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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Radarvorrichtung zum Emittieren einer Welle in den Raum, Empfangen der an einem in dem Raum vorhanden Objekt reflektierten Welle und Anwenden einer Signalverarbeitung auf die empfangene Welle.
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2. Beschreibung des Standes der Technik
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Im Allgemeinen emittiert eine Radarvorrichtung eine elektromagnetische Welle in den Raum und empfängt die an einem in dem Raum vorhandenen Ziel reflektierte elektromagnetische Welle, um die Anwesenheit/Abwesenheit des Ziels zu erfahren, insbesondere um das Ziel zu erfassen. Wenn sich das Ziel relativ zu dem Radar bewegt, ermöglicht die Messung einer durch einen Doppler-Effekt bewirkten Frequenzverschiebung, insbesondere die Messung einer Doppler-Frequenz auch die Messung einer relativen Geschwindigkeit des Ziels, insbesondere einer Doppler-Geschwindigkeit.
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Für die Messung der Doppler-Frequenz wird allgemein ein I/Q-Erfassungssystem zum Erhalten von zwei orthogonalen Signalkomponenten als empfangene Signale allgemein verwendet. Gemäß diesem Erfassungssystem werden jeweils eine empfangene Welle und eine lokale Welle in zwei geteilt, um zwei Kombinationen der empfangenen Welle und der lokalen Welle zu bilden. Für jede Kombination werden die empfangene Welle und die lokale Welle durch Verwendung eines Mischers gemischt, um empfangene Signale in zwei Kanälen zu erhalten. Die beiden Kanäle für empfangene Signale werden als Gleichphasenkanal (I-Kanal) bzw. als Quadratphasenkanal (Q-Kanal) bezeichnet.
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Zum Erhalten des im Q-Kanal empfangenen Signals von den in beiden Kanälen empfangenen Signalen wird eine Phase von einer von der empfangenen Welle und der lokalen Welle um 90 Grad gedreht. Als eine Folge werden orthogonale Komponenten zwischen dem I-Kanal und dem Q-Kanal erhalten. Indem eine Fourier-Transformation bei einem komplexen empfangenen Signal durchgeführt wird, das durch Betrachten des I-Kanals als einen reellen Teil und des Q-Kanals als einen imaginären Teil erhalten wurde, wird eine Amplitude einer Frequenz entsprechend einer Ziel-Dopplerfrequenz größer. Als eine Folge kann die Ziel-Dopplerfrequenz erhalten werden (siehe beispielsweise ”3. Radar and ist Environment” von R. J. Doviak und D. S. Zrnic, in Doppler Radar and Weather Observations, zweite Ausgabe, Seiten 30–53, Academic Press, Inc., 1993).
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Wenn das empfangene Signal nur für einen Kanal erhalten wird, insbesondere nur für den I-Kanal, ist das empfangene Signal ein reelles Signal. In diesem Fall liefert die Fourier-Transformation des empfangenen Signals eine Amplitudenverteilung, die symmetrisch um eine Frequenz 0 ist. Daher wird, selbst wenn die Ziel-Dopplerfrequenz positiv ist, die Amplitude an zwei Punkten größer, von denen der eine eine positive Frequenz ist und der andere eine negative Frequenz ist (die Amplitude hat zwei Spitzen in der Frequenz), nachdem die Fourier-Transformation durchgeführt wurde. Demgegenüber wird, selbst wenn die Ziel-Dopplerfrequenz negativ ist, die Amplitude in gleicher Weise an zwei Punkten größer, von denen der eine in der positiven Frequenz und der andere in der negativen Frequenz ist. Insbesondere kann, selbst wenn ein absoluter Wert der Dopplerfrequenz erhalten wird, ein Vorzeichen des absoluten Werts nicht bestimmt werden. Daher bleibt das Vorzeichen der Dopplerfrequenz mehrdeutig. Das mehrdeutige Vorzeichen der Dopplerfrequenz bedeutet eine Unmöglichkeit der Bestimmung, ob sich das Ziel nähert oder entfernt.
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Eine ähnliche Mehrdeutigkeit bei dem Vorzeichen der Frequenz erscheint auch bei einem Radar, das ein digitales Strahlformungs(DBF)-System entsprechend einer Technik des Zusammensetzens empfangener Strahlen durch Signalverarbeitung verwendet. Bei dem DBF-System werden empfangene Signale, die von mehreren empfangenen Elementen erhalten wurden, der Fourier-Transformation in einer Elementrichtung unterzogen, um eine Signalverteilung in einer Winkelrichtung zu erhalten. Insbesondere ist das DBF-System eine Technik des Zusammensetzens der empfangenen Strahlen durch die Signalverarbeitung (siehe z. B. M. I. Skolnik, Introduction to Radar Systems, dritte Auflage, Seiten 610–614, McGraw-Hill, 2001).
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Bei einem derartigen DBF-Radarsystem wird, wenn das empfangene Signal nur für einen Kanal erhalten wird, insbesondere nur eine reelles empfangenes Signal erhalten, ein Amplitudenmuster eines empfangenen Strahls, das durch Durchführen der Fourier-Transformation bei dem empfangenen Signal erhalten wurde, symmetrisch auf einer positiven Winkelseite und einer negativen Winkelseite, wobei eine Frontrichtung als 0 Grad definiert ist. Insbesondere ist es unbestimmt, ob ein Eintreffwinkel der empfangenen Welle positiv oder negativ ist.
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Wie vorstehend beschrieben ist, kann bei dem Doppler-Radar, wenn nur ein reelles Signal (nur für den I-Kanal) als das empfangene Signal erhalten werden kann, das Vorzeichen der Dopplerfrequenz nicht erhalten werden. Weiterhin können, wenn eine DBF-Systemantenne verwendet wird, Informationen, die anzeigen, ob ein Zielwinkel (definierend die Frontrichtung als 0 Grad) positiv oder negativ ist, nicht erhalten werden. Wenn jedoch eine Radarvorrichtung aus dem I-Kanal allein zusammengesetzt ist, wird die Anzahl von Komponenten vorteilhafterweise geringer als in dem Fall, in welchem die Radarvorrichtung aus zwei Kanälen zusammengesetzt ist, d. h., dem I-Kanal und dem Q-Kanal, Daher kann die Radarvorrichtung in der Größe sowie hinsichtlich der Kosten reduziert werden.
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Die
DE 600 25 064 T2 offenbart eine Radarvorrichtung, enthaltend einen Sender, ein Array von Empfangsantennen, mehrere Empfänger, von denen jeder ein Eingangssignal von einer der Empfangsantennen mit einem die Frequenz des von dem Sender gesendeten Sendesignals aufweisenden Überlagerungssignal mischt, um ein einzelnes Schwebungssignal zu erzeugen, und eine Signalverarbeitungsschaltung, die die Schwebungssignale zweimal einer komplexen Fourier-Transformation unterzieht.
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Schließlich zeigt die
DE 10 2007 049 983 A1 eine Radarvorrichtung mit einem Sender zum Senden einer Übertragungswelle, Empfangselementen zum parallelen Empfangen einer an einem Objekt reflektierten Welle, Schwebungssignal-Erzeugungselementen zum Erzeugen von Schwebungssignalen aus der Übertragungswelle und den empfangenen Wellen, einer Schwebungssignal-Verarbeitungsvorrichtung, einer DBF-Verarbeitungsvorrichtung und einer Objekterfassungsvorrichtung zum Erlangen von Informationen über das Objekt aus den Ausgangssignalen der Schwebesignal-Verarbeitungsvorrichtung oder der DBF-Verarbeitungsvorrichtung.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung wurde gemacht, um das vorgenannte Problem der Inkompatibilität zwischen Mehrdeutigkeit des Vorzeichens und einer Verringerung der Größer und der Kosten zu lösen, und sie hat die Aufgabe, eine Radarvorrichtung vorzusehen, die in der Lage ist, ein Vorzeichen einer Dopplerfrequenz oder ein Vorzeichen eines Zielwinkels als positiv oder negativ zu bestimmen, selbst wenn nur ein reelles Signal als ein empfangenes Signal erhalten werden kann.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Radarvorrichtung jeweils mit den Merkmalen des Anspruchs 1 oder den Merkmalen des Anspruchs 10 gelöst.
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Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Radarvorrichtung zum Emittieren einer Welle in den Raum, Empfangen der an einem in dem Raum vorhandenen Objekt reflektierten Welle und Anwenden einer Signalverarbeitung auf die empfangene Welle vorgesehen, welche aufweist: einen zum Erzeugen der Welle eingerichteten Oszillator; ein Sendeelement, das eingerichtet ist zum Emittieren einer in dem Oszillator erzeugten Welle in den Raum; eine Extraktionseinheit für eine lokale Welle, die eingerichtet ist zum Extrahieren eines Anteils der in dem Oszillator erzeugten Welle und zum Ausgeben des Anteils der Welle als eine lokale Welle; mehrere Empfangselemente, die an einander verschiedenen Positionen vorgesehen sind und eingerichtet sind zum Empfangen einer ankommenden Welle und zum Ausgeben der empfangenen Welle; mehrere Empfänger, die jeweils eingerichtet sind zum Erzeugen eines reellen Empfangssignals durch Mischen der von jeweils einem der mehreren Empfangselemente empfangenen Welle mit der von der Extraktionseinheit für die lokale Welle ausgegebenen lokalen Welle; mehrere Interkanalphasen-Korrektureinheiten, welche eingerichtet sind zum Multiplizieren des zeitabhängigen reellen Empfangssignals, das durch jeden der mehreren Empfänger erhalten wurde, mit einem Phasenkorrekturfaktor, der für jeden der mehreren Empfänger unterschiedlich ist, wobei der Phasenkorrekturfaktor durch eine komplexe Zahl dargestellt ist; eine Erzeugungseinheit für Informationen über räumliche Frequenz, welche eingerichtet ist zum Umwandeln einer Empfangssignalkette, die durch Sammeln von von den mehreren Interkanalphasen-Korrektureinheiten ausgegebenen phasenkorrigierten Empfangssignalen erhalten wurde, in ein Signal in einer räumlichen Frequenzdomäne; und eine Vorzeichenauswahleinheit, die dazu eingerichtet ist, wenn zwei Signale von einer positiven Richtung und einer negativen Richtung, die mit Bezug auf eine Richtung bei 0 Grad symmetrisch sind, in der Erzeugungseinheit für Informationen über räumliche Frequenz erfasst werden, von diesen zwei Signalen das Signal mit einer größeren Amplitude in einem räumlichen Frequenzspektrum auszuwählen.
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Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Radarvorrichtung zum Emittieren einer Welle in den Raum, Empfangen der an einem in dem Raum vorhandenen Objekt reflektierten Welle und Anwenden einer Signalverarbeitung auf die empfangene Welle vorgesehen, welche aufweist: einen zum Erzeugen der Welle eingerichteten Oszillator; ein Sendeelement, das eingerichtet ist zum Emittieren der in dem Oszillator erzeugten Welle in den Raum; eine Extraktionseinheit für eine lokale Welle, die eingerichtet ist zum Extrahieren eines Anteils der in dem Oszillator erzeugten Welle und zum Ausgeben des Anteils der Welle als eine lokale Welle; mehrere Empfangselemente, die an einander verschiedenen Positionen vorgesehen sind und eingerichtet sind zum Empfangen einer ankommenden Welle und zum Ausgeben der empfangenen Welle; mehrere Empfänger, die jeweils eingerichtet sind zum Erzeugen eines reellen Empfangssignals durch Mischen der von jeweils einem der mehreren Empfangselemente empfangenen Welle mit der von der Extraktionseinheit für die lokale Welle ausgegebenen lokalen Welle; mehrere Interkanalphasen-Korrektureinheiten, welche eingerichtet sind zum Multiplizieren des von jedem der mehreren Empfänger erhaltenen reellen Empfangssignals mit einem Phasenkorrekturfaktor, der für jeden der mehreren Empfänger unterschiedlich ist, wobei der Phasenkorrekturfaktor durch eine komplexe Zahl dargestellt ist; eine Raum/Zeit-Fourier-Transformationseinheit, die eingerichtet ist zum Durchführen einer zweidimensionalen Fourier-Transformation des von jeder der mehreren Interkanalphasen-Korrektureinheiten ausgegebenen phasenkorrigierten Empfangssignals in einer Zeitachsenrichtung sowie in einer Empfangselementrichtung; und eine Vorreichenauswahleinheit, die dazu eingerichtet ist, wenn zwei Signale in einer positiven Richtung und einer negativen Richtung, die symmetrisch mit Bezug auf eine Richtung bei 0 Grad sind, die eine positive Frequenz und eine negative Frequenz, die symmetrisch zueinander sind, haben, in der Raum/Zeit-Fourier-Transformationseinheit erfasst werden, von diesen zwei Signalen das Signal mit einer größeren Amplitude auszuwählen.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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In den begleitenden Zeichnungen:
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1 ist ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration einer Radarvorrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustriert;
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2 ist eine schematische Ansicht eines räumlichen Spektrums, das in der Radarvorrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erhalten wurde;
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3 ist ein Flussdiagramm, das die Arbeitsweise einer Vorzeichenauswahleinheit in der Radarvorrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustriert;
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4 ist ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration einer Radarvorrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustriert;
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5 ist eine schematische Ansicht eines Beispiels für ein Raum/Zeit-Spektrum, das in einem Arbeitsprozess der Radarvorrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erhalten wurde;
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6 ist ein Blockschaltbild, das ein zweites Beispiel für die Konfiguration der Radarvorrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustriert;
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7 ist ein Blockschaltbild, das ein drittes Beispiel für die Konfiguration der Radarvorrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustriert;
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8 ist ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration einer Radarvorrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustriert; und
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9 ist ein Blockschaltbild, das ein zweites Beispiel für die Konfiguration der Radarvorrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustriert.
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DETAILIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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Erstes Ausführungsbeispiel
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1 ist ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration einer Radarvorrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustriert. Die in 1 illustrierte Radarvorrichtung enthält einen Oszillator 1, einen Teiler 2, eine Sendeantenne 3, mehrere Empfangsantennen 4a bis 4d, mehrere Empfänger 5a bis 5d, mehrere A/D-Wandler 6a bis 6d und mehrere Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d. Der Oszillator 1 erzeugt eine Sendewelle (Welle). Der Teiler 2 dient als eine Extraktionseinheit für eine lokale Welle, um einen durch die Teilung erhaltenen Teil der Sendewellen als eine lokale Welle herauszuziehen. Die Sendeantenne 3 dient als ein Sendeelement. Eine der von dem Teiler 2 ausgegebenen Sendewellen wird in die Sendeantenne 3 eingegeben, die ihrerseits die Sendewelle in den Raum emittiert. die mehreren Empfangsantennen 4a bis 4d sind Empfangselemente, die sich an einander unterschiedlichen Positionen befinden. Jede der Empfangsantennen 4a bis 4d empfängt eine reflektierte Welle, die durch die an einem in dem Raum vorhandenen Objekt reflektierte Sendewelle erzeugt wurde, um eine empfangene Welle zu erhalten. Die empfangene Welle wird von jeder der Empfangsantennen 4a bis 4d in den entsprechenden der Empfänger 5a bis 5d eingegeben, in welchem die empfangene Welle mit dem Ausgang der von dem Teiler 2 eingegebenen Sendewelle gemischt wird, um eine reelles Empfangssignal zu erzeugen. Jeder der A/D-Wandler 6a bis 6d führt eine Analog/Digital(A/D)-Umwandlung des von dem entsprechenden der mehreren Empfänger 5a bis 5d ausgegebenen Empfangssignals durch, um ein digitales Empfangssignal zu erzeugen. Jede der Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d korrigiert eine Veränderung der Phase zwischen den Kanälen (nachfolgend auch als eine Interkanal-Phasenänderung bezeichnet) für das digitale Empfangssignal, um ein phasenkorrigiertes Empfangssignal zu erzeugen. Jede der Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d multipliziert das reelle Empfangssignal von jedem der Empfänger 5a bis 5d mit einem Phasenkorrekturfaktor, der durch eine komplexe Zahl dargestellt wird und für jeden Empfänger unterschiedlich ist.
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Die Radarvorrichtung enthält auch eine Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9, eine Erfassungseinheit 10 und eine Vorzeichenauswahleinheit 11. Die Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 führt eine Fourier-Transformation des von jeder der Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d ausgegebenen phasenkorrigierten Empfangssignals durch. Ein Kanalrichtungs-Fourier-transformiertes Signal wird von der Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 in die Erfassungseinheit 10 eingegeben, die ihrerseits eine räumliche Frequenz mit einer größeren Amplitude erfasst. Die Vorzeichenauswahleinheit 11 zieht nur das Ergebnis der Erfassung des Winkels mit einem korrigierten Vorzeichen aus solchen, die in der Erfassungseinheit 10 erfasst wurden, heraus. Die Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 wirkt als eine Erzeugungseinheit für Informationen über die räumliche Frequenz, die eine Empfangssignalkette, die durch Sammeln der von den mehreren Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d ausgegebenen phasenkorrigierten Empfangssignale erhalten wurde, in ein Signal in einer Domäne der räumlichen Frequenz um. Wenn Signale aus zwei Richtungen entsprechend einer negativen Richtung und einer positiven Richtung, die mit Bezug auf eine Richtung bei angenähert 0 Grad symmetrisch sind, in der Erfassungseinheit 10 erfasst werden, wählt die Vorzeichenauswahleinheit 11 das Signal mit einer größeren Amplitude in einem räumlichen Frequenzspektrum aus.
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als Nächstes wird die Arbeitsweise der Radarvorrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben. Der Oszillator 1 erzeugte eine Sendewelle. Ein häufig in der Radarvorrichtung verwendetes Sendefrequenzband ist ein Mikrowellenband oder ein Millimeterwellenband. Bei der vorliegenden Erfindung jedoch ist eine Sendefrequenz der Radarvorrichtung nicht besonders begrenzt. Nachfolgend wird die Beschreibung unter der Annahme gegeben, dass die Sendewelle eine Funkwelle ist. Jedoch ist die vorliegende Erfindung in gleicher Weise anwendbar auf die Verwendung eines Laserstrahls, der eine Art von elektromagnetischer Welle ist, insbesondere auf einen Laserradar. Weiterhin ist die Anwendung der vorliegenden Erfindung nicht begrenzt auf den die elektromagnetische Welle verwendenden Radar. Die vorliegende Erfindung ist auch anwendbar auf einen Radar, der eine Schallwelle verwendet (SODAR).
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Als die von dem Oszillator 1 ausgegebene Sendewelle wird hier eine unmodulierte kontinuierliche Welle angenommen. Bei der vorliegenden Erfindung ist jedoch ein Verfahren zum Modulieren der Sendewelle nicht besonders beschränkt. Die vorliegende Erfindung ist auch auf eine Radarvorrichtung anwendbar, die ein beliebiges Modulationsverfahren wie eine Impulsmodulation oder eine Frequenzmodulation verwendet.
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Die in dem Oszillator 1 erzeugte Sendewelle wird in den Teiler 2 eingegeben. Der Teiler 2 teilt die Sendewelle in mehrere Sendewellen und gibt die erhaltenen Sendewellen aus. Eine der durch die Teilung erhaltenen Sendewellen wird zu der Sendeantenne 3 ausgegeben. Die andere Sendewelle wird als lokale Wellen zu dem Empfängern 5a bis 5d ausgegeben.
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Wenn eine Sendefrequenz der Sendewelle gleich fc ist, eine Anfangsphase der Sendewelle an einem Ausgangsanschluss des Teilers 2 gleich ϕ0 ist und eine Amplitude der Sendewelle gleich At ist, wird angenommen, dass eine Zeitwellenform so(t) der Sendewelle am Ausgangsanschluss des Teilers 2 durch die folgende Formel (1) ausgedrückt wird.
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[Formel 1]
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s0(t) = Atcos(2πfct + ϕ0) (1)
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Das Sendeelement 3 emittiert die von dem Teiler 2 eingegebene Sendewelle in den Raum. Die emittierte Sendewelle wird durch ein in dem Raum vorhandenes, reflektierendes Objekt reflektiert. Ein Teil der sich ergebenden reflektierten Welle kehrt zu der Position der Radarvorrichtung zurück. Die die Position der Radarvorrichtung erreichende reflektierte Welle wird von der Radarvorrichtung durch die Empfangselemente 4a bis 4d eingefangen. Hier wird die durch jedes der Empfangselemente 4a bis 4d eingefangene reflektierte Welle als eine empfangene Welle bezeichnet.
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Die Empfangselemente
4a bis
4d sind an verschiedenen räumlichen Positionen vorgesehen. Als eine Folge wird eine Phasendifferenz in Abhängigkeit von einer Eintreffrichtung der reflektierten Welle in der von jedem der Empfangselemente
4a bis
4d empfangenen Welle erzeugt. Beispielsweise wird unter der Annahme, dass die Empfangselemente
4a bis
4d linear auf einer X-Achse in gleichen Abständen angeordnet sind und die Position jedes der Empfangselemente
4a bis
4d durch X
m dargestellt ist, die in das Empfangselement eingegebene empfangene Welle durch die folgende Formel (2) ausgedrückt. [Formel 2]
worin f
b eine Dopplerfrequenz ist, θ
T ein Winkel ist, unter dem ein reflektierendes Objekt vorhanden ist, wenn es von der Radarvorrichtung aus betrachtet wird, ψ
T ein Phasenwinkel ist, der auf der Grundlage eines Abstands zwischen der Radarvorrichtung und dem reflektierenden Objekt und von Funkwellen-Reflexionseigenschaften des reflektierenden Objekts bestimmt wird, und I
t eine elektrische Pfadlänge von dem Teiler zu dem Ausgangsanschluss der Sendeantenne ist. Das reflektierende Objekt ist einem Objekt in einem Fernfeld angenähert. Der zweite Ausdruck in cos(Phasenwinkel) stellt eine Phasendifferenz aufgrund einer Differenz zwischen den Positionen der Empfangselemente dar, der dritte Ausdruck stellt die Größe der Phasendrehung aufgrund einer während der Ausbreitung der Sendeweile innerhalb der Radarvorrichtung erzeugten Zeitverzögerung dar, und der vierte Ausdruck stellt die Größe der Phasendrehung, die während einer Zeit von der Emission der Sendewelle in den Raum bis zu dem Empfang der reflektierten Welle durch das Empfangselement erzeugt ist, dar.
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Die Empfangselemente
4a bis
4d sind jeweils mit den Empfängern
5a bis
5d verbunden. Die in jedem der Empfangselemente
4a bis
4d erhaltene empfangene Welle wird durch einen Leistungszuführungspfad in den entsprechenden der Empfänger
5a bis
5d eingegeben. Die empfangene Welle an einem Eingangsanschluss jedes der Empfänger
5a bis
5d wird durch die folgende Formel (3) ausgedrückt. [Formel 3]
worin I
r,m eine elektrische Pfadlänge einer Leistungszuführungsleitung zum Zuführen der empfangenen Welle von einem der Empfangselemente
4a bis
4d zu dem entsprechenden der Empfänger
5a bis
5d ist.
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Andererseits wird die in den m-ten Empfänger eingegebene lokale Welle durch die folgende Formel (4) ausgedrückt. [Formel 4]
worin I
L,m, eine elektrische Pfadlänge eines Leistungszuführungspfads zum Zuführen der lokalen Welle von dem Teiler
2 zu dem entsprechenden der Empfänger
5a bis
5d ist.
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Jeder der Empfänger 5a bis 5d mischt die empfangene Welle und die lokale Welle, um ein Empfangssignal mit einer Frequenz entsprechend einer Differenz zwischen der empfangenen Welle und der lokalen Welle (Differenzfrequenz) zu erzeugen. Da unmodulierte kontinuierliche Welle als die Sendewelle angenommen wird, ist die Differenzfrequenz gleich einer Dopplerfrequenz des reflektierenden Objekts. Das Empfangssignal wird durch die folgende Formel (5) ausgedrückt. In Formel (5) wird nach der Multiplikation der Formel (3) mit Formel (4) eine harmonische Komponente aus dem Ergebnis der Multiplikation entfernt.
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In Formel (5) wird angenommen, dass die Dopplerfrequenz fb ausreichend kleiner als die Sendefrequenz fc ist. Eine Anfangsphase des Empfangssignals wird durch die Summe des Betrags, der allen Empfangselementen 4a bis 4d gemeinsam ist, ψ0, und den Betrag, der für jedes der Empfangselemente 4a bis 4d variiert, Δψm, ausgedrückt.
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Jeder der Empfänger 5a bis 5d kann einen Verstärker enthalten, falls dieser benötigt wird. Jedoch ist der Verstärker in 1 nicht ausdrücklich dargestellt, da die vorliegende Erfindung das von der Radarvorrichtung verwendete System nicht beschränkt.
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Jeder der Empfänger 5a bis 5d gibt das darin erzeugte Empfangssignal zu dem entsprechenden der A/D-Wandler 6a bis 6d aus. Jeder der A/D-Wandler 6a bis 6d führt eine Analog/Digital-Umwandlung des eingegebenen Empfangssignals durch, um ein digitales Empfangssignal zu erzeugen. Ein Ausgangsanschluss jedes der A/D-Wandler 6a bis 6d ist mit einem Eingangsanschluss der entsprechenden der Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d verbunden, um das in jedem der A/D-Wandler 6a bis 6d erzeugte digitale Empfangssignal in die entsprechende der Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d einzugeben.
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Jede der Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d verwendet einen Phasenkorrekturbetrag, der für jeden Kanal gesetzt ist, um einen Vorgang der Korrektur der Phase, die zwischen den Kanälen variiert, bei dem digitalen Empfangssignal durchzuführen, um das phasenkorrigierte Empfangssignal zu erzeugen. Die Phasenkorrektur wird durch Multiplizieren des digitalen Empfangssignals mit exp(–jΔψm) durchgeführt, wie durch die folgende Formel (7) ausgedrückt ist.
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Der erste Ausdruck auf der rechten Seite in Formel (7) wird nun mit S
c+(t) gleichgesetzt, während der zweite Ausdruck auf der rechten Seite mit S
c–(t) gleichgesetzt wird. Insbesondere sind [Formel 8]
[Formel 9)
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Das von jeder der Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d ausgegebene phasenkorrigierte Empfangssignal wird in die Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 eingegeben, die ihrerseits eine Fourier-Transformation des phasenkorrigierten Empfangssignals in einer Kanalrichtung durchführt. Der in der Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 durchgeführte Fourier-Transformationsvorgang führt eine kohärente Integration nach der Kompensation einer Phasendifferenz zwischen den Empfangselementen durch, nachdem eine Phasendifferenz zwischen den Empfangselementen kompensiert wurde, die erhalten ist durch Annehmen einer Ankunftsrichtung, in mehreren angenommenen Ankunftsrichtungen. Wenn daher die angenommene Richtung der ankommenden Welle dieselbe ist wie die Richtung, aus der die reflektierte Welle tatsächlich kommt, wird eine Amplitude des Signals groß. Daher kann durch Erfassen einer Spitze der Amplitude des empfangenen Signals nach der Kanalrichtungs-Fourier-Transformation die ankommende Richtung erhalten werden. Die Komponente nach der Kanalrichtungs-Fourier-Transformation in einer Richtung bei einem Winkel θ wird durch die Formel (10) berechnet.
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Der erste Ausdruck auf der rechten Seite in Formel (10) wird nun gleich S
+(θ) gesetzt, während der zweite Ausdruck auf der rechten Seite gleich S
–(θ) gesetzt wird. Wenn θ = θ
T hergestellt ist, werden die Phasen der jeweiligen Ausdrücke in Σ von S
+(0) einander identisch. Daher wird [Formel 11]
erhalten. Für S
–(θ) sind, da der zu X
m proportionale Ausdruck in den Phasen der jeweiligen Ausdrücke in Σ bleibt, die Phasen der jeweiligen Ausdrücke in Σ nicht einander identisch. Daher ergibt sich ein kleiner Wert für |S
–(θ
T)|, und [Formel 12]
wird gebildet.
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Als Nächstes wird, wenn θ = –θ
T hergestellt ist, der zu X
m proportionale Ausdruck aus den Phasen der jeweiligen Ausdrücke in Σ für S
–(θ) eliminiert. Da jedoch der Ausdruck mit 2Δψ
m, der eine für jeden empfangenden Kanal variierende Phase ist, verbleibt, verbleibt eine Veränderung in der Phase von S
–(θ). Insbesondere wird [Formel 13]
gebildet. Aus dieser Formel ergibt sich, dass die Amplitude um eine Differenz zwischen einem Faktor: [Formel 14]
und M reduziert wird, wobei der Faktor kleiner als M ist. Insbesondere wird die Amplitude um den Betrag der nicht korrekt durchgeführten Phasenkorrektur reduziert.
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Für S+(0) variieren, da der zu Xm proportionale Ausdruck in den Phasen der jeweiligen Ausdrücke in Σ verbleibt, die Phasen der jeweiligen Ausdrücke in Σ. Daher ergibt |S+(θT)| einen kleinen Wert. Wenn sowohl θ ≠ θT als auch θ ≠ –θT gebildet sind, verbleibt der zu Xm proportionale Phasenausdruck in jedem der Ausdrücke in Σ von S(θ). Daher ergibt eine Amplitude |S(θ)| einen kleinen Wert.
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Es wird hier angenommen, dass nur der I-Kanal in jedem der Empfänger 5a bis 5d der Radarvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung erhalten wird, und daher ist das Empfangssignal ein reelles Signal. Wenn die Fourier-Transformation des Empfangssignals durchgeführt wird, hat das Empfangssignal nach der Fourier-Transformation eine Amplitude, die symmetrisch um eine räumliche Frequenz von 0 ist. Diese Symmetrie bedeutet, dass das Vorzeichen der Ankunftsrichtung der reflektierten Welle nicht erhalten werden kann.
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Jedoch bewirkt die vorbeschriebene Phasenkorrektur in den Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d, dass das in die Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 eingegebene phasenkorrigierte Empfangssignal eine imaginäre Komponente hat. Demgemäß hat das Signal nach der Kanalrichtungs-Fourier-Transformation keine Amplitude, die symmetrisch um die räumliche Frequenz 0 ist.
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Genauer gesagt, die Interkanal-Phasenkorrektur wird nur bei einer räumlichen Frequenzkomponente mit einem korrekten Vorzeichen durchgeführt. Da eine räumliche Frequenzkomponente mit einem nicht korrekten Vorzeichen, die durch Mehrdeutigkeit des Vorzeichens nach der Fourier-Transformation erzeugt wird, noch eine Phasenvariation hat, wie durch Formel (10) ausgedrückt ist, wird die Wirkung der kohärenten Integration reduziert. Als eine Folge hat die Frequenzkomponente mit dem korrekten Vorzeichen nach der Fourier-Transformation eine größere Amplitude im Vergleich zu der Frequenzkomponente mit dem nicht korrekten Vorzeichen.
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2 illustriert schematisch die vorbeschriebene Charakteristik. In 2 wird eine Spitze 101 bei einem Winkel erhalten, bei dem das reflektierende Objekt tatsächlich vorhanden ist, während eine Spitze 102 bei einem Winkel erscheint, der durch Umkehren des Vorzeichens des Winkels der Spitze 101 aufgrund der Mehrdeutigkeit des Vorzeichens erhalten wurde. Im Vergleich zwischen den Spitzen 101 und 102 hat die Spitze 102, die aufgrund der Mehrdeutigkeit des Zeichens erscheint, eine kleinere Amplitude als die der Spitze 101. Dadurch kann durch Auswahl der Spitze mit einer größeren Amplitude das Problem der Mehrdeutigkeit des Vorzeichens des Winkels gelöst werden.
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Auf der Grundlage der vorbeschriebenen Charakteristik werden die Erfassungseinheit 10 und die Vorzeichenauswahleinheit verwendet, um nur ein Signal mit dem korrekten Vorzeichen aus den erfassten räumlichen Frequenzen herauszuziehen, um ein Signal entsprechend einer Frequenz mit dem nicht korrekten Vorzeichen zu beseitigen. Zuerst wird in der Erfassungseinheit 10 ein Spitzenerfassungsvorgang unter Verwendung eines Schwellenwerts bei der Amplitude der Kanalrichtungs-Fourier-Transformation, die von der Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 ausgegeben wird, durchgeführt. Insbesondere wird der Winkel, bei dem die Amplitude der Kanalrichtungs-Fourier-Transformation, d. h., ein Amplitudenspektrum den maximalen Wert hat, herausgezogen. Wenn die Amplitude des herausgezogenen Winkels einen voreingestellten Schwellwert überschreitet, wird bestimmt, dass das Signal erfasst wurde. Dann gibt die Erfassungsschaltung 10 die Kombination aus dem Winkel und der Amplitude als das Ergebnis der Erfassung aus.
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Aufgrund der Mehrdeutigkeit des Vorzeichens des von der Erfassungseinheit 10 ausgegebenen Ergebnisses der Erfassung wird jedoch manchmal ein fehlerhaftes Ergebnis der Erfassung für den Winkel erhalten, der durch Umkehren des Vorzeichens des Winkels des korrekt erfassten Signals erhalten wurde. Daher prüft die Vorzeichenauswahleinheit 11, ob das Ergebnis der Erfassung auch für den Winkel erhalten wurde, der durch Umkehren des Vorzeichens des Winkels erhalten wurde, oder nicht, für jedes der eingegebenen Ergebnisse der Erfassung. Wenn das Ergebnis der Erfassung für den Winkel erhalten wurde, der durch Umkehren des Vorzeichens des Winkels erhalten wurde, werden die Amplitude, die bei dem ursprünglichen Winkel erfasst wurde, und die Amplitude, die bei dem Winkel mit dem umgekehrten Vorzeichen erfasst wurde, miteinander verglichen, um das Ergebnis der Erfassung mit der kleineren Amplitude zu eliminieren. Als eine Folge kann verhindert werden, dass ein aufgrund der Mehrdeutigkeit des Vorzeichens erzeugtes falsches Bild erfasst wird.
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3 ist ein Flussdiagramm der Signalverarbeitung in der Radarvorrichtung gemäß diesem Ausführungsbeispiel. Im Schritt s001 führen die Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d eine Phasenkorrektur zum Kompensieren einer Phasenveränderung zwischen den Kanälen, wie durch Formel (7) ausgedrückt ist, bei den in den A/D-Wandlern 6a bis 6d erhaltenen digitalen Empfangssignalen durch.
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Im Schritt s002 wird eine Fourier-Transformation jedes der phasenkorrigierten Empfangssignale in der Kanalrichtung in der Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 durchgeführt. Im Schritt s003 führt die Erfassungseinheit 10 einen Spitzenerfassungsvorgang bei der Amplitude der Kanalrichtungs-Fourier-Transformation durch, um den Winkel der Position der Spitze herauszuziehen.
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Die Schritte s004 bis s007 bilden eine Schleife zum Wiederholen des Vorgangs für jede der im Schritt s003 erfassten Spitzen. Zuerst wird im Schritt s005 einer der erfassten Spitzenwinkel herausgezogen. Dann wird ein räumlicher Spektrumamplitudenwert bei dem Winkel, der durch Umkehren des Vorzeichens des herausgezogenen Spitzenwinkels erhalten wurde, herausgezogen.
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Im Schritt s006 werden die Amplituden bei dem positiven und dem negativen Winkel, d. h., bei dem erfassten Spitzenwinkel, der jetzt in dem Schleifenvorgang ausgewählt wurde, und dem Winkel, der durch Umkehren des Vorzeichens im Schritt s005 erhalten wurde, miteinander verglichen. Dann wird der Winkel mit der kleineren Amplitude gestrichen, während der Winkel mit der größeren Amplitude als ein gemessener Winkelwert des reflektierenden Objekts behalten wird.
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Durch den vorbeschriebenen Vorgang wird, wenn die Spitzen bei dem negativen und dem positiven Winkel, die um angenähert 0 Grad symmetrisch sind, erfasst werden, der Winkel mit der größeren Amplitude als der gemessene Winkelwert ausgewählt. Andererseits wird, wenn die Spitze bei dem positiven oder dem negativen Winkel erfasst wird, der erfasste Winkel als der gemessene Winkelwert behalten.
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Bei der Radarvorrichtung gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist erforderlich, dass der Interkanalphasen-Variationsbetrag Δψm ein gegebener Wert ist. Der Interkanalphasen-Variationsbetrag Δψm kann beispielsweise wie folgt erhalten werden. Für die Herstellung der Radarvorrichtung wird das reflektierende Objekt, dessen relative Position, wenn es von der Radarvorrichtung aus betrachtet wird, bekannt ist, beobachtet, um eine Phasendifferenz des Empfangssignals zwischen den Kanälen zu messen. Auf diese Weise kann der Interkanalphasen-Variationsbetrag Δψm vorher erhalten werden.
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Darüber hinaus ist, obgleich das Ausführungsbeispiel beschrieben wurde, das die Fourier-Transformation als ein Verfahren zum Umwandeln des Signals in der Kanalrichtung in ein Signal in einer räumlichen Frequenzdomäne verwendet, ein Verfahren zum Umwandeln des Signals in der Kanalrichtung in das Signal in der räumlichen Frequenzdomäne nicht speziell auf die Fourier-Transformation beschränkt. Beispielsweise kann eine Technik wie die Mehrfachsignalklassifizierung (MUSIC), die als eine Superauflösungstechnik bekannt ist, verwendet werden, um das Signal in der Kanalrichtung in das Signal in der räumlichen Frequenzdomäne umzuwandeln.
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Wie vorstehend beschrieben wurde, wird gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel die Phasenkorrektur einer Variation zwischen den Kanälen durchgeführt, während der Vorzeichenauswahlvorgang durchgeführt wird. Daher kann selbst mit einer kostengünstigen Vorrichtungskonfiguration, die Empfänger enthält, die nur reelle Signale erzeugen, ein Zielwinkel ohne Mehrdeutigkeit des Vorzeichens gemessen werden.
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Zweites Ausführungsbeispiel
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Bei dem vorstehend beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel wird die Fourier-Transformation nur in der Kanalrichtung durchgeführt. Bei dem nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiel wird die Fourier-Transformation auch in einer Zeitrichtung durchgeführt.
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4 ist ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration einer Radarvorrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustriert. In der in 4 illustrierten Konfiguration nach dem zweiten Ausführungsbeispiel sind dieselben Komponenten wie diejenigen der in 1 illustrierten Konfiguration nach dem ersten Ausführungsbeispiel durch dieselben Bezugszahlen bezeichnet, und die Beschreibung von diesen wird hier weggelassen. Die in 4 illustrierte Konfiguration nach dem zweiten Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von der in 1 illustrierten nach dem ersten Ausführungsbeispiel dadurch, dass weiterhin Zeitrichtungs-Fourier-Transformationseinheiten 8a bis 8d zwischen den mehreren Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d und der Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 vorgesehen sind. Jede der Zeitrichtungs-Fourier-Transformationseinheiten 8a bis 8d führt eine Fourier-Transformation in einer Zeitrichtung bei dem von der entsprechenden der Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d ausgegebenen phasenkorrigierten Empfangssignal durch.
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Als Nächstes wird die Arbeitsweise der Radarvorrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel beschrieben. Die Arbeitsweise der Radarvorrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel ist dieselbe wie die des vorstehend beschriebenen ersten Ausführungsbeispiels bis zu dem Phasenkorrekturvorgang in den Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d. Das von jeder der Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d ausgegebene phasenkorrigierte Empfangssignal wird in die entsprechende der Zeitrichtungs-Fourier-Transformationseinheiten 8a bis 8d eingegeben. Jede der Zeitrichtungs-Fourier-Transformationseinheiten 8a bis 8d akkumuliert die phasenkorrigierten Empfangssignale für mehrere Zeitmomente. Wenn eine vorbestimmte Anzahl der phasenkorrigierten Empfangssignale akkumuliert ist, wird die Zeitrichtungs-Fourier-Transformation durchgeführt. Als eine Folge wird die Fourier-Transformation des Empfangssignals für jeden Kanal erhalten. Da die unmodulierte kontinuierliche Welle hier als die Sendewelle angenommen wird, zeigt das nach der Fourier-Transformation erhaltene Signal eine Doppler-Frequenzverteilung. Insbesondere hat das nach der Fourier-Transformation erhaltene Signal eine große Amplitude in einer Doppler-Frequenz gemäß einer relativen Geschwindigkeit des reflektierenden Objekts.
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Als Nächstes führt die Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 die Fourier-Transformation in der Kanalrichtung bei dem von jeder der Zeitrichtungs-Fourier-Transformationseinheiten 8a bis 8d eingegebenen Zeitrichtungs-Fourier-transformierten Signal durch. Genauer gesagt, die Signale mit derselben Doppler-Frequenz werden so herausgezogen, dass sie in der Kanalrichtung angeordnet sind. Bei der so erhaltenen Signalkette wird die Fourier-Transformation durchgeführt. Die Kombination aus dem in den Zeitrichtungs-Fourier-Transformationseinheiten 8a bis 8d durchgeführten Vorgang und dem in der Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 durchgeführten ist äquivalent einer zweidimensionalen Fourier-Transformation, die bei dem phasenkorrigierten Empfangssignal, das in einem zweidimensionalen Raum definiert ist, durchgeführt wird und durch die Zeitrichtung und die Kanalrichtung definiert ist.
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Es wird angenommen, dass nur der I-Kanal in jedem der Empfänger 5a bis 5d erhalten wird, und daher ist das Empfangssignal ein reelles Signal. Somit wird, wenn die Interkanal-Phasenkorrektur nicht durchgeführt wird, das reelle Signal für die zweidimensionale Fourier-Transformation eingegeben. Demgemäß hat eine Amplitude des nach der Fourier-Transformation erhaltenen Signals, das in dem durch die Frequenz und die räumliche Frequenz definierten Raum definiert ist, eine um einen Ursprungspunkt symmetrische Verteilung. Beispielsweise illustriert 5 schematisch ein Beispiel, bei dem ein Ziel vorhanden ist. Eine Mehrdeutigkeit des Vorzeichens wird sowohl bei der Doppler-Frequenz als auch der räumlichen Frequenz (Winkel) erzeugt. Die Mehrdeutigkeit wird als zwei Kombinationen des Vorzeichens der Doppler-Frequenz und des Vorzeichens der räumlichen Frequenz erzeugt.
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Wenn jedoch die Phasenkorrektur für eine Interkanal-Phasenveränderung durchgeführt wird, wird die Phasenkorrektur nur bei der Kombination der Doppler-Frequenz mit dem korrekten Vorzeichen und der räumlichen Frequenz mit dem korrekten Vorzeichen ordnungsgemäß durchgeführt. Die andere Kombination aus der Doppler-Frequenz mit dem nicht korrekten Vorzeichen und der räumlichen Frequenz mit dem nicht korrekten Vorzeichen hat noch eine Phasenvariation. Daher ist bei zwei Spitzen in dem Raum/Zeit-Spektrum die Amplitude der korrekten Spitze größer als die der nicht korrekten Spitze.
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Daher zieht auf der Grundlage der vorbeschriebenen Charakteristik die Vorzeichenauswahleinheit 11 nur das Signal mit dem korrekten Vorzeichen aus den erfassten Raum-Zeit-Frequenzen heraus, während das Signal entsprechend der Frequenz mit dem nicht korrekten Vorzeichen entfernt wird.
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Wie in 4 illustriert ist, sind die Zeitrichtungs-Fourier-Transformationseinheiten 8a bis 8d in der in Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d nachfolgenden Stufe vorgesehen.
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Darüber hinaus werden bei der in 4 illustrierten Konfiguration die Zeitrichtungs-Fourier-Transformation und die Kanalrichtungs-Fourier-Transformation getrennt in den Zeitrichtungs-Fourier-Transformationseinheiten 8a bis 8d und der Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 durchgeführt. Jedoch kann, selbst wenn eine Raum/Zeit-Fourier-Transformationseinheit 12 als eine zweidimensionale Fourier-Transformationseinheit anstelle der Zeitrichtungs-Fourier-Transformationseinheiten 8a bis 8d und der Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 vorgesehen ist, um gleichzeitig die Zeitrichtungs-Fourier-Transformation und die Kanalrichtungs-Fourier-Transformation durchzuführen, die Wirkung erhalten werden, die äquivalent zu der der Radarvorrichtung mit der in 4 illustrierten Konfiguration ist.
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Weiterhin ist bei der in 4 illustrierten Konfiguration die Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 den Zeitrichtungs-Fourier-Transformationseinheiten 8a bis 8d nachfolgend vorgesehen, um die Kanalrichtungs-Fourier-Transformation nach der Zeitrichtungs-Fourier-Transformation durchzuführen. Stattdessen kann, selbst mit einer Konfiguration, die die in der unterschiedlichen Reihenfolge angeordneten Fourier-Transformationseinheiten enthält, insbesondere mit einer Konfiguration enthaltend die Zeitrichtungs-Fourier-Transformationseinheiten 8a bis 8d der Kanalrichtungs-Fourier-Transformationseinheit 9 nachfolgend, um die Zeitrichtungs-Fourier-Transformation nach der Kanalrichtungs-Fourier-Transformation durchzuführen, wie in 7 illustriert ist, die Wirkung erhalten werden, die derjenigen der Radarvorrichtung mit der in 4 illustrierten Konfiguration äquivalent ist.
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Wie vorstehend beschrieben ist, wird gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel die Interkanal-Phasenvariation korrigiert, während der Signalauswahlvorgang durchgeführt wird. Daher können selbst bei einer kostengünstigen Vorrichtungskonfiguration, die Empfänger enthält, die nur reelle Signale erzeugen, die Doppler-Geschwindigkeit und der Winkel eines Ziels ohne jegliche Mehrdeutigkeit des Vorzeichens gemessen werden.
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Drittes Ausführungsbeispiel
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Bei den vorbeschriebenen Ausführungsbeispielen wird eine Interkanal-Phasenvariation, die in dem Herstellungsvorgang oder aufgrund einer zeitlichen Änderung erzeugt wurde, korrigiert, um das Problem der Mehrdeutigkeit des Vorzeichens bei der Messung zu lösen. Jedoch ist es denkbar, wenn die Radarvorrichtung mit hoher Genauigkeit hergestellt werden kann und eine zeitliche Änderung als gering geschätzt werden kann, dem Entwurf und der Herstellung der Radarvorrichtung vorher eine Interkanal-Phasenvariation zu geben. Ein derartiges Ausführungsbeispiel wird nachfolgend beschrieben.
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8 ist ein Blockschaltbild, das eine Radarvorrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustriert. Bei der in 8 illustrierten Konfiguration gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel sind dieselben Komponenten wie diejenigen der in 1 illustrierten Konfiguration nach dem ersten Ausführungsbeispiel durch dieselben Bezugszahlen bezeichnet, und die Beschreibung von diesen wird hier weggelassen. Das in 8 illustrierte dritte Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem in 1 illustrierten ersten Ausführungsbeispiel dadurch, dass weiterhin Phasenschieber 13a und 13c vorgesehen sind. Jeder der Phasenschieber 13a und 13c dreht die Phase eines Signals um π/2.
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Als Nächstes wird die Arbeitsweise der Radarvorrichtung nach dem dritten Ausführungsbeispiel beschrieben. Die Arbeitsweise der in 8 illustrierten Radarvorrichtung ist nahezu dieselbe wie die der vorstehend in 1 illustrierten Radarvorrichtung. Jedoch wird angenommen, dass keine Phasenvariation zwischen den in die Empfänger 5a bis 5d eingegebenen, empfangenen Wellen besteht. Insbesondere sind, wenn die empfangenen Wellen aus einer Frontrichtung der Radarvorrichtung kommen, die Phasen an den Eingangsanschlüssen der Empfänger 5a bis 5d zwischen den Kanälen identisch. Stattdessen ist die Phase des mit der empfangenen Welle zu mischenden Ausgangssignals der Sendewelle zwischen den Kanälen unterschiedlich. Als eine Folge wird eine Variation in der Phase zwischen den von den Empfängern 5a bis 5d ausgegebenen Empfangssignalen erzeugt.
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Die Phase des Ausgangssignals der Sendewelle wird durch jeden der Phasenschieber 13a und 13c gedreht. Die Sendewellenkomponenten werden von dem Teiler 2 zu den Empfängern 5a bis 5d ausgegeben. Nur die in die Empfänger 5a bis 5c eingegebenen Sendewellenkomponenten werden durch die Phasenschieber 13a bzw. 13c in der Phase gedreht. Als Betrag der Phasendrehung ist π/2 gegeben. Als eine Folge wird die Phase des Empfangssignals an dem Ausgangsanschluss jedes der Empfänger 5a und 5c um π/2 gedreht im Vergleich zu dem Zustand, in welchem das Signal keine Phasenvariation hat.
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Die Phasendrehung wird durch die Interkanalphasen-Korrektureinheiten 7a bis 7d korrigiert. Die Phasenkorrektur wird nur bei der Signalkomponente mit der räumlichen Frequenz mit dem korrekten Vorzeichen korrekt durchgeführt. Andererseits hat die Signalkomponente mit der räumlichen Frequenz mit dem nicht korrekten Vorzeichen, das aufgrund der Mehrdeutigkeit des Vorzeichens erzeugt wurde, noch eine Phasenvariation.
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Die Signalkomponente mit der räumlichen Frequenz mit dem nicht korrekten Vorzeichen hat die Charakteristik, dass die Größe einer Phasenvariation verdoppelt ist, wie durch die vorstehende Formel (9) ausgedrückt ist. Daher wird die vorher gegebene Phasenverschiebung von π/2 verdoppelt, um nach dem Phasenkorrekturvorgang gleich π zu sein. Insbesondere wird die Phase invertiert. Somit wird, da die Komponente mit der räumlichen Frequenz mit dem nicht korrekten Vorzeichen in dem kohärenten Integrationsvorgang mit der Kanalrichtungs-Fourier-Transformation eliminiert wird, die Amplitude nach der Integration reduziert. Insbesondere hat das Signal der räumlichen Frequenz eine geringe Mehrdeutigkeit des Vorzeichens.
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In der Praxis jedoch besteht die Möglichkeit, dass die Signalkomponente mit der räumlichen Frequenz mit dem nicht korrekten Vorzeichen nicht ausreichend eliminiert ist. Beispielsweise kann ein derartiges Problem auftreten aufgrund der Wirkung einer zufälligen Variation der Phase. Selbst in einem derartigen Fall kann wie in dem Fall des ersten Ausführungsbeispiels die Komponente mit dem nicht korrekten Vorzeichen durch die Vorzeichenauswahleinheit 11 entfernt werden.
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In der vorstehenden Beschreibung liefert jeder der Phasenschieber 13a und 13c eine Phasendifferenz π/2. Jedoch muss, wenn die Phasendifferenz ein gegebener Wert ist, die Phasendifferenz nicht notwendigerweise gleich π/2 sein. In diesem Fall kann, obgleich der Grad der Unterdrückung der Komponente mit der räumlichen Frequenz mit dem nicht korrekten Vorzeichen verringert ist, die Komponente mit dem nicht korrekten Vorzeichen durch die Vorzeichenauswahleinheit 11 wie in dem Fall des ersten Ausführungsbeispiels entfernt werden.
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Darüber hinaus verschiebt in 8 jeder der Phasenschieber 13a und 13c die Phase der Sendewelle (lokales Signal) um π/2. Alternativ können, wie in 10 illustriert ist, die Phasenschieber 13a und 13c zwischen der Empfangsantenne 4a und dem Empfänger 5a bzw. der Empfangsantenne 4c und dem Empfänger 5c vorgesehen sein, um die Phase der empfangenen Welle um π/2 zu drehen. Selbst mit einer derartigen Konfiguration können dieselben Wirkungen erhalten werden wie diejenigen, die mit der in 8 illustrierten Konfiguration erhalten werden. Als ein spezifischer Modus kann neben der Anordnung der Phasenschieber zwischen den Empfangsantennen und den Empfängern eine Phasedifferenz erzeugt werden, indem einfach eine elektrische Pfadlänge des Leistungszuführungspfads geändert wird.
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Weiterhin kann, obgleich die Konfiguration zum Durchführen der Fourier-Transformation nur in der Kanalrichtung in den 8 und 9 illustriert wurde, die Fourier-Transformation sowohl in der Zeitrichtung als auch in der Kanalrichtung durchgeführt werden, wie in 4 und 6 illustriert ist. Mit einer derartigen Konfiguration können dieselben Wirkungen wie die, die bei dem vorbeschriebenen zweiten Ausführungsbeispiel erhalten werden, erhalten werden.