DE102007061912B4

DE102007061912B4 - Pulsradar, fahrzeugmontiertes Radar und Ladungsunterstützungsradar

Info

Publication number: DE102007061912B4
Application number: DE102007061912A
Authority: DE
Inventors: Atsuo Hatono
Original assignee: Fuji Jukogyo KK; Fuji Heavy Industries Ltd
Current assignee: Subaru Corp
Priority date: 2006-12-25
Filing date: 2007-12-21
Publication date: 2013-02-28
Anticipated expiration: 2027-12-22
Also published as: JP4994023B2; US7675455B2; US20090051581A1; JP2008157794A; DE102007061912A1

Abstract

Pulsradar, in dem ein Abstand aus der Zeitdifferenz zwischen dem Zeitpunkt, zu dem ein Sendesignal zu einem Ziel übertragen wird, und dem Zeitpunkt berechnet wird, zu dem das am Ziel reflektierte Sendesignal als Antwortsignal empfangen wird, wobei das Pulsradar aufweist: eine Sendeantenne (101; 401) zum Aussenden des Sendesignals; eine Empfangsantenne (121; 421) zum Empfangen eines Signals vom Ziel; ein Filter (200; 500), mit dem das im Empfangssignal eingebettete Antwortsignal herausgefiltert wird, wobei im Empfangssignal das Antwortsignal vom Ziel durch ein von der Sendeantenne zur Empfangsantenne gestreutes Sendesignal überlagert wird; und einem Detektor (300; 600) zum Extrahieren einer Harmonischen, die ein Signal mit einer Frequenz darstellt, die höher ist als diejenige einer Trägerwelle, um die Zeitdifferenz zwischen dem Anstiegszeitpunkt des Antwortsignals und dem Anstiegszeitpunkt des Sendesignals sowie die Zeitdifferenz zwischen dem Abfallzeitpunkt des Antwortsignals und dem Abfallzeitpunkt des Sendesignals zu erfassen.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Pulsradar, das auf dem Prinzip basiert, dass aus einem Zeitunterschied zwischen dem Zeitpunkt, zu dem ein Pulssignal zu einem Ziel gesendet wird, und dem Zeitpunkt, zu dem das reflektierte Pulssignal empfangen wird, ein Abstand berechnet wird. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere ein auf einem Fahrzeug, z. B. einem Automobil, montiertes Radar und ein auf einem Flugzeug montiertes Landungsunterstützungsradar, das in einer sehr geringen Höhe horizontal fliegt.
Bisher sind die folgenden drei Systeme für ein Radar und einen Funksensor verwendet worden, wie im Dokument ”New Millimeter Wave Technique”, Seite 278 (Tasuku Teshirogi/Tsutomu Yoneyama, Ohmsha Co., 25. November 1999) beschrieben ist:

(1) Pulsradar;
(2) FM-CW-Radar (frequenzmoduliertes Dauerstrichradar (Frequency Modulation Continuous Wave Radar));
(3) Zweiton-CW (Dauerstrichradar (Continuous Wave Radar)).

Im ”Pulsradar”system (1) wird ein Signal, das wie ein Puls einer Hochfrequenzwellenform geformt ist, in einem vorgegebenen Intervall wiederholt übertragen. Das gesendete Pulssignal wird durch ein Ziel gestreut. Dann wird die gestreute Welle als Antwortwelle empfangen. Die Zeitdauer zwischen dem Übertragungsende des Pulssignals und dem Empfang der Antwortwelle vom Ziel ist dem Abstand vom Ziel proportional. Daher wird im ”Pulsradar”system der Abstand zum Ziel auf der Basis der Zeitdauer von dem Zeitpunkt, zu dem die Übertragung des Pulssignals abgeschlossen ist, bis zu dem Zeitpunkt gemessen, zu dem der Pegel der Antwortwelle vom Ziel einen Schwellenwert überschreitet. Im ”FM-CW-Radar”system (2) wird ein Sendesignal mit einer vorgegebenen Periode frequenzmoduliert, wobei die Frequenz in einem vorgegebenen Verhältnis wiederholt erhöht und vermindert wird. Das gesendete frequenzmodulierte Signal wird durch ein Ziel gestreut, und die gestreute Welle wird als Antwortwelle empfangen. Am Empfangsende wird eine Differenz (nachstehend als ”Schwebungsfrequenz” bezeichnet) zwischen der Frequenz der Sendewelle und der Frequenz der Empfangswelle extrahiert. Die Schwebungsfrequenz ist dem Abstand vom Ziel proportional. Wie vorstehend erwähnt wurde, misst das ”FM-CW-Radar”system den Abstand durch Erfassen der Schwebungsfrequenz der Signale. Außerdem ist das Zweiton-CW-System (3) ein System, das zwei Wellen aussendet (die eine Phasendifferenz erzeugen, wenn der Abstand sich ändert), die sich hinsichtlich der Frequenz geringfügig voneinander unterscheiden, z. B. f1 = 24 GHz und f2 = 24 GHz + 75 MHz. Der Abstand wird durch Erfassen einer Phasendifferenz zwischen zwei Wellen gemessen, die innerhalb einer Roundtrip-Laufzeit zum Ziel und zurück erhalten wird.
Es sind herkömmliche Techniken zum Vermindern von Interferenz vorgeschlagen worden, die durch das Sendepulssignal im Empfangssignal induziert wird. In der JP-A-05-56009 ist ein Transceiver beschrieben, der, wenn ein Pulssignal gleichzeitig ausgesendet und empfangen wird, eine Störung eliminiert, die von durch das Sendeende am Empfangsende induzierte Interferenz verursacht wird, ohne dass ein empfangenes Wellensignal verzerrt oder gestört wird. Insbesondere weist der Transceiver ein adaptives Filter und einen Subtrahierer als Interferenzwellenunterdrückungseinrichtung auf. Das adaptive Filter simuliert ein durch das Sendeende am Empfangsende verursachtes Interferenzwellensignal durch Zuführen eines Teils eines Sendesignals, das zusätzlich ein Breitbandsignal des Sendeendes aufweist. Der Subtrahierer subtrahiert ein vom adaptiven Filter ausgegebenes Signal von einem Ausgangssignal des Empfängers. In der JP-A-2003-279649 ist die Unterdrückung einer Interferenz einer Sendewelle durch Anordnen einer flachen Abschirmplatte zwischen einer Sendeantenne und einer Empfangsantenne beschrieben.
Ein Kurzbereichsradar erfordert eher eine (hohe) Kurzbereichsauflösung als einen maximalen Erfassungsbereich. Beispielsweise ist ein Kurzbereichsradar zur Verwendung mit einem Fahrtunterstützungssystem für ein Automobil vorgesehen, z. B. zur Parkunterstützung, Objekterfassung in einem toten Winkel, für eine Kollisionsvorwarnung, eine Seitenannäherungswarnung, usw. Obwohl in vielen Fällen ein maximaler Erfassungsbereich. von etwa 3 m zulässig ist, ist eine minimale Abstandsauflösung von weniger als 10 cm erwünscht. Wenn ein Kurzbereichsradar durch die Systeme (1) bis (3) implementiert wird, beinhaltet jedes dieser Systeme eine unterschiedliche Verbreiterung einer belegten Bandbreite. Durch eine Verbreiterung der belegten Bandbreite werden verschiedene Probleme hervorgerufen, z. B. das Erfordernis einer Hochfrequenz für eine Trägerwelle, Schwierigkeiten bei der Konstruktion einer Antenne und Erhöhung der Kosten einer Schaltung, sowie Verminderung der Anzahl von Kanälen, die in einem einzelnen Frequenzband eingerichtet werden können.
Aus der DE 24 59 079 A1 ist ein Pulsradar bekannt, das einen Abstand aus der Zeitdifferenz zwischen dem Zeitpunkt, zu dem ein Sendesignal zu einem Ziel übertragen wird und dem Zeitpunkt berechnet wird, zu dem das am Ziel reflektierte Sendesignal als Antwortsignal empfangen wird. Dieses Pulsradar weist eine Sendeantenne zum Aussenden des Sendesignals, eine Empfangsantenne zum Empfangen eines Signals vom Ziel, ein Filter, mit dem das Antwortsignal aus dem Empfangssignal herausgefiltert wird, und einen Detektor zum Erfassen der Zeitdifferenz zwischen dem Zeitpunkt der Detektion der ansteigenden Pulsflanke des Antwortsignals und dem Zeitpunkt der Detektion der ansteigenden Pulsflanke des Sendesignals und der Zeitdifferenz zwischen der dem Zeitpunkt der Detektion der abfallenden Pulsflanke des Antwortsignals und dem Zeitpunkt der Detektion der abfallenden Pulsflanke des Sendesignals auf.
Die WO 01/18559 A1 beschreibt ein Kurzbereichsradar, bei dem eine Zeitmessung durch eine ansteigende und abfallende Pulsflanke getriggert wird.
Die EP 1 288 676 A1 beschreibt eine optoelektronische Entfernungsmesseinrichtung mit einer Zeitmessung, die durch eine ansteigende und eine abfallende Pulsflanke getriggert wird.
Die JP-2003-329764 A beschreibt ein Pulsradarsystem mit FFT der Zeitabtastsignale.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Radar bereitzustellen, das innerhalb einer schmalen Bandbreite eine hohe Kurzbereichsauflösung aufweist. Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen der Patentansprüche gelöst.
Im Rahmen der Erfindung kann das Filter als adaptives Filter ausgeführt sein, das eine adaptive Filterung zum Herausfiltern eines Antwortwellensignals aus einem Empfangssignal ausführt, wobei die Filterung durch Schätzen eines linearen Filterparameters, der Antennen und einem Ausbreitungsraum entspricht, durch eine Lernverarbeitung, Erzeugen einer pseudo-gestreuten Welle vom Sendepulssignal und Subtrahieren der derart erzeugten pseudo-gestreuten Welle vom Empfangssignal erfolgt.
Es wird ein Pulsradar bereitgestellt, in dem aus einer Zeitdifferenz zwischen dem Zeitpunkt, zu dem ein Pulssignal zu einem sich relativ bewegenden Ziel übertragen wird, und dem Zeitpunkt, zu dem das vom Ziel reflektierte Pulssignal empfangen wird, ein Abstand berechnet wird, wobei das Pulsradar eine auf einer Transceiver-Leiterplatte angeordnete Messeinrichtung zum Messen des Abstands zu einem Ziel aufweist, das sich innerhalb des höchstens halben Abstands befindet, über den eine elektromagnetische Welle sich innerhalb der Zeitdauer eines Sendepulses ausbreitet. Außerdem kann das Pulsradar eine auf der Leiterplatte angeordnete Einstelleinrichtung aufweisen, die die belegte Bandbreite schmaler macht als einen Wert, der durch Dividieren der Lichtgeschwindigkeit durch einen minimalen messbaren Abstand erhalten wird.
Ein auf einem Fahrzeug montiertes Radar weist auf: ein Pulsradar, eine auf einer Leiterplatte angeordnete Messeinrichtung zum Messen des Abstands zu einem Ziel, das sich innerhalb des höchstens halben Abstands befindet, über den eine elektromagnetische Welle sich innerhalb der Zeitdauer eines Sendepulses ausbreitet, und eine Einrichtung, die einen Weitwinkelbereich abdeckt, indem veranlasst wird, dass eine Wellenlänge einer Trägerwelle die Größenordnung der Breite eines Fahrzeugs hat.
Ein erfindungsgemäßes Landungsunterstützungsradar weist vorzugsweise eine Einrichtung auf, die einen Weitwinkelbereich abdeckt, indem veranlasst wird, dass die Wellenlänge der Trägerwelle die Größenordnung der Breite einer Flugzeugzelle hat. Vorzugsweise misst die Messeinrichtung die Höhe auch dann, wenn das Flugzeug sich mit hoher Geschwindigkeit horizontal bewegt, indem veranlasst wird, dass die Wellenlänge der Trägerwelle länger ist als die horizontale Strecke, über die das Flugzeug sich innerhalb der Zeitdauer von dem Zeitpunkt, zu dem ein Sendepuls ausgesendet wird, bis zu dem Zeitpunkt bewegt, zu dem eine auf der Boden- oder See- bzw. Wasseroberfläche reflektierte elektromagnetische Welle empfangen wird.
Gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung muss die Übertragung des Sendepulses vor der Ankunft der Antwortwelle nicht abgeschlossen sein. Daher kann ein Radar mit einer hohen Kurzbereichsauflösung implementiert Werden, ohne dass die Pulsbreite verkleinert werden muss. Dadurch kann eine für ein Landungsunterstützungsradar erforderliche belegte Bandbreite schmaler gemacht werden als ein durch den Ausdruck ”Lichtgeschwindigkeit dividiert durch den minimalen messbaren Abstand” bestimmter Wert.
Weil die für das Radar erforderliche belegte Bandbreite schmal gemacht werden kann, kann die Frequenz der Trägerwelle des Radars auf eine relativ niedrige Frequenz vermindert werden. Im Fall einer Wellenquelle (z. B. einer Antenne im Fall einer elektromagnetischen Welle), die die gleiche Größenordnung hat wie eine Wellenlänge, breitet sich die Welle bezüglich der Wellenquelle sowohl in der Seitenrichtung als auch in der Vorwärtsrichtung aus, wobei dies für eine elektromagnetische Welle nicht ungewöhnlich ist. Daher kann die Frequenz der Trägerwelle des Radars auf eine relativ niedrige Frequenz vermindert werden, so dass veranlasst werden kann, dass die Wellenlänge der Trägerwelle die gleiche Größenordung wie die Breite eines Fahrzeugs oder eines Flugzeugs hat, wodurch ein Radar implementierbar ist, das dazu geeignet ist, einen weiten Winkel abzudecken.
Weil ein für das Keyless-Entry-System verwendetes Frequenzband von 300 [MHz] eine Wellenlänge in der Größenordnung von 1 m hat, war es schwierig, das Frequenzband für eine Trägerwelle eines Radars zu nutzen. Die Frequenz der Trägerwelle des erfindungsgemäßen Radars kann jedoch auf eine relativ niedrige Frequenz vermindert werden, so dass das Frequenzband und die Hochfrequenzschaltung für das Radar auch durch das Keyless-Entry-System genutzt werden können.
Im Allgemeinen gilt: je niedriger die Frequenz einer Welle ist, desto geringer ist die erzeugte Dämpfung. Die Frequenz der Trägerwelle des erfindungsgemäßen Radars kann auf eine relativ niedrige Frequenz vermindert werden, so dass die Sendeleistung auf einen relativ niedrigen Pegel vermindert werden kann.
Außerdem kann die belegte Bandbreite relativ schmaler gemacht werden. Dadurch kann ein Band des erfindungsgemäßen UWB-Radars einem freien Band zwischen Frequenzbändern zugewiesen werden, die anderen Systemen, z. B. WiMAX, zugeordnet sind, wodurch Funkinterferenz vermieden wird.
Andere Aspekte und Vorteile der Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung und der beigefügten Patentansprüche deutlich.
1 zeigt eine erläuternde Ansicht eines Verfahrens zum Herausfiltern von durch einen Sendepuls induzierter Interferenz;
2 zeigt eine erläuternde Ansicht von Interferenz, die durch eine von einem Ziel kommende Antwortwelle induziert wurde;
3 zeigt ein Zeitdiagramm von Interferenz, die durch die vom Ziel kommende Antwortwelle induziert wurde;
4 zeigt eine erläuternde Ansicht einer Phasenänderung einer durch Interferenz der Antwortwelle induzierten überlagerten Welle;
5 zeigt eine erläuternde Ansicht einer Position, an der aufgrund von Interferenz der Antwortwelle eine Harmonische erzeugt wird;
6 zeigt ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform eines Kurzbereichsradars;
7 zeigt ein Blockdiagramm eines adaptiven Filters der ersten Ausführungsform;
8 zeigt ein Blockdiagramm eines Filters zum Erfassen einer überlagerten Welle in der ersten Ausführungsform;
9 zeigt ein Zeitdiagramm einer durch ein Sendeende der ersten Ausführungsform ausgeführten Verarbeitung;
10 zeigt eine erläuternde Ansicht einer Pulswellenform und einer Spektrumstruktur in der ersten Ausführungsform;
11 zeigt eine erläuternde Ansicht einer räumlichen Frequenzanordnung in der ersten Ausführungsform;
12 zeigt eine erläuternde Ansicht eines Verfahrens zum Herausfiltern von durch den Sendepuls induzierter Interferenz;
13 zeigt ein Zeitdiagramm einer durch ein Empfangsende ausgeführten Verarbeitung,
14 zeigt ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines Kurzbereichspulsradars;
15 zeigt ein Blockdiagramm eines adaptiven Filters der zweiten Ausführungsform;
16 zeigt ein Blockdiagramm. eines Filters zum Erfassen einer überlagerten Welle in der zweiten Ausführungsform;
17 zeigt eine erläuternde Ansicht einer Pulswellenform und einer Spektrumstruktur derselben in der zweiten Ausführungsform; und
18 zeigt ein Zeitdiagramm einer durch das Sendeende ausgeführten Verarbeitung in der zweiten Ausführungsform.
Prinzip der vorliegenden Erfindung
Bevor die erste und die zweite Ausführungsform beschrieben werden, wird zunächst das Prinzip der vorliegenden Erfindung erläutert. In einem Pulsradarsystem führt eine Erhöhung der Kurzbereichsauflösung zu einer Verbreiterung der belegten Bandbreite, weil die Pulsbreite verkleinert werden muss. Daher muss zum Implementieren eines Radars mit einer hohen Kurzbereichsauflösung in einer schmalen Bandbreite die Kurzbereichsauflösung erhöht werden, ohne dass die Pulsbreite abnimmt. Wenn die Übertragung eines Sendepulses vor der Ankunft einer Antwortwelle von einem am nähesten Punkt angeordneten Ziel nicht abgeschlossen ist, wäre es aufgrund von Interferenz eines Sendepulses und Interferenz der Antwortwellen von jeweiligen Zielen schwierig, den Abstand auf der Basis der Zeit zu messen, die Antwortwellen benötigen, um von den einzelnen Zielen zurückzulaufen. Aus diesem Grunde muss die Pulsbreite verkleinert werden, um die Kurzbereichsauflösung zu erhöhen. Infolgedessen kann ein Radar mit einer hohen Kurzbereichsauflösung in einem schmalen Band durch Realisieren zweier neuartiger Einrichtungen folgendermaßen implementiert werden.

(1) Eine Einrichtung, um aus einer Empfangswellenform einen mit einer Antwortwelle interferierenden Sendepuls zu eliminieren.
(2) Eine Einrichtung zum Erfassen des Zeitpunkts eines Pulsanstiegs und des Zeitpunkts eines Pulsabfalls einer Antwortwelle von jedem der Ziele.

Zunächst wird ein Verfahren zum Implementieren der Einrichtung (1) beschrieben. Weil durch das Radar eine Sendewellenform erzeugt wird, ist die Wellenform bekannt. Die mit einer Antwortwelle interferierende Sendewellenform ist jedoch durch eine Antenne oder einen Ausbreitungsraum gestört oder verzerrt worden. Daher ist vom Gesichtspunkt einer Signalverarbeitung bezüglich der Sendepulsinterferenz mit einer Empfangswellenform, wie in 1 dargestellt, ein Antwortwellensignal ein zu gewinnendes gewünschtes oder Nutzsignal, ein Sendepuls wird als bekannte Interferenzwelle betrachtet, und eine Antenne und ein Ausbreitungsraum werden als unbekannte Filter für die Interferenzwelle betrachtet. Die Interferenz entspricht einem in der Veröffentlichung mit dem Titel ”Adaptive Signal Processing” (Sigeo TSUJII, Shokodo Co., Ltd., Mai 1995) beschriebenen Problem eines Echounterdrückers in einer Telefonkommunikation und einem im Patentdokument JP-A-05-56009 beschriebenen Problem einer adaptiven Rauschunterdrückung in einem Kommunikationssystem. Daher kann die mit der Antwortwellenform interferierende Sendewellenform aus der Empfangswellenform eliminiert werden, indem der Parameter eines adaptiven Filters derart geschätzt wird, dass er einer Antenne oder einem Ausbreitungsraum entspricht, und ein Signal, das durch eine adaptive Filterung des Sendepulses erhalten wird, von der Empfangswellenform subtrahiert wird.
Gemäß dem im Patentdokument JP-A-05-56009 beschriebenen Stand der Technik wird eine Sendepulsfolge durch Kommunikationsdaten dynamisch geändert, so dass eine als Interferenzwelle wirkende modulierte Welle der Sendepulsfolge ebenfalls dynamisch geändert wird. Dadurch müssen die Parameter des adaptiven Filters durch eine nicht überwachte Lernverarbeitung gesetzt werden. Im Fall eines Radars wird durch die Sendepulsfolge jedoch permanent das gleiche Sendemuster wiederholt, so dass eine als Interferenzwelle wirkende modulierte Wellenform der Sendepulsfolge ebenfalls in der gleichen Wellenform wiederholt wird. D. h., im Fall eines Radars kann ein als Interferenzwelle wirkender Sendepuls als bekannt vorausgesetzt werden. In diesem Fall kann ein Parameter eines adaptiven Filters, das einer Antenne oder einem Ausbreitungsraum entspricht, durch eine überwachte Lernverarbeitung bestimmt werden. Insbesondere wird ein Fehlersignal dadurch berechnet, dass ein Ergebnis, das durch Anwenden des adaptiven Filters auf einen Sendepuls erhalten wird, von der Empfangswellenform subtrahiert wird. Dann wird der Parameter des adaptiven Filters im Voraus derart eingestellt, dass das Fehlersignal Gaußschem Rauschen (einem unkorrelierten Signal) entspricht, wenn kein Ziel vorhanden ist.
Nachstehend wird ein Verfahren zum Implementieren der Einrichtung (2) beschrieben. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Zeitdifferenz zwischen dem Zeitpunkt eines Pulsanstiegs einer Antwortwelle von jedem Ziel und dem Zeitpunkt eines Pulsanstiegs eines Sendepulses oder eine Zeitdifferenz zwischen dem Zeitpunkt eines Pulsabfalls der Antwortwelle und dem Zeitpunkt eines Pulsabfalls der Sendewelle unter Verwendung eines Einschwingvorgangs oder einer Übergangserscheinung bestimmt, der/die als Ergebnis der Ankunft einer neuen Antwortwelle auftritt. Wie in 2 dargestellt ist, wird ein Fall betrachtet, in dem drei Ziele A, B und C an Positionen vorhanden sind, deren Abstand höchstens der Hälfte eines Abstands entspricht, über den eine elektromagnetische Welle sich innerhalb der Zeitdauer eines Sendepulses ausbreitet. In diesem Fall treffen beim Empfang eine Antwortwelle vom Ziel B und eine Antwortwelle vom Ziel C im Verlauf des Empfangs der Antwortwelle vom Ziel A ein. Dadurch überlagern sich die drei Antwortwellen.
Es wird vorausgesetzt, dass ”a” die Amplitude einer überlagerten Welle, Y die Phase der überlagerten Welle, ”b” die Amplitude einer neuen Antwortwelle oder die Amplitude einer endenden Antwortwelle, ϕ die Phase der Antwortwelle und α die nach der Ankunft oder nach dem Abschluss der Antwortelle erhaltene Phase ist. Eine überlagerte Welle, die nach der Ankunft oder nach dem Abschluss einer Antwortwelle erhalten wird, kann durch die nachstehenden mathematischen Ausdrücke 1 und 2 dargestellt werden:
[Mathematischer Ausdruck 1]
a·sin(ωt + ψ) ± b·sin(ωt + ϕ) = a{1 + (b/a)² + 2(b/a)·cos(ψ – ϕ)}·sin(ω ± α)
[Mathematischer Ausdruck 2]
α = tan^–1{ sin(ψ) ± (b/a)·sin(ϕ) / cos(ψ) ± (b/a)·cos(ϕ)}
Im kombinierten Symbol ”±” bezeichnen ”+” die Ankunft oder den Anfang einer neuen Antwortwelle und ”–” den Abschluss oder das Ende einer Antwortwelle. Daher unterscheidet sich, wenn Antwortwellen nacheinander eintreffen, die Phase einer neuen Antwortwelle von der Phase einer eingetroffenen Antwortwelle. Eine neue Antwortwelle interferiert mit einer bereits eingetroffenen Antwortwelle. Infolgedessen werden ein Bereich, in dem die Amplitude der Antwortwelle verstärkt ist, und ein Bereich, in dem die Amplitude der Antwortwelle abgeschwächt ist, miteinander vermischt, so dass sich die Hüllkurvenkomponente auf eine komplizierte Weise ändert. D. h., dass die Intensität eines Empfangssignals auch dann nicht notwendigerweise zunimmt, wenn eine weitere neue Antwortwelle eintrifft. In einem Extremfall löschen sich, wenn die Phase einer neu eintreffenden Antwortwelle bezüglich der Phase einer bereits eingetroffenen Antwortwelle um 180° (eine halbe Wellenlänge) verschoben ist, die neue Antwortwelle und die bereits eingetroffene Antwortwelle gegenseitig aus. In diesem Fall wird, wenn eine Empfangswelle wie im Fall eines herkömmlichen Pulsradars demoduliert wird, nur eine sich auf komplizierte Weise ändernde Hüllkurvenkomponente extrahiert, wodurch extreme Schwierigkeiten bei der Erfassung der Ankunft einer neuen Antwortwelle verursacht werden. Außerdem tritt, wenn die Empfangswelle demoduliert wird, ein Problem dahingehend auf, dass der Anstieg der Antwortwelle langsam wird.
Wie gemäß dem mathematischen Ausdruck 1 und den 3 und 4 ersichtlich ist, eilt, wenn eine neue Antwortwelle von einem Ziel zum Zeitpunkt der Überlagerung der Antwortwelle eingetroffen ist, die Phase der neuen Antwortwelle der Phase der bereits eingetroffenen Antwortwelle nach. Die Phase der Empfangswellenform wird innerhalb einer kurzen Zeitdauer schnell verzögert. Außerdem eilt, auch wenn die von einem bestimmten Ziel eingetroffene Antwortwellenform abgeschlossen oder beendet ist, die Phase der von einem bestimmten Ziel eingetroffenen Antwortwelle der Phase der überlagerten Welle voraus, und die Phase der Empfangswellenform wird innerhalb einer kurzen Zeitdauer schnell verzögert.
Wie durch den mathematischen Ausdruck (2) dargestellt ist, wird eine mit der Ankunft oder dem Abschluss einer Antwortwelle in Beziehung stehende Phasenverzögerung kaum beobachtet, wenn der Unterschied zwischen der Signalintensität der überlagerten Welle und der Signalintensität der ankommenden oder endenden Antwortwelle groß ist. Im Allgemeinen nimmt die Signalintensität einer Antwortwelle eines Radars proportional zur vierten Potenz eines Abstands ab. Wenn ein Sendepuls aktiv bleibt, trifft eine Antwortwelle von einem nahen Ziel ein und endet eine Antwortwelle eines vorangehenden Sendepulses von einem entfernten Ziel. Daher wird bezüglich einer Phasenverzögerung eine als Ergebnis der Ankunft der Antwortwelle, die eine hohe Signalintensität hat, d. h., die von einem nahen Ziel reflektiert wird, induzierte Phasenverzögerung dominant. Wenn der Sendepuls inaktiv bleibt, trifft eine Antwortwelle von einem entfernten Ziel ein und endet eine Antwortwelle von einem nahen Ziel. Hinsichtlich einer Phasenverzögerung wird daher eine als Ergebnis des Endes der Antwortwelle, die eine starke Signalintensität hat, d. h. die von einem nahen Ziel reflektiert wird, induzierte Phasenverzögerung dominant. Daher bedeutet eine Phasenverzögerung, die auftritt, wenn der Sendepuls aktiv bleibt, eine Phasenverzögerung, die als Ergebnis der Ankunft einer neuen Antwortwelle induziert wird, und eine Phasenverzögerung, die auftritt, wenn der Sendepuls inaktiv bleibt, bedeutet eine Phasenverzögerung, die als Ergebnis des Abschlusses oder Endes einer Antwortwelle induziert wird.
Hinsichtlich der vorstehend beschriebenen Merkmale wird ein Phasenänderungsdetektor auf eine modulierte Welle nach einer Filterung angewendet, um eine durch die Ankunft oder den Abschluss einer Antwortwelle induzierte schnelle Phasenverzögerung zu extrahieren. Dadurch können eine Zeitdifferenz zwischen der Anstiegszeit einer Antwortwelle von jedem Ziel und der Anstiegszeit eines Sendepulses und eine Zeitdifferenz zwischen der Abfallzeit einer Antwortwelle und der Abfallzeit eines Sendepulses durch eine Zeit bestimmt werden, zu der die durch den Phasenänderungsdetektor extrahierte Phasenverzögerung einen Schwellenwert überschritten hat. Wenn sich innerhalb eines Abstands cτ/2 ein Ziel befindet, kann kein Ziel erfasst werden, das sich innerhalb eines Abstands von cτ/2 bis cτ befindet. Wenn sich innerhalb eines Abstands cτ/2 kein Ziel befindet, kann jedoch ein Ziel erfasst werden, das sich innerhalb eines Bereichs von cτ/2 bis cτ befindet, so dass in der Praxis kein Problem auftritt.
Wie in 5 dargestellt ist, tritt in der modulierten Welle in Verbindung mit dem Auftreten der durch die Ankunft bzw. den Anfang oder den Abschluss bzw. das Ende der Antwortwelle induzierten schnellen Phasenverzögerung eine nicht glatte Wellenform auf (ein Differentialkoeffizient wird diskontinuierlich). Wenn die nicht glatte Wellenform aufgetreten ist, tritt gemäß einer Fourieranalyse ein Signal (nachstehend als eine ”Harmonische” bezeichnet) auf, dessen Frequenz höher ist als die Frequenz einer fundamentalen Wellenform (im vorliegenden Fall die Frequenz einer Trägerwelle). Daher wird die gefilterte, modulierte Harmonische einem Filtervorgang zum Erfassen einer Harmonischen unterzogen, wodurch veranlasst wird, dass nur ein Signal mit einer Frequenz, die höher ist als die Frequenz der Trägerwelle das Filter durchläuft, so dass das Signal verstärkt oder verbessert wird. Dadurch wird nur die Harmonische extrahiert, die zum Zeitpunkt der Ankunft einer neuen Antwortwelle auftritt. Dadurch können eine Zeitdifferenz zwischen der Anstiegszeit einer Antwortwelle von jedem Ziel und der Anstiegszeit eines Sendepulses und eine Zeitdifferenz zwischen der Abfallzeit der Antwortwelle und der Abfallzeit des Sendepulses durch eine Zeit bestimmt werden, zu der die durch das Filter zum Erfassen einer Harmonischen extrahierte Harmonische einen Schwellenwert überschritten hat.
Die Zeitdauer der durch den Phasenänderungsdetektor extrahierten Phasenverzögerung und die Zeitdauer der durch ein Bandpassfilter extrahierten Harmonischen sind wesentlich kürzer als die Zeitdauer des Sendepulses. Daher wird durch Anwenden des Phasenänderungsdetektors und des Filters zum Erfassen einer Harmonischen auf ein Signal, das Antwortwellen von jeweiligen Zielen enthält, ein Effekt erzielt, der einer Verminderung der Pulsbreite entspricht.
Schließlich werden ein Fall, in dem der Anstieg der Antwortwelle erfasst wird, und ein Fall, in dem der Abfall der Antwortwelle erfasst wird, miteinander verglichen. Die Signalintensität einer neu eintreffenden Antwortwelle wird graduell kleiner. Eine durch das Eintreffen einer Antwortwelle induzierte Phasenverzögerung der überlagerten Welle wird graduell kleiner, weil der Unterschied zwischen der Signalintensität der überlagerten Welle und der Signalintensität der Antwortwelle größer wird. Am Ende der Antwortwelle enden Antwortwellen von nahen Zielen sequenziell, so dass die Signalintensität der endenden Antwortwelle für den größten Teil der Intensität der gesamten überlagerten Welle verantwortlich ist. Daher kann eine durch das Ende der Antwortwelle induzierte Phasenverzögerung der überlagerten Welle durch eine AGC-Regelung (Automatische Verstärkungsregelung) oder auf ähnliche Weise innerhalb eines im Wesentlichen konstanten Bereichs gehalten werden. Daher ist die Erfassung einer Zeitdifferenz zwischen der Abfallzeit der Antwortwelle und der Abfallzeit des Sendepulses im Allgemeinen zum Erfassen einer Phasenverzögerung der überlagerten Welle vorteilhaft.
D. h., das adaptive Filter und das Filter zum Erfassen einer Harmonischen ermöglichen eine Erhöhung der Kurzbereichsauflösung, ohne dass die Pulsbreite abnimmt. Dadurch kann ein Radar mit einer hohen Kurzbereichsauflösung in einem schmalen Band realisiert werden. Durch jede der beiden nachstehend ausführlich beschriebenen Ausführungsformen wird eine direkte Umwandlung einer modulierten Welle von einem Analogsignal in ein Digitalsignal ohne Demodulation der modulierten Wellenform bereitgestellt. Weil eine mit einer Antwortwellenform interferierende Sendewellenform aus der Empfangswellenform eliminiert wird, wird ein Radar mit einer hohen Kurzbereichsauflösung in einem schmalen Band implementiert durch: die Einrichtung (1), mit der ein Signal, das durch Anwenden einer adaptiven Filterung auf den Sendepuls erhalten wird, von der Empfangswellenform subtrahiert wird, und die Einrichtung (2), mit der ein Einschwingvorgang oder eine Übergangserscheinung, der/die zum Zeitpunkt der Ankunft bzw. des Anfangs oder des Abschlusses bzw. Endes einer Antwortwelle von einem Ziel auftritt, erfasst wird, um eine Zeitdifferenz zwischen der Anstiegszeit einer Antwortwelle von jedem Ziel und der Anstiegszeit eines Sendepulses oder einer Zeitdifferenz zwischen der Abfallzeit der Antwortwelle und der Abfallzeit des Sendepulses zu bestimmen.
(Erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung)
Die 6 bis 8 zeigen Blockdiagramme einer ersten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Systems. In der ersten Ausführungsform wird ein Radar mit einer hohen Kurzbereichsauflösung in einem schmalen Band auf ein Kurzbereichsradar angewendet, das zur Verwendung in einem Fahrtunterstützungssystem eines Automobils vorgesehen ist, wobei ein Frequenzband und eine Hochfrequenzschaltung (durch das Radar) und ein Keyless-Entry-System gemeinsam verwendet werden. Das Keyless-Entry-System wird zum Öffnen und Schließen von Türen eines geparkten Fahrzeugs verwendet, dessen Motor ausgeschaltet ist. Das zur Verwendung mit einem Fahrtunterstützungssystem vorgesehene Kurzbereichsradar wird verwendet, während der Motor in Betrieb ist. Weil die gleichzeitige Verwendung sowohl des Keyless-Entry-Systems als auch des Kurzbereichsradars während des Normalbetriebs unmöglich ist, treten durch die gemeinsame Verwendung des Frequenzbandes und der Hochfrequenzschaltung keine Probleme auf. Außerdem nimmt eine Wellenlänge in einem für das Keyless-Entry-System verwendeten Frequenzband von 300 [MHz] normalerweise einen Wert von etwa 1 m an. Daher gleicht die Wellenlänge etwa der Breite einer Fahrzeugkarosserie, so dass ein weiter Winkel abgedeckt werden kann.
Einer mit einer Sendeschaltung verbundenen Rückkopplungsleitung wird ein von einem linearen adaptiven Filter gebildeter Filterabschnitt 200 als Einrichtung hinzugefügt, die dazu dient, eine mit einer Antwortwelle interferierende Sendewellenform aus einer Empfangswellenform zu eliminieren. Ein Bandpassfilter 310 zum Extrahieren einer Harmonischen, die auftritt, wenn eine Antwortwelle unglatt geworden ist, wird einem Abschnitt 300 zum Erfassen einer überlagerten Welle als Einrichtung zum Erfassen der Ankunft einer von einem Ziel kommenden neuen Antwortwelle hinzugefügt. Der Grund, warum anstatt eines Hochpassfilters ein Bandpassfilter zum Extrahieren einer Harmonischen verwendet wird, liegt darin, dass das Bandpassfilter im Vergleich zum Hochpassfilter, das auch unerwünschtes Rauschen durchlässt, eine Zufuhr von unerwünschtem Rauschen verhindert. Auch wenn die Roundtrip-Laufzeit, d. h. die für eine Signalausbreitung zum Ziel und zurück erforderliche Zeit, höchstens der Zeitdauer einer Pulsbreite entspricht, ermöglichen die vorstehend erwähnten Einrichtungen die Bestimmung einer Zeitdifferenz zwischen der Anstiegszeit der Antwortwelle von jedem Ziel und der Anstiegszeit des Sendepulses, so dass ein Radar, das eine hohe Kurzbereichsauflösung in einem schmalen Bereich hat, realisiert wird.
Außerdem ist ein Umschalter 124, der eine gemeinsame Nutzung des Frequenzbandes und der Hochfrequenzschaltung (durch das Radar) und das Keyless-Entry-System ermöglichen soll, hinzugefügt. Wenn der Motor nicht in Betrieb ist, werden das Frequenzband und die Hochfrequenzschaltung durch den Umschalter 124 auf das Keyless-Entry-System geschaltet. Wenn der Motor in Betrieb ist, werden das Frequenzband und die Hochfrequenzschaltung auf das Kurzbereichsradar geschaltet. In der in 9 dargestellten vorliegenden Ausführungsform ist die Wellenform des Sendepulses etwas überdämpft, um den Anstieg und Abfall des Pulses durch eine Pre-Emphasis-Schaltung 105 zu verstärken, weil der Anstieg und der Abfall der Antwortwelle wesentlich sind.
10 zeigt eine Pulswellenform der vorliegenden Ausführungsform und eine Spektrumstruktur der Pulswellenform. In der vorliegenden Ausführungsform ist die Pulsbreite auf 100 [ns] eingestellt, was einer halben Wellenlänge einer Sinuswelle mit einer Frequenz von 5 [MHz] entspricht. Eine Periode für die Erzeugung eines Pulses ist auf 200 [ns] festgelegt, was der doppelten Pulsbreite entspricht. Die Pulswellenform wird durch Sinuswellen, deren Periode von der gleichen Periode bis zu einem Drittel der Periode des Pulses reicht, genähert, um die Pulswellenform in eine etwas überdämpfte Wellenform umzuwandeln, die einen verstärkten Anstieg aufweist. Dadurch wird, vorausgesetzt, dass die Frequenz einer Trägerwelle 300 [MHz] beträgt, veranlasst, dass das Spektrum des Pulses aus fünf Linienspektren bei 285 [MHz], 295 [MHz], 300 [MHz], 305 [MHz] und 315 [MHz] besteht. Daher kann ein Frequenzband von 285 [MHz] bis 320 [MHz] anstatt nur von einem einzelnen Benutzer von mehreren Benutzern gemeinsam verwendet werden, indem die Frequenz einer Trägerwelle leicht verschoben wird (wenn ein Frequenzband in Schritten von beispielsweise 0,1 MHz verschoben wird, können beispielsweise 100 Benutzer das Frequenzband gemeinsam nutzen). Auch wenn das Frequenzband durch einen einzelnen Benutzer verwendet wird, können Radareinrichtungen an mehreren Stellen installiert sein, ohne dass Interferenz auftritt. Beispielsweise kann, wie in 11 dargestellt ist, ein einzelnes Fahrzeug drei Wellen verwenden, eine Welle für die Vorder- und Rückseite eines Fahrzeugs, eine andere Welle für die vordere linke und rechte Seite des Fahrzeugs und eine weitere Welle für die hintere linke und rechte Seite des Fahrzeugs.
Wenn bezüglich eines Niedrigleistungsfunks insbesondere über 322 MHz, wie in Japan, strenge Regulierungswerte bestehen, kann eine vergleichsweise große Strahlungsleistung gewährleistet werden, indem ein Wert, der der doppelten Pulsperiode entsprechen soll, nahe 320 MHz gesetzt wird, um die Pulswellenform durch Sinuswellen, die die gleiche Periode, die halbe Periode und ein Drittel der Periode des Pulses haben, zu nähern. Aus diesem Grunde wird die Pulsbreite in der vorliegenden Ausführungsform auf 100 ns gesetzt.
Die Pulsbreite wird durch τ [s], ein Abstand zu einem Ziel durch ”r” [m], eine belegte Bandbreite durch W [Hz], eine für die Übertragung zu einem Ziel und zurück erforderliche Roundtrip-Laufzeit durch ”t” [s] und die Lichtgeschwindigkeit durch ”c” (= 3,0 × 10⁸ [m/s]) bezeichnet. Eine Bedingung, unter der die für die Übertragung zu einem Ziel und zurück erforderliche Roundtrip-Laufzeit größer oder gleich einer Pulsbreite wird, ist τ ≤ 2τ/c. Es wird vorausgesetzt, dass Bezugszeichen A eine Amplitude eines Pulses, τ eine Pulsbreite und T ein Pulserzeugungsintervall bezeichnen. Wenn die Wellenform einer Pulsfolge einer Fourierentwicklung unterzogen wird, wird der nachstehend dargestellte mathematische Ausdruck 3 erhalten: [Mathematischer Ausdruck 3]
Gemäß dem mathematischen Ausdruck 3 nimmt die Wellenform der Pulsfolge im Frequenzraum die Form von Linienspektren mit einem Intervall 1/T (Reziprokwert einer Zyklusperiode) an. Die Wellenform der Pulsfolge nimmt an einem Punkt, an dem ein ganzzahliges Vielfaches des Reziprokwertes der Pulsbreite erreicht wird, den Wert null an. Wenn der Puls nicht wiederholt wird, sondern wenn nur ein isolierter Puls vorhanden ist, wird die Zyklusperiode unendlich, so dass ein kontinuierliches Spektrum erhalten wird. Wenn der Puls wiederholt wird, treten jedoch Linienspektren in Intervallen von 1/T auf. Daher gilt: je kleiner das Pulserzeugungsintervall ist, desto kleiner ist die zur Annäherung an die Pulswellenform erforderliche Anzahl von Linienspektren. Daher ist eine gemeinsame Nutzung eines einzelnen Frequenzbandes durch mehrere Benutzer effektiv. Hinsichtlich der Erweiterung eines Messbereichs des Radars auf eine große Strecke wird ein größerer Vorteil erzielt, wenn das Pulserzeugungsintervall größer wird. Eine Pulsbreite von 100 ns entspricht einer Entfernung von 60 m. D. h., dass der notwendige Bereich des Kurzbereichsradars nur durch die Pulsbreite überschritten wird. Daher ist es nicht erforderlich, das Pulserzeugungsintervall absichtlich größer zu machen. Wenn überhaupt, ist die Ermöglichung einer gemeinsamen Nutzung eines einzelnen Frequenzbandes durch Vermindern der Anzahl von Linienspektren vorteilhafter. Aus diesem Grunde wird die Pulserzeugungsperiode auf 100 ns gesetzt, was der doppelten Pulsbreite entspricht.
Wie in 6 dargestellt ist, weist die Konfiguration des Kurzbereichsradars der Ausführungsform zusätzlich zu einem Sendeabschnitt und einem Empfangsabschnitt, die in einem herkömmlichen Pulsradar vorgesehen sind, den Filterabschnitt 200, der dazu dient, eine mit einer Antwortwelle interferierende Sendewelle aus einer Empfangswellenform zu eliminieren, und einen Abschnitt 300 zum Erfassen einer überlagerten Welle auf, um eine Harmonische, die zum Ankunftszeitpunkt einer neuen Antwortwelle von einem Ziel auftritt, zu extrahieren.
Wie im Fall des herkömmlichen Pulsradars wird der Sendeabschnitt durch einen Oszillator 107 mit einer Frequenz von 5 MHz, der dazu vorgesehen ist, ein Taktsignal zu erzeugen, eine PLL (Phasenregelschleife) 106, eine Pre-Emphasis-Schaltung 105, einen Oszillator 104 zum Erzeugen einer Trägerwelle, einen Modulator 103, einen Ausgangsverstärker 102 und eine Sendeantenne 101 gebildet. Von diesen Elementen erzeugt die PLL 106 eine Rechteckwelle mit einer Frequenz von 5 MHz aus einer vom Oszillator 107 erhaltenen Sinuswelle einer Frequenz von 5 MHz. Die Pre-Emphasis-Schaltung 105 erzeugt eine überdämpfte Pulswellenform mit einem verstärkten Anstieg einer Rechteckwelle.
Weil der Empfangsabschnitt einen Anstieg einer Antwortwelle erfasst, unterscheidet sich der Empfangsabschnitt wesentlich von seinem Gegenstück im herkömmlichen Pulsradar. Der Empfangsabschnitt wird durch eine Empfangsantenne 121, einen HF-Verstärker 122, eine AGC 123, einen Umschalter 124 zum Schalten zwischen einem Keyless-Entry-System und einem Kurzbereichsradar, einen A/D-Wandler 125 zum Abtasten eines HF-Signals, einen Vergleicher 128 und einen Schwellenwertspeicher 129 gebildet. Von diesen Elementen ist die AGC 123 eine Schaltung zum Halten des Intensitätspegels eines Empfangssignals auf einem konstanten Wert, um alle Bits des A/D-Wandlers 125 effektiv zu nutzen. Der Vergleicher 128 ist eine Schaltung zum Erfassen der Ankunft einer ersten Antwortwelle.
Wie in 7 dargestellt ist, kann der Filterabschnitt 200 durch ein lineares adaptives Filter. implementiert werden. Der Filterabschnitt wird insbesondere durch einen A/D-Wandler 202 zum Abtasten eines HF-Signals, ein Schieberegister 203, einen Multiplizierer 204, einen Addierer 205, einen Abgriffsteuerungsabschnitt 206, eine Quadriereinrichtung 210 und ein Schieberegister 211 gebildet. Unter diesen Elementen erzeugen das Schieberegister 211, der Multiplizierer 204 und der Addierer 205 ein Pseudo-Sendepulssignal. Wenn kein Ziel vorhanden ist, führt der Abgriffsteuerungsabschnitt 206 eine adaptive Verarbeitung durch Ändern einer Konstanten des Multiplizierers 204 derart, dass eine Summe von Quadraten von Rückkopplungssignalen minimal wird, unter Verwendung eines Lernalgorithmus, z. B. eines LMS- und eines RLS-Algorithmus aus, wie beispielsweise in der Veröffentlichung mit dem Titel ”Adaptive Signal Processing” (Sigeo TSUJII, Shokodu Co., Ltd., Mai 1995) dargestellt ist, um Rauschen zu eliminieren und eine Störsignalerfassung im Empfangssignal zu verhindern.
Wie in 8 dargestellt ist, besteht der Abschnitt 300 zum Erfassen einer überlagerten Welle aus einem Bandpassfilter 310, einem Vergleicher 305 und einem Schwellenwertspeicher 306. Das Bandpassfilter 310 ist eine Schaltung zum Extrahieren einer Harmonischen, die auftritt, wenn als Ergebnis der Ankunft oder des Abschlusses einer Antwortwelle eine unglatte Wellenform erhalten wird.
Wie in 9 dargestellt ist, gleicht die Funktionsweise des Sendeabschnitts im Wesentlichen derjenigen des Sendeabschnitts eines herkömmlichen Pulsradars. Zunächst erzeugt der Oszillator 107 eine Sinuswelle mit einer Frequenz von 5 MHz. Die Sinuswelle mit der Frequenz von 5 MHz wird durch die PLL 106 in eine Rechteckwelle umgeformt. Der in die Rechteckwelle einer Frequenz von 5 MHz umgeformte Sendepuls wird durch die Pre-Emphasis-Schaltung 105 in eine Pulswellenform umgeformt, die etwas überdämpft ist, und in der der Anstieg der Rechteckwelle verstärkt ist. Der in die überdämpfte Pulswellenform umgeformte Sendepuls wird durch den Modulator 103 unter Verwendung einer Sinuswelle, die eine Frequenz von 300 MHz hat, moduliert. Der derart modulierte Sendepuls wird von der Sendeantenne 101 zu einem Ziel hin abgestrahlt, nachdem er durch den Ausgangsverstärker 102 verstärkt worden ist.
Weil der Empfangsabschnitt einen Anstieg einer Antwortwelle erfasst, führt der Empfangsabschnitt eine Verarbeitung aus, die sich von derjenigen seines Gegenstücks in einem herkömmlichen Pulsradar erheblich unterscheidet. Ein von der Empfangsantenne ausgegebenes Empfangssignal wird durch den HF-Verstärker 121 verstärkt. Die bisher beschriebene Funktionsweise des Radars ist die gleiche wie bei einem herkömmlichen Pulsradar. Wenn der Motor nicht in Betrieb ist, bestimmt jedoch der Umschalter 124 das Empfangssignal als ein Signal für das Keyless-Entry-System, so dass das Signal dem Keyless-Entry-System zugeführt wird. Wenn der Motor in Betrieb ist, wird das Empfangssignal dem A/D-Wandler 125 zugeführt, wo das Signal einer HF-Abtastung unterzogen wird, um das Signal von einem Analogsignal in ein Digitalsignal umzuwandeln. Zu diesem Zeitpunkt steuert die AGC 123, um alle Bits des A/D-Wandlers effektiv zu nutzen, eine Verstärkung des HF-Verstärkers 122, um den Intensitätspegel des Empfangssignals konstant zu halten. Das in ein Digitalsignal umgewandelte Empfangssignal wird dem Subtrahierer 127 zugeführt. Wie in 12 dargestellt ist, wird das durch die adaptive Verarbeitung erzeugte Pseudo-Sendepulssignal subtrahiert, wodurch ein gestreutes Sendepulssignal gelöscht wird, um eine reine Antwortwelle zu extrahieren.
Das Empfangssignal, von dem nur das Antwortsignal extrahiert worden ist, wird dem Vergleicher 128, dem Vergleicher 131 und dem Abschnitt 300, der zum Erfassen einer überlagerten Welle dient, als Rückkopplungssignal zugeführt. Im Lernmodus wird das Signal außerdem dem Filterabschnitt 200 als Rückkopplungssignal zugeführt.
Wenn die Antwortwelle dem Vergleicher 128 zugeführt wird, wird bestimmt, ob ein Absolutwert der Amplitude größer als ein Schwellenwert ist oder nicht. Wenn, wie in 13 dargestellt ist, der Absolutwert den Schwellenwert bei Flag0 = 0 im Flag0-Speicher 130 überschreitet, wodurch angezeigt wird, dass noch keine Antwortwelle angekommen ist, wird diese Zeit als eine Zeit betrachtet, zu der die erste Antwortwelle angekommen ist, und der Verzögerungsschaltung 133 wird ein Triggersignal zugeführt. Gleichzeitig wird das Triggersignal auch dem Flag0-Speicher 130 zugeführt, und Flag0 wird auf 1 (eins) geändert, wodurch explizit angezeigt wird, dass gerade eine Antwortwelle ankommt. Wenn der Wert des Flag0-Speichers 130 auf 1 geändert wird, wird der Abschnitt 300 zum Erfassen einer überlagerten Welle darüber informiert, dass gerade eine Antwortwelle ankommt. Wie dargestellt ist, wird der Abschnitt 300 zum Erfassen einer überlagerten Welle um eine einer Pulsbreite entsprechende Zeitdauer verzögert, und Flag2 im Flag2-Speicher 308 wird auf 1 (eins) geändert, wodurch die Ausgabe des Antwortwellenerfassungstriggersignals freigegeben wird.
Wenn eine Antwortwelle zugeführt wird, bestimmt der Vergleicher 131, ob ein Absolutwert der Amplitude kleiner ist als der Schwellenwert oder nicht. Wenn der Absolutwert kleiner ist als der Schwellenwert, während im Flag0-Speicher 130 Flag0 = 1 beträgt, wodurch angezeigt wird, dass die Antwortwelle gerade eintrifft, wird auch dem Flag-0-Speicher 130 das Triggersignal zugeführt, um Flag0 auf 0 (null) zu ändern, wodurch explizit angezeigt wird, dass die Antwortwelle nicht angekommen ist. Wenn der Wert des Flag0-Speichers 130 auf 0 geändert wird, wird der Abschnitt 300 zum Erfassen einer überlagerten Welle über den Abschluss der Antwortwelle informiert. Wie dargestellt ist, ändert der Abschnitt 300 zum Erfassen einer überlagerten Welle den Wert des Flag2-Speichers 308, d. h. Flag2, auf 0, wodurch die Ausgabe des Antwortwellenerfassungstriggersignals gestoppt wird.
Wenn das Triggersignal der Verzögerungsschaltung 133 zugeführt wird, verzögert die Verzögerungsschaltung 133 das Signal um einen der Pulsbreite entsprechenden Wert, wie dargestellt ist, um den Erfassungszeitpunkt einer überlagerten Welle einzustellen, und es wird ein Triggersignal zum Erfassen eines Ziels ausgegeben. Durch die vorstehend beschriebenen Verarbeitungen kann eine Zeitdifferenz zwischen der Anstiegszeit der Antwortwelle von jedem der Ziele und der Anstiegszeit des Sendepulses oder eine Zeitdifferenz zwischen der Abfallzeit der Antwortwelle und der Abfallzeit des Sendepulses erfasst werden.
Zunächst führt der Filterabschnitt 200 den modulierten Sendepuls dem A/D-Wandler 202 zu, wo der Sendepuls einer HF-Abtastung unterzogen wird, so dass er von einem Analogsignal in ein Digitalsignal umgewandelt wird. Zu diesem Zeitpunkt steuert die AGC eine Verstärkung des HF-Verstärkers für Rückkopplungszwecke, wodurch das Verhältnis zwischen dem Empfangssignal und dem Sendepulssignal hinsichtlich des Intensitätspegels konstant gehalten wird. Der in ein Digitalsignal umgewandelte Sendepuls wird dem Schieberegister 203 zugeführt. Jeder Abtastwert des dem Schieberegister 203 zugeführten Sendepulssignals wird durch den Multiplizierer 204 gewichtet, und die derart gewichteten Abtastwerte werden schließlich im Addierer 205 einander überlagert, so dass der überlagerte Puls in ein Pseudo-Sendepulssignal umgewandelt wird. Daher erzeugt der Filterabschnitt ein Pseudo-Sendepulssignal zum Löschen des gestreuten Sendepulssignals.
Im Lernmodus wird das Empfangssignal, von dem nur die Antwortwelle extrahiert worden ist, als Rückkopplungssignal zum Filterabschnitt 200 zurückgeführt. Das derart zurückgeführte Rückkopplungssignal wird durch die Quadriereinrichtung 210 quadriert, und das quadrierte Signal wird im Schieberegister 211 gespeichert. Die Abtastwerte des im Schieberegister gespeicherten Rückkopplungssignals werden durch den Addierer 212 überlagert, wodurch die Summe von Quadraten bestimmt wird. Der Abgriffsteuerungsabschnitt 206 ändert die Konstante des Multiplizierers derart, dass die Summe der Quadrate des Rückkopplungssignals minimal wird. Als Lernalgorithmus wird zu diesem Zeitpunkt ein beispielsweise in der Veröffentlichung mit dem Titel ”Adaptive Signal Processing” (Sigeo TSUJII, Shokodo Co., Ltd., Mai 1995) beschriebener LMS- oder RLS-Algorithmus verwendet. Daher ändert der Abgriffsteuerungsabschnitt 206 im Lernmodus die Konstante des Multiplizierers durch den Lernalgorithmus derart, dass die Summe der Quadrate der Rückkopplungssignale minimal wird.
Der Abschnitt 300 zum Erfassen einer überlagerten Welle überträgt die Eingangs-Antwortwelle zum Bandpassfilter 310. Das vom Bandpassfilter ausgegebene Signal wird dem Vergleicher 305 zugeführt. Der Vergleicher 305 vergleicht den Wert des vom Bandpassfilter ausgegebenen Signals mit dem im Schwellenwertspeicher 306 gespeicherten Schwellenwert, um zu bestimmen, ob der Absolutwert des vom Bandpassfilter ausgegebenen Signals größer ist als der Schwellenwert oder nicht. Zu diesem Zeitpunkt entwickelt sich eine Harmonische, so dass der Absolutwert des vom Bandpassfilter ausgegebenen Signals den Schwellenwert überschreitet. Der Grund, warum sich die Harmonische entwickelt, besteht darin, dass als Ergebnis der Ankunft oder des Abschlusses der Antwortwelle eine unglatte Wellenform in der überlagerten Welle auftritt.
Wenn der Schwellenwert überschritten ist, wird der Zeitpunkt, zu dem der Schwellenwert überschritten wurde, als Zeitpunkt verwendet, zu dem die Antwortwelle angekommen oder beendet ist. Zu diesem Zeitpunkt wird, wie dargestellt ist, wenn Flag0 = 1 beträgt, Flag2 im Flag2-Speicher 308 auf 1 geändert, und es wird ein Antwortwellenerfassungstriggersignal ausgegeben. Wenn Flag0 = 0 ist, wird Flag2 auf 0 geändert, und die Ausgabe des Antwortwellenerfassungstriggersignals wird gestoppt. Daher erzeugt der Abschnitt 300 zum Erfassen der überlagerten Welle nur dann ein Ausgangssignal, wenn eine Harmonische als Ergebnis des Abschlusses der Antwortwelle erzeugt wird.
Wie vorstehend erwähnt wurde, muss der Sendepuls vor der Ankunft der Antwortwelle nicht abgeschlossen sein. Daher kann ein Radar, das eine hohe Kurzbereichsauflösung hat, implementiert werden, ohne dass die Pulsbreite vermindert wird. Dadurch kann die für das Radar erforderliche belegte Bandbreite schmaler gemacht werden als ein Wert, der durch den Ausdruck ”Lichtgeschwindigkeit dividiert durch den minimalen messbaren Abstand” bestimmt ist.
Weil die für das Radar erforderliche belegte Bandbreite schmal gemacht werden kann, kann die Frequenz der Trägerwelle des Radars auf eine relativ niedrige Frequenz vermindert werden. Im Fall einer Wellenquelle (einer Antenne im Fall einer elektromagnetischen Welle), die die gleiche Größenordnung hat wie eine Wellenlänge, breitet sich eine Welle bezüglich der Wellenquelle sowohl in der Seitenrichtung als auch in der Vorwärtsrichtung aus, wobei dies für eine elektromagnetische Welle üblich ist. Daher kann die Frequenz der Trägerwelle des Radars auf eine relativ niedrige Frequenz vermindert werden, so dass veranlasst wird, dass die Wellenlänge der Trägerwelle der Größenordnung der Breite eines Fahrzeugs oder eines Flugzeugs entspricht, wodurch ein Radar implementierbar ist, das dazu geeignet ist, einen weiten Winkel abzudecken.
Weil ein für das Keyless-Entry-System verwendetes Frequenzband von 300 MHz eine Wellenlänge in der Größenanordnung von 1 m hat, war es bisher schwierig, das Frequenzband von 300 MHz für eine Trägerwelle eines Radars zu nutzen. Die Frequenz der Trägerwelle der vorliegenden Ausführungsform des Radars kann jedoch auf eine relativ niedrige Frequenz vermindert werden, so dass das Frequenzband und die Hochfrequenzschaltung für das Radar auch durch das Keyless-Entry-System genutzt werden können.
Im Allgemeinen gilt: je niedriger die Frequenz einer Welle ist, desto geringer ist die erzeugte Dämpfung. Die Frequenz der Trägerwelle des Radars kann auf eine relativ niedrige Frequenz vermindert werden, so dass die Sendeleistung auf einen relativ niedrigen Pegel vermindert werden kann.
(Zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung)
Die 14 bis 16 zeigen Blockdiagramme einer zweiten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Systems. In der zweiten Ausführungsform wird ein Radar mit einer hohen Kurzbereichsauflösung in einem schmalen Band als Landungsunterstützungsradar verwendet, das dazu vorgesehen ist, einen Landevorgang eines Helikopters oder eines ähnlichen Fluggeräts zu unterstützen. Im Vergleich zu einem zur Verwendung mit einem Fahrtunterstützungssystem eines Automobils vorgesehenen Radar ist für das Landungsunterstützungsradar ein vergleichsweise großer Bereich erforderlich, so dass ein Ultrabreitband (UWB) verwendet wird.
Ein nichtlinearer Effekt eines UWB-Multiplizierers ist nicht vernachlässigbar, so dass einer Rückkopplungsleitung von der Sendeschaltung als Einrichtung, die dazu dient, eine mit einer Antwortwelle interferierende Sendewellenform aus einer Empfangswellenform zu eliminieren, ein neutrales Netzwerk hinzugefügt wird, das dazu geeignet ist, einen nichtlinearen Effekt zu berücksichtigen. Außerdem wird als Einrichtung zum Erfassen der Ankunft oder des Abschlusses einer Antwortwelle ein Phasenänderungsdetektor 610 zum Extrahieren einer schnellen Phasenverzögerung hinzugefügt. Eine Zeitdifferenz zwischen der Anstiegszeit einer Antwortwelle von jedem Ziel und der Anstiegszeit eines Sendepulses, und eine Zeitdifferenz zwischen der Abfallzeit einer Antwortwelle von jedem Ziel und der Abfallzeit des Sendepulses kann ebenfalls durch die vorstehend erwähnten Einrichtungen bestimmt werden, auch wenn die Roundtrip-Signallaufzeit zum Ziel und zurück kleiner oder gleich der Pulsbreite ist, so dass ein Landungsunterstützungsradar, das eine hohe Kurzbereichsauflösung in einem schmalen Band hat, implementierbar ist.
17 zeigt eine Pulswellenform und ihre Spektrumstruktur. Weil durch das UWB-Band eine vergleichsweise große belegte Bandbreite gewährleistet werden kann, wird eine Pulsbreite auf einen kurzen Puls in der Größenordnung von 2,5 ns gesetzt, was einer halben Wellenlänge einer Sinuswelle mit einer Frequenz von 200 MHz entspricht. Es wird vorausgesetzt, dass ein Intervall, mit dem ein Puls erzeugt wird, 1 μs beträgt, was einem Zyklus einer Sinuswelle mit einer Frequenz von 1 MHz entspricht. Wenn das Pulserzeugungsintervall auf diesen Zyklus erweitert wird, kann der maximale Suchbereich im Prinzip auf bis zu 150 m erweitert werden, so lange ein ausreichendes Signal-zu-Rausch-Verhältnis gewährleistet ist. In diesem Fall können Spektren des Pulses im Wesentlichen als ein kontinuierliches Spektrum betrachtet werden, weil die Pulsbreite um einen Faktor 20 kleiner ist als das Pulserzeugungsintervall.
Außerdem muss, weil der Puls kurz ist, die Pulswelle nicht notwendigerweise in eine Wellenform umgewandelt werden, die etwas überdämpft ist und deren Anstieg verstärkt ist. Daher wird die Pulswelle in ausreichendem Maß durch eine Sinuswelle mit der gleichen Periode wie diejenige des Pulses genähert. Daher wird eine Anstiegszeit des Taktsignals von 3,7 ns verwendet, und der Anstieg des Taktsignals wird differenziert, um einen kurzen Puls zu erzeugen. Wie in der Veröffentlichung mit dem Titel ”Basis of High-Frequency Design” (Shigeo SUZUKI, The Nikkan Kogyo Shinbun Ltd., 25. Dezember 2000) dargestellt ist, existiert eine Beziehung (Zeit eines Impulsanstiegs) × (Signalband) = 0,7 zwischen der Zeit eines Pulsanstiegs und einem im Puls enthaltenen Signalband, vorausgesetzt, dass ein Wert von –9 dB als Referenzwert verwendet wird. Unter der Bedingung, dass die Anstiegszeit des Taktsignals 3,5 ns beträgt, wird die Anstiegszeit eines durch Differentiation erhaltenen kurzen Pulses 1,75 ns, was der halben Anstiegszeit des Taktsignals entspricht. Der obere Grenzwert der im Pulssignal enthaltenen Frequenz ist als (Signalband) = 0,7 ÷ (Pulsanstiegszeit) = 400 MHz definiert.
Im Fall einer Pulsbreite von 2,5 ns beträgt die Bandbreite, die erforderlich ist, um eine einer primären Welle analoge Pulswellenform zu erhalten, 400 MHz. Daher wird eine Wellenform, die durch Differenzieren eines Taktsignals erhalten wird, das eine Anstiegszeit von 3,7 ns hat, durch eine Sinuswelle mit der gleichen Periode wie diejenige einer Pulswellenform, die eine Pulsbreite von 2,5 ns hat, gut genähert. Aus diesem Grunde wird die Pulsanstiegszeit des Taktsignals auf 3,7 ns gesetzt.
Wie in 14 dargestellt ist, weist das Kurzbereichsradar außer einem Sendeabschnitt und einem Empfangsabschnitt, die in einem herkömmlichen Pulsradar vorgesehen sind, wie im Fall der ersten Ausführungsform auch einen Filterabschnitt auf, um eine mit einer Antwortwellenform interferierende Sendewelle aus einer Empfangswellenform zu eliminieren, und einen Abschnitt zum Erfassen einer überlagerten Welle, um eine Harmonische, die zum Ankunftszeitpunkt einer neuen Antwortwelle von einem Ziel auftritt, zu extrahieren.
Der Sendeabschnitt wird gebildet durch einen Oszillator 410 mit einer Frequenz von 1 MHz, der dazu vorgesehen ist, ein Taktsignal zu erzeugen, eine PLL (Phasenregelschleife) 409, eine Differenzierschaltung 408, einen Oszillator 407 zum Erzeugen einer Zwischenfrequenz (ZF), einen Modulator 406, einen ZF-Verstärker 405, einen Oszillator 404 zum Erzeugen einer UWB-Frequenz, einen UWB-Multiplizierer 403, einen HF-Verstärker 402 und eine Sendeantenne 401. Von diesen Elementen ist die PLL 409 eine Schaltung zum Erzeugen einer Rechteckwelle, die eine Frequenz von 1 MHz und eine Anstiegszeit von 3,7 ns hat, aus einer vom Oszillator 410 ausgegebenen Sinuswelle, die eine Frequenz von 1 MHz hat. Die Differenzierschaltung 408 ist eine Schaltung zum Erzeugen eines kurzen Pulses durch Differenzieren eines Anstiegs des Taktsignals. Der Modulator 406 ist eine Schaltung, die dazu dient, einen kurzen Puls, der ein Basisbandsignal darstellt, mit einer Zwischenfrequenz zu modulieren. Der UWB-Multiplizierer 403 ist eine Schaltung zum Umwandeln einer modulierten Zwischenfrequenzwelle in eine UWB-Frequenzwelle.
Wie in der ersten Ausführungsform, erfasst der Empfangsabschnitt einen Anstieg einer Antwortwelle. Daher wird der Empfangsabschnitt im Unterschied zum Empfangsabschnitt eines herkömmlichen Pulsradars durch eine Empfangsantenne 421, einen UWB-Verstärker 422, einen UWB-Multiplizierer 423, einen ZF-Verstärker 425, eine AGC 426, einen A/D-Wandler 427 zum Abtasten eines ZF-Signals, einen Vergleicher 429 und einen Schwellenwertspeicher 430 gebildet. Von diesen Elementen ist die AGC 426 eine Schaltung zum Halten des Intensitätspegels eines Empfangssignals auf einem konstanten Wert, um alle Bits des A/D-Wandlers effektiv zu nutzen. Der Vergleicher 429 ist eine Schaltung zum Erfassen der Ankunft einer ersten Antwortwelle.
Der Filterabschnitt 500 wird durch ein neurales Netzwerk implementiert, das dazu geeignet ist, eine nichtlineare Verarbeitung auszuführen. Daher wird der Filterabschnitt 500 gebildet durch einen A/D-Wandler 502 zum Abtasten eines HF-Signals, ein Schieberegister 503, ein mehrschichtiges Perceptron 504, einen Addierer 507, einen Gewichtsteuerungsabschnitt 506, eine Quadriereinrichtung 511 und ein Schieberegister 512. Unter diesen Elementen erzeugen das Perceptron 505 und der Addierer 507 ein Pseudo-Sendepulssignal. Wenn kein Ziel vorhanden ist, führt der Gewichtsteuerungsabschnitt 506 eine adaptive Verarbeitung aus durch Ändern eines Gewichtungskoeffizienten eines Neurons unter Verwendung eines Lernalgorithmus, wie beispielsweise eines LMS- und eines RLS-Algorithmus, wie in der Veröffentlichung mit dem Titel ”Adaptive Signal Processing” (Sigeo TSUJII, Shokodu Co., Ltd., Mai 1995) dargestellt ist, derart, dass eine Summe von Quadraten von Rückkopplungssignalen minimal wird, um Rauschen zu eliminieren und die Erfassung eines anderen Signals in einem Empfangssignal zu verhindern.
Der Abschnitt 600 zum Erfassen einer überlagerten Welle wird durch einen Phasenänderungsdetektor 610, einen Vergleicher 611 und einen Schwellenwertspeicher 612 gebildet. Der Phasenänderungsdetektor 610 ist eine Schaltung zum Extrahieren einer Harmonischen, die auftritt, wenn als Ergebnis der Ankunft oder des Abschlusses einer Antwortwelle eine unglatte Wellenform auftritt.
Wie in 18 dargestellt ist, entspricht die Verarbeitung des Sendeabschnitts im Wesentlichen derjenigen des Sendeabschnitts eines herkömmlichen Pulsradars. Zunächst erzeugt der Oszillator 411 eine Sinuswelle mit einer Frequenz von 1 MHz. Die Sinuswelle mit der Frequenz 1 MHz wird durch die PLL 409 in eine Rechteckwelle, die eine Frequenz von 1 [MHz] und eine Anstiegszeit von 3,7 ns hat, umgewandelt. Wenn ein Taktsignal in eine Rechteckwelle mit einer Frequenz von 1 MHz und einer Anstiegszeit von 3,7 ns der Differenzierschaltung 408 zugeführt wird, differenziert die Differenzierschaltung 408 den Anstieg des Taktsignals, wodurch ein kurzer Puls mit einer Pulsbreite von 2,5 ns als Sendepuls erzeugt wird. Der derart erzeugte Sendepuls wird durch den Modulator 406 unter Verwendung einer Sinuswelle mit einer Frequenz von 2 GHz, die eine Zwischenfrequenz darstellt, moduliert und dadurch in eine modulierte Zwischenfrequenzwelle umgewandelt. Der derart modulierte Sendepuls wird dem UWB-Multiplizierer 402 zugeführt, nachdem er durch den ZF-Verstärker 405 verstärkt wurde. Der UWB-Multiplizierer 403 wandelt die zugeführte modulierte Zwischenfrequenzwelle in eine modulierte UWB-Welle um. Die modulierte UWB-Welle wird von der Sendeantenne 401 zu einem Ziel hin abgestrahlt, nachdem sie durch den UWB-Verstärker 402 verstärkt worden ist.
Weil der Empfangsabschnitt einen Anstieg einer Antwortwelle erfasst, führt der Empfangsabschnitt eine Verarbeitung aus, die sich von derjenigen seines Gegenstücks in einem herkömmlichen Pulsradar wesentlich unterscheidet. Ein von der Empfangsantenne 421 ausgegebenes Empfangssignal wird durch den HF-Verstärker 422 verstärkt, und das derart verstärkte Signal wird durch den UWB-Multiplizierer 423 von einer modulierten UWB-Welle in eine modulierte ZF-Welle, die eine Zwischenfrequenz von 2 GHz hat, umgewandelt. Die bisher beschriebene Verarbeitung des Radars ist die gleiche wie bei einem herkömmlichen Pulsradar. Allerdings wird das in eine modulierte ZF-Welle umgewandelte Empfangssignal dem A/D-Wandler 422 zugeführt, wo das Signal einer ZF-Abtastung unterzogen und dadurch von einem Analogsignal in ein Digitalsignal umgewandelt wird. Zu diesem Zeitpunkt steuert die AGC 426, um alle Bits des A/D-Wandlers effektiv zu nutzen, eine Verstärkung des HF-Verstärkers 425, um den Intensitätspegel des Empfangssignals konstant zu halten. Das in ein Digitalsignal umgewandelte Empfangssignal wird dem Subtrahierer 428 zugeführt, wo das durch die im Filterabschnitt 500 ausgeführte adaptive Verarbeitung erzeugte Pseudo-Sendepulssignal subtrahiert wird, so dass ein gestreutes Sendepulssignal gelöscht wird, um die reine Antwortwelle zu extrahieren.
Das Empfangssignal, von dem nur das Antwortsignal extrahiert worden ist, wird dem Vergleicher 429 und dem Abschnitt 600, der zum Erfassen einer überlagerten Welle dient, als Rückkopplungssignal zugeführt. Im Lernmodus wird das Signal ferner dem Filterabschnitt 500 als Rückkopplungssignal zugeführt. Nach dem Empfang einer Antwortwelle bestimmt der Vergleicher 429, ob ein Absolutwert einer Amplitude größer ist als ein Schwellenwert 430 oder nicht.
Wie in 13 dargestellt ist, wird, wenn der Absolutwert den Schwellenwert überschreitet, während Flag0 im Flag0-Speicher 433 den Wert Flag0 = 0 hat, wodurch angezeigt wird, dass noch keine Antwortwelle angekommen ist, dieser Zeitpunkt als Zeitpunkt betrachtet, zu dem die erste Antwortwelle angekommen ist, und einer Verzögerungsschaltung 434 wird ein Triggersignal zugeführt. Gleichzeitig wird das Triggersignal auch dem Flag0-Speicher 433 zugeführt, wodurch Flag0 auf 1 (eins) geändert wird, wodurch explizit angezeigt wird, dass gerade eine Antwortwelle ankommt. Wenn der Wert des Flag0-Speichers 433 auf 1 geändert wird, wird der Abschnitt 600 zum Erfassen einer überlagerten Welle darüber informiert, dass das Antwortsignal gerade ankommt. Wie dargestellt ist, wird der Abschnitt 600 zum Erfassen einer überlagerten Welle um einen der Pulsbreite entsprechenden Wert verzögert, und das Flag2 im Flag2-Speicher 433 wird auf den Wert 1 geändert, wodurch die Ausgabe eines Antwortwellenerfassungstriggersignals freigegeben wird.
Wenn die Antwortwelle zugeführt wird, bestimmt der Vergleicher 431, ob ein Absolutwert der Amplitude kleiner ist als der Schwellenwert oder nicht. Wenn der Absolutwert kleiner ist als der Schwellenwert, während im Flag0-Speicher 433 Flag0 = 1 gespeichert ist, wodurch angezeigt wird, dass gerade eine Antwortwelle eintrifft, wird auch dem Flag-0-Speicher 433 das Triggersignal zugeführt, um Flag0 auf 0 zu ändern, wodurch explizit angezeigt wird, dass die Antwortwelle nicht angekommen ist. Wenn der Wert des Flag0-Speichers 433 auf 0 (null) geändert wird, wird der Abschnitt 600 zum Erfassen einer überlagerten Welle über den Abschluss der Antwortwelle informiert. Wie dargestellt ist, ändert der Abschnitt 600 zum Erfassen einer überlagerten Welle den Wert des Flag2-Speichers 433, d. h. Flag0, auf 0, wodurch die Ausgabe des Antwortwellenerfassungstriggersignals gestoppt wird.
Wenn das Triggersignal der Verzögerungsschaltung 434 zugeführt wird, verzögert die Verzögerungsschaltung 434 das Signal um eine der Pulsbreite entsprechende Zeit, wie dargestellt ist, um den Zeitpunkt einzustellen, zu dem eine überlagerte Welle erfasst wird, und es wird ein Triggersignal zum Erfassen eines Ziels ausgegeben. Durch die vorstehenden Verarbeitungen kann eine Zeitdifferenz zwischen der Anstiegszeit der Antwortwelle von jedem Ziel und der Anstiegszeit des Sendepulses oder eine Zeitdifferenz zwischen der Abfallzeit der Antwortwelle und der Abfallzeit des Sendepulses erfasst werden.
Zunächst führt der Filterabschnitt 500 den modulierten Sendepuls dem A/D-Wandler 502 zu, wo der Sendepuls einer HF-Abtastung unterzogen wird, so dass er von einem Analogsignal in ein Digitalsignal umgewandelt wird. Zu diesem Zeitpunkt steuert die AGC 426 eine Verstärkung des ZF-Verstärkers 501 für Rückkopplungszwecke, wodurch das Verhältnis zwischen dem Empfangssignal und dem Sendepulssignal hinsichtlich des Intensitätspegels konstant gehalten wird. Der in ein Digitalsignal umgewandelte Sendepuls wird dem Schieberegister 503 zugeführt. Jeder Abtastwert des dem Schieberegister 503 zugeführten Sendepulssignals wird gewichtet, und die derart gewichteten Abtastwerte werden dem Perceptron-Element 505 zugeführt. Ein Ausgangssignal der letzten Schicht des Perceptron-Elements wird schließlich durch den Addierer 507 überlagert, woraufhin das derart überlagerte Signal in ein Pseudo-Sendepulssignal umgewandelt wird. Daher erzeugt der Filterabschnitt 500 ein Pseudo-Sendepulssignal zum Löschen des gestreuten Sendepulssignals.
Im Lernmodus wird das Empfangssignal, von dem nur die Antwortwelle extrahiert worden ist, als Rückkopplungssignal zum Filterabschnitt zurückgekoppelt. Das derart zurückgekoppelte Rückkopplungssignal wird durch die Quadriereinrichtung 511 quadriert, und das quadrierte Signal wird im Schieberegister 512 gespeichert. Die Abtastwerte des im Schieberegister 512 gespeicherten Rückkopplungssignals werden durch den Addierer 513 überlagert, wodurch die Summe von Quadraten bestimmt wird. Der Gewichtsteuerungsabschnitt 506 ändert den Gewichtungskoeffizient des Neurons 505 derart, dass die Summe der Quadrate des Rückkopplungssignals minimal wird. In diesem Fall wird ein z. B. in der Veröffentlichung mit dem Titel ”Adaptive Signal Processing” (Sigeo TSUJII, Shokodo Co., Ltd., Mai 1995) beschriebenes Fehler-Backward-Propagation-Verfahren als Lernalgorithmus verwendet. Daher ändert der Gewichtsteuerungsabschnitt 506 im Lernmodus einen Gewichtungskoeffizienten des Neurons durch den Lernalgorithmus derart, dass die Summe der Quadrate der Rückkopplungssignale minimal wird.
Der Abschnitt 600 zum Erfassen einer überlagerten Welle führt die Eingangs-Antwortwelle dem Phasenänderungsdetektor 610 zu, wo der Grad der Phasenänderung in einer überlagerten Welle erfasst wird. Ein vom Phasenänderungsdetektor 610 ausgegebenes Signal wird dem Vergleicher 611 zugeführt. Der Vergleicher 611 vergleicht den Wert des Ausgangssignals, das den Grad der Phasenänderung anzeigt, mit dem im Schwellenwertspeicher 612 gespeicherten Schwellenwert, um zu bestimmen, ob der Absolutwert des vom Phasenänderungsdetektor 610 ausgegebenen Signals größer ist als der Schwellenwert oder nicht. Zu diesem Zeitpunkt überschreitet, wenn eine Antwortwelle angekommen oder beendet ist, und wenn eine Phasenverzögerung in einer Trägerwelle aufgetreten ist, das vom Phasenänderungsdetektor 610 ausgegebene Signal den Schwellenwert. Der Zeitpunkt, zu dem der Schwellenwert überschritten wird, wird als Zeitpunkt festgelegt, zu dem die Antwortwelle angekommen oder beendet ist. Wie dargestellt ist, wird zu diesem Zeitpunkt, wenn Flag0 = 1 ist, Flag2 im Flag2-Speicher 614 auf 1 geändert, und es wird ein Antwortwellenerfassungstriggersignal ausgegeben. Wenn Flag0 = 0 ist, wird Flag2 im Flag2-Speicher 614 auf 0 geändert, und die Ausgabe des Antwortwellenerfassungstriggersignals wird gestoppt. Dadurch gibt der Abschnitt 600 zum Erfassen einer überlagerten Welle nur die durch den Abschluss der Antwortwelle induzierte Phasenänderung aus.
Wie vorstehend erwähnt wurde, muss der Sendepuls vor der Ankunft der Antwortwelle nicht abgeschlossen sein. Daher wird, zusätzlich dazu dass ein Radar mit einer hohen Kurzbereichsauflösung implementiert werden kann, ohne dass die Pulsbreite vermindert wird, ein ähnlicher Vorteil wie in der ersten Ausführungsform erhalten. Erfindungsgemäß kann eine für ein Landungsunterstützungsradar erforderliche belegte Bandbreite schmaler gemacht werden als ein Wert, der durch den Ausdruck ”Lichtgeschwindigkeit dividiert durch den minimalen messbaren Abstand” bestimmt ist. Dadurch kann ein Band eines UWB-Radars der vorliegenden Ausführungsform einem freien Band zwischen Frequenzbändern zugewiesen werden, die anderen Systemen, z. B. WiMAX, zugewiesen sind, wodurch das Auftreten von Funkinterferenz vermieden wird.

Claims

Pulsradar, in dem ein Abstand aus der Zeitdifferenz zwischen dem Zeitpunkt, zu dem ein Sendesignal zu einem Ziel übertragen wird, und dem Zeitpunkt berechnet wird, zu dem das am Ziel reflektierte Sendesignal als Antwortsignal empfangen wird, wobei das Pulsradar aufweist: eine Sendeantenne (101; 401) zum Aussenden des Sendesignals; eine Empfangsantenne (121; 421) zum Empfangen eines Signals vom Ziel; ein Filter (200; 500), mit dem das im Empfangssignal eingebettete Antwortsignal herausgefiltert wird, wobei im Empfangssignal das Antwortsignal vom Ziel durch ein von der Sendeantenne zur Empfangsantenne gestreutes Sendesignal überlagert wird; und einem Detektor (300; 600) zum Extrahieren einer Harmonischen, die ein Signal mit einer Frequenz darstellt, die höher ist als diejenige einer Trägerwelle, um die Zeitdifferenz zwischen dem Anstiegszeitpunkt des Antwortsignals und dem Anstiegszeitpunkt des Sendesignals sowie die Zeitdifferenz zwischen dem Abfallzeitpunkt des Antwortsignals und dem Abfallzeitpunkt des Sendesignals zu erfassen.
Pulsradar nach Anspruch 1, wobei: das Pulsradar einen Abstand zum Ziel misst, wobei sich das Ziel in einem Abstand befindet, der höchstens der halben Strecke entspricht, über die sich eine elektromagnetische Welle innerhalb der Zeitdauer des Sendesignals ausbreitet.
Pulsradar nach Anspruch 1 oder 2, wobei: die durch das Pulsradar belegte Bandbreite kleiner ist als ein Wert, der durch Dividieren der Lichtgeschwindigkeit durch einen minimalen messbaren Abstand erhalten wird.
Fahrzeugmontiertes Radar mit: dem Pulsradar nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei: die Wellenlänge einer Trägerwelle die Größenordnung der Breite eines Fahrzeugs hat.
Landungsunterstützungsradar mit: dem Pulsradar nach einem der Ansprüche 1 bis 3; und einer Messeinrichtung zum Messen einer geringen Höhe, bei der die Zeit, die von der Aussendung des Sendesignals bis zum Empfang einer auf einer Boden- oder See- bzw. Wasseroberfläche reflektierten elektromagnetischen Welle verstreicht, kürzer wird als die Zeitdauer des Sendesignals.
Landungsunterstützungsradar nach Anspruch 5, wobei: die Wellenlänge einer Trägerwelle die Größenordnung der Breite einer Flugzeugzelle hat.
Landungsunterstützungsradar nach Anspruch 5 oder 6, wobei: die Wellenlänge einer Trägerwelle größer ist als der horizontale Abstand, über den ein Flugzeug sich innerhalb einer Zeitdauer bewegt, die von der Aussendung eines Sendesignals bis zum Empfang einer auf einer Boden- oder See- bzw. Wasseroberfläche reflektierten elektromagnetischen Welle verstreicht.