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Die Erfindung bezieht sich gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 auf ein Verfahren zur Ansteuerung eines Antriebssystems mit einem Pulsstromrichter und mindestens einem diesem nachgeschalteten Asynchronmotor.
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Antriebssysteme der oben genannten Art werden unter anderem als Antrieb für Schienenfahrzeuge, z. B. U-Bahn- und Straßenbahntriebwägen, oder Baumaschinen, z. B. zur Drehkranzverstellung bei einem Bagger, eingesetzt.
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Solche Antriebssysteme werden typischerweise bei wechselnder Motorlast, d. h. Drehmomentbelastung des Asynchronmotors, mit punktuellen Hochlastphasen und intermediären Niederlastphasen betrieben. Infolge dieser Lastschwankungen kommt es in den Leistungshalbleitern des Pulsstromrichters zu starken Temperaturschwankungen, die bestimmend für die Lebensdauer der Leistungshalbleiter sind. Aufgrund ihres Aufbaus können die in Pulsstromrichtern üblicherweise eingesetzten Leistungshalbleiter nämlich nur eine begrenzte Anzahl von Temperaturhüben aushalten. Wird diese kritische Grenze überschritten, kommt es zum Ausfall. Bei Leistungshalbleitern in Form von IGBTs sind beispielsweise das Abheben von Bonddrähten und die Delamination von Lötstellen typische Ausfallmuster. Je höher im Betrieb die Temperaturhübe sind, desto geringer ist die zulässige Anzahl von Lastwechseln, und damit die Lebensdauer der Leistungshalbleiter.
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Um einen vorzeitigen Ausfall eines Pulsstromrichters auszuschließen, werden dessen Leistungshalbleiter üblicherweise in Bezug auf ihre Stromtragfähigkeit überdimensioniert, oder es werden mehr Leistungshalbleiter parallel geschaltet als für die angestrebte Maximalleistung erforderlich wären. Alternativ hierzu werden Antriebssysteme der oben genannten Art präventiv instandgehalten, d. h. die Leistungshalbleiter des Pulsstromrichters werden vorsorglich bereits vor Erreichen des zu erwartenden Lebensdauerendes ausgetauscht.
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Aus der
DE 10 2007 003 737 A1 ist ein Verfahren zum Betrieb eines Elektrogeräts, das einen Umrichter mit nachgeschaltetem Elektromotor aufweist, bekannt. Mittels dieses Verfahrens wird eine pulsweitenmodulierte Frequenz zeit- und/oder lastabhängig verändert, wobei bei abnehmender Ausgangsleistung des Elektrogeräts diese vergrößert wird. Die Veränderung dieser PWM-Frequenz erfolgt zwischen einer oberen und einer unteren Frequenz, wobei diese Frequenzen beidseitig von einer Mittelfrequenz entfernt sind. Dadurch bildet diese Mittelfrequenz das arithmetrische Mittel aus unterer und oberer Frequenz. Diese Mittelfrequenz wird abhängig von der thermischen Auslastung des Wechselrichters des Umrichters des Elektrogeräts und/oder der geforderten Leistung des Geräts abgesenkt. Abhängig von der Leistung wird eine derartige Mittelfrequenz derart gewählt, dass die thermische Auslastung maximal wählbar wird. Dadurch wird die Lebensdauer der Leistungshalbleiter des Umrichters des Elektrogeräts bei Leistungsänderungen erhöht.
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Aus der
DE 20 2006 019 877 U1 ist ein gattungsgemäßes Verfahren zur Ansteuerung eines Antriebssystems bekannt. Dieses Antriebssystem weist einen Umrichter und einen Servomotor auf, der einem Wechselrichter des Umrichters nachgeschaltet ist. Wenn der Wechselrichter mit kurzen periodischen Lastschwankungen betrieben wird, weisen die Leistungshalbleiter dieses Wechselrichters eine unerwünscht kurze Lebensdauer auf. Um die Lebensdauer zu erhöhen, müssen die Temperaturschwankungen dieser Leistungshalbleiter reduziert werden. Dies wird mittels des gattungsgemäßen Verfahrens dadurch erreicht, dass bei geringer Last die Temperatur der Leistungshalbleiter erhöht wird. Dies wird dadurch erreicht, dass bei geringer Last die Schaltfrequenz der Leistungshalbleiter des Wechselrichters erhöht wird. Dadurch erhöhen sich die Verluste der Leistungshalbleiter bei geringer Last, so dass sich diese geringfügig erwärmen. Somit werden die Temperaturschwankungen der Leistungshalbleiter des Wechselrichters verringert, wodurch sich deren Lebensdauer erhöhen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur besonders halbleiterschonenden Ansteuerung eines Antriebssystems anzugeben.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch das kennzeichnende Merkmal des Anspruchs 1. Danach wird bei geringer Motorlast die Drehrichtung des im Asynchronmotor erzeugten magnetisierten Drehfeldes periodisch alternierend gewechselt. Durch das erfindungsgemäße Verfahren wird die Reihenfolge der Phasenspannungen – und damit die Drehrichtung des Drehfeldes – periodisch alternierend gewechselt, so dass selbst eine geringe Drehmomenterzeugung ausgeschlossen wird. Hierdurch kompensiert sich das von dem Drehfeld auf den Läufer des Asynchronmotors ausgeübte Drehmoment im zeitlichen Mittel zu Null. Dieses erfindungsgemäße Verfahren ist insbesondere vorteilhaft für Anwendungen des Antriebssystems, bei denen der Motor im Niederlastbetrieb stillstehen muss, und der Drehung des Läufers nur ein geringes mechanisches Widerstandsmoment entgegensteht.
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Die Erfindung beruht auf der Idee, in dem Antriebssystem einen vergleichsweise hohen Kurzschlussstrom zu erzeugen, und die Leistungshalbleiter durch diesen Stromfluss in den Niederlastphasen zu „heizen”. Eine besonders geeignete Maßnahme zur Erzeugung eines solchen Kurzschlussstroms besteht erkanntermaßen darin, den Asynchronmotor gezielt jenseits seines Kipppunktes zu betreiben. In diesem Bereich arbeitet der Asynchronmotor vergleichsweise ineffektiv, zieht also bei geringer Drehmomentmomentausbeute einen vergleichsweise hohen Strom. Es wird daher für gewöhnlich im Betrieb eines Asynchronmotors versucht, den Kipppunkt nicht zu überschreiten. Erkanntermaßen ist aber gerade die Ineffizienz des gekippten Betriebs in den Niederlastphasen von Vorteil, da sie zu der erfindungsgemäß gewünschten thermischen Belastung der Leistungshalbleiter führt.
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Durch dieses erfindungsgemäße Verfahren wird die im Betrieb des Asynchronmotors mit wechselnder Last gewöhnlich im Pulsstromrichter auftretenden Temperaturhübe vermieden oder zumindest verringert, wodurch die Lebensdauer der Leistungshalbleiter im Pulsstromrichter entscheidend verlängert wird.
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Der gekippte Betrieb des Asynchronmotors wird in bevorzugter Ausführung des Verfahrens realisiert durch Einstellung einer die Motordrehzahl wesentlich übersteigenden Drehfeldfrequenz, wobei gleichzeitig für die in den Wicklungssträngen der Drehfeldwicklung anliegende Phasenspannung ein vergleichsweise geringer Effektivwert eingestellt wird. Die Drehfeldfrequenz, d. h. die Umlauffrequenz des magnetischen Drehfeldes im Luftspalt zwischen Ständer und Läufer des Motors, übersteigt dabei die Motordrehzahl zweckmäßigerweise um mindestens 20%.
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Insbesondere bei Anwendungen, bei denen der Asynchronmotor im Niederlastbetrieb stillstehen muss, wird der Asynchronmotor hierbei bevorzugt mit 100% Schlupf betrieben. d. h. es wird trotz des Läuferstillstands ein von Null verschiedenes Drehfeld erzeugt. In dieser Ausführung des Verfahrens hat sich eine Drehfeldfrequenz zwischen 30 Hz und 300 Hz, insbesondere etwa 200 Hz als zweckmäßig erwiesen.
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Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren hat es sich als vorteilhaft erwiesen, die Drehrichtung des Drehfeldes mit einer Wechselfrequenz umzukehren, die zwischen 1/10 und 1/30, insbesondere 1/20 der Drehfeldfrequenz entspricht. In bevorzugter Ausführung liegt diese Wechselfrequenz konkret in eifern Bereich von 5 Hz bis 20 Hz, insbesondere bei etwa 10 Hz.
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Um unerwünschte Ausgleichsströme bei der Inversion der Drehfeldrichtung zu vermeiden, wird zweckmäßigerweise bei jedem Wechsel der eingestellte Effektivwert der Phasenspannung kurzzeitig auf den Wert Null gefahren. Insbesondere wird der Effektivwert vor jedem Wechsel der Drehfeldrichtung in Form einer Rampe, d. h. im Wesentlichen zeitlich linear von einem vorgegebenen Normalwert auf Null gefahren. Nach dem Wechsel der Drehfeldrichtung wird der Effektivwert wieder rampenförmig, d. h. wieder im Wesentlichen zeitlich linear, von Null auf den Normalwert zurückgefahren.
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In einer vorteilhaften Weiterentwicklung des Verfahrens wird die Temperatur der Leistungshalbleiter in den Niederlastphasen durch Einstellung des Effektivwerts der Phasenspannung gesteuert oder geregelt. Die Steuerung bzw. die Regelung erfolgt dabei insbesondere nach der Maßgabe, dass die Temperatur der Leistungshalbleiter eine vorgegebene Grenztemperatur nicht unterschreitet oder dass der Temperaturhub im Vergleich zu der Maximaltemperatur in einer vorausgegangenen Hochlastphase einen vorgegebenen Grenzwert nicht überschreitet. Im Falle einer Regelung wird als Regelgröße zweckmäßigerweise eine für die Temperatur der Leistungshalbleiter charakteristische Temperaturkenngröße herangezogen, bei der es sich entweder um eine gemessene Temperatur oder um eine unter Zuhilfenahme eines Temperaturmodells berechnete Temperatur handelt.
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Zusätzlich oder alternativ hierzu wird zur Steuerung oder Regelung der Temperatur der Leistungshalbleiter in einer weiteren Variante des Verfahrens die Pulstaktfrequenz als Stellgröße variiert.
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In einer vorteilhaften Ausführung umfasst das Verfahren einen Hochlastmodus und einem Niederlastmodus, zwischen denen nach Maßgabe einer Lastkenngröße reversibel geschaltet wird. Der Pulstromrichter wird dabei insbesondere immer dann nach dem Hochlastmodus des Verfahrens angesteuert, wenn die Lastkenngröße einen vorgegebenen Schwellwert überschreitet (oder unterschreitet), und immer dann nach dem Niederlastmodus angesteuert, wenn die Lastkenngröße den Schwellwert unterschreitet (bzw. überschreitet). Als Lastkenngröße werden hierbei vorzugsweise ein Lastsollwert (insbesondere Drehmomentsollwert), der beispielsweise der Stellung eines „Gaspedals” oder dergleichen entspricht, oder ein Drehzahlsollwert herangezogen.
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Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:
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1 in einem schematischen Blockschaltbild ein Antriebssystem mit einem Pulsstromrichter und einem nachgeschaltetem Asynchronmotor, sowie mit einer Steuereinheit zur Ansteuerung des Pulsstromrichters,
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2 in einem schematischen Diagramm die Drehmomentkurve des Asynchronmotors, angetragen gegen den Schlupf des Asynchronmotors,
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3 in einem grob schematisch vereinfachten Blockschaltbild ein in der Steuereinheit implementiertes Steuerprogramm mit einem Hochlastmodus und einem Niederlastmodus, und
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4 in vier übereinander angeordneten, zeitlichen Diagrammen den Verlauf der Drehstromfrequenz, des Effektivwerts der Phasenspannung, eines Phasenstromes und des im Asynchronmotor erzeugten Drehmoments im Niederlastmodus des Steuerprogramms gemäß 3.
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Einander entsprechende Teile und Größen sind in allen Figuren stets mit gleichen Bezugszeichen versehen.
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1 zeigt grob schematisch ein Antriebssystem 1. Das Antriebssystem 1 umfasst einen (Asynchron-)Motor 2, einen zwischen den Motor 2 und einen (Spannungs-)Zwischenkreis 3 geschalteten Pulsstromrichter 4 sowie eine Steuereinheit 5 zur Ansteuerung des Pulsstromrichters 4.
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Der Motor 2 umfasst einen (in der Darstellung lediglich schematisch angedeuteten) Ständer 6, der mit einer Drehfeldwicklung 7 bewickelt ist. Die Drehfeldwicklung 7 umfasst drei Wicklungsstränge, die nachfolgend als Motorphasen L1, L2 und L3 bezeichnet sind. Die Motorphasen L1, L2, L3 sind motorseitig beispielhaft in einem Sternpunkt 8 zusammengeschlossen. Es kann aber alternativ auch ein in Dreieckschaltung ausgeführter Motor eingesetzt werden. Der in jeder der Motorphasen L1, L2, L3 fließende elektrische Strom ist nachfolgend als Phasenstrom IL1, IL2, IL3 bezeichnet. Die an jeder der Motorphasen L1, L2, L3 anliegende elektrische Spannung ist nachfolgend als Phasenspannung UL1, UL2, UL3 bezeichnet.
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Der Motor 2 umfasst ferner einen Läufer 9, der drehbar um eine Läuferachse 10 in dem Ständer 6 angeordnet ist.
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Der Pulsstromrichter 4 umfasst drei Halbbrücken 11a, 11b, 11c, die parallel zueinander in den Zwischenkreis 3 geschaltet sind. Jede Halbbrücke 11a, 11b, 11c umfasst einen Phasenanschluss 12a, 12b, 12c, an dem die zugehörige Motorphase L1, L2, L3 angeschlossen ist. So sind die Motorphase L1 an dem Phasenanschluss 12a der Halbbrücke 11a, die Motorphase L2 an dem Phasenanschluss 12b der Halbbrücke 11b und die Motorphase L3 an dem Phasenanschluss 12c der Halbbrücke 11c angeschlossen.
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Zwischen dem jeweiligen Phasenanschluss 12a, 12b, 12c und einer Hochpotentialseite 13 des Zwischenkreises 3 umfasst jede Halbbrücke 11a, 11b, 11c einen hochpotentialseitigen Leistungsschalter 14a, 14b, 14c, insbesondere in Form eines IGBT. Jedem dieser Leistungsschalter 14a, 14b, 14c ist jeweils eine Freilaufdiode 15a, 15b, 15c parallelgeschaltet. Zwischen den Phasenanschluss 12a, 12b, 12c einer jeden Halbbrücke 11a, 11b, 11c und eine Niederpotentialseite 16 des Zwischenkreises 3 ist jeweils ein niederpotentialseitiger Leistungsschalter 17a, 17b, 17c geschaltet. Jeder dieser Leistungsschalter 17a, 17b, 17c ist wiederum insbesondere in Form eines IGBT ausgebildet und wird von einer parallelgeschalteten Freilaufdiode 18a, 18b, 18c flankiert. Die Leistungsschalter 14a–c, 17a–c und Freilaufdioden 15a–c, 18a–c bilden zusammen die vorstehend genannten Leistungshalbleiter des Pulsstromrichters 4.
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Die Steuereinheit 5 ist durch einen Mikrocontroller gebildet oder umfasst zumindest einen solchen. In der Steuereinheit 5 ist hierbei ein das nachfolgend näher beschriebene Verfahren automatisch durchführendes Steuerprogramm 19 softwaretechnisch implementiert.
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Die Steuereinheit 5 ist ausgangsseitig mit den Leistungsschaltern 14a, 14b, 14c und 17a, 17b, 17c zur Ausgabe von Stellsignalen Y verschaltet. Eingangsseitig ist der Steuereinheit 5 ein Messwert S des in der Motorphase L3 fließenden Phasenstroms IL3 zugeführt. Dieser Messwert S wird von einem in die Motorphase L3 geschalteten Messwandler 20 erhoben. Der Steuereinheit 5 ist als weitere Eingangsgröße eine Lastkenngröße X zugeführt, deren Wert beispielsweise mit der Stellung eines mit dem Antriebssystem 1 gekoppelten Betätigungshebels oder „Gaspedals” korreliert ist.
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Der Zwischenkreis 3 führt einen Gleichstrom mit einer im Wesentlichen konstanten Zwischenkreisspannung UZ. Im Betrieb des Antriebssystems 1 richtet der Pulsstromrichter 4 diesen Gleichstrom in einen in die Motorphasen L1, L2, L3 eingespeisten Drehstrom um, im Rahmen dessen die Phasenströme IL1, IL2, IL3 sinusförmig mit einer Drehstromfrequenz f (auch als Ständerfrequenz bezeichnet) mit überlagerten Oberschwingungen oszillieren. Aufgrund des Drehstroms wird in dem Motor 2 ein den Läufer 9 antreibendes magnetisches Ständerdrehfeld F erzeugt, das mit einer Drehfeldfrequenz n1 in dem zwischen dem Ständer 6 und dem Läufer 9 gebildeten Luftspalt umläuft. Die Drehfeldfrequenz n1 verhält sich hierbei zu der Drehstromfrequenz f allgemein gemäß n1 = f / p, GLG 1 wobei p die Polpaarzahl der Drehfeldwicklung 7 bezeichnet. Im Folgenden wird aus Vereinfachungsgründen angenommen, dass es sich bei dem Motor 2 um einen zweipoligen Motor (p = 1) handelt. In diesem Fall entspricht die Drehfeldfrequenz n1 der Drehstomfrequenz f(n1 = f). Im motorischen Betrieb des Asynchronmotors 2 ist Drehfeldfrequenz n1 in der Regel größer als die Läuferdrehzahl n, so dass sich das Ständerdrehfeld F gegenüber dem Läufer 9 mit einer Relativdrehzahl Δn = n1 – n GLG 2 bewegt.
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Das Verhältnis der Relativdrehzahl Δn zu der Drehfeldfrequenz n
1 wird als Schlupf s bezeichnet:
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Der Schlupf s hat also den Wert Null, wenn das Drehfeld F synchron mit dem Läufer 9 umläuft, und den Wert 1 (bzw. 100%), wenn der Läufer 9 bei umlaufendem und von Null verschiedenem Drehfeld F steht.
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Die Steuereinheit 5 steuert die Leistungsschalter 14a, 14b, 14c und 17a, 17b, 17c durch Pulsweitenmodulation der Stellsignale Y an. Die Stellsignale Y umfassen somit Pulse variabler Pulsweite, die mit einer vorgegebenen Pulstaktfrequenz fPWM periodisch aufeinander folgen. Entsprechend variieren im Betrieb des Antriebssystems 1 auch die Phasenspannungen UL1, UL2, UL3 pulsartig mit der Pulstaktfrequenz fPWM. Die Stellsignale Y werden von der Steuereinheit 5 dabei derart pulsweitenmoduliert, dass die Phasenspannungen UL1, UL2, UL3 mit ihrer Grundschwingung – d. h. über die Pulstaktdauer 1/fPWM gemittelt – sinusförmig mit der Drehstromfrequenz f oszillieren. Im Mittel über die Drehstromperiode 1/f entsprechen die Phasenspannungen UL1, UL2, UL3 einem – von der Steuereinheit 5 durch entsprechende Pulsweitenmodulation der Stellgrößen Y vorgegebenen – Effektivwert Ueff.
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Das von dem Asynchronmotor 2 übertragbare Drehmoment M weist eine charakteristische Abhängigkeit von dem Schlupf s auf, die schematisch in 2 dargestellt ist. Gemäß dieser sogenannten Drehmomentkurve kann ohne Schlupf kein Drehmoment übertragen werden. Bei s = 0 ist also das übertragbare Drehmoment M ebenfalls Null. Für kleine, positive Schlupfwerte (s → 0) steigt das übertragbare Drehmoment M zunächst ungefähr linear mit dem Schlupf s an (M ∝ s). Nach Durchschreiten eines Maximums, dessen zugehöriger Schlupfwert sK in einem Intervall 0 < sK < 1 liegt, fällt das übertragbare Drehmoment M dann wiederum ab. Das Maximum der Drehmomentkurve wird als Kipppunkt des Asynchronmotors 2 bezeichnet. Der diesem Maximum zugehörige Wert des Drehmoments M wird als Kippmoment MK bezeichnet, der zugehörige Schlupfwert wird als Kippschlupf sK bezeichnet.
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3 zeigt – grob vereinfacht – den Aufbau des in der Steuereinheit 5 implementierten Steuerprogramms 19. Aus der Darstellung ist zu erkennen, dass das Steuerprogramm 19 einen Hochlastmodus 21 und einen Niederlastmodus 22 umfasst. Ein Entscheidungsmodul 23 schaltet hierbei nach Maßgabe der Lastkenngröße X zwischen dem Hochlastmodus 21 und dem Niederlastmodus 22. Sofern die Lastkenngröße X einen vorgegebenen Grenzwert X0 überschreitet (X > X0), wird der Pulsstromrichter 4 im Hochlastmodus 21 betrieben. Ansonsten (X ≤ X0) wird der Pulsstromrichter 4 im Niederlastmodus 22 betrieben.
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Im Hochlastmodus 21 wird der Pulsstromrichter 4 von der Steuereinheit 5 – wie üblich – derart angesteuert, dass der Schlupf s des Motors 2 den Wert des Kippschlupf sK nicht überschreitet (s ≤ sK).
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In einem ersten Anwendungsbeispiel ist das vorstehend beschriebene Antriebssystem 1 als Drehkranzverstellung für einen Bagger eingesetzt. Dabei wird dem Entscheidungsmodul 23 als Lastkenngröße X der Absolutwert eines Drehzahlsollwerts zugeführt. Der zugehörige Grenzwert X0 ist hierbei auf den Wert Null gesetzt. Der Motor 2 wird somit im Hochlastmodus 21 betrieben, wenn der als Lastkenngröße X vorgegebene Drehzahlsollwert von Null verschieden ist. Dabei wird die Läuferdrehzahl n durch die Steuereinheit 5 auf den Drehzahlsollwert geregelt.
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Der Motor 2 wird dagegen dann im Niederlastmodus 22 betrieben, wenn der als Lastkenngröße X vorgegebene Drehzahlsollwert den Wert Null hat und der Motor 2 somit im Stillstand ist. In diesem Fall wird der Motor 2 gezielt im gekippten Betriebsbereich (s > sK), nämlich mit einem Schlupf von 100% betrieben. Die Steuereinheit 5 realisiert den gekippten Betrieb durch eine Ansteuerung, deren charakteristische Eigenschaften aus den in 4 dargestellten Diagrammen der Drehstromfrequenz f, des Effektivwertes Ueff der Phasenspannungen UL1, UL2, UL3, des Phasenstroms IL3 und des auf den Läufer 9 des Motors 2 übertragenen Drehmoments M gegen die Zeit t deutlich wird.
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Danach erzeugt die Steuereinheit 5 durch entsprechende Ansteuerung der Leistungsschalter 14a, 14b, 14c und 17a, 17b, 17c in den Motorphasen L1, L2, L3 Phasenströme IL1, IL2, IL3 mit einem hohen Drehstromfrequenzwert f0 von vorzugsweise 200 Hz. Gleichzeitig stellt die Steuereinheit 5 den Effektivwert Ueff auf einen vergleichsweise geringen Normalwert Ueff,0 ein. Dies hat zur Folge, dass in den Motorphasen L1, L2, L3 vergleichsweise hohe Phasenströme IL1, IL2, IL3 erzeugt werden – in 4 beispielhaft dargestellt anhand des in der Motorphase L3 fließenden Phasenstroms IL3. Diese Phasenströme IL1, IL2, IL3 bewirken einerseits eine vergleichsweise starke Verlustwärme in den Leistungsschaltern 14a, 14b, 14c und 17a, 17b, 17c, im Motor 2 aber andererseits einen nur sehr geringen Drehmomentwert M0.
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Wie aus 4 hervorgeht, wird das Vorzeichen der Drehstromfrequenz f periodisch gewechselt mit einer Wechselfrequenz f, die 1/20 des Drehstromfrequenzwertes f0, nämlich etwa 10 Hz, entspricht. Der Vorzeichenwechsel der Drehstromfrequenz f hat zur Folge, dass die Reihenfolge, in der die Oszillation der Strangströme IL1, IL2 und IL3 zeitlich aufeinander folgt, umgekehrt wird. Dies wiederum führt im Motor 2 zu einer Umkehrung der Drehfeldrichtung und – hiermit verbunden – zu einem Vorzeichenwechsel des Drehmoments M. Im zeitlichen Mittel über die Wechselperiode 1/fw ist somit das Drehmoment M exakt 0, so dass das Antriebssystem 1 auch bei einem sehr schwachen mechanischen Gegenmoment im Niederlastmodus 22 nicht zu laufen beginnt.
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Um unerwünschte Ausgleichsströme beim Umschalten der Drehstromfrequenz f zu vermeiden, wird der Effektivwert Ueff der Phasenspannungen UL1, UL2, UL3 vor jedem Vorzeichenwechsel der Drehstromfrequenz f in einer zeitlich linearen Rampe von dem Normalwert Ueff,0 auf den Wert Null gefahren. Nach dem Vorzeichenwechsel der Drehstromfrequenz f wird der Effektivwert Ueff – wiederum zeitlich linear – auf den Normalwert Ueff,0 zurückgefahren.
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In einem weiteren Anwendungsbeispiel ist das Antriebssystem 1 als Antrieb für einen Triebwagen einer U-Bahn oder Straßen-Bahn vorgesehen. In diesem Fall wird als Lastkenngröße X ein Lastsollwert herangezogen, der beispielsweise der Stellung eines „Gaspedals” oder eines entsprechenden Befehlsgebers entspricht. Der zugehörige Grenzwert X0 entspricht hierbei beispielsweise einer voreingestellten Leerlauflast des Motors 2. Der Motor 2 wird in diesem Fall also während des Leerlaufs im Niederlastmodus 22 gefahren, bei einer Beschleunigung des Motors 2 dagegen im Hochlastmodus 21.
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In dieser Anwendung unterscheiden sich der Hochlastmodus 21 und der Niederlastmodus 22 insbesondere durch die Einstellung der Pulstaktfrequenz fPWM. Im Hochlastmodus 21 betreibt die Steuereinheit 5 den Pulsstromrichter 4 mit einer konstanten Pulstaktfrequenz fPWM von beispielsweise 500 Hz. Im Niederlastmodus 22 wird die Pulstaktfrequenz fPWM in einem Bereich zwischen 500 Hz und 5000 Hz nach Maßgabe einer Temperaturkenngröße geregelt. Als Temperaturkenngröße wird hierbei z. B. eine im Bereich eines Leistungsschalters 14a, 14b, 14c oder 17a, 17b, 17c gemessene Temperatur herangezogen.
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In einer vereinfachten Variante des vorstehend beschriebenen Anwendungsbeispiels wird die Pulstaktfrequenz fPWM im Niederlastmodus 22 auf einen konstanten, gegenüber dem Hochlastmodus 21 erhöhten Wert von z. B. 2000 Hz hochgesetzt.