DE102008033988B4

DE102008033988B4 - Rampenlinearisierung bei FMCW-Radar mit digitaler Abwärtswandlung eines abgetasteten VCO-Signals

Info

Publication number: DE102008033988B4
Application number: DE102008033988A
Authority: DE
Inventors: Volker Winkler
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2007-08-01
Filing date: 2008-07-21
Publication date: 2013-09-19
Anticipated expiration: 2028-07-22
Also published as: US20090033538A1; DE102008033988A1; US7737885B2

Abstract

FMCW-Radaranlage mit: – einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO, 124); – einem an einen Ausgang des VCO (124) angekoppelten Frequenzteiler (120) zum Erzeugen eines frequenzgeteilten VCO-Ausgangssignals; – einem an das frequenzgeteilte VCO-Ausgangssignal angekoppelten Analog/Digital-Wandler (117); – einem an ein Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers (117) angekoppelten Abwärtsmischer (202) zum Verschieben eines Frequenzbandes desselben auf Basisbandfrequenzen; – einem an einen Ausgang des Abwärtsmischers (202) angekoppelten Tiefpassfilter (204); – einem an einen Ausgang des Tiefpassfilters (204) angekoppelten VCO-Frequenzschätzer (213); und – einem an einen Ausgang des Frequenzschätzers (213) angekoppelten Digital/Analog-Wandler (128) zum Erzeugen eines Eingangssignals (Vtune) für den VCO (124).

Description

TECHNISCHES GEBIET
Eine Ausführungsform der Erfindung betrifft allgemein FMCW-Radar (Frequency Modulated Continuous Wave – Frequenzmoduliertes Dauerstrich-Radar), einen Prozess zum Erzeugen einer linear hoch gefahrenen Frequenz für ein FMCW-Radar, und ein entsprechendes Verfahren.
HINTERGRUND
Seit ihrer Anfangsentwicklung haben Radaranlagen die Entfernung zu in ihren Strahlen liegenden Objekten durch die Übertragung von impulsmodulierten Hochleistungswellenformen erkannt und gemessen. Eine alternative Weise zum Messen der Entfernung zu einem reflektierenden Objekt ist das FMCW-Radarprinzip, das auf Dauerstrich-Frequenz-Chirps beruht. Dieses Prinzip ist bei Kraftfahrzeug-Radaranlagen sehr gebräuchlich, da eine hohe Dynamik bezüglich der Frequenzregelungen und verfügbaren MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuits – Monolithischen Mikrowellenschaltungen) erreicht werden kann. Die Publikation DE 10 2004 030 841 A1 beschreibt z. B. einen Frequenzsynthesizer für den Einsatz in FMCW-Radaranlagen.
FMCW-Radaranlagen arbeiten durch Erzeugung eines kontinuierlichen, d. h. nicht impulsmodulierten übertragenen Signals unter Verwendung eines Oszillators, der eine lineare Frequenzrampe erzeugt. So sind FMCW-Radaranlagen auch „gechirpt”. Die lineare Frequenzrampe wird periodisch erzeugt, allgemein mit einem schnellen linearen Übergang von einer Endfrequenz zur Anfangsfrequenz, d. h. die Frequenzrampe wird mit einer Sägezahn-Wellenform erzeugt. Ein in einem Strahl einer FMCV-Radarantenne liegendes Objekt mit ausreichendem Radarstrahlquerschnitt reflektiert ein Signal, das von der Radaranlage nach einer Zeitverzögerung im Verhältnis zur Entfernung zwischen der Radarantenne und dem reflektierenden Objekt empfangen wird. Angesichts der im Wesentlichen konstanten und bekannten Wellenform-Ausbreitungsgeschwindigkeit in einer typischen Radaranwendung können solche Entfernungsmessungen potentiell sehr genau durchgeführt werden.
Eine FMCW-Entfernungsmessung ist davon abhängig, dass die momentane Frequenz des reflektierten Signals in Abhängigkeit von der Entfernung des Objekts durch eine konstante Frequenzdifferenz von dem momentan übertragenen Signal versetzt ist. Eine solche konstante Frequenzdifferenz zwischen übertragenen und empfangenen Signalen ist von der Linearität der durch den Oszillator des Radars erzeugten Frequenzrampe abhängig. Durch Multiplizieren eines das Sendesignal darstellenden Signals mit einem das Empfangssignal darstellenden Signal wird eine Wellenform mit einer Überlagerungsfrequenz mit einer Frequenz proportional zur Entfernung zwischen der Radarantenne und dem reflektierenden Objekt erzeugt, mit einer geringen Korrektur zur Berücksichtigung der Dopplerverschiebung, die sich aus der Geschwindigkeit des Objekts relativ zur Radarantenne ergibt. Durch Abtasten der Überlagerungsfrequenzwellenform und Schätzen der Überlagerungsfrequenz kann eine Entfernungsschätzung erzeugt werden.
VCO (Voltage-Controlled Oscillators – Spannungsgesteuerte Oszillatoren) können ein Ausgangssignal mit einer Frequenz erzeugen, die in Abhängigkeit von einem Eingangssteuersignal grob linear ist. Durch den Mangel an perfekter Linearität im Frequenzsteuerungsvorgang wird die Entfernungsschätzung verfälscht. Es entstehen zwei Bereiche von Belang: der erste ist die Abweichung der geschätzten Objektentfernung von Proportionalität zur Überlagerungsfrequenz der multiplizierten Signale. Der zweite ist die durch Nichtlinearität des VCO-Steuerungsvorgangs erzeugte Mehrzahl von Überlagerungsfrequenzkomponenten, die möglicherweise mehrere Objektbilder für ein einzelnes reflektierendes Objekt erzeugen kann.
Ein bekanntes Verfahren zum Erzeugen eines periodischen VCO-Steuersignals, das eine perfekte VCO-Frequenzrampe erzeugt, ist die Messung der Abweichung der VCO-Frequenz von einer perfekten Frequenzrampe und entsprechende Einstellung des periodischen VCO-Steuersignals für den nächsten Sendezyklus. Obwohl dieses Verfahren im Prinzip einfach ist, hat seine Ausführung im Stand der Technik ungenaue Rampenerzeugung und/oder komplizierte und kostspielige Schaltungskonzeptionen ergeben.
So besteht eine Herausforderung bei der Konstruktion eines FMCW-Radars zum Erzeugen einer einmaligen und genauen Entfernungsmessung für ein reflektierendes Objekt im Erzeugen eines periodischen Steuersignals für einen VCO zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit einer periodischen linearen Frequenzrampe, wobei in dem VCO-Steuersignal Nichtlinearitäten des VCOs kompensiert werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung wird eine FMCW-Radaranlage bereitgestellt. Die FMCW-Radaranlage enthält einen VCO, der zum Erzeugen einer Ausgangsfrequenz mit einer linearen periodischen Frequenzrampe gesteuert wird. Weiterhin enthält das FMCW-Radarsystem einen an einen Ausgang des VCO angekoppelten Frequenzteiler zum Erzeugen eines frequenzgeteilten VCO-Ausgangssignals und einen an das frequenzgeteilte VCO-Ausgangssignal angekoppelten A/D-Wandler (Analog-Digital). Das frequenzgeteilte VCO-Ausgangssignal wird unterabgetastet und auf Basisbandfrequenzen abwärtsgemischt. Von einem VCO-Frequenzschätzer werden daraus VCO-Frequenzen geschätzt. In einer vorteilhaften Ausführungsform werden die geschätzten VCO-Frequenzen von einem Δ-Σ-Modulator phasenmoduliert, dessen Ausgabe durch einen D/A-Wandler zum Erzeugen eines Steuersignals für den VCO umgesetzt wird. In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform erzeugt ein an den VCO-Frequenzschätzer angekoppelter Extrapolator Frequenzschätzungen der Start- und Endpunkt-Rampenfrequenzen des VCO.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den Figuren bezeichnen identische Bezugssymbole im Allgemeinen die gleichen Bestandteile in den verschiedenen Ansichten. In der untenstehenden Beschreibung werden verschiedene beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 und 2 ein Blockschaltbild eines beispielhaften FMCW-Radarsystems aufgebaut nach den Grundsätzen der Erfindung darstellen;
3 Signalspektra von in einem Prozess zum Erzeugen eines VCO-Eingangssignals erzeugten Wellenformen zeigt, wobei die Wellenformen entsprechend den Grundsätzen der Erfindung erzeugt werden;
4 ein phasenmoduliertes Δ-Σ-Modulatorausgangssignal und ein D/A-Wandlerausgangssignal erzeugt nach verschiedenen Stufen der Signalverarbeitung zeigt, die zu einem gemäß den Grundsätzen der Erfindung erzeugten Ergebnis führen;
5 ein unterabgetastetes abwärtsgemischtes VCO-Ausgangssignal erzeugt gemäß den Grundsätzen der Erfindung zeigt;
6 durch 12-Bit-A/D-Wandler in zwei Empfangskanälen für eine Labormessung eines Winkelreflektors erzeugte abgetastete Basisbandsignale zeigt;
7 einen Graphen der Größe von schnellen Fourier-Transformationen der in 6 dargestellten abgetasteten Basisbandsignale zeigt;
8 einen Graphen einer schnellen Fourier-Transformation des unterabgetasteten abwärtsgemischten VCO-Ausgangssignals der 5 nach Verschieben des gewünschten Frequenzbandes auf Basisband und Filtern mit einem Filter mit endlicher Impulsantwort zeigt; und
9 im oberen Graphen die gemessene Frequenz des unterabgetasteten abwärtsgemischten VCO-Ausgangssignals der 5 und im unteren Graphen die entsprechende reelle VCO-Frequenz zeigt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG BEISPIELHAFTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Das Hochfahren einer FMCW-Radarsenderfrequenz sollte möglichst linear durchgeführt werden, damit das Radar optimal über einen weiten Dynamikbereich von Objektentfernungen und Objektgrößen arbeitet. In einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung wird ein frequenzmodulierter Träger durch einen Frequenzgenerator mit einem VCO erzeugt, der einen linear hochgefahrenen frequenzmodulierten Träger erzeugt. Der Frequenzgenerator enthält einen D/A-Wandler (Digital-Analog-) zum Erzeugen eines nichtlinearen frequenzsteuernden Eingangsrampensignals für den VCO, gegebenenfalls mit Verstärkung und Tiefpassfilterung des Eingangsrampensignals. Bei der Durchführung der D/A-Wandlung kann die momentane Rampenfrequenz des VCO, dessen Frequenz zu steuern ist, bestimmt werden. Das VCO-Ausgangssignal wird mit einem A/D-Wandler unterabgetastet, der vorzugsweise im System bereits zum Abtasten eines weiteren Signals vorhanden ist, was normalerweise der Fall für das ZF-Signal (Zwischenfrequenz) ist. Im Ergebnis kann der einzige Zusatzaufwand zum Abtasten der momentanen VCO-Frequenz der eines Multiplexers sein, der abwechselnd das VCO-Ausgangssignal und das andere Signal abtastet. In einer vorteilhaften Ausführungsform kann eine relativ einfache Signalverarbeitung der momentanen VCO-Frequenz während der Erzeugung der VCO-Eingangsrampe durchgeführt werden. Bei der Erzeugung der nichtlinearen frequenzsteuernden VCO-Eingangsrampe für den nächsten frequenzmodulierenden Zyklus wird eine korrigierte Ausgabe vom D/A-Wandler benutzt. Durch Quantisierungseffekte im den VCO steuernden D/A-Wandlerausgangssignal kann jedoch die sich ergebende VCO-Ausgangssignalgüte beeinträchtigt werden. In einer vorteilhaften Ausführungsform erzeugt ein Delta-Sigma-Modulator (Δ-Σ-Modulator) ein Eingangssignal für den D/A-Wandler, dessen Ausgabe zum Verringern der Effekte von Quantisierung in ein Tiefpassfilter eingespeist wird. Durch die Nutzung des Delta-Sigma-Modulators werden die Anforderungen an die Übertragungsfunktion des Tiefpassfilters gelockert.
Die Erzeugung einer nichtlinearen VCO-Frequenzsteuerungseingangsrampe zum Steuern der VCO-Frequenzrampengeschwindigkeit ist in der Vergangenheit mit PLL (Phase-Lock Loops – Phasenregelschleifen) durchgeführt worden, die in ihrer Implementierung sehr kompliziert sein können. In einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung wird bei der direkten Erzeugung einer Frequenzrampe ein D/A-Wandler in Verbindung mit anderen Schaltungselementen zum Messen einer momentanen VCO-Frequenz benutzt. Die Messung der momentanen VCO-Frequenz wird in einer Ausführungsform der Erfindung weiter mit einem Δ-Σ-Modulator zum Erzeugen eines phasenmodulierten D/A-Wandlereingangssignals weiter verbessert.
Eine statische Frequenzmessung bedeutet, dass ein gewisser D/A-Wert im Prozeß des Messens einer konstanten Frequenz notwendig ist. Normalerweise erfordert eine statische VCO-Frequenzmessung, so wie sie in der Vergangenheit durchgeführt worden ist, eine relativ lange Zeitdauer für ihre Ausführung, und muß in einem bestimmten Zeitschlitz ausgeführt werden. Zusätzlich sollte sie in der Lage sein, auf den erwarteten Bereich von VCO-Frequenzabweichungen zu reagieren. Andere Verfahren, die in der Vergangenheit benutzt worden sind, die ohne Unterabtastung des VCO-Ausgangssignals arbeiten, erfordern eine hohe Abtastrate, arbeiten mit hohen Frequenzen oder können eine momentane Frequenz in einer Rampe nicht messen. Weiterhin ist in der Vergangenheit komplizierte Hardware wie beispielsweise eine Verzögerungsleitung, z. B. ein SAW-Glied (Surface Acoustic Wave – Oberflächenwelle) für eine momentane VCO-Frequenzmessung mit ihren Begleitkosten eingesetzt worden.
In einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung wird die zum Erzeugen einer linearen Frequenzrampe gesteuerte momentane Frequenz eines VCO durch Unterabtasten eines frequenzgeteilten VCO-Ausgangssignals mit einer niedrigeren Abtastrate als die Grundfrequenz der frequenzgeteilten VCO-Frequenz mit einem A/D-Wandler nach Tiefpassfilterung bestimmt. Mit einem RAM (Random Access Memory – Direktzugriffsspeicher) werden interpolierte und berichtigte D/A-Wandlerwerte gespeichert. Zum Verbessern der Quantisierungseffekte im VCO-Frequenzsteuerungsprozeß wird ein Δ-Σ-Modulator eingesetzt. Ein bereits im System vorhandener A/D-Wandler kann für diesen Prozess durch Einsetzen eines Multiplexers zum Abtasten mehrerer Signale wiederverwendet werden. So wird eine momentane Frequenz in einem VCO-Frequenzhochfahrbereich ohne Erfordernis besonderer oder kostspieliger Hardware bestimmt. Die Signalverarbeitungseinheit zur Berechnung der momentanen VCO-Frequenz ist relativ einfach und kann mit einer niedrigen Taktfrequenz betrieben werden.
Während der Erzeugung der VCO-Frequenzrampe wird ein frequenzgeteiltes VCO-Signal über die Zeit unterabgetastet. Zuerst wird der Mittelwert des Teilersignals abgezogen. Zum Berechnen eines komplexen Basisbandsignals nach dem Frequenz-Abwärtsmischvorgang wird das abgetastete Signal frequenzverschoben, und gespiegelte Spektra werden durch Digitalfilterung unterdrückt. Jeder Abtastwert eines schließlich erhaltenen komplexen Basisbandsignals wird zum Berechnen der Phase des resultierenden Wertes mit seinem komplexen konjugierten Vorgänger multipliziert. Dies geschieht zum Berechnen der Phasendifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten.
Diese Phasendifferenz ist ein Maß der Frequenz des unterabgetasteten Teilersignals. Die berechnete Frequenz steht im direkten Verhältnis mit der momentanen VCO-Frequenz durch den Teilerfaktor und das Unterabtastverhältnis. Da ein damit eingesetztes FIR-Filter (mit endlicher Impulsantwort) wie später hierunter beschrieben eine natürliche Reaktionszeit aufweist, kann die momentane Frequenz an oder in der Nähe des Beginns und Endes der VCO-Frequenzrampe nicht genau berechnet werden. Endpunktfrequenzen können trotzdem relativ einfach und genau unter Verwendung von Extrapolierung aus Frequenzen in einem mittleren VCO-Frequenzbereich berechnet werden. Eine alternative Weise zum Überwinden dieses Problems besteht darin, die Abtastung vor dem Rampenstart zu beginnen und mit dem Abtasten nach dem Rampenende entsprechend der FIR-Filterlänge fortzufahren. Mit diesen Betrachtungen und ohne Begrenzung wird die Berechnung einer Folge momentaner VCO-Frequenzen aus D/A-gewandelten Abtastwerten mit gleich beabstandeten (konstant beabstandeten) Frequenzen durchgeführt. Zum Erhalten einer momentanen VCO-Frequenz an einer beliebigen Stelle während einer Frequenzrampe wird an im RAM gespeicherten Werten Interpolierung durchgeführt.
Zum Erzeugen des nichtlinearen Analogsignals, das die Frequenz des VCO steuert, wird ein D/A-Wandler benutzt. Digitale Eingangswerte für den D/A-Wandler werden mit L Bit mehr als die Anzahl von im D/A-Wandler selbst benutzten Bit berechnet. Die L LSB (Least Significant Bits – niederwertigsten Bit) werden in einem Δ-Σ-Modulator verarbeitet und die MSB (Most Significant Bits – höchstwertigen Bit) werden der Ausgabe des Δ-Σ-Modulators hinzugefügt. Am Ausgang des D/A-Wandlers befindet sich ein Tiefpassfilter, dessen Ausgang mit dem Frequenzsteuerungseingang des VCO verbunden ist. Auf diese Weise können Quantisierungseffekte des D/A-Wandlers kompensiert werden, da das nachfolgende Tiefpassfilter ein geglättetes Ausgangssignal erzeugt. Das gefilterte Signal erlaubt ein genaues nichtlineares Frequenzsteuerungs-Eingangssignal für den VCO.
In einer beispielhaften Ausführungsform arbeitet der D/A-Wandler mit 10 Eingangsbit. Im vorhergehenden Digitalvorgang werden zwölf Bit berechnet. Vom Δ-Σ-Modulator werden die extra zwei LSB verarbeitet. Die Summe der Ausgabe des Δ-Σ-Modulators und der 10 MSB des Prozesses werden in den D/A-Wandler eingespeist. Durch Erhöhen der Taktfrequenz können die Anforderungen an die Übertragungsfunktion des Tiefpassfilters gelockert werden, was für chipinterne Integrierung zutreffender ist. Dies ermöglicht ein Ersparnis von chipexternen Komponenten für das Tiefpassfilter.
Uns nunmehr der 1 zuwendend ist ein Schaltbild eines Teils einer beispielhaften FMCW-Radaranlage dargestellt, die entsprechend den Grundsätzen der Erfindung aufgebaut ist. Vom VCO 124 wird ein Ausgangssignal 152 idealerweise mit einer linearen Frequenzrampe erzeugt. Der VCO 124 wird durch ein durch den D/A-Wandler 128 erzeugtes und durch das Tiefpassfilter 126 gefiltertes nichtlineares Eingangssignal 151 gesteuert. Das VCO-Ausgangssignal 152 wird durch den Leistungsverstärker 106 verstärkt und durch die Radarsendeantenne 102 abgestrahlt. In einer beispielhaften Radaranlage erzeugt der VCO 124 ein Ausgangssignal mit einer linearen Frequenzrampe von 24 bis 24,8 GHz.
In der Radaranlage sind zwei Empfangskanäle enthalten. Der Empfangskanal 140 ist vorzugsweise mit einem Rückkopplungsvorgang zum Einstellen des Eingangssignals zum VCO 124 zum Erzeugen einer linearen Frequenzrampe konfiguriert. Durch die Antenne 103 wird von einem Objekt ein reflektiertes Signal empfangen, das durch den rauscharmen Verstärker 108 verstärkt wird. Das verstärkte Signal wird vom Mischer 110 frequenzmäßig abwärtsgemischt, was ein vom Verstärker 130 verstärktes Eingangssignal vom VCO 124 einschließt. Das abwärtsgemischte Signal wird vom Verstärker 112 verstärkt und durch das Tiefpassfilter 114 gefiltert. Die gefilterte Ausgabe des Tiefpassfilters 114 wird vom A/D-Wandler 117 nach Auswahl durch den Multiplexer 116 in ein Digitalformat umgewandelt.
Zum Aufbauen eines Verfahrens zum Korrigieren des Rampensteuereingangssignals 151 zum VCO 124 wird das Ausgangssignal 152 vom VCO 124 frequenzmäßig durch den Frequenzteiler 120 um einen Faktor N heruntergeteilt. Die Ausgabe des Frequenzteilers 120 wird dann vom Tiefpassfilter 122 gefiltert und nach Abtastung durch den Multiplexer 116 vom A/D-Wandler 117 in Digitalformat umgewandelt. Der Frequenzteiler 120 kann leicht unter Verwendung von in der Technik wohlbekannten Verfahren mit digitalen Schaltungsgliedern wie beispielsweise Flipflops und/oder einem Digitalzähler aufgebaut sein. In der beispielhaften Radaranlage beträgt der Faktor N 5120 und der Nutzteil des am Ausgang des Tiefpassfilters 122 erzeugten Signals überspannt den annähernden Frequenzbereich von 4,68 bis 4,84 MHz.
Ein zweiter Empfangskanal, der Empfangskanal 141, enthält die Antenne 104, den rauscharmen Verstärker 109, den Mischer 111, den Verstärker 113, das Tiefpassfilter 115 und den A/D-Wandler 117, der auf gleichartigen Elementen im Empfangskanal 140 entsprechende Weisen fungiert. Der zweite Empfangskanal ist typischerweise zur Bereitstellung einer Einfallswinkelmessung für das Objekt enthalten, die unter Verwendung eines Phasen-Monopulsprozesses durchgeführt wird, die, wie in der Technik wohlbekannt ist, mit der Differenz zwischen den zwei Empfangskanälen arbeitet. Die Phasendifferenz zwischen den zwei Empfangskanälen kann zum Berechnen des Einfallswinkels erkannter Objekte in einer gewissen Entfernung benutzt werden. Der zweite Empfangskanal muss in dem Rückkopplungsverfahren zum Erzeugen des nichtlinearen Frequenzsteuerungseingangssignals für den VCO nicht benutzt werden.
In einem vorteilhafterweise entsprechend den Grundsätzen der Erfindung aufgebauten FMCW-Radarsystem wird damit ein Radarsignal mit einer im wesentlichen linearen Frequenzrampe erzeugt, auf einen zutreffenden Leistungspegel verstärkt und von einer Senderantenne abgestrahlt. Von einem im Strahlungsdiagramm des Radars liegenden Objekt wird das abgestrahlte Signal zurückgestreut, wo es empfangen und mit dem VCO-Signal heruntergemischt wird, um Basisbandfrequenzen zu erzeugen. Eine sich aus der Umlaufzeitverzögerung des abgestrahlten Signals ergebende Frequenzdifferenz wird zum Erzeugen einer Entfernungsschätzung für das Objekt benutzt, wobei die geschätzte Entfernung zu der Frequenzdifferenz zwischen den linear hochgefahrenen übertragenen und empfangenen Signalen proportional ist. Die Entfernungsschätzung kann für eine bekannte oder geschätzte Geschwindigkeit des Objekts bezüglich des Radars dopplerkorrigiert werden. Das idealerweise sinusförmige Basisbandsignal wird dann verstärkt und abgetastet.
Zum Messen der momentanen Frequenz während der Rampenerzeugung wird das VCO-Signal wie oben beschrieben frequenzmäßig um den Faktor N heruntergeteilt, vorzugsweise mit einem integrierten Teiler. Bei Verwendung eines Multiplexers ist wie in 1 dargestellt ein A/D-Wandler ausreichend zum Abtasten sowohl des empfangenen Basisbandsignals nach Abwärtsmischung, z. B. aus dem Tiefpassfilter 114, als auch des geteilten VCO-Signals, z. B. aus dem Tiefpassfilter 122. Vor dem Abtasten ist das analoge Tiefpassfilter 114 eingeschlossen, um ein im wesentlichen sinusförmiges Signal aus dem heruntergeteilten Signal aus den Digitalschaltungen zu erzeugen, die gewöhnlicherweise ein Rechtecksignal erzeugen. Unterabtastung bedeutet, dass die Abtastfrequenz f_a = 1/T_a des VCO-Ausgangssignals geringer als die Mittenfrequenz des Passbandes ist, wobei T_a das Abtastintervall ist, z. B. 1/1,25 MHz in der beispielhaften Radaranlage. Der Frequenzbereich des gewünschten Signals überspannt in diesem Fall die Mindest- und Höchst-VCO-Abstimmfrequenzen geteilt durch den Faktor N, z. B. den Frequenzbereich von 4,68 bis 4,84 MHz in der beispielhaften Radaranlage. In der beispielhaften Radaranlage besitzt sie damit eine Bandbreite von nur wenigen hundert Kilohertz. Die Mittenfrequenz f_m des VCO-Passbandes beträgt: f_m = f_min + (f_max – f_min)/2, wobei f_max und f_min die maximalen bzw. minimalen VCO-Frequenzen sind, z. B. f_m = 24,4 GHz in der beispielhaften Radaranlage. Nach der Abtastung ist das Band gewünschter Frequenzen um die Frequenz f_c zentriert. Die Frequenz f_c wird berechnet mit der Formel: f_c = rem(f_m/f_a), wobei „rem” die den nicht ganzzahligen Rest nach Teilung darstellende „Rest-”Funktion ist, z. B. f_c = rem (24,4 GHz/5120/1,25 MHz) = 1,0156 MHz in der beispielhaften Radaranlage.
Das Prinzip der digitalen Abwärtsmischung und Unterabtastung ist weiterhin in 2 und 3 in einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Der A/D-Wandler 117 und der D/A-Wandler 128, die anhand der 1 dargestellt und beschrieben wurden, sind der Deutlichkeithalber wieder in der 2 dargestellt, die eine Fortsetzung der in 1 dargestellten Zeichnung ist. Der erste Schritt des Abwärtsmischvorgangs besteht im Verschieben des gewünschten Frequenzbandes von um die Frequenz f_c herum zum Basisband. Dies wird im Block 202 der 2 durch Multiplikation mit dem folgenden Ausdruck durchgeführt: exp(–j2π·f_c·T_a·n)
In dem obigen Ausdruck ist T_a das Abtastintervall und n ist die Abtaststelle. Diese Multiplikation kann in Digitallogik unter Verwendung beispielsweise des CORDIC-Algorithmus („Coordinate Rotation in a Digital Computer”, eine Klasse von Schiebe-Addier-Algorithmen zum Rotieren von Vektoren in einer Ebene) implementiert werden, ein in der Technik wohlbekannter Prozeß. Nach Multiplikation in Block 202 wird das Ergebnis zum Unterdrücken der sich ergebenden Spiegelspektren durch FIR-Filter 204 gefiltert. In einer beispielhaften Radaranlagenkonzeption wurden für das FIR-Filter folgende Koeffizienten benutzt: 1, 6, 21, 56, 120, 216, 336, 456, 546, 580, 546, 456, 336, 216, 120, 56, 21, 6 und 1. Diese Koeffizienten sind aus der folgenden Übertragungsfunktion abgeleitet, wobei R = 4 und M = 6:
Diese Übertragungsfunktion wurde in einem beispielhaften System benutzt, da die Filterlänge kurz ist und ein Nullübergang an den gespiegelten Spektren erzeugt werden kann; natürlich könnte jede beliebige Übertragungsfunktion benutzt werden, die ausreichend Unterdrückung der gespiegelten Spektren bereitstellt.
Uns nunmehr dem Graphen „a” der 3 zuwendend ist das analoge Eingangssignal in den A/D-Wandler 117 dargestellt, d. h. das nach Abwärtsmischung im Block 120 und Filterung durch das Tiefpassfilter im Block 122 aber vor Abtastung im Block 117 erzeugte Signal. Im Graphen „b” der 3 ist das Signal nach A/D-Wandlung dargestellt, das die Erzeugung gespiegelter Spektren aufgrund der Abtastung mit der Frequenz f_a darstellt. In Graphen „c” und „d” sind der reale und imaginäre Teil des Ausdrucks exp(–j2πf_c·T_A·n) = cos(2πf_c·T_A·n) – i·sin(2πf_c·T_A·n), dargestellt und in Graphen „e” und „f” ist das Signal nach Multiplikation mit den Sinus- bzw. Cosinuskomponenten dargestellt. Da die Signale abgetastet sind, werden die Spektren entsprechend der Abtastfrequenz wiederholt. Der Graph „g” zeigt das Ergebnis nach Multiplikation im Block 202 und Filterung durch das FIR-Filter 204 (dargestellt in der 2) zum Unterdrücken der gespiegelten Spektren zum Ergeben des komplexen Basisbandsignals.
Das komplexe Basisbandsignal wird zum Berechnen der momentanen VCO-Frequenz benutzt. Nach Filterung durch das FIR-Filter 204 wird jeder gefilterte Abtastwert in Block 212 mit dem Wert seines im Block 208 erzeugten komplexen konjugierten Vorgängers multipliziert, unter Verwendung des Verzögerungsgliedes 206 mit einer Verzögerung eines Abtastzyklus, um den Wert des vorhergehenden Abtastwerts zu erzeugen. Der Phasenschritt Δφ des aktuellen Abtastwerts in Bezug auf den vorhergehenden Abtastwert wird in Block 214 durch Berechnen des Phasenwinkels Δφ zwischen dem aktuellen Abtastwert und dem Vorgängerabtastwert unter Verwendung eines komplexen Punktprodukts zum Erzeugen des Cosinus des Winkels zwischen den zwei Abtastwerten wie schon oben beschrieben bestimmt. Diese Phasenberechnung kann auch unter Verwendung des CORDIC-Algorithmus implementiert werden.
Abschließend wird die momentane Frequenz f_inst des unterabgetasteten und geteilten VCO-Signals im Frequenzschrittschätzerblock 216 unter Verwendung der Gleichung f_inst = Δφ/(2πT_A) berechnet. Die Berechnung der momentanen VCO-Frequenz aus f_inst wird dann im Block 217 unter Verwendung der Gleichung: f_VCO = [f_inst + f_c + f_A·⌊f_m/f_A⌋]·N durchgeführt, wobei die Bezeichnung „⌊f_m/f_A⌋” Abrunden zum Boden darstellt. So führen die Blöcke 214, 216 und 217 die Berechnung für VCO-Frequenzschätzung durch und sind zusammen als VCO-Frequenzschätzer 213 in der 2 dargestellt.
Da das FIR-Filter 204 notwendigerweise mit einer gewissen Abtastlänge und Ansprechzeit arbeitet, können momentane VCO-Frequenzen an und in der Nähe des Beginns und Endes der Rampe in den oben beschriebenen Schritten nicht bestimmt werden. Dementsprechend wird im Block 218 eine Extrapolierung zum Bestimmen dieser Endpunkt-VCO-Frequenzwerte benutzt. Wenn beispielsweise die VCO-Frequenz an 512 Abtastpunkten bestimmt wird, müssen ungefähr die ersten und letzten 30 Abtastpunkte durch Extrapolierung bestimmt werden. Ein alternativer Vorgang im Rahmen der Erfindung zum Vermeiden von Extrapolierung besteht im Beginnen des Abtastvorgangs vor Rampenerzeugung und Fortsetzen der Abtastung nach Rampenerzeugung zur Berücksichtigung der Länge (Anzahl von Abtastpunkten) des FIR-Filters.
Die so bestimmten momentanen VCO-Frequenzwerte werden nicht direkt in den durch Block 220 dargestellten RAM eingespeichert, sondern die neuen D/A-Wandlerwerte werden bei gleich beabstandeten Frequenzen f_RAM(k) bestimmt, so dass die Mindest- und Höchstfrequenzen für eine gewünschte Rampenerzeugung abgedeckt sind: f_RAM(k) = f_start + k·Δf k = 0, 1, ..., N_RAM
Die Frequenzwerte f_RAM(k) können durch vorzeichenlose Ganzzahlwerte dargestellt werden. Der Frequenzschritt Δf in der obigen Gleichung kann so gewählt werden, dass die gewünschte Frequenzspanne abgedeckt wird, und der Schritt als 2^p dargestellt wird, wobei p ein willkürlicher Ganzzahlwert ist. Diese Darstellung vereinfacht die Interpolierung im Block 222 während der Rampenerzeugung. Ehe mit der Rampenerzeugung begonnen werden kann, müssen die D/A-Wandlerwerte für die Frequenzen f_RAM(k) unter Verwendung der momentanen Frequenz f_inst und der aktuellen im RAM gespeicherten D/A-Werte interpoliert werden.
Zur Erzeugung einer eigentlichen Frequenzrampe wird ein Frequenzsammler 224 mit der Rampenstartfrequenz und einem Frequenzschritt beladen. Der Sammler stellt die gewünschte Frequenz über Zeit dar, die erzeugt werden muß. Da der Sammler mit einer gewissen Taktfrequenz arbeitet, wird der Frequenzschritt so gewählt, dass die Rampe die gewünschte Dauer aufweist. Der Sammler erzeugt eine gewünschte/Ziel-Frequenz f_soll. Die der gewünschten Zielfrequenz f_soll benachbarten Frequenzen f_RAM werden zum Interpolieren des erforderlichen D/A-Wandlerwerts im Block 222 benutzt. Nach Berechnen der Frequenzdifferenz f_soll – f_start genügt es, nur die p MSB (Most Significant Bits – höchstwertige Bit) zum Bestimmen der Stelle im RAM zum Auslesen der notwendigen D/A-Werte in Betracht zu ziehen. Nach Interpolierung könnten die berechneten Werte in den D/A-Wandler eingespeist werden. Um jedoch Quantisierungseffekte im D/A-Wandler zu vermeiden, erzeugt das im Interpolierungsvorgang benutzte Verfahren Werte mit M + L Bit, aber der D/A-Wandler arbeitet nur mit M Bit. Die L niedrigstwertigen Bit werden an den Eingang des Δ-Σ-Modulators 226 angekoppelt und die M höchstwertigen Bit werden seiner Ausgabe hinzugefügt, in 2 als Summierer 228 dargestellt. Bei Verwendung eines Δ-Σ-Modulators zum Erzeugen einer phasenmodulierten Eingabe in den D/A-Wandler 128, der vorher im oberen rechten Teil der 1 dargestellt wurde, kann das Erfordernis für die Anzahl von D/A-Wandlerbit reduziert werden, wie auch in dem die Übertragungsfunktion des nachfolgenden, in der 1 als Tiefpassfilter 126 dargestellten Tiefpassfilters darstellenden Prozess.
Wenn in dem System VCO-Frequenzrampen mit unterschiedlichen Steigungen benutzt werden, beispielsweise zur Auswahl unterschiedlicher Entfernungsbereiche für ein erfasstes Objekt gibt es einen entsprechenden Vorteil, da ansonsten ein Tiefpassfilter für die langsameren Rampen nicht optimal sein kann.
4 zeigt die Funktionsweise eines Frequenzrampenlinearisierungsvorgangs für einen VCO mit einem entsprechend den Grundsätzen der Erfindung aufgebauten Δ-Σ-Modulator. Im oberen Graphen der 4 sind durch einen Δ-Σ-Modulator erzeugte beispielhafte Ausgangswerte dargestellt, der ohne Begrenzung ein MASH-Modulator dritter Ordnung (Multi-Stage, Noise Shaping – mehrstufiger rauschformender Modulator mit drei Integratoren) ist, die in der Technik wohlbekannte Modulatoren sind. Die Ausgabe des Δ-Σ-Modulators erscheint als Hochfrequenzsignal mit „rauschähnlichen Alternierungen”, das den MSB der Interpolatorausgabe überlagert ist. Durch das nachfolgende Tiefpassfilter wird aus diesen rauschähnlichen Alternierungen ein Mittelwert zum Verringern des Quantisierungseffekts im A/D-Wandler gewonnen.
Mehrstufige Δ-Σ-Modulatoren, d. h. mehrere in Kaskade angeordnete Δ-Σ-Modulatoren werden häufig zum Verringern des in einer einstufigen Modulatoranordnung hoher Ordnung angetroffenen Instabilitätspotentials eingesetzt und können ein internes Rauschformungsfilter zum Formen der spektralen Rauscheigenschaften des Modulatorausgangssignals enthalten. Durch interne Rauschformung im Modulator können Filterungserfordernisse eines nachfolgenden Tiefpassfilters wie beispielsweise des Tiefpassfilters 126 reduziert werden.
Der untere Graph der 4 zeigt den Quantisierungseffekt mit einem 10-Bit-A/D-Wandler wie durch die Kennlinie 401 dargestellt. Nach Tiefpassfilterung, d. h. durch den Block 126 aber ohne einen Δ-Σ-Modulator wird ein relativ lineares aber wellenförmiges gefiltertes Signal für den VCO-Eingang aufgrund von sich aus Quantisierung im Ausgangssignal des A/D-Wandlers ergebenden Sprungstellen wie durch Kennlinie 402 dargestellt erzeugt. Mit Filterung und mit einem Δ-Σ-Modulator ist das gefilterte Ausgangssignal als Folge der Filterung eines Signals nach Verarbeitung mit einem Δ-Σ-Modulator wie durch Kennlinie 403 dargestellt beinahe ideal linear.
Der gesamte Vorgang wurde für einen 24-GHz-Prototyp mit einer Frequenzrampe von 24 GHz bis 24,8 GHz mit einer Rampendauer von 200 μs realisiert. Die VCO-Ausgangssequenz wurde durch 5120 geteilt, was zu einem abwärtsgemischten VCO-Signal im Frequenzbereich von 4,68 MHz bis 4,84 MHz führt. Dieses frequenzgeteilte Signal wurde mit 1,25 MHz unterabgetastet und ist in 5 dargestellt. Dieses Signal erscheint im Wesentlichen sinusförmig mit einer Frequenz, die langsam von der linken Seite zur rechten Seite des Graphs abnimmt.
Uns nunmehr der 6 zuwendend ist dort ein Graph dargestellt, der durch 12-Bit-A/D-Wandler 117 und 118 für die zwei Empfangskanäle RX1 und RX2 erzeugte abgetastete Basisbandsignale darstellt, wobei ein Winkelreflektor vor einen Sensor plaziert ist.
Uns nunmehr der 7 zuwendend ist ein Graph der Größe der FFT (Fast Fourier Transforms – schnellen Fourier-Transformationen) FFT_RX1 und FFT_RX2 der in 6 dargestellten Empfangssignale dargestellt.
Uns nunmehr der 8 zuwendend ist ein Graph einer FFT 801 des abwärtsgemischten VCO-Ausgangssignals der 5 nach Verschieben des gewünschten Frequenzbandes zum Basisband mit der Übertragungsfunktion exp(–j2πf_c·T_a·n) in Block 202 und Filtern mit dem FIR-Filter in Block 204 dargestellt. Zusätzlich ist die Übertragungsfunktion 802 des FIR-Filters gezeigt.
Uns nunmehr der 9 zuwendend ist im oberen Graphen die gemessene Frequenz des geteilten und unterabgetasteten VCO-Signals und im unteren Graphen die von 24 GHz beginnende reelle VCO-Frequenz dargestellt. Die gemessene VCO-Frequenz ist beinahe eine ideale lineare Frequenzrampe. Die gewählten Parameter in dieser beispielhaften Anordnung wurden für Erläuterungszwecke und zum Veranschaulichen der Durchführbarkeit des Vorgangs ausgewählt.
So ist eine FMCW-Radaranlage mit einem VCO beschrieben worden, der zum Erzeugen einer Ausgangsfrequenz mit einer linearen periodischen Frequenzrampe gesteuert wird. Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung enthält die FMCW-Radaranlage einen an einen Ausgang des VCO angekoppelten Frequenzteiler zum Erzeugen eines frequenzgeteilten VCO-Ausgangssignals. An das frequenzgeteilte VCO-Ausgangssignal ist ein A/D-Wandler angekoppelt und an einen Ausgang des A/D-Wandlers ist ein Abwärtsmischer zum Verschieben seines Frequenzbandes auf Basisbandfrequenzen angekoppelt. In einer beispielhaften Ausführungsform wird von dem an das frequenzgeteilte VCO-Ausgangssignal angekoppelten A/D-Wandler das frequenzgeteilte VCO-Ausgangssignal mit einer niedrigeren Rate als seine Grundfrequenz abgetastet. Die FMCW-Radaranlage enthält weiterhin ein an einen Ausgang des Abwärtsmischers angekoppeltes Tiefpassfilter, einen an einen Ausgang des Tiefpassfilters angekoppelten VCO-Frequenzschätzers und einen an einen Ausgang des Frequenzschätzers angekoppelten D/A-Wandler zum Erzeugen eines Eingangssignals für den VCO. In einer beispielhaften Ausführungsform ist das an den Ausgang des Abwärtswandlers angekoppelte Tiefpassfilter ein FIR-Filter. In einer weiteren beispielhaften Ausführungsform enthält die FMCW-Radaranlage ein zweites, zwischen den Frequenzteiler und den A/D-Wandler gekoppeltes Tiefpassfilter. In einer weiteren beispielhaften Ausführungsform ist zwischen den VCO-Frequenzschätzer und einen Eingang des D/A-Wandlers ein Δ-Σ-Modulator eingekoppelt. In einer beispielhaften Ausführungsform werden die höchstwertigen Bit einer Ausgabe des Δ-Σ-Modulators zu einer Ausgabe des VCO-Frequenzschätzers hinzuaddiert, um ein Eingangssignal für den D/A-Wandler zu erzeugen. In einer weiteren beispielhaften Ausführungsform ist zwischen einen Ausgang des D/A-Wandlers ein drittes Tiefpassfilter gekoppelt, um das Eingangssignal für den VCO zu erzeugen. In einer weiteren beispielhaften Ausführungsform ist an den VCO-Frequenzschätzer ein Extrapolator angekoppelt, um Frequenzschätzungen von Beginn- und Endpunktrampenfrequenzen des VCO zu erzeugen. In einer weiteren beispielhaften Ausführungsform wird zum Speichern von durch den VCO-Frequenzschätzer erzeugten Frequenzschätzungen Speicher bereitgestellt.
Eine weitere beispielhafte Ausführungsform der Erfindung bietet ein Verfahren zum Betreiben einer FMCW-Radaranlage. In dem Verfahren wird ein Signal für einen VCO mit einem Ausgangssignal mit einer periodischen Frequenzrampe und einem VCO-Steuereingangssignal erzeugt. In einer beispielhaften Ausführungsform wird das VCO-Ausgangssignal zum Erzeugen eines frequenzgeteilten VCO-Ausgangssignals durch einen Frequenzteiler frequenzgeteilt und das frequenzgeteilte VCO-Ausgangssignal wird mit einem A/D-Wandler abgetastet. Das abgetastete frequenzgeteilte VCO-Ausgangssignal wird frequenzmäßig verschoben, um Basisbandsignalabtastwerte zu erzeugen, und die Basisbandsignalabtastwerte werden gefiltert, um gefilterte Basisbandsignalabtastwerte zu erzeugen. Phasendifferenzen zwischen aufeinanderfolgenden gefilterten Basisbandsignalabtastwerten werden berechnet, und aus den Phasendifferenzen werden momentane Frequenzen des VCO geschätzt. Ein VCO-Steuereingangssignal für die nächste VCO-Periode wird unter Verwendung der geschätzten momentanen Frequenzen des VCO erzeugt. In einer weiteren beispielhaften Ausführungsform werden die Basisbandsignalabtastwerte mit einem FIR-Filter gefiltert.
In einer beispielhaften Ausführungsform des Verfahrens wird das frequenzgeteilte VCO-Ausgangssignal mit einer niedrigeren Rate als einer Grundfrequenz des frequenzgeteilten VCO-Ausgangssignals unterabgetastet.
In einer beispielhaften Ausführungsform des Verfahrens werden die geschätzten momentanen Frequenzen des VCO zum Erzeugen von Frequenzschätzungen an Beginn- und Endpunktrampenfrequenzen des VCO extrapoliert. In einer weiteren beispielhaften Ausführungsform werden die geschätzten momentanen Frequenzen des VCOs in einem Speicher gespeichert.
In einer weiteren beispielhaften Ausführungsform des Verfahrens werden die geschätzten momentanen Frequenzen des VCO mit einem Δ-Σ-Modulator zum Erzeugen eines phasenmodulierten Modulatorsignals gefiltert. Den geschätzten momentanen Frequenzen des VCO werden die höchstwertigen Bit des phasenmodulierten Modulatorsignals hinzuaddiert, um das VCO-Steuereingangssignal zu erzeugen.
In einer weiteren beispielhaften Ausführungsform des Verfahrens wird das den geschätzten momentanen Frequenzen des VCO hinzuaddierte phasenmodulierte Modulatorsignal mit einem D/A-Wandler zum Erzeugen des VCO-Steuereingangssignals umgewandelt. In einer weiteren beispielhaften Ausführungsform wird ein Ausgangssignal vom D/A-Wandler zum Erzeugen des Eingangssignals für den VCO gefiltert. In einer weiteren beispielhaften Ausführungsform ist der A/D-Wandler zum Umwandeln eines weiteren Signals in der FMCW-Radaranlage an einen Multiplexer angekoppelt.
Obwohl ein linearer frequenzgesteuerter VCO zur Anwendung in einer FMCW-Radaranlage beschrieben worden ist, versteht es sich, dass andere Anwendungen von linearer Frequenzsteuerung eines VCO im breiten Rahmen der Erfindung in Betracht gezogen werden und nicht auf FMCW-Radaranlagen begrenzt sein müssen.

Claims

FMCW-Radaranlage mit: – einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO, 124); – einem an einen Ausgang des VCO (124) angekoppelten Frequenzteiler (120) zum Erzeugen eines frequenzgeteilten VCO-Ausgangssignals; – einem an das frequenzgeteilte VCO-Ausgangssignal angekoppelten Analog/Digital-Wandler (117); – einem an ein Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers (117) angekoppelten Abwärtsmischer (202) zum Verschieben eines Frequenzbandes desselben auf Basisbandfrequenzen; – einem an einen Ausgang des Abwärtsmischers (202) angekoppelten Tiefpassfilter (204); – einem an einen Ausgang des Tiefpassfilters (204) angekoppelten VCO-Frequenzschätzer (213); und – einem an einen Ausgang des Frequenzschätzers (213) angekoppelten Digital/Analog-Wandler (128) zum Erzeugen eines Eingangssignals (V_tune) für den VCO (124).
FMCW-Radaranlage nach Anspruch 1, wobei das an den Ausgang des Abwärtsmischers (202) angekoppelte Tiefpassfilter (204) ein FIR-Filter umfasst.
FMCW-Radaranlage nach Anspruch 1 oder 2, weiterhin mit einem zweiten, zwischen den Frequenzteiler (120) und den Analog/Digital-Wandler (117) gekoppelten Tiefpassfilter (122).
FMCW-Radaranlage nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei durch den an das frequenzgeteilte VCO-Ausgangssignal angekoppelten Analog/Digital-Wandler (117) das frequenzgeteilte VCO-Ausgangssignal mit einer niedrigeren Rate als einer Grundfrequenz desselben abgetastet wird.
FMCW-Radaranlage nach einem der Ansprüche 1 bis 4, weiterhin mit einem zwischen den VCO-Frequenzschätzer (213) und einen Eingang des Digital/Analog-Wandlers (128) gekoppelten Delta-Sigma-(Δ-Σ-)Modulator (226).
FMCW-Radaranlage nach Anspruch 5, wobei die höchstwertigen Bits einer Ausgabe des Δ-Σ-Modulators (226) zu einer Ausgabe des VCO-Frequenzschätzers (213) hinzuaddiert werden, um ein Eingangssignal für den Digital/Analog-Wandler (128) zu erzeugen.
FMCW-Radaranlage nach einem der Ansprüche 1 bis 6, weiterhin mit einem an einen Ausgang des Digital/Analog-Wandlers (128) gekoppelten dritten Tiefpassfilter (126) zum Erzeugen des Eingangssignals (V_tune) für den VCO (124).
FMCW-Radaranlage nach einem der Ansprüche 1 bis 7, weiterhin mit einem an den VCO-Frequenzschätzer (213) angekoppelten Extrapolator (218) zum Erzeugen von Frequenzschätzungen von Beginn- und Endpunktrampenfrequenzen des VCO (124).
FMCW-Radaranlage nach Anspruch 8, weiterhin mit einem Speicher (220) zum Speichern von durch den VCO-Frequenzschätzer (213) erzeugten Frequenzschätzungen.
FMCW-Radaranlage nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei der Analog/Digital-Wandler (117) zum Umwandeln eines weiteren Signals in der FMCW-Radaranlage an einen Multiplexer (MUX) angekoppelt ist.
Verfahren zum Betreiben einer FMCW-Radaranlage, das aufweist: – Erzeugen eines Signals mit einer periodischen Frequenzrampe; – Frequenzteilen des Signals mit einer periodischen Frequenzrampe durch einen Frequenzteilungsfaktor zum Erzeugen eines frequenzgeteilten Signals; – Abtasten des frequenzgeteilten Signals; – Verschieben des abgetasteten frequenzgeteilten Signals zum Erzeugen von Basisbandsignalabtastwerten; – Filtern der Basisbandsignalabtastwerte zum Erzeugen gefilterter Basisbandsignalabtastwerte; – Berechnen von Phasendifferenzen zwischen aufeinanderfolgenden gefilterten Basisbandsignalabtastwerten; – Schätzen von momentanen Frequenzen des mit der periodischen Frequenzrampe erzeugten Signals aus den Phasendifferenzen; und – Erzeugen eines Steuereingangssignals für die nächste Periode unter Verwendung der geschätzten momentanen Frequenzen des mit der periodischen Frequenzrampe erzeugten Signals.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei die Basisbandsignalabtastwerte mit einem FIR-Filter (204) gefiltert werden.
Verfahren nach Anspruch 11 oder 12, wobei das frequenzgeteilte Signal mit einer niedrigeren Rate als eine Grundfrequenz des frequenzgeteilten Signals unterabgetastet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 13, weiterhin mit Extrapolieren der geschätzten momentanen Frequenzen des mit einer periodischen Frequenzrampe erzeugten Signals zum Erzeugen von Frequenzschätzungen von Beginn- und Endpunktrampenfrequenzen des mit einer periodischen Frequenzrampe erzeugten Signals.
Verfahren nach Anspruch 14, weiterhin mit Speichern der geschätzten momentanen Frequenzen des mit einer periodischen Frequenzrampe erzeugten Signals in einem Speicher (220).
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 15, weiterhin mit Filtern der geschätzten momentanen Frequenzen des mit einer periodischen Frequenzrampe erzeugten Signals mit einem Δ-Σ-Modulator (226) zum Erzeugen eines phasenmodulierten Modulatorsignals.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei höchstwertige Bits des phasenmodulierten Modulatorsignals den geschätzten momentanen Frequenzen des mit einer periodischen Frequenzrampe erzeugten Signals hinzuaddiert werden, um das Steuereingangssignal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 16, weiterhin mit Umwandeln mit einem Digital/Analog-Wandler (128) des den geschätzten momentanen Frequenzen des mit einer periodischen Frequenzrampe erzeugten Signals hinzuaddierten phasenmodulierten Modulatorsignals zum Erzeugen des Steuereingangssignals.
Verfahren nach Anspruch 18, weiterhin mit Filtern eines Ausgangssignals aus dem Digital/Analog-Wandler (128) zum Erzeugen des Steuereingangssignals.