DE102009033073B4

DE102009033073B4 - Verfahren und Schaltung zum Schützen eines Mosfet

Info

Publication number: DE102009033073B4
Application number: DE102009033073A
Authority: DE
Inventors: Dr. Deml Christoph
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2008-07-15
Filing date: 2009-07-03
Publication date: 2012-04-19
Anticipated expiration: 2029-07-04
Also published as: US8040651B2; DE102009033073A1; US20100014204A1

Abstract

Integrierte Schaltung, die einen MOSFET und eine Unterschaltung zum Steuern des MOSFET aufweist, wobei die Unterschaltung aufweist: einen Kondensator, der parallel zu einer Reihe von nC Dioden geschaltet ist, wobei nC eine ganze Zahl und nC ≥ 1 ist, eine Einrichtung zum Bereitstellen eines Stroms, der proportional zu einem Strom ist, der durch den MOSFET fließt, eine Reihe von nD Dioden, in dien MOSFET ist, eingespeist wird, wobei nD eine ganze Zahl und nD ≥ 1 ist, und einen Komparator, der die Spannungen über der Reihe von nC Dioden und über der Reihe von nD Dioden vergleicht.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet elektrischer Schaltungen mit Transistoren. Insbesondere beschreibt die Erfindung ein Verfahren und entsprechende Schaltungen zum Schützen von MOSFETs, die als Schalter eingesetzt werden, vor Überlastung, wenn eine verbundene Induktivität abgeschaltet wird.
Es ist bekannt, dass Transistoren in elektrischen Schaltungen als Schalter eingesetzt werden können, wobei der Transistor entweder leitend oder nichtleitend sein kann. Ein Transistor, z. B. ein Leistungs-MOSFET, kann somit als Schalter zum Koppeln einer elektrischen Last an eine elektrische Energiequelle verwendet werden.
Beim Schalten des Transistors in den leitenden Zustand wird die elektrische Last an die Energiequelle gekoppelt und ein Strom fließt durch den Transistor zu der Last. Ähnlich kann beim Abschalten eines Transistors, d. h. beim Schalten des Transistors von dem leitenden in den nichtleitenden Zustand, die elektrische Last, insbesondere, wenn sie einen Induktor aufweist, die gespeicherte Energie entladen, wodurch eine Leistungsspitze in dem Transistor beim Abschalten verursacht wird. Bei herkömmlichen Schaltungen kann ein Transistor einfach so ausgestaltet sein, dass er den Strom aushält, d. h. die Ausmaße des Transistors werden so gewählt, dass der Strom unter normalen Betriebsbedingungen den Transistor nicht überlastet.
Für stärkere Ströme können eine Vielzahl von Transistoren parallel geschaltet werden, so dass jeder der Vielzahl von Transistoren nur einen Teil des Gesamtstroms trägt. Obwohl der Strom in diesem Fall über die Vielzahl von parallelen Transistoren verteilt wird, ist jeder der Vielzahl von Transistoren so ausgestaltet, dass er nur einen Teil des Gesamtstroms trägt. Das Problem der Überlastung bleibt somit für jeden Transistor bestehen.
Die Betriebsbedingungen können jedoch vom Normalbetrieb, für den der Transistor ausgelegt ist, abweichen, und ein stärkerer Strom kann durch einen Transistor fließen. Im Falle eines Kurzschlusses auf der Lastseite des Transistors kann beispielsweise ein ungewöhnlich starker Strom fließen, der eine Stromdichte in dem Transistor verursacht, die den erlaubten Bereich übersteigt.
Ein Strom, der eine Stromdichte verursacht, die den erlaubten Bereich übersteigt, kann den Transistor durch Erhitzen der Halbleiterstruktur zerstören, so dass der Transistor in seinem leitenden Zustand gesperrt ist und durch Anlegen einer entsprechenden Gate-Spannung nicht abgeschaltet werden kann. In diesem Fall ist der Transistor zerstört.
Daher sollte ein Transistor, der als Leistungsschalter betrieben wird, vor Überlastungsbetriebsbedingungen geschützt werden. Bei herkömmlichen Schaltungen werden Transistoren entweder durch Erhöhen des Widerstands in der Schaltung geschützt, beispielsweise durch Steuern der Gate-Spannung, um den Widerstand des Transistors zu erhöhen und somit den Strom zu begrenzen, oder durch Abschalten des Transistors, falls ein gefühlter Strom ein vordefiniertes Maximum übersteigt.
Aus der DE 43 10 323 A1 ist ein Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit einem Transistor bekannt, wobei der Transistor in einen nichtleitenden Zustand geschaltet wird, wenn ein Strom durch den Transistor einen Schwellenwert übersteigt.
In der US 6 125 024 A ist ein extern programmierbarer Controller beschrieben, der als Überstrom-Schutz fungiert.
Bei vielen herkömmlichen Schaltungen wird die Stromgrenze zum Abschalten eines Transistors so definiert, dass sie für eine bestimmte Last statisch ist. Daher besteht ein Bedarf an einem verbesserten Verfahren und einer verbesserten Schaltung, die einen flexibleren Schutz für einen Transistor bereitstellen.
Die Erfindung löst dieses bzw. weitere Problems durch die Gegenstände der unabhängigen Ansprüche.
Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1a, 1b zeigen beispielhafte Schaltbilder, die einen Transistor als Schalter und eine induktive Last im Betrieb aufweisen;
2 zeigt beispielhaft den Strom durch einen Transistor und die entsprechende Erwärmung des Transistors;
3 zeigt beispielhaft die Beziehung von Induktivität und Strom beim An- und Abschalten des Stroms;
4 zeigt beispielhaft Stromkurven beim An- und Abschalten eines Transistors mit einer iriduktiven Last;
5 zeigt beispielhaft eine Stromgrenze und entsprechende Stromkurven;
6 zeigt beispielhaft die zeitliche Entwicklung von Stromgrenze und Strom durch einen Transistor im Betrieb;
7 zeigt beispielhaft eine schematische Schaltung zum Schützen eines Transistors;
8 zeigt beispielhaft ein Schaltbild, das Unterschaltungen zum Schützen eines Transistors aufweist;
9 zeigt beispielhaft eine Unterschaltung, die ein Referenzsignal bereitstellt;
10 zeigt beispielhaft die zeitliche Entwicklung eines Referenzsignals;
11 zeigt eine Schaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, die ein Referenzsignal bereitstellt;
12 zeigt eine Schaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zum Schützen eines Transistors.
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
In der folgenden Beschreibung sind zahlreiche spezifische Einzelheiten dargelegt, um ein profundes Verständnis der vorliegenden Erfindung zu ermöglichen. Es ist jedoch für den Fachmann offensichtlich, dass die vorliegende Erfindung ohne einige oder alle dieser spezifischen Einzelheiten praktiziert werden kann. Insbesondere können Funktionsblöcke zum Verarbeiten eines Signals in unterschiedlichen herkömmlichen Designs implementiert werden.
Obwohl die hier beschriebenen Beispiele sich insbesondere auf MOSFETs beziehen, die als Schalter eingesetzt werden, können das offenbarte Verfahren und die offenbarte Schaltung auch für Schaltungen angewendet werden, die einen beliebigen Transistor aufweisen, der als Leistungsschalter betrieben wird.
Die 1a und 1b zeigen eine Schaltung 100 mit einer Spannungsquelle 110, einem MOSFET 120 und einem Induktor 130.
In 1a wird der Leistungs-MOSFET 120 so gesteuert, dass er in den leitenden Zustand schaltet, d. h. im Falle eines N-MOSFET wird eine hohe Spannung an sein Gate angelegt, damit er leitend schaltet. Da angenommen wird, dass der Schalter ideal ist, das heißt, dass der Schalter keinen Widerstand hat, wird angenommen, dass die Spannung über dem MOSFET 120 Null ist, d. h. U_MOS = 0. Demgemäß fällt die Spannung U_b der Spannungsquelle 110 über dem Induktor 130 komplett ab. Die Spannungsquelle 110 kann eine Batterie sein. Sobald der Transistor leitend geschaltet ist, fließt Strom in der Schaltung und der Induktor 130 speichert Energie E gemäß E = 1/2·LI² wobei

L: die Induktivität des Induktors 130 und
I: der Strom durch den Induktor 130 ist.

Beim Schalten des MOSFET 120 von dem leitenden in den nichtleitenden Zustand „versucht” der Induktor 130, den Stromfluss durch ihn hindurch aufrecht zu erhalten und verursacht so, dass ein Strom durch die Schaltung und durch den MOSFET 120 fließt.
1b zeigt die Spannungen in der Schaltung 100, wobei der MOSFET 120 sofort nach Abschalten des Transistors abgeschaltet wird, d. h. unmittelbar nach Anlegen einer Null-Spannung an sein Gate. Der MOSFET 120 wird in 1b demgemäß durch seine parasitische Z-Diode repräsentiert, die aus dem pn-Übergang in dem MOSFET 120 resultiert. Bevor der MOSFET abgeschaltet wurde, hatte der Strom durch die Schaltung eine Amplitude größer Null erreicht, so dass der Induktor Energie speichert.
Bei Abschalten des MOSFET 120, d. h. beim Schalten in den nichtleitenden Zustand, entlädt sich die Energie in der Induktivität 130. Aufgrund der Natur der Z-Diode in dem MOSFET ist die Spannung über der Z-Diode 120 während des Entladevorgangs nahezu konstant, annähernd über der Durchschlagsspannung, und variiert aufgrund der Erwärmung der Diode, d. h. der Erwärmung des MOSFET, die aus der absorbierten Energie und der Stromdichte resultiert.
Die in der Induktivität 130 gespeicherte Energie entlädt sich in den MOSFET 120, wobei die Spannung über dem MOSFET in der Schaltung im Zeitablauf nahezu konstant ist. Der MOSFET 120 absorbiert somit die in der Induktivität 130 gespeicherte Energie sowie Energie von der Spannungsquelle 110. Die in dem MOSFET absorbierte Energie wird in Wärmeenergie umgewandelt. Der Prozess des Abschaltens des MOSFET auf diese Weise erwärmt den MOSFET 120, wobei der MOSFET zerstört wird, wenn der pn-Übergang in dem MOSFET eine Temperaturgrenze überschreitet. Das Erwärmen des pn-Übergangs in dem MOSFET auf eine Temperatur, die diese Grenze überschreitet, zerstört den Transistor, da das halbleitende Material dann an sich leitend werden kann, so dass der MOSFET nicht mehr abgeschaltet werden kann und somit nicht mehr steuerbar ist.
Das heißt, ausgehend von der maximalen erlaubten Temperatur T_j,0 von beispielsweise 150°C und angenommen, dass der MOSFET bei einer Temperatur von T_j,max von beispielsweise 400°C zerstört wird, kann der MOSFET durch den Abschaltevorgang um ΔT_max von 250°C erwärmt werden. Ein weiteres Erwärmen zerstört den MOSFET.
Während eine einzige Erwärmung, die die Maximaltemperatur von T_j,max übersteigt, den MOSFET zerstören kann, verursacht ein wiederholtes Erwärmen eine mechanische Belastung für die Struktur des MOSFET, da die unterschiedlichen Materialien, die in der Struktur des MOSFET kombiniert sind, verschiedene Ausdehnungskoeffizienten haben. Demgemäß dehnen sich die Materialien nicht gleich aus, so dass mechanische Belastung an den Grenzlinien verursacht wird. Obwohl auch diese mechanische Belastung den MOSFET bei wiederholtem Temperaturwechsel beschädigen kann, zerstört diese Wirkung den MOSFET normalerweise nicht sofort. Insbesondere sollte die Erwärmung so eingeschränkt werden, dass die mechanischen Wirkungen reversibel sind.
Wenn die Begrenzung der von dem MOSFET-Transistor absorbierten Energie in Betracht gezogen wird, sollte die Zeit, in der die Energie absorbiert wird, ebenfalls berücksichtigt werden. Wenn eine bestimmte Energiemenge in sehr kurzer Zeit absorbiert wird, erwärmt sich die Vorrichtung, d. h. der MOSFET, auf eine höhere Temperatur im Vergleich zu einer Situation, bei der dieselbe Energiemenge über einen längeren Zeitraum abgeleitet wird, was es der Vorrichtung ermöglicht, die Wärmeenergie zu zerstreuen. Insbesondere kann der hier betrachtete MOSFET die Wärmeenergie an seine Umgebung abgeben, z. B. an sein Gehäuse. Das heißt, dieselbe Energiemenge, die von dem MOSFET absorbiert wird, verursacht einen langsameren Temperaturanstieg, wenn die Energie über einen längeren Zeitraum absorbiert wird.
2 enthält eine Kurve 210, die den Strom durch einen MOSFET zeigt, und eine Kurve 220, die die resultierende Erwärmung eines MOSFET beim Abschalten des MOSFET bei einer Schaltung, wie sie in 1 dargestellt ist, zeigt. Es wird angemerkt, dass in der Figur die Temperaturskala auf der linken Seite des Koordinatensystems eingezeichnet ist und die Stromskala auf der rechten Seite.
Zum Berechnen der Kurven wurde angenommen, dass der Querschnittsbereich des MOSFET einen Bereich von A = 7 mm² hat, wobei die Spannung U_b der Spannungsquelle U_b = 12 V ist und der Induktor eine Induktivität von L = 16,5 μH hat, wobei die Spannung U_z über der parasitischen Z-Diode des MOSFET U_z = 45 V und konstant ist.
Die Stromkurve 210 zeigt, dass der Strom von einem Anfangswert I₀ = 200 A bei t = 0, d. h. am Beginn des Abschaltevorgangs, startet, und mit einer konstanten Geschwindigkeit bei t = τ = 50 μs auf Null sinkt. Die von der in dem MOSFET absorbierten Energie verursachte zusätzliche Erwärmung 220 startet bei 0 Kelvin und steigt schnell auf den Spitzenwert ΔT_max, und sinkt dann wegen der Wärmeabgabe in dem MOSFET. Es wird angemerkt, dass der Spitzenwert der Erwärmung erreicht wird, bevor der Strom 210 Null erreicht hat.
Ausgehend von der Spannung über dem Induktor, die gegeben ist als U_Z – U_b = L·dI/dt (1) wobei L die Induktivität ist, kann die Zeit t = τ berechnet werden als
wobei I₀ = 200 A der Anfangsstromwert bei t = 0 ist.
Ausgehend von einem vereinfachten, eindimensionalen Model für Wärmeableitung in der MOSFET-Vorrichtung, wobei die Wärmeenergie an ein Ende eines Halbleiterstabs unbegrenzter Länge gekoppelt ist, kann der maximale Temperaturanstieg ΔT_max an dem einen Ende bestimmt werden als
wobei A der Querschnittsbereich des pn-Übergangs in dem MOSFET ist und a der dynamische Wärmekoeffizient von Silizium, wobei a des Weiteren bestimmt werden kann als
wobei c die spezifische Wärmekapazität von Silizium ist, ρ die Dichte von Silizium, und λ_th der spezifische Wärmeableitungskoeffizient von Silizium.
Durch Ersetzen von τ in (3) wie in (2) bestimmt, findet man
Demgemäß findet man für ein gegebenes ΔT_max L ∝ I₀ ^–3, d. h. L ist proportional zu I₀ ^–3.
Unter Bezug auf 3 zeigen die Kurven den Stromfluss durch einen Induktor 130 beim Anschalten einer Schaltung, wie sie in 1 gezeigt ist, zu einem Zeitpunkt t = 0, d. h. beim Leitend-Schalten des MOSFET 120, und beim Abschalten der Schaltung, d. h. beim Nichtleitend-Schalten des MOSFET 120, zu einem späteren Zeitpunkt.
Die Kurve 310 zeigt den Stromfluss in der Schaltung, wobei der Induktor 130 in der Schaltung 100 eine Induktivitat von L = 3 μH hat. Zu dem Zeitpunkt t = 0 wird der Induktor durch Leitend-Schalten des MOSFET an die Spannungsquelle 110 gekoppelt. Demgemäß beginnt Strom durch die Schaltung zu fließen, wobei der Strom im Zeitverlauf linear ansteigt. Der MOSFET 120 wird dann zu einem Zeitpunkt t = T₁ nichtleitend geschaltet. Der Strom sinkt demgemäß im Zeitverlauf linear bis t = T₂ auf Null ab. Da der Strom durch den MOSFET fließt und eine Spannung von U_Z verursacht, die, wie oben erwähnt, konstant angenommen wird, kann die in dem MOSFET absorbierte Energie als Produkt der Spannung U_Z und des Stroms I in dem Zeitabschnitt von t = T₁ bis t = T₂ berechnet werden. Demgemäß ist die in dem MOSFET 120 absorbierte Energie proportional zu der Größe des schattierten Bereichs 320.
Die Kurve 330 zeigt das Stromprofil, wobei der Induktor 130 eine Induktivität von L = 6 μH hat. Aufgrund der höheren Induktivität steigt der Strom mit halber Geschwindigkeit an. Demgemäß beträgt zu einem Zeitpunkt t = T₁ der Stromwert von 330 die Hälfte des Werts der Kurve 310. Ähnlich nimmt der Strom 330 auch mit der Hälfte der Geschwindigkeit ab, wenn der MOSFET 120 zu dem Zeitpunkt t = T₃ abgeschaltet wird.
Der Zeitpunkt zum Abschalten des MOSFET 120, t = T₃, wird so gewählt, dass die durch die größere Induktivität abgeleitete Energie der der kleineren Induktivität gleicht. In der Figur ist dies dadurch gezeigt, dass der Bereich 340 ebenso groß ist wie der Bereich 320. Des Weiteren ist die Dauer des Abschaltevorgangs, d. h. der Zeitraum von t = T₃ bis t = T₄, länger, als der entsprechende Zeitraum zum Abschalten des Stroms 310. Demgemäß kann zum Absorbieren derselben Energiemenge der Induktor mit größerer Induktivität später abgeschaltet werden, und der Abschaltevorgang dauert länger. Aufgrund der längeren Dauer des Abschaltevorgangs wird der MOSFET weniger erwärmt, da aufgrund der längeren Dauer die Wärme mehr Zeit hat, von dem pn-Übergang in dem MOSFET abgeleitet zu werden.
Wenn man also die Wirkung betrachtet, dass während des Abschaltevorgangs die in dem MOSFET absorbierte Energie mehr Zeit hat, um abgeleitet zu werden, dann kann der Induktor mit größerer Induktivität noch später abgeschaltet werden, um eine gleiche Erwärmung des MOSFET zu bewirken. Dies ist in 4 gezeigt.
Das Diagramm 400 zeigt die Kurve 410, die das Stromprofil durch einen Induktor von L = 3 μH zeigt, und die gleich der Kurve 310 in 3 ist. Die Kurve 420 zeigt das Stromprofil durch einen Induktor mit einer Induktivität L = 6 μH. Hier ist t = T₃ so gewählt, dass das Abschalten des Induktors mit kleinerer Induktivität denselben Temperaturanstieg bewirkt wie das Abschalten des Induktors mit größerer Induktivität. Das heißt, durch die Wärmeableitung während des Abschaltevorgangs kann der Induktor mit größerer Induktivität wesentlich später abgeschaltet werden, als der Induktor mit kleinerer Induktivität, während dieselbe Erwärmung des MOSFET verursacht wird. Der Zeitpunkt t = T₃ in 4 ist demgemäß später, als der entsprechende Zeitpunkt in 3.
Des Weiteren leitet das Abschalten des Induktors mit höherer Induktivität mehr Energie in den MOSFET ab, als das Abschalten des Induktors mit kleinerer Induktivität. Dies ist durch die Größe des Bereichs 440 gezeigt, die proportional zu der abgeleiteten Energie ist und die Größe des Bereichs 430 übersteigt.
Unter Berücksichtigung, dass die Quellspannung U_b der Spannung über dem Induktor 130 gleicht, während der MOSFET angeschaltet ist, findet man zum Zeitpunkt des Abschaltens des MOSFET
wobei I₀ der Strom beim Schalten ist, und
t_E die Dauer der angeschalteten Phase.
Zum Entfernen des unbekannten Werts L aus der Gleichung (5) kann man L ersetzen durch
was resultiert in
Ausgehend von der Gleichung (8) kann der Strom I₀ bestimmt werden als
Unter Annahme einer vordefinierten maximalen Erwärmung ΔT_max in dem MOSFET 120 kann die Zeitdauer t_E zum Abschalten des MOSFET gemäß der Gleichung (10) und unabhängig von der Induktivität L in der Schaltung bestimmt werden.
Die Zeit zum sicheren Abschalten des MOSFET 120, d. h. ohne es dem MOSFET zu erlauben, Energie zu absorbieren, die eine Erwärmung über ΔT_max verursacht, kann durch Messen des Stromflusses durch die Schaltung 100 und die seit dem Anschalten des MOSFET vergangene Zeit bestimmt werden. Demgemäß kann der MOSFET sicher abgeschaltet werden, solange der durch den MOSFET 120 fließende Strom unter dem durch die Gleichung 9 gegebenen Maximalwert liegt, wobei der Induktivitätswert der an den MOSFET gekoppelten Schaltung nicht wichtig ist. Das heißt, der MOSFET-Schalter braucht den Induktivitätswert des gekoppelten Induktors in der Lastschaltung nicht zu kennen.
Die durch (9) gegebene Beziehung ist in 5 gezeigt. In dem Diagramm 500 ist die Beziehung zwischen dem Maximum des Stroms I₀ und der Zeit zum Abschalten des MOSFET 120 durch die Kurve 510 gegeben, wobei gemäß der Gleichung (9) die Kurve zeigt, dass der Schwellenwert des Stroms I₀ im Zeitverlauf abnimmt und zu Null konvergiert. Die Kurve 510 zeigt den Schwellenwert des Stroms I₀ zum sicheren Abschalten des MOSFET.
Die Kurve 520 zeigt das Stromprofil in der Schaltung, d. h. durch den MOSFET 120, wenn eine kleine Induktivität an den MOSFET gekoppelt ist. Aufgrund des kleinen Induktivitätswerts steigt der Strom schnell an, bis er eine Stromgrenze I₀ zu einem Zeitpunkt t = t_E1 erreicht hat, so dass t_E = t_E1. Falls der an den MOSFET gekoppelte Induktivitätswert einen größeren Wert hat, steigt der Strom mit geringerer Geschwindigkeit an, wie durch die Kurve 530 gezeigt ist. Demgemäß erreicht der Strom den durch die Gleichung (9) definierten Wert zum Abschalten des MOSFET zu einem späteren Zeitpunkt, d. h. bei t = t_E2.
Bei einem Verfahren zum Schützen eines MOSFET vor einem Überlaststrom beim Abschalten eines gekoppelten Induktors kann der MOSFET vor Überlaststrom geschützt werden, indem der MOSFET abgeschaltet wird, wenn der Strom eine vordefinierte Grenze erreicht oder übersteigt, wobei die Grenze im Zeitverlauf abnimmt und zu Null konvergiert, siehe Gleichung (9). Eine Schaltung, die dieses Verfahren verwendet, weist demgemäß eine geeignete Einrichtung zum Bereitstellen einer Stromgrenze auf, wobei die Stromgrenze, wie oben beschrieben, im Zeitverlauf abnimmt, und zum Vergleichen des Stroms, der tatsächlich durch den MOSFET fließt, oder eines entsprechenden Signals, das den Strom durch den MOSFET reflektiert, mit dem bereitgestellten Stromgrenze-Signal.
Eine Schaltung, die dieses Verfahren zum Ermitteln des Zeitpunkts des Abschaltens verwendet, trennt demgemäß die gekoppelte Last von der Energiequelle. Unter Berücksichtigung, dass die Stromgrenze im Zeitverlauf zu Null konvergiert, schaltet sich der MOSFET regelmäßig ab. Danach kann der MOSFET wieder in seinen leitenden Zustand geschaltet werden, sobald der MOSFET sich von der Erwärmung des Abschaltevorgangs wieder abgekühlt hat. Demgemäß wird der MOSFET abgeschaltet, nachdem die Stromgrenze erreicht ist, und kann wieder angeschaltet werden, so dass der MOSFET wiederholt zwischen Anschalten und Abschalten wechselt.
Um zu verhindern, dass die Stromgrenze auf Null fällt, kann ein Schwellenwert definiert werden, wie es in 6 gezeigt ist, so dass die Stromgrenze zum Abschalten des MOSFET nicht unter einen vordefinierten Minimalwert fällt. Der Minimalwert kann definiert werden, indem die größte Induktivität in der Lastschaltung betrachtet wird. In der Automobilindustrie, d. h. in einem Fahrzeug, wird beispielsweise eine maximale Induktivität von typischerweise 10 mH und somit eine Stromgrenze von dementsprechend 8 A angenommen, so dass ein Minimum von 8 A für die Stromgrenze eingestellt wird.
Es wird angemerkt, dass in dem Diagramm 600 der Strom auf der y-Achse und ebenso die Zeit auf der x-Achse logarithmisch eingezeichnet sind. Die Kurve 610, die die Stromgrenze von I₀ zeigt, ist somit als fallende Gerade bis t = t_C gezeichnet und hat dann einen konstanten Wert von I₀ = I_C. Hierbei wurde die Stromgrenze von I₀ für einen Temperaturanstieg von 60 Kelvin unter Annahme einer Übergangsoberfläche von 7 mm² definiert. Der MOSFET wird demgemäß nicht abgeschaltet, wenn der Strom einen Strom von I₀ = I_C nicht übersteigt, so dass sich der MOSFET nicht notwendigerweise abschaltet und somit nicht eine Schleife des wiederholten An- und Abschaltens durchläuft.
Die Kurve 620 zeigt ein Stromprofil, wenn ein Induktor von L = 1 μH, der mit einer kalten 55 W Glühbirne in Reihe geschaltet ist, was bei Anwendungen im Automobilbereich eine typische Last ist, angeschaltet wird. Wie gezeigt, steigt der Strom 620 an, bis er die Kurve 610 zu einem Zeitpunkt t = T₁ übersteigt. Zu diesem Zeitpunkt wird der MOSFET abgeschaltet.
Die Kurve 630 zeigt ein Stromprofil des Anschaltens eines Induktors von L = 1 μH, der mit einer heißen 55 W Glühbirne in Reihe geschaltet ist. Die heiße Glühbirne verhindert, dass der Strom die Stromgrenze, die durch die Kurve 610 angegeben ist, übersteigt. Sobald der Vorgang des Anschaltens vorüber ist, zieht die Glühbirne einen konstanten Strom. Aufgrund der konstanten Grenze für jeden Zeitpunkt t ≥ t_C schaltet sich der MOSFET überhaupt nicht ab.
Unter Berücksichtigung, dass die zum Berechnen der Stromgrenze I₀ angenommenen Bedingungen von Bedingungen in der Realität abweichen können, kann die Gleichung zum Berechnen der Stromgrenze an die Bedingungen in der Realität angepasst werden. Abweichungen von den angenommenen Bedingungen können beispielsweise Wärmeleitung und demgemäß eine Wärmeableitung sein, die nicht eindimensional ist, wobei die Wärmeableitung in unterschiedliche Richtungen abhängig von den Materialeigenschaften variieren kann. Auch kann Wärme unterschiedlich in dem den MOSFET umgebenden Material gespeichert werden, d. h. Wärme kann in Metall gespeichert werden, das nahe dem MOSFET angeordnet ist, was die Wärmeableitung des Weiteren beeinflusst und somit eine Abweichung von der berechneten Stromgrenze verursachen kann.
Eine Reihe von Messungen hat gezeigt, dass unter Berücksichtigung des Stromprofils die maximale Induktivität einer gekoppelten Last, die sicher abgeschaltet werden kann, d. h. ohne den MOSFET zu zerstören, approximiert werden kann auf
wobei A die Stromeinheit Ampere und H die Induktivitätseinheit Henry ist.
Durch Ersetzen der Induktivität in der oben gegebenen Gleichung (6) kann die Stromgrenze I₀ in Abhängigkeit von der Zeit t_E berechnet werden als
wobei wiederum A für Ampere steht und H für Henry.
Die Stromgrenze zum Abschalten des MOSFET ist somit abhängig von der Zeit t_E, nämlich der Zeit seit dem Anschalten des MOSFET. Das heißt, die Stromgrenze zum sicheren Abschalten des MOSFET kann bestimmt werden, ohne die Induktivität in der Lastschaltung zu kennen.
Zum Anwenden des Verfahrens weist die Schaltung eine Einrichtung auf zum Abfühlen des durch den MOSFET fließenden Stroms und zum Bereitstellen eines Signals, das die Stromgrenze reflektiert, um den abgefühlten Strom – oder ein entsprechendes Signal – mit dem Stromgrenze-Signal zu vergleichen. Das entsprechende Signal kann beispielsweise durch Verwenden eines Strom-Spannungs-Wandlers erhalten werden, der ein Spannungssignal bereitstellt, das die Amplitude des Stroms durch den MOSFET reflektiert.
Wahlweise kann die Schaltung eine Einrichtung aufweisen zum Abfühlen der Spannung U_b der gekoppelten Stromversorgung, um zusätzlich den abgefühlten Spannungswert zu berücksichtigen, wenn das Kriterium zum Abschalten des MOSFET bestimmt wird.
7 zeigt die entsprechende schematische Schaltung 700, die einen Lastabschnitt 710 und einen Steuerabschnitt 720 zum Steuern des zu schützenden MOSFET aufweist.
Der Lastabschnitt 710 weist eine Spannungsquelle 711 und eine komplexe Last 712 auf, wobei angenommen wird, dass die Last in diesem Fall ein Induktor ist, wie vorstehend angegeben. Der Lastabschnitt weist des Weiteren den MOSFET 713 auf, der der zu schützende MOSFET ist, sowie einen Ohmschen Widerstand 714 als einfachen Strom-Spannungs-Wandler. Die Spannungsquelle 711 kann beispielsweise eine Batterie in einem Auto sein, und die Last 712 kann beispielsweise ein Induktor in einem Elektromotor oder einem Scheinwerfer des Autos sein. Der MOSFET 713 und der Widerstand 714 können Teil einer elektronischen Steuereinheit sein, die in dem Auto enthalten ist. Der MOSFET 713 kann ein P-MOSFET oder ein N-MOSFET sein.
Es wird angemerkt, dass in dieser Schaltung alle Widerstände oder Kondensatoren, die sich beispielsweise aus der Verdrahtung ergeben und somit in reellen Schaltungen vorhanden sind, weggelassen wurden. Das Weglassen von Ohmschen Widerständen oder Kondensatoren, wie gezeigt, verursacht die meiste Belastung für den MOSFET beim Abschalten des Transistors. Ein Ohmscher Widerstand, der mit dem Induktor in Reihe geschaltet ist, würde beispielsweise den Entladevorgang des Induktors 712 verlangsamen und würde demgemäß die Belastung für den MOSFET verringern. Ähnlich würde ein Kondensator, der parallel zu oder in Reihe mit dem Induktor geschaltet ist, Entlastung für die Schaltung bringen.
Der Steuerabschnitt 720 weist eine Timer-Unterschaltung 721, eine Komparator-Unterschaltung 722 und eine Logik-Unterschaltung 723 auf. Der Timer 721 ist an die Spannungsquelle 711 als Referenzpotential gekoppelt, was beispielsweise Erde sein kann, und stellt das Referenzsignal für die Komparator-Schaltung 722 bereit. Das Referenzsignal reflektiert das erlaubte Maximum des Laststroms I₀. Die Komparator-Unterschaltung 722 vergleicht das Referenzsignal mit einem Signal, das den Laststrom I₀ reflektiert. Das Signal, das den Laststrom I₀ reflektiert, kann beispielsweise eine Spannung über dem Widerstand 714 sein, die proportional zu dem Laststrom ist. Der Ausgang des Komparators 722 wird in die Logik-Unterschaltung 723 eingespeist, die einen Treiber zum Steuern des MOSFET 713 aufweist.
Zum Anschalten des Lastabschnitts 710, d. h. zum Koppeln der Quelle 711 an die Last 712, wird ein Steuersignal IN an die Logik-Schaltung 723 und an die Timer-Schaltung 721 angelegt. Die Logik-Schaltung 723 steuert demgemäß die enthaltene Treiber-Schaltung, um ein Steuersignal für den MOSFET 713 zum Anschalten, d. h. zum Schalten in den leitenden Zustand, zu liefern, so dass ein Laststrom in dem Lastabschnitt 710 fließt. Gleichzeitig, d. h. wenn das Signal IN auslöst, um den MOSFET 713 in den leitenden Zustand zu schalten, startet das Signal IN die Timer-Unterschaltung 721, die demgemäß das Referenzsignal ausgibt, das den maximalen erlaubten Laststrom I₀ in dem Lastabschnitt 710 reflektiert. Wenn der Komparator 723 ermittelt, dass die Laststromamplitude das erlaubte Maximum übersteigt, veranlasst sein Ausgangssignal, dass die Logik-Unterschaltung 723 den MOSFET 713 nichtleitend schaltet, d. h. abschaltet.
Die in der Schaltung 700 enthaltenden Unterschaltungen können beispielsweise durch digitale Unterschaltungen realisiert werden, wobei die Stromamplitude und ebenso die Zeit in Digitalzahl-Darstellung an eine Schaltung weitergeleitet werden können, die diese Werte verarbeitet und den gemessenen Wert mit einem berechneten maximalen Stromwert vergleicht und ein Signal zum Steuern des MOSFET ausgibt. Alle Unterschaltungen können in einer einzigen integrierten Schaltung implementiert werden oder in einer Vielzahl integrierter Schaltungen, die demgemäß einen zu schützenden Transistor enthalten, eine Einrichtung zum Erzeugen eines Messsignals, das den Strom durch den Transistor reflektiert, eine Einrichtung zum Bereitstellen eines Referenzsignals, das im Zeitverlauf abnimmt, eine Einrichtung zum Vergleichen des Messsignals mit dem Referenzsignal, und eine Einrichtung zum Schalten des Transistors in den nichtleitenden Zustand, wenn das Messsignal das Referenzsignal übersteigt.
Die Schaltung kann herkömmliche, analoge Unterschaltungen zum Bereitstellen der Funktionalität enthalten.
8 zeigt eine Schaltung 800, die Unterschaltungen aufweist, die die notwendige Funktionalität bereitstellen. Die Schaltung 800 weist eine Spannungsquelle 810 auf, die eine konstante Spannung U₀ = const liefert, und die mit einem Integrator 820 verbunden ist, der ein monotones, steigendes Signal
wobei U₁₀ = U₁(t = 0) ist, ausgibt.
Das Signal U₁ wird wiederum in die logarithmische Stufe 830 eingegeben, die den Logarithmus ihres Eingangs ausgibt. Demgemäß kann das Ausgangssignal von 830 bestimmt werden als
wobei I_S der Sättigungsstrom der Diode ist, und
wobei die Diode aufgrund von U₁ > 0 leitend und demgemäß U₂ < 0 ist.
Der Abschwächer 840, der die logarithmische Funktion als Eingang nimmt, ermöglicht es, den Exponenten der Funktion auf einen gewünschten Wert einzustellen. Der Ausgang des Abschwächers 840 wird in den Impedanzwandler 850 eingegeben, dessen Ausgangssignal U₃ bestimmt werden kann als
Von dem Wandler 850 nimmt die Stufe 860 das Signal U₃ als Eingang, aus dem sie die Exponentialfunktion berechnet, die wiederum an den Komparator 860 gekoppelt wird. Das Signal U₄ kann bestimmt werden als
wobei aufgrund der leitenden Diode U₃ > 0 und des Weiteren U₄ < 0 ist. Durch Vergleichen der Koeffizienten findet man U₁₀ = 0, wobei typischerweise 0 > V > 1 ist.
Die Unterschaltungen 810 bis 860 stellen auf diese Weise ein Referenzsignal U₄ für den Komparator 870 bereit.
Ein Äquivalent des Stroms I durch den MOSFET 880 wird durch die Unterschaltung 890 bereitgestellt, die ein einfacher Strom-Spannungs-Wandler ist, der einen Ohmschen Widerstand 891 und einen Verstärker 892 aufweist. Die Unterschaltung 890 stellt ein Ausgangssignal bereit, das den Laststrom durch den MOSFET 880 reflektiert. Demgemäß gibt der Komparator 870 ein Signal aus, das angibt, ob der Wert des Stroms I durch den MOSFET 880 das von der Kette der Unterschaltungen 810 bis 860 bereitgestellte Referenzsignal übersteigt. Das Ausgangssignal des Komparators 870 steuert die Gate-Spannung des MOSFET 880 über den Logikblock 8100, der ein Signal an das Gate des MOSFET 800 liefert, um den MOSFET entsprechend in den ausgeschalteten Zustand zu schalten.
Bei einem anderen Beispiel weist die Timer-Schaltung einen Kondensator auf, der zu wenigstens einer Diode parallel geschaltet ist, als Schaltung, die ein Referenzsignal bereitstellt. 9 zeigt schematisch eine entsprechende Grundschaltung 900 eines Timer-Elements mit einem Kondensator 910, der parallel zu wenigstens einer Diode 920 geschaltet ist.
Unter Berücksichtigung, dass der Strom I_D durch die Diode 910 gegeben ist als
, was man approximiert durch
wobei I_S der Sättigungsstrom der Diode ist,
U(t) die Spannung über der Diode ist, und
U_T die Temperaturspannung U_T = kT / q ≈ 25,8 mV bei einer Temperatur T = 300 K , d. h. Zimmertemperatur, ist
und der Strom durch den Kondensator 920 gegeben ist als
wobei C die Kapazität des Kondensators 902 ist,
U_C die Spannung über dem Kondensator ist,
bekommt man, da der Entladungsstrom I_C des Kondensators 920 der Strom I_D durch die Diode 910 ist,
Zum Lösen dieser Differentialgleichung und um die Spannung U(t) in der Gleichung (15) zu finden, wird ein logarithmischer Spannungsabfall im Zeitverlauf angenommen, beginnend bei einer Anfangsspannung bei t = 0 und bis zu einer Null-Spannung bei t = τ gehend, d. h. U = a·ln t / τ (16).
Durch Ersetzen von dU / dt und U in der Gleichung (13) durch die Äquivalente der Gleichungen (15) und (16) findet man
Durch Vergleichen der Koeffizienten, d. h. durch Vergleichen
findet man
Und schließlich kann durch Ersetzen von τ in der Gleichung (16) durch (19) der Spannungsabfall U über einer Diode parallel zu einem Kondensator bestimmt werden als
Der zeitliche Spannungsabfall über einer Reihe von einer Anzahl von n_C Dioden parallel zu einem Kondensator in einem Entladevorgang ist demgemäß
Es wird angemerkt, dass die in den offenbarten Beispielen enthaltenen Dioden durch Bipolartransistoren ersetzt l implementiert werden können, die exaktere Eigenschaften liefern, als Dioden. Zu diesem Zweck können die Kollektoren der Bipolartransistoren mit einer hohen Spannung oder mit der Basisspannung verbunden werden, so dass die Transistoren Diodeneigenschaften aufweisen.
Des Weiteren können, da der Sättigungsstrom I_S und die Temperaturspannung U_T temperaturabhängig sind, zusätzliche Elemente den Schaltungen hinzugefügt werden, um Temperaturveränderungen auszugleichen.
In 10 zeigt die Spannung 1010 die zeitliche Entwicklung einer Spannung über einer Reihe von fünf Dioden, die parallel zu einem Kondensator geschaltet sind, wenn sich der Kondensator entlädt. Es wird angemerkt, dass auf der x-Achse die Zeit logarithmisch ist, während die Spannung auf der y-Achse linear eingezeichnet ist. Zunächst, d. h. im Ursprung der Koordinatenebene, wurde der Kondensator auf eine Anfangsspannung von rund 3,2 V geladen. Wenn der Kondensator von der Ladungsquelle abgekoppelt wird, d. h. der Kondensator über die Diode 910 kurzgeschlossen wird, entlädt sich die auf den Kondensator geladene Last, d. h. ein Entladestrom I_C = I_D fließt durch die Diode und die Spannung U(t) fällt entsprechend ab.
Bei dem Entladevorgang stellt sich die Spannung U(t) in einem ersten Zeitintervall 1020 von t = T₀ bis t = T₁ von der Anfangsspannung auf einen Pegel von ca. 2,8 V ein und tritt dann in eine logarithmische Kurve ein, die von t = T₁ bis t = T₂ geht. Das heißt, während des Zeitintervalls 1030 fällt die Spannung um einen Bereich 1040 von 1,2 V logarithmisch. Aufgrund der logarithmischen Abnahme kann diese Spannung als geeignetes Referenzsignal dienen.
11 zeigt eine schematische Schaltung 1100 zum Bereitstellen eines Referenzsignals U_REF, wobei die Schaltung einen Kondensator 1110 der Kapazität C aufweist, der parallel zu einer Reihe von n_C Dioden 1120, d. h. wenigstens einer Diode, geschaltet ist. Die Spannung über den n_C Dioden 1120, d. h. die Spannung U, ist an den Verstärker 1130 gekoppelt, der eine Verstärkung V hat, und der eine Spannung U·V ausgibt. Der Ausgang des Verstärkers 1130 wird in eine Reihe von n_D Dioden 1140 eingegeben, so dass ein Strom I durch die Reihe von n_D Dioden fließt, wobei 0 < n_D ≤ 1 ist. Der Strom I wird in einen Strom-Spannungs-Wandler 1150, d. h. einen Transimpedanzverstärker, eingegeben, der den Operationsverstärker 1151 mit dem Ohmschen Widerstand in seinem Rückkopplungspfad aufweist. Der Strom-Spannungs-Wandler 1150 gibt das Referenzsignal U_REF aus.
Ausgehend von
wobei I_S, U_T, V und n_D wie oben definiert sind, kann die Referenzspannung U_REF bestimmt werden als
wobei R der Ohmsche Widerstand des Widerstands 1152 ist.
Die Verstärkung V des Verstärkers 1130 kann entweder auf V ≥ 1 oder 0 < V < 1 eingestellt werden, wobei eine herkömmliche Unterschaltung den Verstärkungswert implementieren kann. Demgemäß, d. h. durch Verwenden eines geeigneten Verstärkungswerts und eines geeigneten Verhältnisses von
kann der Referenzwert U_REF so eingestellt werden, dass er proportional ist zu U_REF ∝ t^–x wobei 0 < x ist. Insbesondere kann der Exponent x so eingestellt werden, dass er mit dem Exponenten wie in (9) oder (12) spezifiziert übereinstimmt. Demgemäß kann das Signal U_REF als Signal verwendet werden, das die zeitliche Abhängigkeit des Stromschwellenwerts zum sicheren Abschalten eines MOSFET angibt.
Der Betrieb der Schaltung 1100 beginnt mit dem Laden des Kondensators 1110 auf eine vordefinierte Spannung. Beim Trennen des Kondensators 1100 von einer Quelle – die in der Figur nicht gezeigt ist – beginnt der Entladevorgang des Kondensators, der die Referenzspannung U_REF beeinflusst. U_REF kann dann als Referenzsignal verwendet werden zum Ermitteln, ob ein Strom durch einen MOSFET einen Schwellenwert übersteigt.
Bei einer Ausführungsform kann die Schaltung 1100 als die oben beschriebene Timer-Unterschaltung 721 verwendet werden.
12 zeigt eine weitere Ausführungsform, die einen Kondensator aufweist, der parallel zu wenigstens einer Diode geschaltet ist. Die Schaltung 1200 weist einen Kondensator 1210 auf, der parallel zu wenigstens einer Diode 1220 geschaltet ist, wobei in der gezeigten Schaltung eine Reihe von n_C Diode parallel zu dem Kondensator geschaltet sind. Der Kondensator 1201 und die Diode 1220 bilden eine Unterschaltung, wie sie unter Bezug auf 10 beschrieben wurde, um ein Referenzsignal U_REF bereitzustellen, das mit einem Signal zu vergleichen ist, das den Strom durch den zu schützenden MOSFET repräsentiert.
Das Referenzsignal wird in den Komparator 1240 eingegeben, der an seinem anderen Eingang ein Signal U_V empfängt, das den Laststrom durch den zu schützenden MOSFET repräsentiert. Das Ausgangssignal U_CTRL des Komparators 1240 gibt demgemäß an, ob die Spannungsamplitude des Referenzsignals das Signal übersteigt, das den Laststrom repräsentiert. Das heißt, das Ausgangssignal U_CTRL des Komparators 1240 schaltet um, wenn der Laststrom die durch das Referenzsignal U_REF definierte Grenze übersteigt, und gibt somit an, dass der Transistor abgeschaltet werden sollte. Das Ausgangssignal U_CTRL wird in eine Steuer- oder Treiberschaltung – die in der Zeichnung nicht gezeigt ist – eingegeben, die den zu schützenden MOSFET steuert.
Das Signal U_V wird durch einen Strom I_V erzeugt, der durch die Reihe von n₁ Dioden 1250 fließt, wobei der Strom I_V proportional zu dem Strom ist, der tatsächlich durch den zu schützenden MOSFET fließt. Das heißt, sowohl das Referenzsignal U_REF als auch das Signal U_V, das den Laststrom durch den MOSFET repräsentiert, werden durch Ströme erzeugt, die durch eine Reihe von Dioden fließen. Demgemäß können die Spannungen und somit das Verhältnis dieser Signale eingestellt werden, indem die Anzahl der Dioden in den Signalpfaden, d. h. n_C und n_V entsprechend eingestellt wird. Der Komparator 1240 schaltet sein Ausgangssignal um, wenn U_REF = U_V, d. h.
Die Gleichung (22) kann umformuliert werden als
woraus man findet
Gemäß der Gleichung (23) kann die Stromgrenze zum Abschalten des MOSFET durch das Verhältnis der Anzahl der Dioden n_C und n_V eingestellt werden, so dass auf diese Weise der Exponent in der Gleichung 12 eingestellt werden kann. Insbesondere kann der Exponent der Gleichung 12 durch Verwenden einer Reihe von 5 Dioden in einer Diodenkette 1220 und 7 Dioden in einer Diodenkette 1250 erhalten werden.
Der durch die Diodenkette 1250 fließende Strom I_V kann beispielsweise von einem Stromspiegel 1260 erzeugt werden, der den Laststrom durch den MOSFET spiegelt.
Im Allgemeinen kann der Stromspiegel 1260 durch jede beliebige geeignete Unterschaltung implementiert werden, die einen Strom I_V ausgibt, der den Laststrom reflektiert oder proportional dazu ist.
Der Betrieb der Schaltung 1200 beginnt mit dem Laden des Kondensators 1210 auf eine vorgegebene Spannung, indem der Schalter 1270 geöffnet und der Schalter 1271 geschlossen wird, um den Kondensator 1210 an die Spannungsquelle 1272 zu koppeln und so den Kondensator auf die Spannung der Quelle 1272, d. h. auf eine vordefinierte Spannung, zu laden. Da der Schalter 1270 geöffnet ist, gibt es während des Ladevorgangs keinen durch die Diodenkette 1220 verursachten Energieverlust.
Wenn der Kondensator 1210 geladen ist, wird er von der Quelle 1272 abgekoppelt, indem der Schalter 1271 geöffnet wird, und der Entladevorgang des Kondensators wird durch Schließen des Schalters 1270 und somit Zuführen einer Spannung U_REF zu dem Komparator 1240, wie in 10 gezeigt, gestartet. Ausgehend von ihrer Anfangsamplitude und abfallend wie durch die Gleichung (21) bestimmt, hat die Spannung U_REF zunächst eine höhere Amplitude, als die Spannung U_V, so dass der Komparator 1240 ein Ausgangssignal ausgibt, das den MOSFET so beeinflusst, dass er in den leitenden Zustand schaltet, was wiederum einen steigenden Strom I_V, durch die Dioden 1250 bewirkt. Solange U_V U_REF nicht übersteigt, wird der MOSFET in seinem leitenden Zustand gehalten und ermöglicht so einen Laststrom durch den zu schützenden MOSFET.
Wenn der Strom I_V durch die Dioden 1250 eine Spannung U_V bewirkt, die die Referenzspannung U_REF übersteigt, schaltet der Komparator 1240 sein Ausgangssignal U_CTRL um, das wiederum die Steuerschaltung dazu veranlasst, den MOSFET abzuschalten. Das heißt, da der Strom I_V den Laststrom durch den MOSFET reflektiert, wird der MOSFET abgeschaltet, wenn der tatsächliche Laststrom die durch die Spannung U_REF bestimmte Grenze übersteigt.
Es wird angemerkt, dass bei einer Ausführungsform U_REF monoton werden kann, so dass U_V manchmal unweigerlich U_REF übersteigt, so dass der MOSFET abgeschaltet wird. Dieses Abschalten kann verhindert werden, indem eine unter Bezug auf 6 beschriebene Grenze eingeführt wird, unter der die Steuerschaltung den MOSFET nicht abschaltet.
Obwohl die Erfindung unter Bezug auf bestimmte Ausführungsformen beschrieben worden ist, ist es für den Fachmann selbstverständlich, dass verschiedene Änderungen durchgeführt und Äquivalente ausgetauscht werden können, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen. Außerdem können viele Modifikationen vorgenommen werden, um eine bestimmte Situation oder ein bestimmtes Material an die Lehren der Erfindung anzupassen, ohne von deren Umfang abzuweichen. Insbesondere können Unterschaltungen mit den oben beschriebenen Funktionen durch andere herkömmliche Topologien implementiert werden.

Claims

Integrierte Schaltung, die einen MOSFET und eine Unterschaltung zum Steuern des MOSFET aufweist, wobei die Unterschaltung aufweist: einen Kondensator, der parallel zu einer Reihe von n_C Dioden geschaltet ist, wobei n_C eine ganze Zahl und n_C ≥ 1 ist, eine Einrichtung zum Bereitstellen eines Stroms, der proportional zu einem Strom ist, der durch den MOSFET fließt, eine Reihe von n_D Dioden, in die der Strom, der proportional zu dem Strom durch den MOSFET ist, eingespeist wird, wobei n_D eine ganze Zahl und n_D ≥ 1 ist, und einen Komparator, der die Spannungen über der Reihe von n_C Dioden und über der Reihe von n_D Dioden vergleicht.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 1, wobei Bipolartransistoren die Dioden implementieren.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei n_C = 5 und n_D = 7.
Integrierte Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 3, wobei die Einrichtung zum Bereitstellen eines Stroms, der proportional zu einem Strom ist, der durch den MOSFET fließt, ein Stromspiegel ist.
Verfahren zum Betreiben einer Schaltung, die einen Transistor aufweist, sowie einen Kondensator, der parallel zu einer Reihe von n_C Dioden geschaltet ist, wobei n_C eine ganze Zahl und n_C ≥ 1 ist, und eine Reihe von n_D Dioden, wobei n_D eine ganze Zahl und n_D ≥ 1 ist, wobei das Verfahren die Schritte aufweist: Bereitstellen eines Stroms, der proportional zu einem Strom ist, der durch den Transistor fließt; Einspeisen des proportionalen Stroms in die Reihe von n_D Dioden; und Vergleichen der Spannungen über der Reihe von n_C Dioden und über der Reihe von n_D Dioden.