf der Spannung Vfb2 basieren.
Zum Verstärken der Oszillatorspannung Vfbl weist die Schaltung eine erste Verstärkungseinrichtung 430-1 auf, die in der dargestellten Ausführungsform durch einen Differentialverstärker implementiert werden kann, der ein Paar von Transistoren aufweist, das von der Spannung Vfbl gesteuert wird. Ähnlich weist zum Verstärken der Oszillatorspannung Vfb2 die Schaltung eine zweite Verstärkungseinrichtung 44-2 auf, die in der gezeigten Ausführungsform durch einen Differentialverstärker implementiert wird, der ein weiteres Paar von Transistoren aufweist. Es wird angemerkt, dass jede geeignete Verstärkungseinrichtung zum Verstärken der Spannungen hier als Ersatz für die Differentialverstärker, die die Transistoren aufweisen, verwendet werden kann. Die offenbarte Erfindung soll in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt werden. Des Weiteren können, wenn die Verstärkereinrichtungen durch Differentialverstärker implementiert werden, die Differentialverstärker unter Verwendung jeder geeigneten Schaltung implementiert werden, sollen jedoch nicht auf die gezeigte Schaltung, die auf P-MOS-Transistoren basiert, beschränkt sein.
Die erste Verstärkungseinrichtung 430-1 gibt demgemäß eine verstärkte Spannung Vfbl aus, und die zweite Verstärkungseinrichtung 430-2 gibt eine verstärkte Spannung Vfb2 aus. Die Ausgangssignale der ersten und zweiten Verstärkungseinrichtungen werden addiert, was bei dieser Ausführungsform durch das Verbinden der Drains der Transistoren der Differentialverstärker erzielt wird. Das resultierende Signal kann dann an eine Pufferstufe 440 weitergeleitet werden, die das resultierende Signal, z.B. die Oszillatorspannung Vosc, verstärkt und an den Komparator 410 koppelt. Die Pufferstufe 440 entkoppelt den Hochimpedanzausgang des Verstärkers von der Wienbrücke und hat typischerweise eine Verstärkung von 1.
Die erste Verstärkungseinrichtung 430-1 wird durch eine erste Stromquelle 450-1 versorgt, welche einen Anteil (1 - k) einer Vorspannung I_b , d.h. einen Anteil (1 - k)·I_b, für die erste Verstärkungseinrichtung 430-1 bereitstellt, wobei k mit 0 ≤ k ≤ 1 ein Gewichtungsfaktor ist. Die zweite Verstärkungseinrichtung 430-2 wird durch eine zweite Stromquelle 450-2 versorgt, die einen Anteil k mit 0 ≤ k ≤ 1 der Vorspannung I_b , d.h. k·I_b, für die zweite Verstärkungseinrichtung 430-2 bereitstellt. Demgemäß nimmt mit fallendem k der Anteil der Vorspannung I_b , die von der ersten Stromquelle 450-1 an den ersten Differentialverstärker 430-1 geliefert wird, zu, und der Anteil der Vorspannung, der von der zweiten Stromquelle 450-2 an den zweiten Differentialverstärker geliefert wird, nimmt ab. Folglich wird für ein kleines k, d.h. für 0 ≤ k < 1/2, das verstimmte Signal Vfb1 mehr verstärkt, als das nicht verstimmte Signal Vfb2. Umgekehrt nimmt bei steigendem k der Anteil des Vorstroms I_b , der von der zweiten Stromquelle 450-2 an den zweiten Differentialverstärker geliefert wird, zu, und der Anteil des Vorstroms I_b , der von der ersten Stromquelle 450-1 geliefert wird, nimmt ab. Damit wird für ein großes k, d.h. für 1/2 < k < 1, das nicht verstimmte Signal Vfb2 mehr verstärkt, als das verstimmte Signal Vfb1. So kann durch Steuern des Werts von k die Mischung des addierten Signals bzw. die von dem ersten und dem zweiten Differentialverstärker bewirkte Verstärkung gesteuert werden, und folglich kann das Verhältnis des verstärkten verstimmten Signalabschnitts wie durch den ersten Differentialverstärker 430-1 ausgegeben, zu dem verstärkten nicht verstimmten Signalabschnitt in dem resultierenden Signal, das an den Puffer 440 geliefert wird, gesteuert werden.
Die resultierende effektive Verstimmung ε_eff kann berechnet werden als $ε_{e f f} = \frac{ε 1 \cdot g m 1 (3 + ε 2) + ε 2 \cdot g m 2 (3 + ε 1)}{g m 1 (3 + ε 2) + g m 2 (3 + ε 1)}$
Wenn Differentialverstärker identische Ausmaße haben, d.h. identische Verstärkung aufweisen, beträgt die Verstärkung gm1=gm_max·(1-k) und gm2= gm_max·(1-k). Wie oben erwähnt, kann der Gewichtungsfaktor k Werte im Bereich von 0 ≤ k ≤ 1 annehmen. Um die Verstimmung von Vosc zu steigern, muss die Verstärkung des Verstimmungssignalabschnitts Vfbl erhöht werden und die Verstärkung des nicht verstimmten Signalabschnitts Vfb2 muss entsprechend verringert werden, d.h. k muss kleiner werden. Umgekehrt, d.h. um die Verstimmung von Vosc zu verringern, kann die Verstärkung des verstimmten Signals Vfb1 reduziert werden und die Verstärkung des nicht verstimmten Signals Vfb2 kann erhöht werden, was durch Vergrößern des Werts des Gewichtungsfaktors k erreicht werden kann. Demgemäß kann eine maximale Verstimmung erreicht werden, indem der Gewichtungsfaktor k auf null gesetzt wird, und eine minimale Verstimmung kann erreicht werden, indem der Gewichtungsfaktor k auf 1 gesetzt wird.
Auf diese Weise kann die Verstimmung der Spannung Vosc durch Einstellen des Gewichtungsparameters k gesteuert werden. Da die Verstimmung mit der Amplitude der Spannung Vosc korreliert, dient die Verstimmung als Mittel zum Steuern von Vosc, so dass dessen Amplitude den Komparator 410 ansteuert.
Der Gewichtungsfaktor k wird durch den Amplitudendetektor 460 gesteuert, der die Spannung Vosc als Eingangssignal nimmt. Durch Vergleichen der Amplitude von Vosc mit einem vordefinierten Schwellenwert kann der Amplitudendetektor 460 den Gewichtungsfaktor k einstellen. Wenn der Amplitudendetektor 460 ermittelt, dass die Spannungsamplitude von Vosc weit über dem vorgegebenen Schwellenwert liegt, kann er den Gewichtungsfaktor k auf einen Wert von 1/2 < k < 1 setzen, um die Verstimmung zu verringern und somit die Amplitude von Vosc zu reduzieren, um eine überschießende Spannung Vosc zu verhindern. Umgekehrt kann der Amplitudendetektor 460, wenn er eine Situation ermittelt, in der die Amplitude von Vosc unter dem vorgegebenen Schwellenwert liegt, den Gewichtungsfaktor k auf einem Wert von 0 < k < 1/2 setzen, um die Verstärkung des verstimmten Signals Vfbl zu erhöhen, indem die Amplitude der Vorspannung I_b erhöht wird. Wie in 4 gezeigt ist, wird der Gewichtungsfaktor k als Steuersignal mit der zweiten Stromquelle 450-2 verbunden, und (1-k) wird als Steuerwert an die Stromquelle 450-1 gekoppelt. Bei einer Ausführungsform kann der Gewichtungsfaktor k bzw. (1-k) als Steuerspannung zum Steuern der Stromquellen 450-2 bzw. 450-1 implementiert werden.
Auf diese Weise, d.h. durch Überwachen der Amplitude der Spannung Vosc, kann der Amplitudendetektor 460 den Gewichtungsfaktor k entsprechend einstellen und kann somit die Amplitude von Vosc in einen gewünschten Bereich steuern.
Bei Betriebsbeginn der Schaltung, d.h. wenn keine Schwingung vorliegt, wird der Wert des Gewichtungsfaktors k auf einen Wert von k=0 gesetzt, um eine maximale Verstimmung der Schaltung zu erreichen, um die Schwingung zu starten. Die Vorspannung I_b fließt in dieser Situation demgemäß gänzlich durch den Differentialverstärker 450-1, wodurch eine maximale Verstärkung von Vfb1 bereitgestellt wird. Dann kann, sobald die Schwingung begonnen hat und die Amplitude von Vosc einen vordefinierten Pegel erreicht hat, der Amplitudendetektor 460 einen Anteil des Vorstroms I_b an den Differentialverstärker 450-2 liefern, indem der Wert des Gewichtungsfaktors k auf einen Wert über Null erhöht wird. Durch Steigern der Verstärkung der nicht verstimmten Spannung Vfb2, d.h. Reduzieren der verstimmten Spannung Vfb1 in demselben Umfang, wird die Verstimmung von Vosc reduziert.
Die effektive Verstimmung, die den Gewichtungsfaktor k in Betracht zieht, kann beschrieben werden durch $ε_{e f f} (k) = \frac{3 \cdot ε 1 \cdot (1 - k) + 3 \cdot ε 2 \cdot k + ε 1 \cdot ε 2}{3 + ε 1 \cdot k + ε 2 (1 - k)}$
Für $ε 2 = 0 folgt ε_{e f f} (k) = \frac{3 \cdot ε 1 \cdot (1 - k)}{3 + ε l \cdot l} .$
Für k = 1/2 ist der Vorstrom, der durch den ersten Differentialverstärker 450-1 fließt, gleich dem, der durch den zweiten Differentialverstärker 450-2 fließt, so dass die resultierende effektive Verstimmung $ε_{e f f} (k = \frac{1}{2}) = \frac{3 \cdot ε 1}{6 + ε 1} \approx \frac{1}{2} ε 1$
ist.
Die in 4 dargestellte Schaltung weist des Weiteren eine Gleichtaktsteuerung 470 zum Steuern des Gleichtaktbetriebs des ersten bzw. zweiten Differentialverstärkers 450-1 bzw. 450-2 auf. Diese Gleichtaktsteuerung 470 nimmt die Spannung Vosc als Eingang und steuert mittels der Stromquellen 480-1 und 408-2 den Gleichtaktbetrieb der Transistoren in dem ersten und zweiten Differentialverstärker 450-1, 450-2. Zusätzlich zum Steuern der Stromquellen 480-1, 480-2 liefert die Gleichtaktsteuerung 470 ein Steuersignal, d.h. die Gleichtaktspannung, an die Amplitudendetektoreinrichtung 460, wie durch die Pfeilverbindung angedeutet ist.
Es wird angemerkt, dass die Widerstände 480-1 bzw. 480-2 den Drain-Source-Widerstand der in den Stromquellen 480-1 bzw. 480-2 verwendeten Transistoren reflektieren.
Bei einer alternativen Ausführungsform, d.h. einer Alternative zum Betreiben des Wien-Brückenoszillators mit einer variablen Verstimmungs- und Amplitudensteuerung, kann die Wienbrücke mit konstanter Verstimmung betrieben werden, sobald der Oszillator mit dem Schwingen begonnen hat. Insbesondere dieser Ansatz kann für Referenztaktsignalgeneratoren von Vorteil sein, weil eine zusätzliche Temperaturdrift durch Änderungen von Komponenten in der Amplitudensteuerschaltung verursacht werden könnte, die die Temperaturdrift der passiven Komponenten in der Wienbrücke selbst vergrößern kann. Bei einer Ausführungsform wurde ein Wien-Brückenoszillator verwirklicht, der eine konstante Verstimmung von ε = 1/15 aufweist. Messergebnisse zeigen, dass diese ziemlich exakt mit der Simulation übereinstimmt. Die Temperaturdrift der Schwingungsfrequenz vergrößert die spezifizierte Temperaturdrift der Widerstände in der Wienbrücke nicht. Da die Schwingungsamplitude, d.h. die Spannungsamplitude, nicht gesteuert wird, variiert diese Spannungsamplitude bei dieser Alternative in Abhängigkeit von den Prozessparametern und der Temperatur stark. Dies ist jedoch kein größerer Nachteil, wenn der Oszillator zum Erzeugen eines Referenztaktsignals verwendet wird. Außerdem bewirkt die eingesetzte Verstärkerschaltung eine Verringerung der Verstärkung, wenn die Schwingungsamplitude steigt, und verursacht so eine Begrenzung der Amplitude. Ein potenziell kritischer Punkt beim Betreiben der Schaltung ist die Bedingung zum Starten der Schwingung, d.h. beim Starten der Schaltung. Wenn die Verstimmung zu gering ist, gibt es keine Schwingung. Um eine optimale Einstellung der Verstimmung zu erzielen, kann die Verstimmung digital programmierbar implementiert werden, und der Amplitudendetektor kann zum Bestimmen der Einstellung verwendet werden, was verursacht, dass der Oszillator sicher mit dem Schwingen beginnt. Wie in 5 dargestellt ist, kann die digital programmierbare Verstimmung unter Verwendung des oben beschriebenen Verfahrens des gewichteten Addierens von Rückkopplungssignalen implementiert werden, wobei bei der Wienbrücke auch keine MOS-Switches erforderlich sind, welche einen Einfluss auf die Frequenzstabilität haben können.
Es wird angemerkt, dass in 5 Komponenten, die identisch in der in 4 gezeigten Anordnung vorhanden sind, mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Die jeweilige Beschreibung von obigen Komponenten trifft entsprechend zu.
Die in 5 dargestellte Schaltung 500 unterscheidet sich von derjenigen von 4 dadurch, dass der Amplitudendetektor 460 den Gewichtungsfaktor k nicht direkt steuert, sondern ein Ermittlungssignal 520 bereitstellt, das die Amplitude der Oszillatorspannung Vosc angibt. Basierend auf dem Ermittlungssignal 520 wird ein digitales Auswahlsignal k_sel an den programmierbaren Verstimmungsblock 510 geliefert. In Abhängigkeit von dem gelieferten Auswahlsignal k_sel stellt der Block 510 entweder einen Gewichtungsfaktor von k=0 oder k annähernd Null bereit, um die Schwingung zu steigern oder auszulösen. Insbesondere beim Starten der Schaltung, d.h. wenn keine Anfangsschwingung vorliegt und der Amplitudendetektor 460 ein entsprechendes Signal bereitstellt, das keine oder eine ungenügende Schwingungsamplitude anzeigt, kann die programmierbare Verstimmung einen Gewichtungsfaktor von k gleich Null bereitstellen, um die Schwingung auszulösen. Sobald die Schwingung startet und der Amplitudendetektor 460 ermittelt, dass eine vorgegebene Amplitudenschwelle durch die Schwingung überschritten worden ist, und somit ein entsprechendes Ermittlungssignal 520 ausgibt, kann ein Auswahlsignal k_sel an den programmierbaren Verstimmungsblock 510 geliefert werden, um den Block 510 zu steuern, um einen konstanten Gewichtungsfaktor k bereitzustellen, der groß genug ist, um die Schwingung wenigstens aufrecht zu erhalten. Auf diese Weise kann ein Gewichtungsfaktor k bereitgestellt werden, der eine konstante Verstimmung reflektiert, um die Schwingung aufrecht zu erhalten.
Angesichts der oben genannten Erfordernisse an den Verstärker, d.h. geringe Phasenverschiebung, hohe Verstärkung und geringer Stromverbrauch vorzugsweise unter 30 µA, wird in einer Ausführungsform eine vergleichsweise niedrige Grund-, d.h. Resonanzfrequenz, des Wien-Brückenoszillators von 125kHz gewählt. Höhere Frequenzen, zum Beispiel Systemtaktfrequenzen, z.B. um 40 MHz herum, wie sie bei vielen integrierten Schaltungen verwendet werden, können durch Einsetzen von Frequenzsynthetisierer-Phasenregelschleifen werden.
Zur Vervollständigung zeigt die Schaltung 600 von 6 eine Ausführungsform einer Gleichtaktsteuerung 610, um geeignete Betriebsbedingungen für die Differentialverstärker 430-1 und 430-2 bereitzustellen und die Spannungen Vo_p und Vo_m in dem gewünschten Bereich zu halten.
Der Stromspiegel 620, der Teil der Gleichtaktsteuerung bildet, liefert einen Strom, der proportional zu der ausgegebenen Gleichtaktspannung Vcm ist, nämlich Vcm=Vo_p + Vo_m. Nach dem Ausgleich muss dieser Strom dem Strom Ib entsprechen. Wenn Vcm steigt, steigt der Strom im Stromspiegel und die Spannung an den Knoten g_p und g_m fällt entsprechend. Die Sourcefolger M7/M8 übertragen den Spannungsabfall pegelverschoben an die Ausgänge Vo_p und Vo_m und wirken somit einer Erhöhung der Gleichtaktausgangsspannung entgegen. Der Wert von Vcm kann durch Dimensionieren der Transistoren M3-M6 und der Widerstände R7-R8 eingestellt werden.
Bei der gezeigten Ausführungsform wird die Gleichtaktausgangsspannung Vcm durch einen Spannungsteiler eingestellt, der die Transistoren M1 und M2 aufweist, welche aufgrund ihres langen Kanals ungefähr wie hochohmige Widerstände arbeiten.
7 zeigt eine Schaltung 700, die eine Ausführungsform eines Amplitudendetektors 710 aufweist. Die Amplitudendetektorschaltung 710 vergleicht die Spannungen Vo_p und Vo_m mit der Gleichtaktspannung Vcm. Wenn die Spannungen die Schwellenspannungen der Transistoren 720-1 und 720-2 übersteigen, fließt ein Ladungsstrom in den Kondensator Cad 730. Die Verstimmungssteuerung tritt in Kraft, wenn der gemittelte mittlere Ladungsstrom denjenigen des Entladungsstroms über den Transistor 740 überschreitet. Es wird angemerkt, dass der Transistor 740 annähernd als hochohmiger Widerstand arbeitet. In diesem Fall übersteigt die Spannung des Kondensators 730 die Schwellenspannung des Transistors 750, was zu einem Strom durch den Widerstand Rk 760 führt. Eine Spannungssteigerung über dem Widerstand Rk bewirkt eine Steigerung des Stromanteils des Vorstroms Ib, der durch den Transistor M7 und durch das Differentialpaar gm2 fließt. Solange die Amplitude unter dem Schwellenwert bleibt, fließt nahezu der gesamte Strom Ib durch den Transistor 770 und das Differentialpaar 430-2, weil der Transistor 770 zehnmal größer ist, als der Transistor 780, was zu einer höheren Verstimmung ε1 führt. Entsprechend, je höher die Amplituden von Vo_p und Vo_m sind, desto größer ist der Anteil des Vorstroms, der durch das Differentialpaar 430-1 fließt, wodurch eine Verringerung der Verstimmung verursacht wird.
Während für den Fachmann auf dem Gebiet nach dem Lesen der vorstehenden Beschreibung viele Änderungen und Modifikationen der vorliegenden Erfindung vorstellbar sind, ist es selbstverständlich, dass alle bestimmten Ausführungsformen, die erläuternd gezeigt und beschrieben worden sind, keinesfalls dazu vorgesehen sind, den Umfang der Ansprüche einzuschränken, die selbst nur diejenigen Merkmale angeben, die als erfindungswesentlich angesehen werden.

Claims

Oszillatorschaltung (400; 500) mit: einer Wienbrücke, wobei die Wienbrücke einen ersten Zweig mit einer Vielzahl von in Reihe geschalteten Widerständen (R3, R4, R5) und einen zweiten Zweig mit Widerständen (Rl, R2) und Kondensatoren (C1, C2) aufweist, wobei ein erster Rückkopplungssignalabschnitt mit null Verstimmung basierend auf einem Signal an einem ersten Knoten des ersten Zweiges und ein zweiter Rückkopplungssignalabschnitt, der Verstimmung aufweist, basierend auf einem Signal an einem zweiten Knoten des ersten Zweiges als Rückkopplungssignal an die Wienbrücke gekoppelt werden, einem ersten Differentialverstärker (430-1) für gewichtete Verstärkung des ersten Rückkopplungssignalabschnitts, einem zweiten Differentialverstärker (430-2) für die gewichtete Verstärkung des zweiten Rückkopplungssignalabschnitts, und einem Amplitudendetektionsblock (460) zum Ermitteln der Schwingungsamplitude und zum Steuern des Gewichtungsfaktors aufweist.
Oszillatorschaltung (400; 500) nach Anspruch 1, wobei der erste Rückkopplungssignalabschnitt und der zweite Rückkopplungssignalabschnitt gewichtet werden, bevor sie an die Wienbrücke gekoppelt werden.
Oszillatorschaltung (400; 500) nach Anspruch 2, wobei der erste Differentialverstärker (430-1) von einer ersten Stromquelle (450-1) versorgt wird und der zweite Differentialverstärker (430-2) von einer entsprechenden zweiten Stromquelle (450-2) versorgt wird, und wobei die erste und die zweite Stromquelle (450-1, 450-2) von dem Gewichtungsfaktor gesteuert werden, der von dem Amplitudendetektionsblock (460) bereitgestellt wird.
Elektrische Schaltung zum Erzeugen eines Taktsignals, mit - einem Wien-Brückenoszillator; und - einem ersten Differentialverstärker (430-1), der von einem nicht verstimmten Signal gesteuert wird, das von dem Wien-Brückenoszillator abgegriffen wird, wobei der erste Differentialverstärker (430-1) ein verstärktes nicht verstimmtes Signal ausgibt; und - einem zweiten Differentialverstärker (430-2), der von einem verstimmten Signal gesteuert wird, das von dem Wien-Brückenoszillator abgegriffen wird, wobei der zweite Differentialverstärker (430-2) ein verstärktes verstimmtes Signal ausgibt; und - einem Amplitudendetektor, der an die Summe des verstärkten nicht verstimmten Signals und des verstärkten verstimmten Signals gekoppelt ist, wobei der Amplitudendetektor dazu ausgelegt ist, einen Gewichtungsfaktor zum Steuern der Verstärkung in dem ersten und dem zweiten Differentialverstärker (430-1, 430-2) basierend auf der Summe von Signalen bereitzustellen.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 4, die des Weiteren aufweist - eine erste Stromquelle (450-1) zum Versorgen des ersten Verstärkers, und - eine zweite Stromquelle (450-2) zum Versorgen des zweiten Differentialverstärkers (430-2), - wobei die erste Stromquelle (450-1) und die zweite Stromquelle (450-2) von dem Gewichtungsfaktor gesteuert werden.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 4, die des Weiteren eine Gleichtaktsteuerung aufweist, die an die Summe des verstärkten nicht verstimmten Signals und des verstärkten verstimmten Signals gekoppelt wird, wobei die Gleichtaktsteuerung dazu ausgelegt ist, den Gleichtaktbetrieb des ersten und des zweiten Differentialverstärkers (430-1, 430-2) zu steuern.
Einrichtung zum Erzeugen eines Taktsignals, mit - einem Wien-Brückenoszillator; - Mitteln zum Abgreifen eines nicht verstimmten Signals von dem Wien-Brückenoszillator; - Mitteln zum Abgreifen eines verstimmten Signals von dem Wien-Brückenoszillator; - Mitteln zum Gewichten des verstimmten Signals; - Mitteln zum Gewichten des nicht verstimmten Signals; und - Mitteln zum Rückkoppeln einer Summe des gewichteten nicht verstimmten Signals und des verstimmten Signals.
Verfahren zum Erzeugen eines Taktsignals, das die folgenden Schritte umfasst: - Abgreifen eines nicht bzw. wenig verstimmten Schwingungssignals von einem Wien-Brückenoszillator; und - Abgreifen eines verstimmten bzw. mehr verstimmten Schwingungssignals von dem Wien-Brückenoszillator; und - Gewichten des nicht verstimmten bzw. wenig verstimmten Schwingungssignals; und - Gewichten des verstimmten bzw. mehr verstimmten Schwingungssignals; und - Rückkoppeln einer Summe des gewichteten nicht verstimmten bzw. wenig verstimmten Signals und des gewichteten verstimmten bzw. mehr verstimmten Signals an den Wien-Brückenoszillator.