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HINTERGRUND
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In Kommunikationssystemen können Daten optisch durch Lichtwellenleiter übertragen werden. Elektrooptische Datenwandler werden dazu verwendet, elektrische Datensignale in optische Signale umzuwandeln. Es werden differenzielle non-return-to-zero-(NRZ-)Formate bei Datenraten von etwa 10 Gbps und darüber hinaus verwendet. Es müssen Signalformungsverfahren angewendet werden, um Mängel und inhärente Nicht-Idealitäten von Übertragungsmedien, wie etwa frequenzabhängige Verluste, zu kompensieren. Um den Energieverbrauch zu verringern, werden Spannungsversorgungspegel gesenkt.
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Elektrooptische Datenwandler können einen Treiber und eine lichtemittierende Halbleitervorrichtung, zum Beispiel eine VCSEL-(Vertical Cavity Surface Emitting Laser-)Diode aufweisen. VCSELs werden häufig als lichtemittierende Halbleitervorrichtungen verwendet. Der kreisförmige Strahl einer VCSEL wird auf einfache Weise mit einer Faser gekoppelt. Dies ist hauptsächlich auf das Merkmal von VCSEL-Dioden zurückzuführen, eher Vorrichtungen mit Oberflächenemission als mit Flankenemission darzustellen, und sie sind für ihre herausragende Energieeffizienz und Dauerhaftigkeit bekannt. Dementsprechend werden VCSEL-Dioden bei kostengünstigen optischen Übertragungssystemen häufig verwendet. Bei Übertragungssystemen mit hoher Datenrate haben die VCSEL-Dioden jedoch einige Nachteile. Für die üblichen Treiberschaltungen stellen die VCSEL-Dioden eine sehr hohe Kapazität dar, und das asymmetrische Ein- und Ausschaltverhalten führt häufig zu asymmetrischen optischen Augendiagrammen. Um die Bitfehlerrate der optischen Übertragungsverbindung zu optimieren, ist es wünschenswert, die horizontale und vertikale Öffnung des optischen Augendiagramms zu maximieren, d. h. das optische Augendiagramm symmetrischer zu machen. Existierende VCSEL-Treiber führen somit eine Ausgangsstrom-Spitzenwertbildung für steilere optische Flanken und eine Schwellenwertanpassungsfähigkeit ein, um die Augenkreuzungspunkte zu korrigieren. Beide Verbesserungen steigern die Augenöffnung, doch sie können das optische Ausgangsauge nicht symmetrischer machen. Ein symmetrisches optisches Ausgangsauge stellt die optimale Lösung zur Maximierung der vertikalen und horizontalen Augenöffnung dar, wodurch die Bitfehlerrate minimiert wird. Theoretische und experimentelle Untersuchungen haben gezeigt, dass symmetrische optische Augen durch Ansteuerung der VCSEL-Diode mit einem vorverzerrten Stromsignal erreicht werden können, das eine einseitige oder asymmetrische Stromspitzenbildung aufweist. Eine derartige Lösung ist beispielsweise in „A 20 Gb/s VCSEL Driver with Pre-Emphasis and Regulated Output Impedance in 0.13 μm CMOS” von D. Kucharski, Y. Kwark, D. Kuchta et al. beschrieben. Bei dieser Lösung aus dem Stand der Technik wird eine Stromspitze auf den Ausgangsstrom des Ausgangstreibers überlagert, wodurch eine Unterschwingung an seinem Ausgangssignal erzeugt wird. Sowohl die Breite als auch die Höhe der Unterschwingung ist fest. Die Breite der Unterschwingung ist auf die Bitbreite des Eingangssignals beschränkt. Durch Überlagern des Spitzenstroms mit dem Ausgangsstrom des Treibers werden der Ausgangsgleichtakt und der Kreuzungspunkt des Ausgangsauges verschoben. Aufgrund seiner einseitigen und festen Spitzenwertimplementierung erlaubt diese Lösung keine flexible Anpassung zur Aufnahme unterschiedlicher Datenraten, unterschiedlicher VCSEL-Diodenparameter und keine Kompensation des Einflusses der Übertragungsmedien und der optischen Unteranordnung.
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1 zeigt ein Schaltbild einer Treiberschaltung zur Ansteuerung einer VSCEL-Diode. Eine Eingangsstufe weist ein differenzielles Paar von bipolaren Transistoren Q1 und Q2 auf. Sie sind so ausgeführt, dass sie mit ihren Basiseingängen INp, INn das differenzielle Eingangssignal VIN1 empfangen. Die Eingangsstufe weist ferner Widerstandslasten RL1, RL2 auf, die an entsprechende Kollektoren der Transistoren Q1, Q2 gekoppelt sind. Darüber hinaus gibt es eine Stromquelle, die an die Emitter der beiden Transistoren Q1, Q2 gekoppelt ist, die einen Ausgangsstrom I1 durch das differenzielle Paar definiert. Die Kollektoren der Transistoren Q1, Q2 des differenziellen Eingangspaars stellen ein Ausgangssignal VIN2 bereit, das in eine Ausgangsstufe eingespeist wird, die auch ein differenzielles Paar von Bipolartransistoren Q3, Q4 aufweist.
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Die Ausgangsstufe weist auch Widerstandslasten RL3, RL4 und eine Stromquelle I2 auf. Die Ausgangsspannung VOUT an den Kollektoren (Ausgangsknoten OUTn, OUTp) des differenziellen Paars Q3, Q4 kann dann zur Ansteuerung der Licht-VCSEL verwendet werden. Der Ausgangsstrom IOUT ist die Differenz zwischen den Strömen IQ3 und IQ4 durch die Transistoren Q3 und Q4. Bei einer vereinfachten Gleichung kann der Ausgangsstrom IOUT wie folgt definiert sein: IOUT = I2·tanh( VIN2 / 2VT) wobei VT die Temperaturspannung VT = kT/e ist und wobei T die absolute Temperatur und e die Elementarladung ist.
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Die Ausgangsspannung kann dann wie folgt bestimmt sein: VOUT = RL·IOUT = RL·I2tanh( VIN2 / 2VT) mit RL = RL3 = RL4. Das bedeutet, dass VOUT eine nichtlineare Funktion von VIN2 ist. Solange die Eingangsspannungsschwankung von VIN2 etwa zwei mal VT überschreitet, wird jedoch der Ausgangsstrom I2 vollständig von einem Zweig (z. B. Q3) des differenziellen Paars Q3, Q4 auf die andere Seite (z. B. Q4) geschaltet. Nur für diese Bedingung VIN2 > 2 VT approximiert die Ausgangsspannung VOUT eine lineare Funktion von I2, d. h. VOUT = RL·I2.
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2 zeigt eine weitere Treiberstufe aus dem Stand der Technik. Diese Treiberstufe unterscheidet sich von derjenigen aus 1 dadurch, dass ein zusätzliches differenzielles Paar Q5, Q6 parallel zum differenziellen Paar Q3, Q4 geschaltet ist. Das differenzielle Paar Q3, Q4 empfängt auch VIN2 als Eingangsspannung von der Eingangsstufe. Der Ausgangsstrom IOUT ist nun durch die Ströme IOUT3,4 = IQ3 – IQ4 und IOUT5,6 = IQ5 – IQ6 überlagert. Das Ergebnis ist ein Überschwingstrom, der an jeder Flanke des Signals VIN2 erzeugt wird. Die Ausgangsspannung VOUT zeigt auch die Überschwingung. Die Überschwinghöhe und -breite sowie der Betrag des Stroms I3 können durch Filterelemente RE5, RE6 und CE gesteuert werden. Somit kann die Schaltung aus 2 als Vorverzerrung-Ausgangstreiber betrachtet werden, der zum Kompensieren von Verlusten von Übertragungsleitungen verwendet werden kann. Da dieser überlagerte Ausgangstreiber jedoch im einschränkenden Modus arbeitet (d. h. VIN2 > 2 VT), weisen die Ausgangssignale beispielsweise eine unerwünschte Gleichtaktwelligkeit VOUT,CM = (VOUTp + VOUTn)/2 an den Ausgangsanschlüssen OUTp, OUTn auf, wobei VOUTp die Spannung am Knoten OUTp und VOUTn die Spannung am Knoten OUTn ist. Dies ist auf eine hohe Frequenzwelligkeit an den Emitterknoten VE2, VE3 zurückzuführen. Diese Welligkeit wechselt in eine Gleichtaktspannungswelligkeit an den Ausgangsknoten, die durch die finiten Eingangsimpedanzen der Stromquellen I2 und I3 erzeugt wird, die mit ZI2, ZI3 angegeben sind. Die Gleichtaktwelligkeit führt zu einer erhöhte EMI (elektromagnetische Störbeeinflussung), die die Systemanforderungen nachteilig beeinflussen kann. Darüber hinaus ist die kapazitive Last der Ausgangsanschlüsse erhöht, da zwei differenzielle Paare von Transistoren an die Eingangsstufe gekoppelt sind. Dieser Aspekt führte zu einer Verringerung der erreichbaren Bandbreite und somit der maximalen Datenrate.
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Aus der
DE 4138661 C1 ist eine Schaltungsanordnung bekannt, welche als Treiberschaltung für Laserdioden geeignet ist. Diese weist eine Eingangsstufe auf, die so ausgeführt ist, dass ein erstes differenzielles Paar von Bipolartransistoren ein Eingangssignal empfängt. Außerdem weist diese Schaltungsanordnung eine Ausgangsstufe mit einem weiteren differenziellen Paar von Bipolartransistoren auf, welche zum Empfang eines Vortreiber-Ausgangsignals der Eingangsstufe und zur Ansteuerung einer lichtemittierenden Halbleitervorrichtung in Reaktion auf das Vortreiberausgangssignal geeignet ist. Die elektronische Vorrichtung gemäß der DE 4138661 C1 ist außerdem so ausgeführt, dass das Vortreiber-Ausgangssignal der Eingangsstufe vorverzerrt ist, um eine Signalverzerrung der Ausgangsstufe zu kompensieren.
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KURZZUSAMMENFASSUNG
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Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, die oben genannten Nachteile aus dem Stand der Technik zu überwinden. Insbesondere besteht eine Aufgabe der Erfindung darin, eine elektronische Vorrichtung zur Ansteuerung einer lichtemittierenden Diode mit verbesserter EMI, einer großen Bandbreite und hohen Datenraten bei niedrigen Versorgungsspannungspegeln bereitzustellen.
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Die Aufgabe wird gelöst durch eine elektronische Vorrichtung gemäß Anspruch 1 sowie durch ein Verfahren gemäß Anspruch 7.
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Dementsprechend wird eine elektronische Vorrichtung zur Ansteuerung einer lichtemittierenden Halbleitervorrichtung bereitgestellt. Bei einem Aspekt der Erfindung weist die elektronische Vorrichtung eine Eingangsstufe auf, die so ausgeführt ist, dass sie mit einem ersten differenziellen Paar von Bipolartransistoren ein erstes Eingangssignal und mit einem zweiten differenziellen Paar von Bipolartransistoren ein zweites Eingangssignal empfängt. Die Eingangsstufe ist ferner so ausgeführt, dass sie ein Vortreiber-Ausgangssignal bereitstellt, das eine Überlagerung des ersten Eingangssignals und des zweiten Eingangssignals ist.
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Die elektronische Vorrichtung kann auch eine Ausgangsstufe aufweisen. Die Ausgangsstufe kann auch so ausgeführt sein, dass sie die lichtemittierende Halbleitervorrichtung in Reaktion auf das Vortreiber-Ausgangssignal steuert. Die Ausgangsstufe kann in Reaktion auf das Vortreiber-Ausgangssignal einen Ausgangsstrom in die lichtemittierende Halbleitervorrichtung einspeisen. Die Ausgangsstufe kann ein drittes differenzielles Paar von Bipolartransistoren aufweisen, die das Vortreiber-Ausgangssignal der Eingangsstufe empfangen können. Bei einem Aspekt der Erfindung kann die Eingangsstufe so ausgeführt sein, dass sie das Vortreiber-Ausgangssignal vorverzerrt, um eine Verzerrung der Ausgangsstufe zu kompensieren. Dieser Aspekt sorgt dafür, dass ein Ausgangssignal der Ausgangsstufe zur Ansteuerung der lichtemittierenden Halbleitervorrichtung eine lineare Funktion des Vortreiber-Ausgangssignals ist. Dadurch wird die Signalverzerrung des Treibersignals für die lichtemittierende Halbleitervorrichtung verringert.
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Das erste und das zweite differenzielle Paar von Bipolartransistoren der Eingangsstufe können an Degenerationswiderstände gekoppelt sein. Dies sorgt dafür, dass das Vortreiber-Ausgangssignal eine lineare Funktion des ersten Eingangssignals und des zweiten Eingangssignals ist, mit Ausnahme der Vorverzerrung, die angewendet wird, um die Verzerrung der Ausgangsstufe zu kompensieren. Der Vortreiber sollte dann so ausgelegt sein, dass er das Eingangssignal auf eine Weise vorverzerrt, die die Umkehrfunktion der Verzerrung der Ausgangsstufe ist. Das erste und das zweite differenzielle Paar von Bipolartransistoren der Eingangsstufe können somit an eine Transistorlast gekoppelt sein. Die Transistorlast kann aus Bipolartransistoren bestehen. Die Last kann eine Diodenlast sein. Die Diodenlast kann dann eine Transistordiodenlast sein, d. h. zum Beispiel Bipolartransistoren in einer diodengekoppelten Konfiguration. Die Last kann auch aus Transistoren in Basisschaltungsstruktur bestehen. Die Lasttransistoren können dann mit ihren Basen an einen gemeinsamen Referenzspannungspegel gekoppelt sein. Das erste und das zweite differenzielle Paar können sich die gleiche Last teilen. Die Diodenlast oder Transistorlast (z. B. Diode oder Basisschaltung) kann dann dazu dienen, eine entsprechende Vorverzerrung bereitzustellen. Diese Aspekte der Erfindung führen zu einer translinearen Treibertopologie. Die an die differenziellen Paare der Eingangsstufe gekoppelten Degenerationswiderstände dienen dazu, eine lineare Beziehung zwischen dem Ausgangsstrom der Eingangsstufe und der ersten und der zweiten Eingangsspannung herzustellen. Darüber hinaus stellt die an die differenziellen Paare gekoppelte Transistorlast (z. B. diodengekoppelt oder in Basisschaltungsstruktur) sicher, dass die Eingangsspannung für die Ausgangsstufe vorverzerrt ist. Die Vorverzerrung führt zu einer insgesamt linearen Beziehung zwischen den Eingangssignalen zu der Eingangsstufe und den Ausgangssignalen (Ausgangsspannung und/oder Ausgangsströme) der Ausgangsstufe. Die elektronische Vorrichtung gemäß diesen Aspekten der Erfindung hat eine geringere Verzerrung und eine höhere Vielseitigkeit als Vorrichtungen aus dem Stand der Technik.
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Die erste Eingangsspannung und die zweite Eingangsspannung können vorteilhaft in einer spezifischen Bufferstufe zum Kompensieren von negativen Leitungseigenschaften oder nichtidealen Eigenschaften der lichtemittierenden Halbleitervorrichtung erzeugt werden. Die elektronische Vorrichtung kann dann ferner einen Verzögerungsbuffer zur Verzögerung eines Treibersignals für die lichtemittierende Halbleitervorrichtung aufweisen. Der Verzögerungsbuffer kann so ausgeführt sein, dass er das erste Eingangssignal als verzögerte Version des Treibersignals erzeugt. Die Bufferstufe kann auch eine Pulserzeugungsstufe aufweisen, die parallel zum Verzögerungsbuffer gekoppelt ist und selektiv positive und negative Pulse erzeugen kann. Diese Pulse können vorteilhafterweise gemeinsam mit entsprechenden positiven und negativen Flanken des ersten Eingangssignals beginnen. Die Pulse können dann als zweites Eingangssignal verwendet werden. Das erste Eingangssignal und das zweite Eingangssignal können dann in das erste und in das zweite differenzielle Paar der Eingangsstufe eingespeist werden. Dementsprechend kann eine elektronische Vorrichtung gemäß diesen Aspekten der Erfindung eine Über- und Unterschwingung erzeugen, die eine vollständig unabhängige Anpassung der Spitzenbreite und -höhe sowohl für die Überschwingung als auch für die Unterschwingung hat. Die elektronische Vorrichtung kann somit eine Signalformungsschaltungsanordnung aufweisen, die zwei Hauptbaublöcke, die Überschwingungs- und Unterschwingungserzeugungsstufe (Pulserzeugungsstufe) und einen Verzögerungsbuffer aufweisen kann, der parallel zur Pulserzeugungsstufe geschaltet ist. Der Verzögerungsbuffer kann im Wesentlichen die gleiche Signalverzögerung an das Eingangssignal anlegen wie die Pulsverzögerungsstufe, sodass die von der Pulserzeugungsstufe erzeugten Pulse gemeinsam mit den Flanken des Eingangssignals auftreten. Der Hauptzweck des Verzögerungsbuffers besteht darin, das Eingangssignal so zu verzögern, dass eine vorbestimmte Phasenbeziehung zwischen dem Ausgangssignal des Verzögerungsbuffers (erstes Eingangssignal) und dem Ausgangssignal der Pulserzeugungsschaltung (zweites Eingangssignal) hergestellt wird. Der Verzögerungsbuffer kann auch dazu verwendet werden, den Pegel des Eingangssignals einzustellen. Das Treibersignal kann einen im Wesentlichen rechteckigen alternierenden Signalverlauf haben. Die Ausgabe der beiden Stufen (des Verzögerungsbuffers und der Pulserzeugungsstufe) werden überlagert, was aus einer Aufsummierung der beiden Ausgangssignale (z. B. Spannungen oder Ströme) bestehen kann, um das endgültige Ausgangssignal darzustellen. Die Pulserzeugungsstufe kann so ausgelegt sein, dass sie kurze Spitzen mit einer gesteuerten Breite und einer gesteuerten Höhe an jeder Flanke des Eingangssignals erzeugt, und sie fällt zwischen den Spitzen auf null zurück. Diese Ausführungsform kann vorzugsweise zur Ansteuerung einer VCSEL verwendet werden. Sie kann jedoch auch vorteilhaft auf andere Arten von lichtemittierenden Halbleitervorrichtungen angewendet werden. Eine Technik zur Implementierung der vorliegenden Erfindung kann eine Bipolar- oder BICMOS-Technik sein.
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Bei einer Ausführungsform kann die elektronische Vorrichtung eine niederohmige Treiberstufe aufweisen, die zwischen der Eingangsstufe und der Ausgangsstufe gekoppelt ist, um das Vortreiber-Ausgangssignal der Eingangsstufe zwischenzuspeichern. Die Ausgangsstufe wird dann von der Eingangsstufe entkoppelt, was zu einer verbesserten Performance führt. Der Buffer oder die niederohmige Treiberstufe kann Bipolartransistoren aufweisen, die als Emitterfolger gekoppelt sind, um als niederohmige Treiberstufe oder als Pegelschieber zu dienen. Die Verzerrung der zweiten Eingangsspannung kann dann weiter durch die Verstärkung der Bipolartransistoren verringert werden. Darüber hinaus kann die Pegelverschiebung zu einer größeren Spannungsreserve an den Ausgangsanschlüssen der Ausgangsstufe führen. Dadurch ist es möglich, niedrigere Versorgungsspannungspegel für die elektronische Vorrichtung zu verwenden.
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Bei einem Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zur Ansteuerung einer lichtemittierenden Halbleitervorrichtung bereitgestellt. Ein Vortreiber-Ausgangssignal eines differenziellen Paars von Bipolartransistoren einer Eingangsstufe kann vorverzerrt werden, um eine Verzerrung einer Ausgangsstufe zu kompensieren. Das vorverzerrte Vortreiber-Ausgangssignal kann dann an die Ausgangsstufe angelegt (oder darin eingespeist) werden, um die lichtemittierende Halbleitervorrichtung anzusteuern. Dies stellt sicher, dass die Ausgangssignale der Ausgangsstufe eine lineare Funktion des Eingangssignals der Eingangsstufe sein können. Die Vorverzerrung kann durch Verwendung einer Diodenlast, insbesondere einer Transistordiodenlast für ein differenzielles Paar von Bipolartransistoren in der Eingangsstufe bereitgestellt werden. Die Ausgangsstufe kann dann auch ein differenzielles Paar von Bipolartransistoren aufweisen. Degenerationswiderstände können auch in der Eingangsstufe verwendet werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Weitere Aspekte und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsformen der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnungen. Darin zeigen:
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1 ein vereinfachtes Schaltbild eines Treibers aus dem Stand der Technik,
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2 ein weiteres vereinfachtes Schaltbild eines Treibers aus dem Stand der Technik,
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3 ein grundlegendes Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung,
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4 das Blockschaltbild aus 3 in einer ausführlicheren Weise,
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5 ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung,
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6 ein vereinfachtes Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, und
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7 ein vereinfachtes Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEISPIELHAFTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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3 zeigt ein vereinfachtes und grundlegendes Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung. Die elektronische Vorrichtung 1 kann eine oder mehrere integrierte Halbleiterschaltung(en) sein, die gemäß Aspekten der Erfindung ausgeführt ist/sind. Der Buffer BUF 2 empfängt ein Treibersignal LD zur Ansteuerung einer lichtemittierenden Halbleitervorrichtung D. Obwohl eine Diode D gezeigt ist, kann die lichtemittierende Halbleitervorrichtung jede beliebige andere lichtemittierende Halbleitervorrichtung sein, wie beispielsweise eine VCSEL (Vertical Cavity Surface Emitting Laser). Der Buffer empfängt das Treibersignal LD und erzeugt zwei Ausgangssignale VIN1 und VIN2, die in eine Ausgangsstufe CMLOS 3 mit stromgesteuerter Logik eingespeist werden. Einige Ausführungsformen der Ausgangsstufe CMLOS 3 mit stromgesteuerter Logik sind nachfolgend anhand der 5, 6 und 7 beschrieben. Obwohl in den Ausführungsformen der Erfindung einige Signale, wie etwa VIN1, VIN2, als Eintaktsignale und andere als volldifferenzielle Signale VOUT gezeigt sind, ist es möglich, entweder Eintaktsignale oder volldifferenzielle Signale zu verwenden.
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4 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform des Buffers 2, der in 3 gezeigt ist. Ein Verzögerungsbuffer DBUF 4 ist parallel zu einer Pulserzeugungsstufe PGS 5 gekoppelt. Die grundlegende Funktionalität der gezeigten Architektur kann von den Signalverläufen, die am Eingangsknoten LD und den entsprechenden Ausgängen VIN1, VIN2 (volldifferenzielle Signale) des Verzögerungsbuffers DBUF 4 und der Pulserzeugungsstufe PGS 5 und am Ausgang VOUT der Ausgangsstufe CMLOS 3 mit stromgesteuerter Logik abgeleitet werden. Das Eingangssignal am Eingangsknoten LD wird in den Verzögerungsbuffer DBUF 4 und in die Pulserzeugungsstufe PGS 5 eingespeist. Der Verzögerungsbuffer DBUF 4 legt im Wesentlichen eine Verzögerung an das Eingangssignal an, die die Verzögerung kompensiert, der das Eingangssignal in der Pulserzeugungsstufe PGS 5 unterliegt. Die Pulserzeugungsstufe PGS erzeugt positive und negative Pulse gemeinsam mit den ansteigenden und fallenden Flanken des Ausgangssignals VIN1 des Verzögerungsbuffers DBUF 4. Das Ausgangssignal VIN1 des Verzögerungsbuffers DBUF 4 ist im Signalverlaufsdiagramm als gestrichelte Linie am Ausgang VIN2 der Pulserzeugungsstufe PGS gezeigt. Das verzögerte Eingangssignal VIN1, das am Ausgang des Verzögerungsbuffers DBUF 4 empfangen wird, und das Pulssignal VIN2, das von der Pulserzeugungsstufe PGS erzeugt wird, werden in die Ausgangsstufe CMLOS 3 mit stromgesteuerter Logik eingespeist. Die Ausgangsstufe CMLOS 3 mit stromgesteuerter Logik führt eine Überlagerung der beiden Eingangssignale V1N1 und VIN2 durch. Diese Überlagerung kann eine Aufsummierung sein, sodass das kombinierte Ausgangssignal VOUT die gewünschten Überschwing- und Unterschwingpulse an den steigenden und fallenden Flanken des verzögerten Eingangssignals VIN1 zeigt. Die Höhe und Breite der Überschwing- und Unterschwingpulse VIN2 können willkürlich in der Pulserzeugungsstufe PGS definiert werden.
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5 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform einer Ausgangsstufe CMLOS 3 mit stromgesteuerter Logik. Die Ausgangsstufe CMLOS 3 mit stromgesteuerter Logik weist eine Eingangsstufe 6 und eine Ausgangsstufe 7 auf. Die Eingangsstufe kann auch als Vortreiber bezeichnet werden. Die Eingangsstufe 6 weist zwei differenzielle Paare von Bipolartransistoren auf: ein erstes differenzielles Paar von Bipolartransistoren Q1, Q2 und ein zweites Paar von Bipolartransistoren Q3, Q4. Die Emitter der Transistoren Q1 und Q2 des ersten differenziellen Paars sind an Degenerationswiderstände RE1 bzw. RE2 gekoppelt. Die anderen Seiten der Degenerationswiderstände RE1, RE2 sind zusammengekoppelt und an eine Ausgangsstromquelle I1. Die finite Impedanz der Ausgangsstromquelle I1 ist mit ZI1 bezeichnet. Bei einer weiteren Ausführungsform können zwei Stromquellen in Kombination mit einem einzigen Widerstand RE = RE1 + RE2 zwischen den Emittern verwendet werden. Die Kollektoren der Transistoren Q1, Q2 des ersten differenziellen Paars sind an Diodenlasten gekoppelt. Bei dieser Ausführungsform sind die Diodenlasten mit diodengekoppelten Bipolartransistoren Q7 und Q8 implementiert. Bei einer anderen Ausführungsform kann eine Basisschaltungsstruktur verwendet werden, in der die Basen der Transistoren Q7, Q8 an eine gemeinsame Referenzspannung gekoppelt sind. Die Emitter der Transitoren Q7, Q8 sind an die Kollektoren der Transistoren Q1, Q2 des ersten differenziellen Paars gekoppelt. Die Basen und Kollektoren der Lasttransistoren Q7, Q8 sind zusammengekoppelt (diodengekoppelt) und an den Versorgungsspannungspegel gekoppelt. Das erste differenzielle Paar empfängt eine erste Eingangsspannung VIN1. Das erste differenzielle Paar hat zwei Ausgangsknoten OUT1n und OUT1, die eine Spannungsdifferenz VIN3 haben.
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Die Eingangsstufe 6 weist auch ein zweites differenzielles Paar von Bipolartransistoren Q3 und Q4 auf. Die Emitter der Transistoren Q3 und Q4 des zweiten differenziellen Paars sind an Degenerationswiderstände RE3 bzw. R4 gekoppelt. Die anderen Seiten der Degenerationswiderstände RE3, R4 sind zusammengekoppelt und sind an eine Ausgangsstromquelle I2 gekoppelt. Die finite Impedanz der Ausgangsstromquelle I2 ist mit ZI2 bezeichnet. Die Kollektoren der Transistoren Q3, Q4 des zweiten differenziellen Paars sind an Diodenlasten gekoppelt. Bei dieser Ausführungsform ist das zweite differenzielle Paar Q3, Q4 an die gleichen Lasten wie das erste differenzielle Paar Q1, Q2 gekoppelt. Das erste differenzielle Paar Q1, Q2 und das zweite differenzielle Paar Q3, Q4 teilen sich die gleiche Last. Diese Last ist eine Diodenlast, insbesondere eine Last, die mit zwei diodengekoppelten Bipolartransistoren implementiert ist. Die Last kann auch mit einer Basisschaltungsstruktur implementiert sein. Die Lasttransistoren können dann mit ihren Basen an eine gemeinsame Referenzspannung gekoppelt sein.
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Die Ausgangsstufe 7 weist ein drittes differenzielles Paar von Bipolartransistoren Q5, Q6 auf. Die Emitter der Bipolartransistoren Q5, Q6 der dritten differenziellen Stufe sind direkt und gemeinsam an die Ausgangsstromquelle I3 gekoppelt. Die finite Impedanz dieser Stromquelle ist mit ZI3 angegeben. Bei dieser Ausführungsform sind die Lasten der Ausgangsstufe 7 zwei Lastwiderstände RL3 und RL4, die an die Kollektoren der Bipolartransistoren Q5, Q6 der Ausgangsstufe 7 gekoppelt sind. Bei einem vorteilhaften Aspekt kann eine andere Last vorhanden sein, die möglicherweise nicht resistiv ist. Die Ausgangsstufe 7 kann insbesondere zur Ansteuerung von Strömen durch lichtemittierende Halbleitervorrichtungen verwendet werden. Die Ausgangsstufe kann beispielsweise zur Ansteuerung von VCSELs verwendet werden. Die Last kann dann eine VCSEL statt des gezeigten Widerstands bzw. der gezeigten Widerstände sein. Die Ausgangsknoten OUTp, OUTn sind die Ausgangsknoten des dritten differenziellen Paars Q5, Q6. Die Spannungsdifferenz zwischen den Ausgangsknoten OUTn, OUTp der dritten differenziellen Stufe ist die Ausgangsspannung VOUT, die zur Ansteuerung einer lichtemittierenden Halbleitervorrichtung, wie etwa einer VCSEL verwendet werden kann.
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Die Treibertopologie, die in 5 gezeigt ist, beseitigt Mängel von Treibertopologien aus dem Stand der Technik. Sie verwendet einen translinearen Betriebsmodus und ist so ausgeführt, dass sie eine vielseitige Formung von Ausgangssignalverläufen bereitstellt. Die Degenerationswiderstände RE1, RE2 an den Emittern des ersten differenziellen Paars Q1, Q2 stellen eine lineare Beziehung zwischen dem Ausgangsstrom IOUT1 des ersten differenziellen Paars und der ersten Eingangsspannung VIN1 bereit, solange die erste Eingangsspannung VIN1 geringer ist als der maximale Spannungsabfall an einem der Degenerationswiderstände RE1, RE2: IOUT1 = VIN1 / RE wobei VIN1 << RE·I1 und RE = RE1 = RE2. Das zweite differenzielle Paar Q3, Q4, das zum ersten differenziellen Paar parallel geschaltet ist, ist auch durch die Emitterwiderstände RE3, RE4 emitterdegeneriert. Dies sorgt dafür, dass auch der Ausgangsstrom IOUT2 des zweiten differenziellen Paars linear von der zweiten Eingangsspannung VIN2 abhängig ist: IOUT2 = VIN2 / RE mit VIN2 << RE·I2 und RE = RE3 = RE4. Der resultierende Eingangsstufenstrom (oder Vortreiber-Strom) IOUT,PRE ist dann wie folgt IOUT,PRE = IOUT1 + IOUT2.
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Der durchschnittliche Eingangsstufenstrom IOUT,PRE,AVG ist IOUT,PRE,AVG = IOUT1+IOUT2 / 2 = I1+I2 / 2
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Die Transistoren Q7, Q8 sind so gekoppelt, dass sie als Lasten für die Eingangsstufe dienen. Diese Transistordioden erzeugen eine vorverzerrte Eingangsspannung VIN3 (Vortreiber-Ausgangsspannung) für die Ausgangsstufe 7.
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Das Ergebnis ist eine lineare Umwandlung des Stroms IOUT,PRE der Eingangsstufe in einen Strom IOUT = IQ5 – IQ6 der Ausgangsstufe. Der Ausgangsstrom IOUT in der Ausgangsstufe ist eine nichtlineare Funktion der Eingangsspannung VIN3 der Ausgangsstufe: VOUT = RL·IOUT = RL·I3·tanh( VIN3 / 2VT) mit RL = RL3 = RL4.
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VIN3 folgt der nachfolgenden Beziehung
VIN3 = (VBE + ΔV) – (VBE – ΔV) wobei VBE7 = VBE8 = VBE und ΔV die Eingangsspannungsänderung ist. Weiterhin gibt es die nachfolgende Beziehung:
VBE = VT·In( IOUT,PRE,AVG / IS) die in der vorhergehenden Gleichung verwendet werden kann. Dies führt zu
VBE + ΔV = VT·In( IOUT,PRE,AVG+ΔI / IS) VBE – ΔV = VT·In( IOUT,PRE,AVG-ΔI / IS) wobei ΔI die Ausgangsstromänderung ist, die ΔV entspricht. Dies sorgt dafür, dass
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Die Umkehrfunktion der hyperbolischen Funktion ist: artanh(x) = 1 / 2In( 1+x / 1-x) wobei x = ΔI/IOUT,PRE,AVG. Dies sorgt dafür, dass die Ausgangsspannung eine lineare Funktion der ersten Eingangsspannung VIN1 und der zweiten Eingangsspannung VIN2 ist, da IOUT1 und IOUT2 lineare Funktionen der Eingangsspannungen VIN1 und VIN2 sind: VOUT = RL·I3·tanh(artanh(x)) = RL·ΔI·( I3 / IOUT,PRE,AVG) und IOUT = VOUT / RL = ΔI·( I3 / IOUT,PRE,AVG)
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Die letzte Gleichung zeigt, dass IOUT durch den überlagerten Strom IOUT,PRE,AVG linear gesteuert wird. Die Eingangsstufe stellt eine Vorverzerrung bereit, die die Umkehrfunktion der Verzerrung der Ausgangsstufe ist. Dies kann mit einer Last in der Eingangsstufe implementiert werden, die der gleichen Art ist wie die Eingangsvorrichtungen der Ausgangsstufe. Somit ist eine vielseitige Signalformung des Ausgangssignals verfügbar, indem lediglich die Treibersignale LD willkürlich an die elektronische Vorrichtung angelegt werden. Die Ausführungsformen der Erfindung stellen sicher, dass das Überlagern der Eingangsspannungen VIN1, VIN2 den Ausgangstreiber stets in einem linearen Modus antreibt. Die Transistoren Q5, Q6 des dritten differenziellen Paars in der Ausgangsstufe 7 sind niemals vollständig abgeschaltet oder in Sperrrichtung vorgespannt. Dies minimiert die Signalverzerrung und die Gleichtaktwelligkeit. Darüber hinaus ist die kapazitive Last für die Eingangsstufe 6 geringer als bei Treibern aus dem Stand der Technik. Somit unterstützt der erfindungsgemäße Treiber größere Bandbreiten und höhere Datenraten.
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6 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung. Die Ausgangsstufe CMLOS 3 mit stromgesteuerter Logik, die in 6 gezeigt ist, ist im Wesentlichen der in 5 gezeigten Schaltungsanordnung ähnlich. Es gibt jedoch zwei niederohmige Buffer F1, F2, die zwischen der Eingangsstufe und die Ausgangsstufe eingefügt sind. Die Buffer F1, F2 stellen allgemein sicher, dass die Ausgangsstufe von der Eingangsstufe entkoppelt ist. Hochohmige Eingänge der Buffer F1, F2 verringern die Verzerrung, während niederohmige Ausgänge der Buffer die Ansteuerungseigenschaften für die Ausgangsstufe 7 verbessern. Dies kann die Ansteuerungsperformance verbessern.
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7 zeigt eine Ausführungsform der Ausgangsstufe CMLOS 3 mit stromgesteuerter Logik, bei der die niederohmigen Buffer F1, F2 aus 6 mit zwei Emitterfolgern implementiert sind. Die Emitterfolger sind mit Bipolartransistoren Q9, Q10 implementiert. Die Stromquellen I4, I5 sind an die Emitter der Transistoren Q9, Q10 gekoppelt. Die finite Eingangsimpedanz der Stromquellen I4, I5 ist durch Impedanzen ZI4 und ZI5 gezeigt. Die Kollektoren der Transistoren Q9, Q10 sind an den Versorgungsspannungspegel gekoppelt. Die Ausgangsspannung VIN3 wird nun in die Basen der Transistoren Q9, Q10 eingespeist. Der Emitter des Transistors Q10 ist an die Basis des Transistors Q6 des dritten differenziellen Paars der Ausgangsstufe gekoppelt. Der Emitter des Transistors Q9 ist an die Basis des Transistors Q5 des dritten differenziellen Paars der Ausgangsstufe gekoppelt. Die Emitterfolger Q9, Q10 führen eine Impedanzumwandlung bezüglich der Basisströme IB5, IB6 der Transistoren Q5, Q6 der Ausgangsstufe durch. Die Lastströme der Lasttransistoren Q7, Q8 werden durch die Stromverstärkung β der Emitterfolgertransistoren Q9, Q10 verringert, und die Beziehung der Basisströme IB8, IB9 der Transistoren Q8, Q9 und der Ströme IB6, IB5 ist wie folgt: IB8 = IB6/β IB9 = IB5/β
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Die Verzerrung der wellenförmigen Spannung VIN2, die auf die Lastströme IB5, IB6 zurückzuführen ist, wird durch die Stromverstärkung β verringert. VIN3 wird durch die Emitterfolger Q9, Q10 in eine Spannung VIN4 mit identischer Form umgewandelt. VIN4 steuert die Ausgangsstufe 7 an. Somit können die Ausgangsströme IQ5, IQ6, IOUT erhöht werden, ohne den Pegel der Wellenformverzerrung zu erhöhen. Darüber hinaus wird eine Arbeitspegelverschiebung zwischen dem Vortreiber (Eingangsstufe 6) und der Ausgangsstufe 7 durchgeführt. Dies sorgt dafür, dass die Ausgangsstufe 7 einen niedrigeren Arbeitsspannungspegel (an den Basen von Q5, Q6) hat und somit mit einem niedrigeren Versorgungsspannungspegel mit der gleichen Spannungsreserve gespeist werden kann.
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Die Erfindung wurde im Vorangehenden zwar anhand besonderer Ausführungsformen beschrieben, sie ist jedoch nicht auf diese Ausführungsformen beschränkt, und der Fachmann wird zweifellos weitere Alternativen finden, die im Umfang der Erfindung, wie sie beansprucht ist, liegen.