DE102008054966A1

DE102008054966A1 - Power loss distribution for inverters

Info

Publication number: DE102008054966A1
Application number: DE102008054966A
Authority: DE
Inventors: Manfred Spraul
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2008-12-19
Filing date: 2008-12-19
Publication date: 2010-06-24
Also published as: EP2380269A2; WO2010069827A3; WO2010069827A2; CN102257717A

Abstract

In einem Modulationsverfahren für einen Wechselrichter (10) zum Betrieb einer elektrischen Maschine (12) wird zeitlich abwechselnd eine erste (A) und eine zweite (B) Modulation durchgeführt. Während der ersten Modulation (A) werden entsprechend einem ersten Modulationsmuster (M) ein erster (U oder V) der beiden Zweige (U, V) mit einem ersten Pol (16) einer Spannungsquelle verbunden und ein zweiter (V bzw. U) der beiden Zweige (U, V) mit zeitlichen Unterbrechungen mit einem zweiten Pol (18) der Spannungsquelle verbunden. Während der zweiten Modulation (B) werden entsprechend einem zweiten Modulationsmuster (M) der zweite (V bzw. U) der beiden Zweige (U, V) mit dem zweiten Pol (16) der Spannungsquelle verbunden und der erste (U bzw. V) der beiden Zweige (U, V) mit zeitlichen Unterbrechungen mit dem ersten Pol (18) der Spannungsquelle verbunden. Ein Wechselrichter (10) oder eine Kontrollelektronik für einen Wechselrichter (10) oder ein Modulator für die Kontrollelektronik (14) ist zur Durchführung des Modulationsverfahrens geeignet.In a modulation method for an inverter (10) for operating an electrical machine (12), a first (A) and a second (B) modulation are alternately performed in time. During the first modulation (A), according to a first modulation pattern (M), a first (U or V) of the two branches (U, V) is connected to a first pole (16) of a voltage source and a second (V or U) of the two branches (U, V) with time interruptions connected to a second pole (18) of the voltage source. During the second modulation (B), according to a second modulation pattern (M), the second (V or U) of the two branches (U, V) are connected to the second pole (16) of the voltage source and the first (U or V) of the two branches (U, V) connected with temporal interruptions to the first pole (18) of the voltage source. An inverter (10) or control electronics for an inverter (10) or a modulator for the control electronics (14) is suitable for carrying out the modulation method.

Description

Die Erfindung betrifft ein Modulationsverfahren für einen Wechselrichter zum Betrieb einer elektrischen Maschine, insbesondere einer permanenterregten Synchronmaschine, wobei der Wechselrichter mindestens zwei Zweige umfasst. Außerdem betrifft die Erfindung einen Wechselrichter und eine Kontrollelektronik für einen Wechselrichter und einen Modulator für den Wechselrichter. Unter einer ”permanenterregten Synchronmaschine” wird hier beispielsweise eine block- oder sinuskommutierte Synchronmaschine verstanden. Die Erfindung kann sowohl auf block- als auch auf sinuskommutierte Synchronmaschinen angewendet werden. Ein Modulationsverfahren definiert, unter welchen Bedingungen welche Modulationsmuster verwendet werden. Ein Modulationsmuster definiert eine zeitliche Folge von Schaltmustern, d. h. eine Reihenfolge und Dauer, mit der unterschiedliche Schaltmuster verwendet werden. Ein Schaltmuster beschreibt, welche von mehreren Schaltern leitend und welche der Schalter nichtleitend sind.The The invention relates to a modulation method for an inverter for operating an electrical machine, in particular a permanently excited Synchronous machine, wherein the inverter has at least two branches includes. Moreover, the invention relates to an inverter and a control electronics for an inverter and a modulator for the inverter. Under a "permanently energized Synchronous machine "is here, for example, a block or sinusoidal commutated synchronous machine understood. The invention can work on both block and sinusoidal synchronous machines be applied. A modulation method defines under which Conditions which modulation patterns are used. A modulation pattern defines a temporal sequence of switching patterns, i. H. an order and duration with which different switching patterns are used. A switching pattern describes which of several switches conductive and which of the switches are nonconductive.

US 2005/0122072 A1 schlägt vor, je Phase mehrere Halbbrücken zu verwenden, damit sich der Strom und folglich auch die Verlustleistung auf mehrere Schalter verteilt. Dieses Konzept vergrößert jedoch die Anzahl der Schalter und damit den Herstellungsaufwand und Platzbedarf für den Wechselrichter. US 2005/0122072 A1 Proposes to use several half-bridges per phase, so that the current and consequently also the power loss are distributed over several switches. However, this concept increases the number of switches and thus the manufacturing cost and space required for the inverter.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein gattungsgemäßes Modulationsverfahren bereitzustellen, das eine Verringerung des Herstellungsaufwands und Platzbedarfs für den Wechselrichter ermöglicht. Darüber hinaus ist es eine Aufgabe der Erfindung, einen Wechselrichter, eine Kontrollelektronik für einen Wechselrichter sowie einen Modulator für den Wechselrichter mit diesem Vorteil bereitzustellen. Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.Of the Invention is based on the object, a generic To provide modulation method that reduces the Manufacturing costs and space required for the inverter. Moreover, it is an object of the invention to provide a Inverter, control electronics for an inverter and a modulator for the inverter with this To provide an advantage. This task comes with the characteristics of independent Claims solved. Advantageous embodiments The invention are defined in the dependent claims specified.

Die Erfindung baut auf dem gattungsgemäßen Modulationsverfahren dadurch auf, dass zeitlich abwechselnd die folgenden beiden Schritte durchgeführt werden: erstens Durchführen einer ersten Modulation in einem ersten Modulationszeitraum entsprechend einem ersten Modulationsmuster, wobei ein erster der beiden Zweige mit einem ersten Pol einer Spannungsquelle verbunden ist und ein zweiter der beiden Zweige mit zeitlichen Unterbrechungen mit einem zweiten Pol der Spannungsquelle verbunden wird; und zweitens Durchführen einer zweiten Modulation in einem zweiten Modulationszeitraum entsprechend einem zweiten Modulationsmuster, wobei der zweite der beiden Zweige mit dem zweiten Pol der Spannungsquelle verbunden ist und der erste der beiden Zweige mit zeitlichen Unterbrechungen mit dem ersten Pol der Spannungsquelle verbunden wird.The Invention is based on the generic modulation method in that by alternating the following two steps in time be carried out: first, performing a first modulation in a first modulation period accordingly a first modulation pattern, wherein a first of the two branches is connected to a first pole of a voltage source and a second of the two branches with temporal interruptions with one second pole of the voltage source is connected; and secondly, perform a second modulation in a second modulation period accordingly a second modulation pattern, the second of the two branches is connected to the second pole of the voltage source and the first of the two branches with temporal interruptions with the first pole the voltage source is connected.

Eine bevorzugte Ausführungsform sieht vor, dass der Wechselrichter mindestens drei Zweige umfasst.A preferred embodiment provides that the inverter comprises at least three branches.

In einer vorteilhaften Ausführungsform wird während des Durchführens der ersten Modulation der zweite der beiden Zweige mit zeitlichen Unterbrechungen mit dem ersten Pol der Spannungsquelle verbunden und/oder während des Durchführens der zweiten Modulation der erste der beiden Zweige mit zeitlichen Unterbrechungen mit dem zweiten Pol der Spannungsquelle verbunden.In an advantageous embodiment is during performing the first modulation the second of the two Branches with time interruptions connected to the first pole of the voltage source and / or while performing the second Modulation of the first of the two branches with temporal interruptions connected to the second pole of the voltage source.

Eine auch bevorzugte Ausführungsform sieht vor, dass das Modulationsverfahren zusätzlich den Schritt einer Aufteilung eines Gesamtmodulationszeitraums in den ersten und zweiten Modulationszeitraum umfasst.A Also preferred embodiment provides that the modulation method additionally the step of splitting a total modulation period in the first and second modulation period.

Eine bevorzugte Weiterbildung sieht vor, dass die erste Modulation eine Pulsweitenmodulation und/oder eine Raumzeigermodulation umfasst und/oder dass die zweite Modulation eine Pulsweitenmodulation und/oder eine Raumzeigermodulation umfasst.A preferred development provides that the first modulation a Pulse width modulation and / or a space vector modulation includes and / or that the second modulation is a pulse width modulation and / or a Space vector modulation includes.

Vorzugsweise kann das erste und das zweite Modulationsmuster mindestens ein übereinstimmendes Schaltmuster aufweisen und ein erster Wechsel von dem ersten zu dem zweiten Modulationsmuster und/oder ein zweiter Wechsel von dem zweiten zu dem ersten Modulationsmuster dann durchgeführt werden, wenn beide Modulationsmuster ein übereinstimmendes Schaltmuster aufweisen.Preferably For example, the first and second modulation patterns may be at least one matching one Have switching pattern and a first change from the first to the second modulation pattern and / or a second change of the second to the first modulation pattern then performed if both modulation patterns have a matching switching pattern exhibit.

Das Modulationsverfahren kann so ausgestaltet sein, dass ein Wechsel zwischen beiden Modulationsmustern zu pseudozufälligen Zeiten und/oder bei jedem Modulationsvorgang und/oder nach Durchführung einer bestimmten oder zufälligen Anzahl von Modulationsvorgängen durchgeführt wird.The Modulation method can be designed so that a change between both modulation patterns to pseudorandom Times and / or during each modulation process and / or after implementation a certain or random number of modulation operations is carried out.

Außerdem baut die Erfindung auf einem gattungsgemäßen Wechselrichter bzw. einer gattungsgemäßen Kontrollelektronik für einen Wechselrichter bzw. einem gattungsgemäßen Modulator für den Wechselrichter, dadurch auf, dass der Wechselrichter bzw. die Kontrollelektronik bzw. der Modulator zur Durchführung eines der vorbeschriebenen Modulationsverfahren geeignet, insbesondere vorgesehen ist.Furthermore The invention is based on a generic inverter or a generic control electronics for an inverter or a generic Modulator for the inverter, characterized in that the Inverter or the control electronics or the modulator for implementation one of the modulation methods described above, in particular is provided.

Eine weitere Ausführungsform sieht vor, dass die Wechselrichter oder Kontrollelektronik dazu vorgesehen ist, ein Signal zu empfangen, mit dem ein Wechsel von dem ersten zu dem zweiten Modulationsmuster und/oder von dem zweiten zu dem ersten Modulationsmuster veranlasst werden kann und/oder dass der Wechselrichter bzw. die Kontrollelektronik einen Wechsel von dem ersten zu dem zweiten Modulationsmuster und/oder von dem zweiten zu dem ersten Modulationsmuster selbsttätig veranlasst, wobei insbesondere der Wechsel zwischen beiden Modulationsmustern bei einem Inbetriebnehmen des Wechselrichters und/oder nach Durchführung einer bestimmten oder zufälligen Anzahl von Inbetriebnahmen des Wechselrichters durchgeführt wird.A further embodiment provides that the inverters or control electronics are provided to receive a signal with which a Change from the first to the second modulation pattern and / or from the second to the first modulation pattern can be made and / or that the inverter or the control electronics a change from the first to the second modulation pattern and / or from the second to the first modulation pattern automatically caused, in particular, the change between the two modulation patterns when commissioning the inverter and / or after performing a certain or random number of commissioning of the inverter is performed.

Außerdem ist ein Wechselrichter bevorzugt, in dem ein bei beiden Modulationsmustern zumindest zeitweise durchgeschalteter Schalter während des ersten Modulationsmusters eine größere oder eine kleinere Verlustleistung erzeugt als während des zweiten Modulationsmusters.Furthermore an inverter is preferred in which one in both modulation patterns at least temporarily through switch during of the first modulation pattern a larger or generates a smaller power loss than during the second Modulation pattern.

Die Erfindung wird nun mit Bezug auf die begleitenden Figuren anhand besonders bevorzugter Ausführungsformen erläutert.The Invention will now be described with reference to the accompanying drawings particularly preferred embodiments explained.

Es zeigen:It demonstrate:

1 ein schematisches Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Wechselrichters mit einem möglichen schaltungstechnischen Aufbau von Stromschaltern des Wechselrichters in einer bipolaren Technologie mit daran angeschlossenen Wicklungssträngen einer Drehstrommaschine; 1 a schematic diagram of a first embodiment of an inverter according to the invention with a possible circuit construction of power switches of the inverter in a bipolar technology with connected winding strands of a three-phase machine;

2 ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Wechselrichters mit einem möglichen schaltungstechnischen Aufbau von Stromschaltern des Wechselrichters in einer Feldeffekt-Technologie mit daran angeschlossenen Wicklungssträngen einer Drehstrommaschine; 2 a schematic diagram of a second embodiment of an inverter according to the invention with a possible circuit construction of power switches of the inverter in a field effect technology with connected winding strands of a three-phase machine;

3 ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung der Verlustleistungsentstehung und typischer Stromflussverhältnisse während des ersten Modulationszeitraums; 3 an equivalent circuit for explaining the loss power generation and typical current flow conditions during the first modulation period;

4 ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung der Verlustleistungsentstehung und typischer Stromflussverhältnisse während des zweiten Modulationszeitraums; und 4 an equivalent circuit for explaining the loss power generation and typical current flow conditions during the second modulation period; and

5 eine nicht maßstäbliche Skizze zu den Stromverläufen in beteiligten Schaltelementen aufgetragen über der Zeit während der beiden Modulationszeiträume. 5 a non-scale sketch of the current waveforms involved in switching elements over time during the two modulation periods.

Die in 1 gezeigte erste Ausführungsform des Wechselrichters 10 umfasst eine Schalteransteuerung 14 (die hier auch als Kontrollelektronik 14 bezeichnet wird) sowie für jeden der Wicklungsstränge U, V, W je einen oberseitigen Schalter S1, S3, S5 und je einen unterseitigen Schalter S4, S6 bzw. S2. Mittels der Schalter S1, S2, S3, S4, S5, S6 kann mittels abwechselnden Verbindens mit einer positiv 16 und einer negativ 18 gepolten Stromversorgungsleitung auf den Anschlussleitungen Ku, Kv, Kw für jeden der Stränge U, V bzw. W in Bezug zu der negativ gepolten Stromversorgungsleitung 18 je eine Wechselspannung Uu, Uv bzw. Uw bereitgestellt werden. Mittels der Schalteransteuerung 14 kann jede der Anschlussleitungen Ku, Kv, Kw in jeden von folgenden drei Zuständen geschaltet werden. In dem ersten Schaltzustand ist das Schalterpaar S1, S4 bzw. S3, S6 bzw. S5, S2, das zu der jeweiligen Anschlussleitung führt, hochohmig, d. h. es stellt in Hauptstromflussrichtung der Stromquelle 28 weder eine Verbindung zu der positiven 16 noch zu der negativen 18 Stromversorgungsleitung dar. In einem zweiten Schaltzustand verbindet der jeweilige Schalter S1, S3, S5 mit der positiven Stromversorgungsleitung 16. In einem dritten Schaltzustand verbindet der jeweilige Schalter S4, S6, S2 mit der negativen Stromversorgungsleitung 18. Damit es bei einem potential-ungebundenen Sternpunkt 20 der elektrischen Maschine 12 zu einem Stromfluss durch mindestens einen der drei Stränge U, V, W kommt, muss mindestens einer der drei Schalter S1, S3, S5 den zweiten Schaltzustand und mindestens einer der anderen zwei von den drei Schaltern S4, S6, S2 den dritten Schaltzustand einnehmen. Die 1 zeigt einen schaltungstechnischen Aufbau für die Schalter Si, von denen jeder einen steuerbaren Halbleiter Qi mit je einer Freilaufdiode Di aufweist, wobei i die Werte 1 bis 6 annehmen kann und der steuerbare Halbleiter typischerweise ein IGBT (insulatedgate bipolar transistor) oder MOSFET (metal Oxide semiconductor field-effect transistor) ist.In the 1 shown first embodiment of the inverter 10 includes a switch driver 14 (here also as control electronics 14 is referred to) and for each of the winding strands U, V, W depending on an upper-side switch S1, S3, S5 and one each lower-side switch S4, S6 and S2. By means of the switches S1, S2, S3, S4, S5, S6, by means of alternately connecting to a positive 16 and a negative 18 poled power supply line on the connecting lines Ku, Kv, Kw for each of the strands U, V and W with respect to the negatively polarized power supply line 18 each an AC voltage Uu, Uv or Uw are provided. By means of the switch control 14 For example, each of the connection lines Ku, Kv, Kw can be switched to each of the following three states. In the first switching state, the switch pair S1, S4 or S3, S6 or S5, S2, which leads to the respective connecting line, high impedance, ie, it is in the main current flow direction of the power source 28 neither a connection to the positive 16 nor to the negative 18 power supply line. In a second switching state, the respective switch S1, S3, S5 connects to the positive power supply line 16 , In a third switching state, the respective switch S4, S6, S2 connects to the negative power supply line 18 , So that it is at a potential-free neutral point 20 the electric machine 12 to a current flow through at least one of the three strands U, V, W, at least one of the three switches S1, S3, S5, the second switching state and at least one of the other two of the three switches S4, S6, S2 take the third switching state. The 1 shows a circuit design for the switches Si, each of which has a controllable semiconductor Qi, each with a freewheeling diode Di, where i can assume the values 1 to 6 and the controllable semiconductor typically an IGBT (insulated gate bipolar transistor) or MOSFET (metal oxide semiconductor field-effect transistor).

Auch jeder der Schalter Si der in 2 gezeigten zweiten Ausführungsform des Wechselrichters 10 weist einen steuerbaren Halbleiter Qi mit je einer Freilaufdiode Di auf. Die Freilaufdiode Di ist hier allerdings nicht gesondert dargestellt, da sie hier nicht als separates Bauelement vorhanden ist, sondern als parasitärer oder integrierter Bestandteil des steuerbaren Halbleiters Qi, welcher beispielsweise ein MOSFET sein kann.Also, each of the switches Si the in 2 shown second embodiment of the inverter 10 has a controllable semiconductor Qi, each with a freewheeling diode Di on. However, the freewheeling diode Di is not shown separately here, since it is not present here as a separate component, but as a parasitic or integrated component of the controllable semiconductor Qi, which may be a MOSFET, for example.

In elektromechanischen Stellern, wie elektromechanischen Lenkungen und elektrischen Bremsen, treten Betriebszustände wie ”Halten am Endanschlag” oder ”Zugespannt mit maximaler Kraft” auf, in denen der zugehörige Elektromotor 12 in Bezug auf seine Nenngrößen bei geringer Drehgeschwindigkeit oder sogar Stillstand mit einem hohen Drehmoment betrieben wird. Bei konventioneller Blockkommutierung ist in den problematischsten Motorstellungen zumindest einer der Schalter S1, S2, S3, S4, S5, S6 in einem Bereich von 360° geteilt durch die Anzahl n der Phasen dauernd leitend. Um eine Haltbarkeit des Umrichters 10 und seiner Leistungshalbleiter Qi, Di zu gewährleisten, wird ein konventioneller Umrichter 10 so bemessen, dass alle Schalter Si der Halbbrücken den gesamten Phasenstrom dauerhaft tragen können. Es muss also entweder ein größerer (und damit beispielsweise teurerer) steuerbarer Halbleiter Qi verwendet werden, als er bei symmetrischer Verteilung der Verlustleistungen über die steuerbaren Halbleiter Qi erforderlich wäre, oder es müssen kostenintensive Maßnahmen zur Kühlung ergriffen werden.In electromechanical actuators, such as electromechanical steering and electric brakes, operating conditions such as "stop at the end stop" or "tension with maximum force" occur in which the associated electric motor 12 operated at a low rotational speed or even standstill with a high torque in terms of its nominal sizes. In conventional block commutation, in the most problematic motor positions at least one of the switches S1, S2, S3, S4, S5, S6 is in a range of 360 ° divided by the number n the phases are permanently conductive. To a durability of the inverter 10 and to ensure its power semiconductors Qi, Di, becomes a conventional inverter 10 dimensioned so that all switches Si of the half-bridges can carry the entire phase current permanently. Thus, either a larger (and thus more expensive, for example) controllable semiconductor Qi must be used than would be required for symmetrical distribution of the power losses via the controllable semiconductor Qi, or cost-intensive measures for cooling must be taken.

Die 3 und 4 zeigen für das erfindungsgemäße Modulationsverfahren Ersatzschaltbilder zur Erläuterung der Verlustleistungsverteilung und der Stromkreise 22, 24, 26 während des ersten a bzw. zweiten b Modulationszeitraums, wobei dies ohne Beschränkung der Allgemeinheit am Beispiel einer Bestromung der Zweige U und V des Drehstrommotors 12 beschrieben wird. SwU und SwV symbolisieren eine pure Schaltfunktion der Schalterpaare S1, S4 bzw. S3, S6. In den beiden Ersatzschaltbildern sind nämlich Schaltfunktion und Verlustleistungserzeugungsfunktion der Schalter jeweils getrennt dargestellt. Die Widerstände Ri symbolisieren die Verlustleistungserzeugungsfunktion in den Schaltern Si. Typischerweise ist der Zusammenhang zwischen Stromstärke durch den jeweiligen Schalter Si und Verlustleistung in dem Schalter nicht linear. Außerdem sind die Ersatzwiderstände R1, R3, R4, R6 und damit auch die Verlustleistung typischerweise nicht stromrichtungsunabhängig. Typischerweise steigt die in einem Schalter Si erzeugte Verlustleistung mit der Stromstärke und mit der Schaltfrequenz. 5 zeigt eine nicht maßstäbliche Skizze zu den zeitlichen Stromverläufen in den Schaltelementen Qi, Di der beteiligten Schalter Si aufgetragen über die Zeit t.The 3 and 4 show for the modulation method according to the invention equivalent circuit diagrams for explaining the power dissipation distribution and the circuits 22 . 24 . 26 during the first a or second b modulation period, this being without limiting the generality on the example of an energization of the branches U and V of the three-phase motor 12 is described. SwU and SwV symbolize a pure switching function of the switch pairs S1, S4 or S3, S6. In the two equivalent circuits namely switching function and power loss function function of the switch are each shown separately. The resistors Ri symbolize the power loss generating function in the switches Si. Typically, the relationship between current through the respective switch Si and power dissipation in the switch is not linear. In addition, the equivalent resistors R1, R3, R4, R6 and thus also the power loss are typically not current direction independent. Typically, the power dissipation generated in a switch Si increases with the current intensity and with the switching frequency. 5 shows a non-scale sketch of the temporal current curves in the switching elements Qi, Di of the participating switches Si plotted over the time t.

3 zeigt ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung der Verlustleistungsentstehung und typischer Stromflussverhältnisse während des ersten Modulationszeitraums a. Während einer Aufladephase 30 der Motorstränge U, V verbindet die Schaltfunktion SwU den Strang U des Drehstrommotors mit der positiv gepolten Stromversorgungsleitung, wobei die Schaltfunktion SwV den Strang V mit der negativ gepolten Stromversorgungsleitung verbindet. Dabei fließt der mit einem dickeren Pfeil gezeichnete Aufladestrom I_A durch den Verlustwiderstand R1, die Motorstränge U und V, den Verlustwiderstand R6 und die Stromquelle 28 (Stromkreis 22). Bei langsamer Bewegung des Läufers der elektrischen Maschine 12 wird nur eine geringe Gegen-EMK erzeugt und im Stillstand sogar gar keine. Im eingeschwungenen Zustand wäre deshalb der Strom I_A bei langsamer Läuferbewegung und im Stillstand besonders hoch. Denn bei fehlender Gegen-EMK fällt die gesamte Stromversorgungsspannung Up an den Verlustwiderständen R1, R6 und dem ohmschen Widerstand der Stränge U und V ab. Aufgrund des induktiven Verhaltens der Stränge U und V steigt der Strom I_A nach Leitendwerden des Schalters 86 nicht schlagartig an. Typischerweise wird der Schalter 86 wenige Mikrosekunden nach dem Leitendwerden wieder nichtleitend geschaltet. Damit wird vermieden, dass der Strom I_A im ersten Stromkreis 22 zu stark ansteigt. In folge des Nichtleitendwerdens des Schalters S6 wird der Schalter S3 in Durchflussrichtung der Diode D3 leitfähig. Der in der Aufladephase 30 im ersten Stromkreis 22 bereits aufgebaute Strom I_A fließt in der nun beginnenden Freilaufphase 32 zunächst über Schalter S3 weiter, und zwar genaugenommen über Diode D3 (Stromkreis 24). In der zweiten Ausführungsform hat die Diode parasitäre oder integrierte Diode D3 in der Regel einen verhältnismäßig hohen Widerstand R3, der zu einer hohen Verlustleistung führt. Deshalb ist in der zweiten Ausführungsform bevorzugt, dass die Steuerung möglichst kurz nach dem Nichtleitendschalten des Schalters S6 den Feldeffekttransistor S3 in den leitenden Zustand versetzt. Der Widerstand R3 ist dann erheblich kleiner, so dass damit die Verlustleistung des Wechselrichters in der Freilaufphase direkt verringert wird, sowie mittelbar die Stromaufnahme des Wechselrichters in der Aufladephase. Die Möglichkeit, den Halbleiterschalter Q3 auch entgegengesetzt zur ”normalen” Stromrichtung zu nutzen, ist mit bipolaren Transistoren in der Regel nicht gegeben. Da sich in dem zweiten Stromkreis 24 keine Spannungsquelle 28 befindet, wird die in den Stranginduktivitäten U, V gespeicherte Energie in den Verlustwiderständen R1, R3 und den ohmschen Widerständen der Wicklungsstränge U, V nach und nach aufgezehrt, so dass der Strom I_E über die Diode D3 im Prinzip exponentiell abnimmt. Typischerweise ist allerdings die Schaltperiode (das Inverse der Schaltfrequenz) kurz im Verhältnis zu der Zeitkonstante (Lu + Lv)/(R1 + R6) der Aufladephase und der Zeitkonstante (Lu + Lv)/(R1 + R3) der Freilaufphase, wobei Lu bzw. Lv jeweils die Induktivität des Strangs U bzw. V angibt. Im stationären Betrieb des Wechselrichters weist der Strom durch die Motorstränge U und V nur eine geringfügige Welligkeit im Verhältnis zu seiner Höhe auf, obwohl in dieser Betriebsweise die Stromquelle 28 die Stränge U und V typischerweise nur zu einem geringen Tastgrad direkt mit elektrischer Energie versorgt. Aufgrund der großen Zeitkonstanten sind die in 5 gezeigten ansteigenden und abfallenden Flanken zurecht nahezu geradlinig dargestellt. Die Höhe der Flanken ist allerdings überhöht dargestellt, um das Funktionsprinzip der Schaltung besser zu verdeutlichen. Der zu 3 beschriebene Ablauf wird wiederholt, bis der zweite Modulationszeitraum b beginnt. 3 shows an equivalent circuit diagram for explaining the loss power generation and typical current flow conditions during the first modulation period a. During a charging phase 30 the motor strands U, V connects the switching function SwU the strand U of the three-phase motor with the positive-pole power supply line, the switching function SwV connects the strand V with the negative-polarity power supply line. In this case, the charging current I _A drawn with a thicker arrow flows through the loss resistance R1, the motor strands U and V, the loss resistance R6 and the current source 28 (Circuit 22 ). With slow movement of the rotor of the electric machine 12 Only a small counter-EMF is generated and at standstill even no. In the steady state, therefore, the current I _A at slow rotor movement and at standstill would be particularly high. Because in the absence of back EMF, the entire power supply voltage Up falls on the loss resistors R1, R6 and the ohmic resistance of the strands U and V. Due to the inductive behavior of the strands U and V, the current I _{A increases} after Leitendwerden the switch 86 not abruptly. Typically, the switch 86 a few microseconds after Leitendwerden again switched non-conductive. This avoids that the current I _A in the first circuit 22 increases too much. Due to the non-conduction of the switch S6, the switch S3 becomes conductive in the direction of flow of the diode D3. The in the charging phase 30 in the first circuit 22 already established current I _A flows in the now beginning freewheeling phase 32 first via switch S3 on, and specifically about diode D3 (circuit 24 ). In the second embodiment, the diode parasitic or integrated diode D3 usually has a relatively high resistance R3, which leads to a high power dissipation. Therefore, in the second embodiment, it is preferable that the controller puts the field effect transistor S3 in the conductive state as soon as possible after the switch S6 is not turned on. The resistor R3 is then considerably smaller, so that thus the power loss of the inverter in the freewheeling phase is directly reduced, and indirectly the current consumption of the inverter in the charging phase. The ability to use the semiconductor switch Q3 also opposite to the "normal" current direction, is not given with bipolar transistors in the rule. Because in the second circuit 24 no voltage source 28 is located in the strand inductances U, V stored energy in the loss resistors R1, R3 and the ohmic resistances of the winding strands U, V gradually consumed, so that the current I _E across the diode D3 decreases in principle exponentially. Typically, however, the switching period (the inverse of the switching frequency) is short in relation to the time constant (Lu + Lv) / (R1 + R6) of the charging phase and the time constant (Lu + Lv) / (R1 + R3) of the freewheeling phase, where Lu resp Lv respectively indicates the inductance of the strand U or V. In stationary operation of the inverter, the current through the motor strands U and V has only a slight ripple in relation to its height, although in this mode the power source 28 the strings U and V are typically supplied directly with electrical energy only to a low duty cycle. Due to the large time constants, the in 5 shown rising and falling flanks almost straight presented. However, the height of the flanks is exaggerated in order to better illustrate the functional principle of the circuit. The too 3 The procedure described is repeated until the second modulation period b begins.

4 zeigt ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung der Verlustleistungsentstehung und typischer Stromflussverhältnisse während des zweiten Modulationszeitraums b. Der Ablauf und die Funktionsweise ist hier im Prinzip so wie im ersten Modulationszeitraum a. Insbesondere gibt es hinsichtlich des ersten Stromkreises 22 und des Aufladestroms I_A keinen Unterschied. Allerdings bleibt im zweiten Modulationszeitraum b der Schalter S6 leitend; und es wird stattdessen der Schalter S1 zu Ende der Aufladephase 30 nichtleitend geschaltet und der Schalter S4 mittels der Diode D4 zu Beginn der Freilaufphase 32 leitend. Dadurch ist der Freilaufstromkreis 26 des zweiten Modulationszeitraums b unterschiedlich zu dem Freilaufstromkreis 24 des ersten Modulationszeitraums a. Der zu 4 beschriebene Ablauf wird wiederholt, bis der erste Modulationszeitraum a beginnt. 5 zeigt, dass der steuerbare Halbleiter Q1 im ersten Modulationszeitraum a stärker als im zweiten Modulationszeitraum b strombelastet ist, weil er in diesem Zeitraum zusätzlich zu dem Aufladestrom I_A auch den Freilaufstrom I_E führt. Q6 hingegen führt im Zeitraum a nur den Aufladestrom I_A. Da sich dieses Verhältnis der Strombelastungen von Q1 und Q6 im Modulationszeitraum b umkehrt, führt ein Hin- und Herwechseln zwischen den beiden Modulationsmustern M_A und M_B zu einer verbesserten Verlustleistungsverteilung zwischen den steuerbaren Halbleitern Q1 und Q6. Das erfindungsgemäße Abwechseln der Modulationsmuster führt zu keinen zusätzlichen Schaltverlusten, wenn das Hin- bzw. Herwechseln zu Zeiten durchgeführt wird, in denen S1 und S6 gleichzeitig leitend sind. 4 shows an equivalent circuit diagram for explaining the loss power generation and typical current flow conditions during the second modulation period b. The process and the Funktionswei Here, in principle, se is the same as in the first modulation period a. In particular, with regard to the first circuit 22 and the charging current I _A no difference. However, in the second modulation period b, the switch S6 remains conductive; and instead switch S1 will be at the end of the charging phase 30 switched non-conducting and the switch S4 by means of the diode D4 at the beginning of the freewheeling phase 32 conductive. This is the freewheeling circuit 26 of the second modulation period b different from the free-wheeling circuit 24 of the first modulation period a. The too 4 The procedure described is repeated until the first modulation period a begins. 5 shows that the controllable semiconductor Q1 in the first modulation period a is more current-charged than in the second modulation period b, because in this period in addition to the charging current I _A and the free-wheeling current I _E leads. Q6, however, carries only the charging current I _A in the period a. Since this ratio of the current loads of Q1 and Q6 reverses in the modulation period b, switching back and forth between the two modulation patterns M _A and M _B results in an improved power dissipation distribution between the controllable semiconductors Q1 and Q6. The alternating of the modulation patterns according to the invention does not lead to any additional switching losses if the switching back and forth is carried out at times in which S1 and S6 are simultaneously conductive.

Die angegebenen Polungen und Richtungen stellen Beispiele dar, die bei abgewandelter Definition und/oder Betriebsweise der beschriebenen Vorrichtungen 10, 12, 14 umgekehrt sein können. Außerdem sind die Überlegungen auch auf Vorrichtungen und Verfahren mit mehr als drei Phasen oder mit einer Dreieckschaltung übertragbar. Vorteilhafterweise ist ein erster Strang U, V, W der elektrischen Maschine 12 während erster Zeiträume dauerhaft mit dem ersten Pol 16 einer Gleichspannungsquelle verbunden und während zweiter Zeiträume mit dem anderen Pol 18 der Gleichspannungsquelle verbunden. Vorzugsweise sind die ersten a und zweiten b Modulationszeiträume im Mittel gleich lang, insbesondere im Mittel länger als 0,2 ms und/oder im Mittel kürzer als 1000 ms. Vorteilhafterweise erfolgt ein Wechsel zwischen unterschiedlichen Modulationsmustern unter Berücksichtigung einer Stromstärke im Wechselrichter 10 und/oder eines Moments und/oder eines elektrischen Winkels und/oder einer Drehzahl und/oder einer Position der elektrischen Maschine 12. Die Last an der elektrischen Maschine 12 kann mechanisch sein, während der Antrieb elektrisch ist. Alternativ oder zusätzlich kann die elektrische Maschine 12 mechanisch angetrieben werden, während die Last der elektrischen Maschine 12 elektrisch ist.The specified polarities and directions are examples that, with a modified definition and / or operation of the devices described 10 . 12 . 14 can be reversed. In addition, the considerations are also applicable to devices and methods with more than three phases or with a delta connection. Advantageously, a first strand U, V, W of the electrical machine 12 during first periods permanently with the first pole 16 connected to a DC voltage source and during the second periods with the other pole 18 connected to the DC voltage source. Preferably, the first a and second b modulation periods are of equal length on the average, in particular more than 0.2 ms on average and / or shorter than 1000 ms on average. Advantageously, a change takes place between different modulation patterns taking into account a current intensity in the inverter 10 and / or a torque and / or an electrical angle and / or a rotational speed and / or a position of the electric machine 12 , The load on the electric machine 12 can be mechanical while the drive is electric. Alternatively or additionally, the electric machine 12 be mechanically driven while the load of the electric machine 12 is electric.

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Zitierte PatentliteraturCited patent literature

US 2005/0122072 A1 [0002]

Claims

Modulation method for an inverter ( 10 ) for operating an electrical machine ( 12 ), in particular a permanent-magnet synchronous machine ( 12 ), where the inverter ( 10 ) comprises at least two branches (U, V) and the modulation method is characterized in that the following steps are performed alternating in time: a. Performing a first modulation (A) in a first modulation period (a) corresponding to a first modulation pattern (M _A ), wherein a first (U or V) of the two branches (U, V) is connected to a first pole ( _A ). 16 ) is connected to a voltage source and a second (V or U) of the two branches (U, V) with temporal interruptions with a second pole ( 18 ) the voltage source is connected; and b. Performing a second modulation (B) in a second modulation period (b) in accordance with a second modulation pattern (M _B ), the second (V or U) of the two branches (U, V) being connected to the second pole ( _B ). 16 ) of the voltage source is connected and the first (U or V) of the two branches (U, V) with temporal interruptions with the first pole ( 18 ) of the voltage source is connected.

Modulation method according to claim 1, characterized in that the inverter ( 10 ) comprises at least three branches (U, V, W).

Modulation method according to Claim 1 or 2, characterized in that, during the execution of the first modulation (A), the second (V or U) of the two branches (U, V) is intermittently connected to the first pole (A). 18 ) of the voltage source is connected and / or that during the implementation of the second modulation (B) of the first (U or V) of the two branches (U, V) with time interruptions with the second pole ( 18 ) of the voltage source is connected.

Modulation method according to a of claims 1 to 3, characterized in that the modulation method additionally the step of splitting a total modulation period in the first (a) and second (b) modulation period.

Modulation method according to a of claims 1 to 4, characterized in that the first Modulation (A) a pulse width modulation and / or a space vector modulation and / or that the second modulation (B) comprises a pulse width modulation and / or a space vector modulation.

Modulation method according to one of claims 1 to 5, characterized in that the first (M _A ) and the second (M _B ) modulation pattern have at least one matching switching pattern and that a first change from the first (M _A ) to the second (M _B ) Modulation pattern and / or a second change from the second (M _B ) to the first (M _A ) modulation pattern is performed when both modulation patterns (M _A , M _B ) have a matching switching pattern.

Modulation method according to one of claims 1 to 6, characterized in that a change between the two modulation patterns (M _A , M _B ) is performed at pseudorandom times and / or in each modulation process and / or after performing a specific or random number of modulation operations.

Inverter ( 10 ) or control electronics ( 12 ) for an inverter ( 10 ) or modulator for the inverter ( 10 ), characterized in that the inverter ( 10 ) or the control electronics ( 12 ) or the modulator for carrying out the modulation method according to one of claims 1 to 7 suitable, in particular provided.

Inverter ( 10 ) or control electronics ( 12 ) according to claim 8, characterized in that the inverter ( 10 ) or the control electronics ( 12 ) is arranged to receive a signal with which a first change from the first (M _A ) to the second (M _B ) modulation pattern and / or a second change from the second (M _B ) to the first (M _A ) Modulation pattern can be initiated and / or that the inverter ( 10 ) or the control electronics ( 12 ) automatically initiates the first change from the first (M _A ) to the second (M _B ) modulation pattern and / or the second change from the second (M _B ) to the first (M _A ) modulation pattern, wherein in particular the first or second change between both modulation patterns (M _A , M _B ) during commissioning of the inverter ( 10 ) and / or after carrying out a specific or random number of commissioning of the inverter ( 10 ) is carried out.

Inverter ( 10 ) according to claim 8 or 9, characterized in that in both modulation patterns at least temporarily through switch (Si) during the first modulation pattern (M _A ) generates a greater or lesser power loss than during the second modulation pattern (M _B ).