DE102009016479A1

DE102009016479A1 - Radarsystem mit Verfahren zur Vermeidung von durch Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen verursachten Fehlreaktionen

Info

Publication number: DE102009016479A1
Application number: DE102009016479A
Authority: DE
Inventors: Markus Dr. Wintermantel
Original assignee: Conti Temic Microelectronic GmbH
Current assignee: Aumovio Autonomous Mobility Germany GmbH
Priority date: 2009-04-06
Filing date: 2009-04-06
Publication date: 2010-10-14
Anticipated expiration: 2029-04-07
Also published as: DE102009016479B4

Abstract

Es wird ein Radarsystem zur Umfelderfassung vorgestellt, durch das Objekte detektiert werden und jeweils wenigstens ein Objektmaß wie z.B. Entfernung, Relativgeschwindigkeit und bzw. oder azimutaler Winkel zum Radarsystem bestimmt wird. Diese Detektion von Objekten und die Bestimmung ihres wenigstens einen Objektmaßes wird zyklisch wiederholt und die Objekte werden getrackt. Von Zyklus zu Zyklus wird wenigstens ein Parameter für die Ansteuerung der Sende- und Empfangsmittel und bzw. oder für den zeitlichen Ablauf der Prozessierung der empfangenen Signale so variiert, dass Scheinobjekte durch Empfangssignale von durch andere Systeme oder selbst bewirkten Störstrahlungen bzw. -einkopplungen im Radarfrequenzbereich oder im Bereich, in welchem der niederfrequente Teil der Auswerteelektronik arbeitet, in wenigstens einem Objektmaß von Zyklus zu Zyklus variieren. Dadurch bestätigen Scheinobjekte von solchen Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen sich nicht von Zyklus zu Zyklus im Tracking und deshalb wird keine falsche Systemreaktion hervorgerufen.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Radarsystem zum Einsatz für Fahrerassistenzsysteme im Kraftfahrzeug. Das Radarsystem besitzt erfindungsgemäß Verfahren zur Vermeidung von durch Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen verursachten Fehlreaktionen.
Stand der Technik
Kraftfahrzeuge werden zunehmend mit Fahrerassistenzsystemen ausgerüstet, welche mit Hilfe von Sensorsystemen die Umgebung erfassen und aus der so erkannten Verkehrssituation automatische Reaktionen des Fahrzeugs ableiten und/oder den Fahrer instruieren, insbesondere warnen. Dabei unterscheidet man zwischen Komfort- und Sicherheitsfunktionen.
Als Komfortfunktion spielt in der momentanen Entwicklung FSRA (Full Speed Range Adaptive Cruise Control) die wichtigste Rolle. Das Fahrzeug regelt die Eigengeschwindigkeit auf die vom Fahrer vorgegebene Wunschgeschwindigkeit ein, sofern die Verkehrssituation dies zulässt, andernfalls wird die Eigengeschwindigkeit automatisch an die Verkehrssituation angepasst.
Neben einer Erhöhung des Komforts werden zukünftig Sicherheitsfunktionen eine immer größere Rolle spielen, wobei die Reduzierung des Bremsweges in Notsituationen die wichtigste Rolle spielen dürfte. Das Spektrum der entsprechenden Fahrerassistenzfunktionen reicht von einem automatischen Vorfällen der Bremse zur Reduktion der Bremslatenz (Prefill), über einen verbesserten Bremsassistenten (BAS+) bis hin zur autonomen Notbremsung.
Für Fahrerassistenzsysteme der oben beschriebenen Art werden heute vorwiegend Radarsensoren eingesetzt. Diese arbeiten auch bei schlechten Wetterbedingungen zuverlässig und können neben dem Abstand von Objekten auch direkt deren Relativgeschwindigkeit über den Dopplereffekt messen.
Diese Radarsensoren sind heute aber in ihrer Detektionsqualität noch nicht perfekt, was insbesondere für Sicherheitsfunktionen sehr kritisch ist. So können durch andere Systeme oder selbst bewirkte Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen im Radarfrequenzbereich oder im Bereich, in welchem der niederfrequente Teil der Auswerteelektronik arbeit, zu fehlerhaften Detektionen und damit zu Fehlreaktionen führen. Im Falle einer fälschlicherweise ausgelösten autonomen Notbremsung kann dies neben hohem materiellen Schaden auch zu Verletzung oder gar Tötung von Menschen führen.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zu generieren, welches Fehlrektionen durch Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen vermeidet.
Diese Aufgabe wird grundsätzlich mit Hilfe eines Radarsystems gemäß den Ansprüchen 1–8 gelöst.
Generell wird angemerkt, dass reale Objekte oft ausgedehnt sind und nicht jeder Teil des Objekts zum Radarsystem dieselbe Relativgeschwindigkeit hat (insbesondere bei dynamischen Situationen im Nahbereich). Dies führt dazu, dass von einem realen Objekt mehrere Detektionen mit unterschiedlichen Maßen in Entfernung, Azimutwinkel und Relativgeschwindigkeit entstehen können, welche zu unterschiedlichen Teilen des realen Objekts gehören. Wenn also in dieser Schrift von Objekten die Rede ist, kann es sich dabei auch nur um Teile eines realen Objekts handeln.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
In 1 ist die erste Ausführungsform eines Radarsystems dargestellt.
2 zeigt die Frequenz der Sende- und der Empfangssignale, welche aus sogenannten Frequenzrampen besteht.
3 zeigt ein abgetastetes Signal bei Anwesenheit von zwei Objekten vor der ersten DFT (links) und nach der ersten DFT (rechts).
In 4 ist der über die Frequenzrampen rotierende komplexe Spektralwert im Entfernungstor 4, in welchem sich genau ein Objekt befindet, dargestellt.
5 zeigt das zweidimensionale komplexwertige Spektrum nach der zweiten DFT.
6 erläutert die unterschiedlichen Phasenlagen an den vier Empfangsantennen und ihren Zusammenhang mit dem Azimutwinkel.
7 zeigt die Daten vor der dreidimensionalen DFT (links) und das dreidimensionale komplexwertige Spektrum danach (rechts).
In 8 sind die Mehrdeutigkeitsverhältnisse für die Relativgeschwindigkeit bei unterschiedlichem Abstand der Frequenzrampen, also unterschiedlicher Dopplerabtastfrequenz dargestellt.
9 zeigt die Mehrdeutigkeitsverhältnisse für die Entfernung bei unterschiedlichem Frequenzhub.
In 10 ist die zweite Ausführungsform eines Radarsystems dargestellt.
Ausführungsbeispiele
Die Erfindung wird nun anhand beispielhafter Ausführungen von Radarsystemen erläutert.
Ausführung 1 nach 1
Zuerst wird die beispielhafte Ausführung eines Radarsystems, welches in 1 grob dargestellt ist, betrachtet. Das Radarsystem besitzt eine Sendeantenne 1.1 zur Abstrahlung von Sendesignalen und vier Empfangsantennen 1.2 zum gleichzeitigen Empfang von an Objekten reflektierten Sendesignalen. Alle Antennen (Sende- und Empfangsantennen) haben in Elevation und Azimut dieselbe Strahlform. Die vier Empfangsantennen befinden sich in einer Ebene und haben jeweils gleichen lateralen, d. h. horizontalen Abstand d.
Die Sendesignale werden aus dem Hochfrequenz-Oszillator 1.3 im 79 GHz-Bereich gewonnen, welcher über eine Steuerspannung v_Steuer in seiner Frequenz verändert werden kann; die Steuerspannung wird in den Steuermitteln 1.8 erzeugt. Die von den Antennen empfangenen Signale werden in den reellwertigen Mischern 1.4 ebenfalls mit dem Signal des Oszillators 1.3 in den Niederfrequenzbereich heruntergemischt. Danach durchlaufen die Empfangssignale jeweils ein Bandpassfilter 1.5 mit der dargestellten Übertragungsfunktion, einen Verstärker 1.6 und einen A/D-Wandler 1.7; anschließend werden sie in einer digitalen Signalverarbeitungseinheit 1.9 weiterverarbeitet.
Damit die Entfernung von Objekten gemessen werden kann, wird – wie in 2 dargestellt – die Frequenz des Hochfrequenz-Oszillators und damit der Sendesignale sehr schnell linear verändert (in 64 μs um 187.5 MHz); man spricht dabei von einer Frequenzrampe. Die Frequenzrampen werden periodisch wiederholt (alle 80 μs); insgesamt gibt es 256 Frequenzrampen.
Das Empfangssignal eines einzelnen Objekts ist nach Mischung und damit auch am A/D-Wandler für jede Frequenzrampe und jeden der vier Empfangskanäle eine sinusförmige Schwingung; dies kann man sich mit Hilfe von 2 wie folgt erklären: Hat das Objekt die radiale Relativgeschwindigkeit Null zum Radarsystem, so ist die Frequenzdifferenz Δf zwischen gesendetem Signal und empfangenem Signal konstant und dabei proportional zur Signallaufzeit Δt und damit proportional zur radialen Entfernung r = c·Δt/2, wobei c die Lichtgeschwindigkeit ist und der Faktor 1/2 berücksichtigt, dass sich die Laufzeit Δt auf das Hin- und Zurücklaufen der Welle bezieht; die Frequenzdifferenz Δf ergibt sich bei obiger Auslegung zu Δf = 2r/c·187.5 MHz/64 μs = r·19.5 kHz/m. Da das empfangene Signal in jedem Empfangskanal mit der Oszillator- und damit Sendefrequenz gemischt wird, ergibt sich nach dem Mischer jeweils eine sinusförmige Schwingung mit der Frequenz Δf. Diese Frequenz liegt im MHz-Bereich und wird bei einer nichtverschwindenden (radialen) Relativgeschwindigkeit noch um die Dopplerfrequenz verschoben, welche aber nur im kHz-Bereich liegt und deshalb gegenüber dem Frequenzanteil durch die Objektentfernung näherungsweise vernachlässigbar ist. Gibt es mehrere Objekte, so ist das Empfangssignal eine Überlagerung mehrerer sinusförmiger Schwingungen unterschiedlicher Frequenz.
Während jeder Frequenzrampe werden in allen 4 Empfangskanälen die Empfangssignale am A/D-Wandler 512 mal jeweils im Abstand von 100 ns (also mit 10 MHz) abgetastet (siehe 2). Wie aus 2 ersichtlich ist, macht eine Signalabtastung nur in dem Zeitbereich Sinn, wo Empfangssignale von Objekten im interessierenden Entfernungsbereich eintreffen – nach Rampenstart muss also wenigstens die zur maximal interessierenden Entfernung korrespondierende Laufzeit abgewartet werden (bei einer maximalen Entfernung von 200 m entspricht dies 1.25 μs).
Dann wird über die 512 Abtastwerte jeder Frequenzrampe und jedes Empfangskanals eine diskrete Fouriertransformation (DFT) in Form einer schnellen Fouriertransformation (FFT = Fast Fourier Transform) gebildet. Dadurch kann man Objekte in unterschiedlichen Entfernungen, welche zu unterschiedlichen Frequenzen führen, trennen (siehe 3; links Signal vor DFT bei Anwesenheit von zwei Objekten, rechts nach DFT; dabei ist k die Laufvariable über die 256 Frequenzrampen und m die Laufvariable über die vier Empfangskanäle RXm). Jede der diskreten Frequenzstützstellen j der DFT korrespondiert zu einer Entfernung r und kann deshalb analog zu Pulsradaren auch als Entfernungstor bezeichnet werden; bei obiger Auslegung haben die Entfernungstore gerade einen Abstand und damit eine Breite von einem Meter (ergibt sich aus Δr·19.5 kHz/m = 1/(51.2 μs)). In den Entfernungstoren, in welchen sich Objekte befinden, treten in der DFT Leistungsspitzen auf. Da die abgetasteten Empfangssignale reellwertig sind und der obere Übergangsbereich der analogen Bandpassfilter 1.5 eine Frequenzbandbreite von 2.19 MHz hat (entspricht dem Bereich von 112 Frequenzstützstellen), können nur 200 der 512 diskreten Frequenzstützstellen weiterverarbeitet werden (es sei bemerkt, dass beliebig schmale Übergangsbereiche von Filtern nicht realisierbar sind). Die Filter 1.5 dämpfen kleine Frequenzen und somit die Empfangssignale von nahen Objekten, um eine Übersteuerung der Verstärker 1.6 und der A/D-Wandler 1.7 zu vermeiden (die an den Antennen empfangenen Signale werden mit abnehmendem Objektabstand ja stärker).
Über die 256 Frequenzrampen (k = 0, 1, ..., 255) fallen in jedem Empfangskanal m (m = 0, 1, 2, 3) für jedes Entfernungstor j (also jede der 200 betrachteten Frequenzstützstellen) komplexe Spektralwerte e(j, k, m) an. Gibt es in der zu einem Entfernungstor korrespondierenden Entfernung genau ein Objekt, so rotiert der komplexe Spektralwert in diesem Entfernungstor j über die 256 Frequenzrampen mit der Dopplerfrequenz, da sich von Frequenzrampe zu Frequenzrampe die Entfernung (im mm-Bereich oder darunter) und damit die Phasenlage der zugehörigen Schwingung gleichförmig ändert (siehe 4; die dort dargestellte Phasenänderung von 45° pro Frequenzrampe korrespondiert zu einer Entfernungsänderung des Objekts von λ/(8·2) = 0.24 mm, wobei die Wellenlänge λ = c/79 GHz = 3.8 mm ist und der Faktor 2 im Nenner das Hin- und Zurücklaufen der Wellen berücksichtigt, woraus sich die Relativgeschwindigkeit v_rel = 0.24 mm/80 μs = 10.6 km/h ergibt). Mehrere Objekte mit unterschiedlicher Relativgeschwindigkeit im selben Entfernungstor werden dadurch getrennt, dass für jeden Empfangskanal und jedes Entfernungstor über die in den 256 Frequenzrampen anfallenden komplexen Spektralwerte eine zweite DFT gerechnet wird. Jede diskrete Frequenzstützstelle I dieser zweiten DFT korrespondiert zu einem Satz von Dopplerfrequenzen (wegen der Abtastung der Dopplerfrequenz kann sie nur bis auf ein unbekanntes ganzzahliges Vielfaches ihrer Abstastfrequenz bestimmt werden – s. u.) und somit einem Satz von Relativgeschwindigkeiten v_rel von Objekten, so dass die diskreten Frequenzstützstellen der zweiten DFT als Relativgeschwindigkeitstore bezeichnet werden können. Die zweite DFT dient nicht nur zur Ermittlung der Relativgeschwindigkeit, sondern sie erhöht durch ihre Integration auch die Detektionsempfindlichkeit – bei 256 Frequenzrampen etwa um 10·log₁₀(256) = 24 dB.
Nach dieser zweiten DFT für die Relativgeschwindigkeiten ergibt sich für jeden Empfangskanal ein zweidimensionales komplexwertiges Spektrum, wobei die einzelnen Zellen als Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Tore bezeichnet werden können und durch Objekte Leistungsspitzen am jeweils zugehörigen Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Tor auftreten (siehe 5).
Schließlich wird dann noch die Information aus den vier Empfangskanälen (zu den vier Empfangsantennen) fusioniert. Die von der Sendeantenne stammende, an einem einzelnen Objekt reflektierte Welle kommt an den vier Empfangsantennen m, m = 0, 1, 2, 3, abhängig vom Azimutwinkel α mit unterschiedlichen Phasenlagen φ(m) an, da die Entfernungen zwischen Objekt und Empfangsantennen leicht unterschiedlich sind; wegen der horizontalen Äquidistanz der Empfangsantennen nehmen die Phasenunterschiede über die vier Empfangsantennen linear zu bzw. ab (siehe 6). Eventuell abgesehen von konstanten und damit kompensierbaren Phasenverschiebungen bleiben diese Phasenunterschiede bis nach der zweiten DFT erhalten, so dass man über die vier Empfangskanäle in jedem Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Tor eine digitale Strahlformung durchführen kann. Dazu bildet man Summen über die komplexen Werte der vier Empfangskanäle, welche jeweils mit einem Satz komplexer Faktoren mit linear zunehmender Phase multipliziert werden; abhängig von der linearen Phasenänderung des jeweiligen Faktorensatzes resultieren Strahlungskeulen mit unterschiedlichen Strahlrichtungen. Die Strahlbreite dieser Strahlungskeulen ist deutlich geringer als diejenige der einzelnen Empfangsantennen. Die oben beschrieben Summation wird durch eine 8-Punkte-DFT realisiert, wobei die vier Werte der vier Empfangskanäle durch vier Nullen ergänzt werden; die diskreten Frequenzwerte dieser DFT korrespondieren zu unterschiedlichen Azimutwinkeln und können deshalb als Winkeltore n (n = 0, 1, ... 7) bezeichnet werden.
Nach dieser dritten DFT für die Azimutwinkel ergibt sich ein dreidimensionales komplexwertiges Spektrum, wobei die einzelnen Zellen als Entfernung- Relativgeschwindigkeit-Winkel-Tore bezeichnet werden können und durch Objekte Leistungsspitzen am jeweils zugehörigen Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Winkel-Tor auftreten (siehe 7; links Daten vor dreidimensionaler DFT, rechts danach). Durch Bestimmung der Leistungsspitzen kann man also Objekte detektieren und ihre Maße Entfernung, Relativgeschwindigkeit (abgesehen von Mehrdeutigkeiten, s. u.) und Azimutwinkel ermitteln. Da Leistungsspitzen bedingt durch die DFT-Fensterungen auch in benachbarten Zellen noch Pegel aufweisen, kann man die Objektmaße durch Interpolation in Abhängigkeit dieser Pegel noch wesentlich genauer als die Torbreiten bestimmen. Es sei bemerkt, dass die Fensterfunktionen der drei DFTs so gewählt werden, dass einerseits die Leistungsspitzen nicht zu breit werden (für eine genügende Objekttrennung), aber andererseits auch die Nebenkeulen der Fensterspektren nicht zu hoch werden (um auch schwach reflektierende Objekte in Anwesenheit stark reflektierender Objekte erkennen zu können). Aus der Höhe der Leistungsspitzen kann als viertes Objektmaß noch dessen Reflektionsquerschnitt geschätzt werden, welcher angibt, wie stark das Objekt die Radarwellen reflektiert.
Die beschriebene Detektion von Objekten und die Bestimmung der zugehörigen Objektmaße stellen einen Messzyklus dar und liefern ein Momentanbild des Umfeldes; dies wird etwa alle 30 ms zyklisch wiederholt. Zur Beurteilung der Umfeldsituation werden die Momentanbilder über aufeinanderfolgende Zyklen hinweg verfolgt, gefiltert und ausgewertet; Gründe dafür sind insbesondere:

• einige Größen können nicht direkt in einem Zyklus, sondern nur aus der Änderung über aufeinanderfolgenden Zyklen bestimmt werden (z. B. Längsbeschleunigung und Quergeschwindigkeit),
• die Bewegung von Objekten kann über mehrere Zyklen plausibilisiert werden, woraus eine robustere und sicherere Umfeldbeschreibung resultiert; so muss z. B. die sich über aufeinanderfolgende Zyklen ergebende Änderung der Entfernung zur gemessenen (radialen) Relativgeschwindigkeit passen, was Redundanz und damit zusätzliche Sicherheit in der Umfeldbeschreibung ergibt,
• Verringerung von Messrauschen durch zeitliche Filterung über mehrere Zyklen.

Das Verfolgen und Filtern von Objektdetektionen über aufeinanderfolgende Zyklen wird auch als Tracking bezeichnet. Dabei werden für jedes Objekt aus den getrack ten Objektmaßen des aktuellen Zyklus Werte für den nächsten Zyklus prädiziert. Diese Prädiktionen werden mit den im nächsten Zyklus als Momentaufnahme detektierten Objekte und deren Objektmaße verglichen, um diese passend einander zuzuordnen. Dann werden die zum selben Objekt gehörigen prädizierten und gemessenen Objektmaße fusioniert, woraus sich die aktuellen getrackten Objektmaße ergeben, welche somit über aufeinanderfolgende Zyklen gefilterte Werte darstellen. Falls bestimmte Objektmaße in einem Zyklus nicht eindeutig bestimmt werden können, sind beim Tracking die unterschiedlichen Hypothesen zu berücksichtigen. Aus den getrackten Objekten und den zugehörigen getrackten Objektmaßen wird die Umfeldsituation für die jeweilige Fahrerassistenzfunktion analysiert und interpretiert, um daraus die entsprechenden Aktionen abzuleiten.
Mehrdeutigkeiten in der Messung der Relativgeschwindigkeit
Bei obiger Auslegung wird die durch die Relativgeschwindigkeit eines Objekts bewirkte Dopplerfrequenz alle 80 μs abgetastet (ein Wert pro Frequenzrampe); die Abtastfrequenz beträgt also 12.5 kHz. Bei einer mittleren Sendefrequenz von 79 GHz (Rampe liegt also im Bereich 78.9–79.1 GHz) korrespondiert ein Dopplerfrequenzbereich von 12.5 kHz zu einem Relativgeschwindigkeitsbereich von etwa 85 km/h. Die im Straßenverkehr auftretenden Relativgeschwindigkeiten überdecken typischerweise aber einen viel größeren Bereich – etwa –200 km/h ... +400 km/h, wobei '+' eine Annäherung bedeutet. Aus dem dreidimensionalen komplexwertigen Spektrum ist deshalb die Bestimmung der Relativgeschwindigkeit über ihren nötigen Messbereich nicht eindeutig – Relativgeschwindigkeiten können nur bis auf ein unbekanntes ganzzahliges Vielfache von 85 km/h bestimmt werden (ergibt sich z. B. die abgetastete Dopplerfrequenz zu 0, kann die Relativgeschwindigkeit tatsächlich einen der Werte –170 km/h, –85 km/h, 0 km/h, 85 km/h, 170 km/h, 255 km/h und 340 km/h betragen).
Eine Möglichkeit zur Behebung dieses Problems besteht darin, dass die Dopplerfrequenz viel schneller abtastet wird, wozu die Länge und der Abstand der Frequenzrampen deutlich reduziert werden müssten (gut um den Faktor 6). Dies würde aber zu einer deutlichen Erhöhung der Systemkosten führen, insbesondere aus folgenden Gründen:

• die Bandbreite des analogen Empfangspfades müssten um diesen Faktor höher sein,
• die A/D-Wandler müssten um diesen Faktor schneller sein,
• die digitalen Signalverarbeitungsmittel zur Bestimmung und Auswertung des dreidimensionalen komplexwertigen Spektrums müssten eine um diesen Faktor höhere Rechenkapazität haben,
• der benötigte Speicher für die Eingangswerte der 2. DFT über die 200 Entfernungstore müsste um diesen Faktor größer sein.

Deshalb wird folgende Methode angewandt, welche keine höheren Anforderungen an die Komponenten der analogen und digitalen Signalverarbeitung stellt: Die Bestimmung und Auswertung des dreidimensionalen Spektrums zur Objektdetektion und Ermittlung der Objektmaße wird – wie oben ausgeführt – etwa alle 30 ms wiederholt. Der Abstand der Frequenzrampen wird nun von Zyklus zu Zyklus, also alle etwa 30 ms, leicht variiert – er ist also nicht wie bisher betrachtet immer genau 80 μs, sondern soll im hier betrachteten Beispiel zwischen den beiden Werten 80 μs und 90 μs alternieren (jeden zweiten Zyklus ist der Abstand der Frequenzrampen also 80 μs, in den Zyklen dazwischen 90 μs). Die Dopplerabtastfrequenz alterniert damit zwischen 12.5 kHz und 11.1 kHz, was zu Relativgeschwindigkeitsbereichen von 85 km/h und 76 km/h korrespondiert; damit alternieren die Mehrdeutigkeitsverhältnisse für die Relativgeschwindigkeit. Nimmt man nun an, dass sich ein Objekt mit der Relativgeschwindigkeit 85 km/h zum Radarsystem bewegt, so ergibt sich kontinuierlich betrachtet (also ohne Abtastung) eine Dopplerfrequenz von 12.5 kHz. Bei einem Frequenzrampenabstand von 80 μs und damit einer Dopplerabtastfrequenz von 12.5 kHz ergibt sich die abgetastete Dopplerfrequenz gerade zu 0, welche bei den Relativgeschwindigkeiten –170 km/h, –85 km/h, 0 km/h, 85 km/h, 170 km/h, 255 km/h und 340 km/h gemessen wird; bei einem Frequenzrampenabstand von 90 μs und damit einer Dopplerabtastfrequenz von 11.1 kHz resultiert die abgetastete Dopplerfrequenz (12.5–11.1)kHz = 1.4 kHz, welche zu den Relativgeschwindigkeiten –143 km/h, –67 km/h, 9 km/h, 85 km/h, 161 km/h, 237 km/h, 313 km/h und 389 km/h korrespondiert (siehe 8). Bei diesen beiden Mengen an möglichen Relativgeschwindigkeiten gibt es nur einen identischen Wert, nämlich die tatsächliche Relativgeschwindigkeit von 85 km/h, alle anderen Werte der beiden Mengen liegen wenigstens 9 km/h auseinander. Wird das Objekt mit der Relativgeschwindigkeit 85 km/h zum allerersten Mal detektiert, so muss das Tracking alle möglichen Relativgeschwindigkeiten (für den verwendeten Rampenabstand) als potentielle Hypothesen betrachten; die Prädiktion für den nächsten Zyklus muss also für die unterschiedlichen Hypothesen stattfinden. Im nächsten Zyklus wird das Objekt zum zweiten Mal gesehen, wobei sich wegen des anderen Rampenabstandes die andere Menge an möglichen Relativgeschwindigkeiten ergibt. Bei der Zuordnung der im zweiten Zyklus detektierten Objekte zu den prädizierten Objekten ist zu berücksichtigen, dass wegen Messfehlern (z. B. durch Messrauschen) und wegen dynamischen Änderungen (z. B. bei Beschleunigungen) eine gewisse Abweichung zwischen prädizierten und gemessenen Werten zugelassen werden muss. Da diese Zuordnungsunschärfe aber deutlich geringer als 9 km/h ist, bestätigt sich einzig die Hypothese der realen Relativgeschwindigkeit von 85 km/h – alle anderen Relativgeschwindigkeiten der beiden Mengen liegen zu weit auseinander. Die tatsächliche Relativgeschwindigkeit kann also als Schnittmenge der beiden Mengen möglicher Relativgeschwindigkeiten bestimmt werden, wobei kleine Abweichungen zwischen den der Schnittmenge zugeordneten Werten erlaubt sind. Man kann einfach zeigen, dass Analoges für jede Relativgeschwindigkeit im interessierenden Bereich –200 km/h ... +400 km/h gilt.
Für Objekte, welche über wenigstens zwei Zyklen getrackt sind, muss wegen der dann eindeutigen Relativgeschwindigkeit nur noch eine Prädiktion gemacht werden, während für die Zuordnung der im jeweiligen Zyklus detektierten Objekte deren Mehrdeutigkeit in der Relativgeschwindigkeit zu betrachten ist, wobei sich jeweils auch nur wieder die reale Relativgeschwindigkeit zuordnen lässt.
Würde man nicht den Rampenabstand variieren, so könnte das Tracking die reale Relativgeschwindigkeit aus der Menge an möglichen Werten nur an Hand der Entfernungsänderung bestimmen; da die Entfernung aber nicht sehr genau bestimmt werden kann (z. B. bei Wanderung der Reflektionsschwerpunkts von ausgedehnten Objekten), sind dafür bei der hier betrachteten Auslegung etwa 12 Zyklen nötig, was zu einer trägen Systemreaktion führt und insbesondere für Sicherheitsfunktionen sehr nachteilig ist.
Es sei erwähnt, dass man die Variation des Rampenabstands von Zyklus zu Zyklus auch nach anderen Regeln gestalten kann, z. B. so, dass es mehr als zwei verschiedene Werte gibt. Dies verhindert in obigem Beispiel, dass sich ein mit absolut 85 km/h bewegendes Objekt nicht jeden zweiten Zyklus, sondern nur seltener mit einer Leitplanke (hat Absolutgeschwindigkeit 0) verschmelzen kann; das Verschmelzen mit einer Leitplanke führt beispielsweise zu Fehlern in der Winkelbildung, welche bei seltenerem Auftreten durch das Tracking wesentlich besser unterdrückt werden können. Des Weiteren wird durch eine Mehrzahl von Werten die Wahrscheinlichkeit reduziert, dass bei Anwesenheit mehrerer Objekte in sehr ähnlicher Entfernung und mit unterschiedlicher Relativgeschwindigkeit die Mehrdeutigkeiten über mehrere Zyklen hinweg nicht oder nicht richtig gelöst werden.
Grundsätzlich kann man die verschiedenen Werte des Rampenabstands auch nach dem Zufallsprinzip auswählen. Vorteil dabei ist die Tatsache, dass Mehrobjektsituationen nicht zu periodisch wiederkehrenden Fehlinterpretationen führen können. Nachteil einer zufälligen Auswahl des Rampenabstands ist, dass in zwei aufeinanderfolgenden Zyklen die selben oder sehr ähnliche Werte auftreten können, so dass sich die Mehrdeutigkeiten dann erst nach mehreren Zyklen lösen lassen.
Deshalb kann man die Wahl der verschiedenen Werte des Rampenabstands auch nach einem Prozess treffen, welcher einen determinierten und einen zufälligen Anteil hat, um z. B. zu gewährleisten, dass die in aufeinanderfolgende Zyklen gewählten Werte immer einen Mindestabstand haben.
Zufällige Werte lassen sich durch ein rückgekoppeltes binäres Schieberegister realisieren, wobei man dann oft auch genauer von pseudozufälligen Werten spricht (die Ausgangsfolge eines Schieberegisters ist nicht völlig zufällig, da sie z. B. nur eine endlich lange Periode hat).
Bisher wurde angenommen, dass der Abstand von jeweils aufeinanderfolgenden Frequenzrampen über den ganzen Zyklus konstant ist. Tatsächlich kann dieser Abstand aber auch leicht variieren, um z. B. robuster gegenüber Einstrahlungen von anderen Radarsystemen zu werden. Beispielsweise kann man den Rampenbeginn gegenüber einem über den Zyklus konstanten festen Raster pseudozufällig variieren (z. B. im Bereich 0–0.5 μs). Von Zyklus zu Zyklus werden dann dieses feste Raster und damit der mittlere Rampenabstand variiert (z. B. wie oben alternierend zwischen 80 μs und 90 μs).
Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen bei Variation des Rampenabstandes In realen Radarsystemen kommt es zu Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen im Radarfrequenzbereich (79 GHz) oder im Bereich, in welchem der niederfrequente Teil der Auswerteelektronik arbeit bzw. sensitiv ist (etwa im Bereich 50 Hz bis 1 GHz).
Diese Störungen können durch andere Systeme oder das Radarsystem selbst bewirkt werden; Beispiele dafür sind:

• Einstrahlungen von Radarsystemen, welche im selben Hochfrequenzbereich arbeiten; diese Einstrahlungen dringen über die Empfangsantennen ein,
• von anderen Systemen im niederfrequenten Bereich (z. B. von Funksystemen außerhalb von Fahrzeug oder anderen Systemen im Fahrzeug) bewirkte Einstrahlungen bzw. Einkopplungen, welche über das nicht ideal abgeschirmte Gehäuse oder die fahrzeugseiten Zuleitungen eindringen,
• von Radarsystem selbst bewirkte Störsignale (z. B. Takt von Spannungsreglern), welche in die niederfrequenten Empfangskanäle einkoppeln.

Ohne spezielle Maßnahmen können alle diese Störungen dazu führen, dass vermeintlich Objekte detektiert werden, welche real gar nicht existieren (man spricht von Geisterobjekten), was zu fehlerhaften Reaktionen von Fahrerassistenzfunktionen führen kann. Koppelt z. B. der 125 kHz-Takt eines Spannungsreglers gleichermaßen in alle 4 Empfangskanäle des betrachteten Radarsystems nach 1 und mit den eingangs angegebenen Parameterwerten ein, so ergibt sich im dreidimensionalen Spektrum (nach der dritten DFT) eine Leistungsspitze, welche zu einer Objektdetektion in der Entfernung von gut 6 m, beim Azimutwinkel 0° und mit der Relativgeschwindigkeit 0 km/h führt (Herleitung s. u.). Wird mit dem Radarsystem die Funktion FSRA implementiert, bedeutet dies, dass fälschlicherweise permanent ein mit sehr knappem Abstand vorausfahrendes Fahrzeug gleicher Geschwindigkeit detektiert wird, auf welches das eigene Fahrzeug mit dem Ziel des Erreichens eines genügend großen Abstandes bremst – da Abstand und Relativgeschwindigkeit diese Geisterobjekts aber immer unverändert bleiben (es bremst quasi gleich stark wie das eigene Fahrzeug), führt das zu einer Bremsung fast in den Stillstand, was natürlich nicht akzeptabel ist und auch sicherheitskritisch werden kann.
Die oben kurz dargestellte pseudozufällige Variation des Beginns einer jeden Rampe gegenüber einem festen Raster (z. B. im Bereich 0–0.5 μs) würde dieses Problem einer 125 kHz-Einkopplung nicht verhindern; eine solche Variation wirkt erst bei höheren Frequenzen. Allerdings lässt sich das Problem – wie nachfolgend dargestellt – durch die Variation des (mittleren) Rampenabstands von Zyklus zu Zyklus vermeiden (diese Variation eignet sich also nicht nur zum Lösen von Mehrdeutigkeiten in der Messung von Relativgeschwindigkeiten).
Wie oben schon erwähnt, erhält man durch die 125 kHz-Einkopplung eine Leistungsspitze im Entfernungstor 6 (also bei 6 m) und der Relativgeschwindigkeit 0 km/h. Das Entfernungstor ergibt sich aus dem gerundeten Wert des Quotienten aus Störfrequenz zu der Frequenz, welche zu der Breite eines Entfernungstors korrespondiert; bei den eingangs angegebenen Parameterwerten ergibt sich also 125 kHz/19.5 kHz = 6.4 und gerundet = 6. Die abgetastete Dopplerfrequenz erhält man als Modulo der Störfrequenz zu der Dopplerabtastfrequenz (also der Rampenwiederholfrequenz); bei den eingangs angegebenen Parameterwerten ergibt sich also mod (125 kHz, 1/80 μs = 12.5 kHz) = 0. Zu dieser abgetasteten Dopplerfrequenz korrespondieren die Relativgeschwindigkeiten –170 km/h, –85 km/h, 0 km/h, 85 km/h, 170 km/h, 255 km/h und 340 km/h. Würde in jedem Zyklus als Rampenabstand 80 μs benutzt werden, so würde das Tracking, welches die Detektionen über mehrere Zyklen hinweg verfolgt, daraus nach etwa 12 Zyklen eindeutig die Relativgeschwindigkeit 0 km/h ermitteln, da nur diese konsistent zur sich nicht ändernden Entfernung ist. Ändert man nun den Rampenabstand von 80 μs z. B. auf 90 μs, so erhält man als abgetastete Dopplerfrequenz mod (125 kHz, 11.1 kHz) = 2.78 kHz, wozu die Relativgeschwindigkeiten –133.1 km/h, –57.1 km/h, 18.9 km/h, 94.9 km/h, 170.9 km/h, 246.9 km/h, 322.9 km/h und 398.9 km/h korrespondieren. Wählt man für den Rampenabstand also alternierend 80 μs und 90 μs, so gibt es zu dem 125 kHz-Störer keine Relativgeschwindigkeit, welche sich über zwei aufeinanderfolgende Zyklen im Tracking exakt bestätigt. Allerdings liegen die Geschwindigkeiten 170 km/h (zu 80 μs Rampenabstand) und 170.9 km/h (zu 90 μs Rampenabstand) nahe beieinander, so dass das Tracking bei einer über 0.9 km/h liegenden Zuordnungsunschärfe (für Berücksichtigung von Messfehlern und dynamischen Änderungen) diese als übereinstimmend betrachten würde; da eine Relativgeschwindigkeit von 170 km/h aber nicht konsistent zu der sich nicht ändernden Entfernung ist, würde das Tracking nach einigen Zyklen erkennen, dass die vom 125 kHz-Störer generierten Detektionen nicht zu einem realen Objekt passen, so dass ein fehlerhafte Reaktion des Fahrerassistenzsystems auch vermieden würde.
Wie aus dem obigen Beispiel ersichtlich ist, kann bei Verwendung von nur zwei unterschiedlichen Werten für den Rampenabstand der Fall auftreten, dass es für beide Werte zueinander passende Relativgeschwindigkeiten gibt (zumindest ohne die Plausibilisierung mit der Entfernungsänderung durch das Tracking). Um dieses Problem zu vermeiden, sollten zahlreiche unterschiedliche Werte benutzt werden, deren Auswahl zumindest einen pseudozufälligen Anteil hat.
Für die anderen oben erwähnten Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen gilt in den allermeisten Fällen selbiges Prinzip; durch die Variation des (mittleren) Rampenabstands von Zyklus zu Zyklus werden für Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen Relativgeschwindigkeiten gemessen, welche über aufeinanderfolgende Zyklen nicht konsistent sind, so dass sie nicht zu falschen Systemreaktionen führen.
Mehrdeutigkeiten in der Messung der Entfernung
Für das Radarsystem nach 1 soll nun die Abtasffrequenz für die Empfangssignale während den Frequenzrampen halbiert werden, wobei der Abtastzeitraum von 51.2 μs nicht verändert wird; statt der bisher mit einer Frequenz von 10 MHz akquirierten 512 Abtastwerte ergeben sich bei der halben Frequenz von 5 MHz somit nur noch 256 Abtastwerte. Die halbe Abtasffrequenz von 2.5 MHz liegt nun im Durchlassbereich der Bandpässe 1.5, so dass bis zu dieser Frequenz die diskreten Frequenzstützstellen der ersten DFT der Länge 256 auszuwerten sind – damit ergeben sich 129 Frequenzstützstellen, welche die Entfernungstore darstellen; eine Auswertung über diese 129 Entfernungstore hinaus macht keinen Sinn, da die erste DFT aus reellen Eingangswerten gebildet ist und deshalb die zweiten Hälfte der DFT keine weitere Information mehr trägt. Da sich die Steigung der Frequenzrampen (187.5 MHz Rampenhub in 64 μs Rampendauer) und der Abtastzeitraum (51.2 μs) nicht ändern, bleibt auch die Breite der Entfernungstore unverändert bei 1 m. Durch die Halbierung der Abtasffrequenz bei unveränderter Übertragungsfunktion der Bandpässe wird nun das Abtasttheorem verletzt, d. h. der Durchlassbereich der Bandpässe erstreckt sich über die halbe Abtasffrequenz hinaus. Damit kommt es zu Mehrdeutigkeiten bei der Entfernungsmessung, da bei der Abtastung nun Bildfrequenzen entstehen, welche betragsmäßig kleiner der halbe Abtasffrequenz sind und somit in die 129 Entfernungstore abgebildet werden (siehe 9); so fallen beispielsweise in das Entfernungstor 100 die beiden Entfernungen 100 m und 156 m.
Um diese Mehrdeutigkeiten in der Entfernungsmessung aufzulösen, wird nun der Rampenhub und somit die Steigung der Frequenzrampen von Zyklus zu Zyklus variiert, wodurch sich die Mehrdeutigkeitsverhältnisse ändern. Tritt beispielsweise im ersten Zyklus mit einem Rampenhub 187.5 MHz eine Detektion im Entfernungstor 100 mit den beiden möglichen Entfernungen 100 m und 156 m auf, so kann das Tracking im zweiten Zyklus mit einem Rampenhub von 157.9 MHz die reale Entfernung eindeutig herausfinden, da sich dann die Entfernungen 100 m und 156 m auf die unterschiedlichen Entfernungstore 84 und 124 abbilden. Analoges gilt auch für fast alle anderen Entfernungen. Einzig die beiden Entfernungen 24 m und 280 m können mit den zwei Rampenhubwerten 187.5 MHz und 157.9 MHz nicht unterschieden werden, da sie jeweils im selben Entfernungstor 24 und 20 zu liegen kommen. Zu ihrer Unterscheidung ist noch ein dritter unterschiedlicher Rampenhub von z. B. 171.4 MHz nötig; dann fallen die beiden Entfernungen 24 m und 280 m in die unterschiedlichen Entfernungstore 22 und 0. Wechselt man also diese drei Werte des Rampenhubs periodisch über die Zyklen durch, so ist eine eindeutige Bestimmung der Entfernung nach spätestens drei Zyklen möglich.
Der Vorteil der hier dargestellten Auslegung mit halbierter Abtastfrequenz ist, dass sich ohne Einbußen im Entfernungsbereich und in der Entfernungsauflösung eine Reduktion der Systemkosten realisieren lässt; Gründe dafür sind:

• die A/D-Wandler müssen nur noch halb so schnell sein,
• die benötigte Rechenkapazität der digitalen Signalverarbeitungsmittel zur Bestimmung und Auswertung des dreidimensionalen komplexen Spektrums reduziert sich fast um die Hälfte, da sich die Länge der 1. DFT halbiert und die Zahl der Entfernungstore von 200 auf 129 schrumpft,
• der benötigte Speicher für die Eingangswerte der 2. DFT reduziert sich wegen der geringeren Zahl an Entfernungstoren signifikant.

Ein gewisser Nachteil dieser Auslegung ergibt sich daraus, dass durch die Missachtung des Abtasttheorems sich Rauschen aus mehreren Frequenzbereichen in ein Entfernungstor faltet, was zu einer Empfindlichkeitsreduktion von bis zu 3 dB führt.
Die Variation des Rampenhubs von Zyklus zu Zyklus stellt die Variation eines Parameters für die Ansteuerung der Sendemittel dar. Selbigen Effekt kann man aber auch erreichen, wenn man einen Parameter für den zeitlichen Ablauf der Prozessierung der empfangenen Signale variiert, nämlich deren Abtastfrequenz während den Frequenzrampen. Lässt man bei konstanter Rampendauer von 64 μs den Rampenhub konstant bei 187.5 MHz, variiert aber dafür die Abtastfrequenz zwischen den drei Werten 5 MHz, 4.57 MHz und 4.21 MHz, so erhält man genau dieselben Verhältnisse wie oben bei den drei unterschiedlichen Werten 187.5 MHz, 171.4 MHz und 157.9 MHz für den Rampenhub; 9 bleibt also unverändert gültig, nur dass die drei Kurven jetzt eben zu den drei unterschiedlichen Abtastfrequenzen gehören. Die Mehrdeutigkeiten in der Entfernungsmessung können also in analoger Weise aufgelöst werden.
Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen bei Variation des Rampenhubes oder der während der Frequenzrampen verwendeten Abtastfrequenz Auch die Variation des Rampenhubs oder der während der Frequenzrampen verwendeten Abtastfrequenz von Zyklus zu Zyklus führt bei Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen dazu, dass diese in den meisten Fällen nicht zu falschen Systemreaktionen führen. Grund dafür ist, dass sich die Störsignale von Zyklus zu Zyklus in unterschiedlichen Entfernungstoren abbilden und wegen diesem unplausiblen Entfernungsverhalten durch das Tracking implizit unterdrückt werden.
Ausführung 2 nach 10; Mehrdeutigkeiten in der Messung des Azimutwinkels
Nun werde das Radarsystem nach 10 betrachtet. Im Gegensatz zur ersten Ausführung besitzt es nur drei Empfangsantennen, welche zwar weiterhin in einer Ebene liegen, aber nicht mehr in horizontaler Richtung äquidistant sind; der laterale Abstand zwischen linker und mittlerer Antenne beträgt 3λ/2, zwischen mittlerer und rechter Antenne λ/2. Pro Zyklus werden nur die Empfangssignale von zwei Antennen verarbeitet; dazu wird mit dem Multiplexer 10.10 von Zyklus zu Zyklus zwischen den Empfangsantennen RX1 und RX2 hin- und hergeschaltet, während RX0 immer ausgewertet wird. Damit das Radarsystem den Azimutwinkelbereich –90° ... +90° erfassen kann, haben die Sendeantenne TX und die drei Empfangsantennen ebenfalls diesen Öffnungsbereich.
Nun soll ein Zyklus betrachtet werden, bei welchem die beiden Empfangsantennen RX0 und RX1 benutzt werden. Über den Azimutwinkelbereich –90° ... +90° ändert sich die Phasendifferenz φ(0) – φ(1) zwischen den beiden Empfangssignalen von RX0 und RX1 über den Bereich –3π ... +3π (mit dem Antennenabstand 3λ/2 ergibt sich dies analog zu 6 und den dort angegebenen Beziehungen); da eine Phase und damit eine Phasendifferenz aber nur bis auf ein unbekanntes ganzzahliges Vielfaches von 2π gemessen werden kann, gibt es zu jeder gemessenen Phasedifferenz jeweils drei mögliche Werte für die tatsächliche Phasendifferenz φ(0) – φ(1) und damit den Aziumtwinkel α = arcsin((φ(0) – φ(1)/(3π)). Wird also beispielweise für ein Objekt eine Phasendifferenz 0.5π gemessen, so kann die tatsächliche Phasendifferenz –1.5π, 0.5π oder +2.5π sein und der Winkel somit –30°, 9.6° oder +56.4° betragen.
Im darauffolgenden Zyklus wird neben RX0 die Empfangsantenne RX2 benutzt, welche einen lateralen Abstand von 2λ besitzen. Deshalb ändern sich die Verhältnisse in der Winkelmehrdeutigkeit; über den Azimutwinkelbereich –90° ... +90° ändert sich die Phasendifferenz φ(0) – φ(2) zwischen den beiden Empfangssignalen von RX0 und RX2 über den Bereich –4π ... +4π, so dass es für jede gemessene Phasendifferenz jeweils vier mögliche Werte für die tatsächliche Phasendifferenz φ(0) – φ(2) und damit den Aziumtwinkel α = arcsin((φ(0) – φ(2)/(4π)) gibt. Für das Objekt werde nun die Phasendifferenz 0.67π gemessen, d. h. die tatsächliche Phasendifferenz kann –3.33π, –1.33π, 0.67π oder +2.67π sein und der Winkel somit –56.4°, –19.5°, 9.6° oder +41.8° betragen.
In beiden Mengen an möglichen Winkeln gibt es nur einen übereinstimmenden Wert, nämlich 9.6°, welcher somit im Tracking nach zwei Zyklen als tatsächlicher Aziumtwinkel des Objekt eindeutig bestimmt ist – alle anderen Winkel liegen zu weit auseinander (also über den Abweichungen, welche bei der Zuordnung im Tracking wegen Messungenauigkeiten und zeitliche Änderungen durch dynamische Situationen zuzulassen sind).
Obige Zusammenhänge und Überlegungen gelten auch für alle anderen Objektwinkel; dies folgt mit Hilfe der Zahlentheorie (China-Restwertsatz) aus der Tatsache, dass die Phasendifferenzbereiche 6π und 8π der beiden Antennenkombinationen dividiert durch den messbaren Phasendifferenzbereich 2π die Werte 4 und 3 ergeben, welche teilerfremd sind. Das Tracking kann also immer nach zwei Zyklen eindeutig den Objektwinkel bestimmen.
Eine schon in einem Zyklus eindeutige Winkelbestimmung ergibt sich bei dem in heutigen Systemen meist verwendeten konventionellen Ansatz von äquidistanten Empfangsantennen mit Abstand λ/2, wobei prinzipiell zwei Empfangsantennen ausreichend sind. Allerdings resultiert bei zwei Empfangsantennen eine sehr ungenaue Winkelmessung, da durch den geringen Abstand der Empfangsantennen sich Messfehler in der Differenzphase stark auf die Winkelmessung auswirken. Man müsste vier äquidistante Empfangsantennen benutzten, damit sich die Winkelmessfehler etwa auf das Niveau des oben betrachteten Radarsystems nach 10 mit nur zwei Empfangsantennen reduzieren, da für die Winkelmessgenauigkeit im Wesentlichen die laterale Ausdehnung über alle Empfangsantennen hinweg maßgebend ist.
Mit Hilfe des Radarsystems nach 10 lassen sich im Vergleich zum konventionellen Ansatz mit vier Empfangsantennen wieder Kosten einsparen, da für die analogen Signalverarbeitungsmittel nach dem Mischer sowie die digitalen Signalverarbeitungsmittel zur Bestimmung und Auswertung des dreidimensionalen komplexen Spektrums nur etwa der halbe Aufwand benötigt wird.
Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen bei Variation der verwendeten Empfangsantennen
Auch die oben dargestellte Variation der verwendeten Empfangsantennen von Zyklus zu Zyklus führt bei Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen dazu, dass diese in den meisten Fällen nicht zu falschen Systemreaktionen führen. Grund dafür ist, dass sich die Störsignale von Zyklus zu Zyklus in unterschiedlichen azimutalen Winkeln abbilden und wegen diesem unplausiblen Verhalten in lateraler Richtung durch das Tracking implizit unterdrückt werden.

Claims

Radarsystem zur Umfelderfassung – mit Sendemitteln zur Abstrahlung von Sendesignalen, – Empfangsmitteln zum Empfang von an Objekten reflektierten Sendesignalen und – Signalverarbeitungsmitteln zur Prozessierung der empfangenen Signale, dadurch gekennzeichnet, dass a) aus den empfangenen Signalen durch Prozessierung in den Signalverarbeitungsmitteln Objekte detektiert werden und jeweils wenigstens ein Objektmaß wie z. B. Entfernung, Relativgeschwindigkeit und bzw. oder azimutaler Winkel zum Radarsystem bestimmt wird, b) diese Detektion von Objekten und die Bestimmung ihres wenigstens einen Objektmaßes zyklisch wiederholt werden, c) die detektierten Objekte über aufeinanderfolgende Zyklen in einem sogenannten Tracking verfolgt werden, d) von Zyklus zu Zyklus wenigstens ein Parameter für die Ansteuerung der Sende- und Empfangsmittel und bzw. oder für den zeitlichen Ablauf der Prozessierung der empfangenen Signale so variiert wird, dass Scheinobjekte durch Empfangssignale von durch andere Systeme oder selbst bewirkten Störstrahlungen bzw. -einkopplungen im Radarfrequenzbereich oder im Bereich, in welchem der niederfrequente Teil der Auswerteelektronik arbeit, in wenigstens einem Objektmaß von Zyklus zu Zyklus variieren e) und sich dadurch Scheinobjekte von solchen Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen nicht von Zyklus zu Zyklus im Tracking bestätigen und deshalb keine falsche Systemreaktion hervorrufen.
Radarverfahren nach Anspruch 1, bei welchem in Schritt d) die Variation des wenigstens einen Parameters für die Ansteuerung der Sende- und Empfangsmittel und bzw. oder für den zeitlichen Ablauf der Prozessierung der empfangenen Signale von Zyklus zu Zyklus in determinierter, pseudozufälliger oder zufälliger Art geschieht oder aus einem determinierten und einem zufälligen oder pseudozufälligen Anteil zusammengesetzt ist.
Radarsystem nach einem der obigen Ansprüche, bei welchem in Schritt d) wenigstens ein Parameter für die Modulation von Amplitude, Frequenz und bzw. oder Phase des abgestrahlten Signals von Zyklus zu Zyklus verändert wird.
Radarsystem nach einem der obigen Ansprüche, bei welchem in Schritt d) wenigstens ein Parameter für die Ansteuerung von Antennen in den Sende- und Empfangsmitteln von Zyklus zu Zyklus verändert wird.
Radarsystem nach einem der obigen Ansprüche, wobei – zur Bestimmung der Relativgeschwindigkeit von Objekten eine oder mehrere gegebenenfalls ineinander verschachtelte Folgen jeweils gleicher oder ähnlicher Einzelsignale abgestrahlt werden, – die Bestimmung der Relativgeschwindigkeit von Objekten vom mittleren zeitlichen Abstand von Einzelsignalen abhängt und – von Zyklus zu Zyklus der mittlere zeitliche Abstand von Einzelsignalen variiert wird, wodurch die Relativgeschwindigkeit von Scheinobjekten durch Empfangssignale von durch andere Systeme oder selbst bewirkten Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen im Radarfrequenzbereich oder im Bereich, in welchem der niederfrequente Teil der Auswerteelektronik arbeit, von Zyklus zu Zyklus variiert.
Radarsystem nach einem der obigen Ansprüche, wobei die Amplitude der abgestrahlten Signale eine oder mehrere Folgen von kurzen Impulsen beinhaltet und von Zyklus zu Zyklus der mittlere zeitliche Abstand von Impulsen variiert wird.
Radarsystem nach einem der obigen Ansprüche, wobei die Frequenz der abgestrahlten Signale eine oder mehrere Folgen linearer Rampen jeweils gleicher Steigung beinhaltet (im folgenden als Frequenzrampen bezeichnet) und von Zyklus zu Zyklus der mittlere zeitliche Abstand von Frequenzrampen variiert wird.
Radarsystem nach einem der obigen Ansprüche, wobei – die Frequenz der abgestrahlten Signale eine oder mehrere Folgen linearer Rampen jeweils gleicher Steigung beinhaltet, – die Bestimmung der Entfernung von Objekten von der Steigung von Frequenzrampen abhängt und – von Zyklus zu Zyklus die Steigung von Frequenzrampen variiert wird, wodurch die Entfernung von Scheinobjekten durch Empfangssignale von durch andere Systeme oder selbst bewirkten Störeinstrahlungen bzw. -einkopplungen im Radarfrequenzbereich oder im Bereich, in welchem der niederfrequente Teil der Auswerteelektronik arbeit, von Zyklus zu Zyklus variiert.