DE102007054201A1

DE102007054201A1 - Empfangsschaltkreis, Verwendung eines ersten und eines zweiten Proportionalglieds einer digitalen PLL-Struktur und Verfahren zum Empfangen eines Signals einer Frequenzumtastung

Info

Publication number: DE102007054201A1
Application number: DE102007054201A
Authority: DE
Inventors: Ulrich Grosskinsky
Original assignee: Atmel Germany GmbH
Current assignee: Atmel Corp
Priority date: 2007-11-12
Filing date: 2007-11-12
Publication date: 2009-05-20
Anticipated expiration: 2027-11-13
Also published as: US20090122919A1; US8155240B2; DE102007054201B4

Abstract

Empfangsschaltkreis, Verwendung eines ersten Proportionalitätsglieds (4) und eines zweiten Proportionalitätsglieds (7) einer digitalen PLL-Struktur und Verfahren zum Empfangen eines Signals einer Frequenzumtastung (FSK), - bei dem ein Phasensignal (f(t)) aus einem Inphase-Signal (I) und einem Quadraturphase-Signal (Q) berechnet wird, - bei dem von dem Phasensignal (f(t)) ein Rückkopplungssignal (f'(t)) zur Bildung eines Differenzsignals subtrahiert wird, - bei dem ein Ausgangssignal mittels einer vorzugsweise nichtlinearen Übertragungsfunktion aus dem Differenzsignal bestimmt wird, - bei dem das Ausgangssignal mit einer Auswerteschaltung (40) ausgewertet wird, - bei dem zur Bildung eines Summensignals ein erstes Signal und ein zweites Signal addiert werden, - bei dem das erste Signal durch Multiplikation des Ausgangssignals oder des Differenzsignals mit einem ersten Proportionalitätsfaktor gebildet wird, - bei dem das zweite Signal durch Multiplikation des Ausgangssignals oder des ersten Signals oder des Differenzsignals mit einem zweiten Proportionalitätsfaktor und folgender Integration gebildet wird, und - bei dem das Rückkopplungssignal (f'(t)) durch Integration des Summensignals gebildet wird.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Empfangsschaltkreis, eine Verwendung eines ersten Proportionalglieds und eines zweiten Proportionalglieds einer digitalen PLL-Struktur und ein Verfahren zum Empfangen eines Signals einer Frequenzumtastung.
Die Frequenzumtastung (engl. Frequency Shift Keying, FSK) ist eine digitale Form der Frequenzmodulation. Dabei wird die Frequenz einer periodischen insbesondere sinusförmigen Schwingung zwischen einem Satz unterschiedlicher, diskreter Werte verändert. Jeder Frequenzwert entspricht dabei einem bestimmten Digitalpegel. Ist das digitale Signal ein binäres Signal, also {0, 1}, so werden zwei Frequenzwerte verwendet. Bei einem ternären Signal werden hingegen drei Werte – z. B. {-1, 0, 1} – verwendet. Das Spektrum des modulierten Signals erhält zumindest teilweise den Frequenzgang des Rechteckimpulses, dessen Bandbreite theoretisch unendlich ist. Dies wird auch als „harte FSK" bezeichnet. Da das Spektrum aber für gewöhnlich begrenzt sein soll, wird der Rechteckimpuls vorzugsweise vor der Aufmodulierung „abgerundet" und zu einem Sinusbogen oder einer Gaußkurve verformt. Damit ergibt sich eine wesentlich kleinere Bandbreite und man spricht von einer „weichen FSK". Die wichtigsten Parameter der Frequenzumtastung sind der Frequenzhub und der Modulationsindex. Der Hub gibt an, wie viel Abstand zwischen den diskreten Frequenzwerten besteht. Der Modulationsindex ist das Verhältnis zwischen Hub und Bitrate. Eine Frequenzumtastung mit einem Modulationsindex gleich 0,5 wird auch als MSK (engl. Minimum Shift Keying) bezeichnet. Hingegen ist GMSK (engl. Gaussian Minimum Shift Keying) ein MSK-Verfahren mit vorgeschaltetem Gauß-Filter.
Eine PLL (engl. Phase-Locked Loop) ist ein phasengekoppelter Regelkreis. Eine PLL-Struktur kann zur Demodulation von frequenz- oder phasenmodulierten Signalen eingesetzt werden.
Aus IEICE Trans. Commun., VOL. 84-B, NO. 1, pp. 26–35, Jan. 2001, "Demodulator of CPFSK and GMSK Signals using Digital Signal Processing DPLL with Sequence Estimator" ist ein Demodulator mit einer digitalen PLL-Struktur bekannt. Die benutzte digitale PLL hat dabei die immanente Fähigkeit einer Frequenznachführung und ist geeignet zur Demodulation von Signalen mit größeren Doppler-Verschiebungen, beispielsweise bei Satellitensignalen. Es wird die Demodulation einer Frequenzumtastung mit kontinuierlicher Phase (engl. Continuous Phase Frequency Shift Keying, CPFSK) und die Demodulation einer GMSK erläutert. Ein Inphasesignal und ein Quadraturphasesignal werden analog-digital gewandelt und dienen als Eingangssignale eines Arcustangus-Schaltkreises. Mittels eines Subtrahierers wird von dem Ausgangssignal des Arcustangus-Schaltkreises ein Ausgangssignal eines gesteuerten Oszillators abgezogen, wobei der gesteuerte Oszillator durch ein Proportionalglied und einen Integrator gebildet ist. Der gesteuerte Oszillator ist zur Bildung der digitalen PLL-Struktur über einen Schleifenfilter, einen Phasendetektor und einen Mod 2 p Schaltkreis mit dem Subtrahierer verbunden. Der Subtrahierer und der Mod 2 p Schaltkreis entspricht dem Phasenvergleicher in einer klassischen PLL (dort meist als EXOR-Gatter ausgebildet). Die Eingangssignale des Subtrahierers repräsentieren die Phasenlage des realen Eingangssignals relative zum Lokaloszillator (f₀) sowie die durch den Integrator erzeugte Phaselage. Hingegen existiert hier ein reales VCO-Signal als Sinusschwingung nicht. Es könnte in der realen Schaltung auf den Mod 2 p Schaltkreis verzichtet werden, da beim Kreis sich die Zählweise des Winkels nach 360° entsprechend 2 p (rad) wiederholt. Dabei wird beim Subtrahieren der Überlauf ignoriert.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, einen Empfangsschaltkreis zum Empfang eines Signals einer Frequenzumtastung möglichst zu verbessern.
Diese Aufgabe wird durch einen Empfangsschaltkreis mit den Merkmalen des unabhängigen Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen und in der Beschreibung enthalten.
Demzufolge ist ein Empfangsschaltkreis mit einem Demodulator zur Demodulation eines Signals einer Frequenzumtastung (FSK) vorgesehen. Vorzugsweise ist der Demodulator ein digitaler Demodulator, beispielsweise als Bestandteil eines digitalen Signalprozessors. Der Demodulator weist ein erstes Übertragungsglied, einen Subtrahierer, ein zweites Übertragungsglied, ein erstes Proportionalglied, einen ersten Integrator, einen Summierer, ein zweites Proportionalglied und einen zweiten Integrator auf. Unter einem Übertragungsglied wird dabei eine Einheit verstanden, die in Abhängigkeit von einem oder mehreren Eingangssignalen ein oder mehrere Ausgangssignals ausgibt. Unter einem Proportionalitätsglied wird dabei eine Einheit verstanden, die ein Eingangssignal mit einem Proportionalitätsfaktor multipliziert am Ausgang abgibt. Hingegen multipliziert ein Multiplizierer zwei Eingangssignale miteinander.
Das erste Übertragungsglied weist vorzugsweise eine Arkustangens-Funktion zur Wandlung eines Inphase-Signals und eines Qudraturphase-Signals in ein Phasensignal auf. Hierbei wird unter einer Arkustangens-Funktion auch jede Näherung verstanden. Beispielsweise werden die Werte der Arkustangensfunktion in einer Tabelle hinterlegt und der jeweils zugeordnete Funktionswert ausgelesen. Das Phasensignal kann auch als zeitabhängiges Winkelsignal bezeichnet werden. Das Inphase-Signal und das Quadraturphase-Signal liegen dabei jeweils an einem Eingang des ersten Übertragungsglieds an, hingegen wird am Ausgang das Phasensignal abgegeben. Das Inphase-Signal, das Quadraturphase-Signal und das Phasensignal sind dabei zeitabhängige abgetastete Signale.
Das zweite Übertragungsglied ist mit dem Subtrahierer, mit zumindest dem ersten Proportionalglied und einem Ausgang des Demodulators verbunden. Zwar ist eine Verbindung des Ausgangs des Demodulators mit dem Eingang des zweiten Übertragungsglieds möglich, bevorzugt ist jedoch vorgesehen, dass der Ausgang des Demodulators mit dem Ausgang des zweiten Übertragungsglieds verbunden ist. Das zweite Übertragungsglied weist vorzugsweise eine nichtlineare Übertragungsfunktion auf. Vorzugsweise ist die nichtlineare Übertragungsfunktion – beispielsweise ein Sinusfunktion – stetig. Alternativ kann das zweite Übertragungsglied auch eine lineare Übertragungsfunktion aufweisen. Es ist möglich, dass das zweite Übertragungsglied eine Proportionalität, – beispielsweise mit einem Proportionalitätsfaktor von 1 – aufweist.
Das erste Proportionalglied ist entweder mit dem Eingang des zweiten Übertragungsglieds bevorzugt jedoch mit dem Ausgang des zweiten Übertragungsglieds verbunden. Das zweite Proportionalglied ist bevorzugt mit dem Eingang oder mit dem Ausgang des ersten Proportionalglieds verbunden. Alternativ ist es ebenfalls möglich, dass das zweite Proportionalglied mit dem Eingang des zweiten Übertragungsglieds oder mit dem Ausgang des zweiten Übertragungsglieds verbunden ist.
Das erste Proportionalglied ist mit dem Summierer verbunden. Hierzu ist ein Ausgang des ersten Proportionalglieds vorzugsweise mit einem Eingang des Summierers verbunden. Vorzugsweise weist das Proportionalglied Mittel zur Schieben der Bitwerte seines Eingangssignals auf, was einer Multiplikation mit einer Zweier-Potenz entspricht.
Der erste Integrator ist mit dem Summierer und einem ersten Eingang des Subtrahierers verbunden. Ein Integrator integriert das anliegende Eingangssignal bezüglich der Zeit. Vorzugsweise sind der Ausgang des ersten Integrators mit dem ersten Eingang des Subtrahierers und der Eingang des ersten Integrators mit dem Ausgang des Summierers verbunden. Der erste Summierer wirkt zusammen mit dem ersten Proportionalglied, dem zweiten Proportionalglied und dem zweiten Integrator vorzugsweise ähnlich einem steuerbaren Oszillator einer klassischen PLL-Struktur.
Ein zweiter Eingang des Subtrahierers ist mit dem Ausgang des ersten Übertragungsglieds verbunden. Vorteilhafterweise vergleicht der Subtrahierer das Ausgangssignal des ersten Übertragungsglieds mit dem Ausgangssignal des ersten Integrators. Vorzugsweise ist der Subtrahierer des Demodulators ausgebildet das Ausgangssignal des ersten Integrators vom Ausgangssignal des ersten Übertragungsglieds zu subtrahieren.
Der Summierer ist mit dem zweiten Integrator verbunden. Vorzugsweise ist der Eingang des Summierers mit dem Ausgang des zweiten Integrators verbunden. Der zweite Integrator ist mit dem zweiten Proportionalglied verbunden. Vorzugsweise ist dabei der Eingang des zweiten Integrators mit dem Ausgang des zweiten Proportionalglieds verbunden. Der Eingang des zweiten Proportionalglieds ist vorzugsweise mit dem Eingang des ersten Proportionalglieds verbunden.
Der Ausgang des Demodulators ist mit einer Auswerteschaltung verbunden, so dass ein Eingang der Auswerteschaltung mit dem Ausgang des zweiten Übertragungsglieds verbunden ist. Bevorzugt ist der Ausgang des Demodulators mit einem Dezimierungsfilter der Auswerteschaltung verbunden. Der Dezimierungsfilter dient dazu, von einer hohen auf eine niedrige Abtastrate zu wechseln. Dabei müssen alle Signalkomponenten des Eingabesignals des Dezimierungsfilters, welche über der halben Ausgabeabtastrate liegen, durch den Dezimierungsfilter unterdrückt werden um Aliasing zu vermeiden.
Der Erfindung liegt weiterhin die Aufgabe zu Grunde ein möglichst verbessertes Verfahren zum Empfang anzugeben.
Diese Aufgabe wird durch das Verfahren mit den Merkmalen des unabhängigen Patentanspruchs 7 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen und in der Beschreibung enthalten.
Demzufolge ist ein Verfahren zum Empfangen eines Signals einer Frequenzumtastung (FSK) vorgesehen. Das Verfahren wird vorzugsweise mittels eines Ablaufs in einem digitalen Signalprozessor durchgeführt. Vorzugsweise werden die folgenden Verfahrenschritte fortlaufend ausgeführt.
Ein Phasensignal wird aus einem Inphase-Signal und einem Quadraturphase-Signal berechnet. Hierzu wird vorzugsweise eine Arcustangens-Funktion verwendet. Die Arcustangens-Funktion kann dabei durch eine Rechenoperation oder durch Auslesen von in einer Tabellen hinterlegten Werten für zugeordnete Eingangswerte erfolgen. Dabei kann eine Symmetrie der Arcustangens-Funktion ausgenutzt werden.
Von dem Phasensignal wird ein Rückkopplungssignal zur Bildung eines Differenzsignals subtrahiert. Das Rückkopplungssignal wird dabei aus dem Differenzsignal durch Rückkopplung mittels einer PLL-Struktur gewonnen.
Ein Ausgangssignal des Demodulators wird mittels einer Übertragungsfunktion aus dem Differenzsignal bestimmt. Vorzugsweise ist die Übertragungsfunktion nichtlinear. Besonders bevorzugt ist die Übertragungsfunktion in einem mittleren Bereich linear und in Bereichen, die an den mittleren angrenzenden Bereichen konstant und/oder betragsmäßig fallend. Vorzugsweise wird durch eine nichtlineare Übertragungsfunktion eine Begrenzung des Ausgangssignals bewirkt.
Das Ausgangssignal wird mit einer Auswerteschaltung ausgewertet um die übertragenen Informationen – beispielsweise eine Abfolge von Bits – zu erhalten. Vorzugsweise wird zur Auswertung das Ausgangssignal des Demodulators durch einen Dezimierungsfilter verarbeitet. Durch die Verarbeitung mit dem Dezimierungsfilter wird von einer hohen auf eine niedrige Abtastrate gewechselt. Dabei werden alle Signalkomponenten des Eingabesignals des Dezimierungsfilters, welche über der halben Ausgabeabtastrate liegen, durch den Dezimierungsfilter unterdrückt.
Zur Bildung eines Summensignals werden ein erstes Signal und ein zweites Signal addiert. Das erste Signal wird durch Multiplikation des Ausgangssignals oder des Differenzsignals mit einem ersten Proportionalitätsfaktor gebildet. Das zweite Signal wird durch Multiplikation des Ausgangssignals oder des ersten Signals oder des Differenzsignals mit einem zweiten Proportionalitätsfaktor und folgender Integration gebildet.
Vorteilhafterweise wirken die Multiplikation des Ausgangssignals oder des ersten Signals oder des Differenzsignals mit einem zweiten Proportionalitätsfaktor und die folgende Integration des multiplizierten Ausgangssignals als Proportional-Integral-Regler. Mittels des Proportional-Integral-Reglers wird vorzugsweise ein Frequenzoffset bei der Demodulation berücksichtigt. Auch ist es möglich den Proportional-Integral-Regler durch ein Differential-Glied zu einem Proportional-Integral-Differential-Regler zu erweitern.
Das Rückkopplungssignal wird durch Integration des Summensignals gebildet. Dabei wird durch die Integration ein frequenzbezogenes Signal in ein phasenbezogenes Signal gewandelt, so dass mittels der Subtraktion zwei phasenbezogene Signale voneinander subtrahiert werden.
Zwar ist prinzipiell eine serielle Abarbeitung der Verfahrensschritte möglich, wenn beispielsweise eine arithmetisch-logische Einheit (englisch arithmetic logic unit, daher oft abgekürzt ALU) verwendet wird, bevorzugt ist jedoch vorgesehen, dass die Verfahrensschritte parallel – beispielsweise in einer Signalprozessorarchitektur – abgearbeitet werden.
Der Erfindung liegt weiterhin die Aufgabe zu Grunde, eine Verwendung eines ersten Proportionalitätsglieds und eines zweiten Proportionalitätsglieds einer digitalen PLL-Struktur anzugeben.
Diese Aufgabe wird durch eine Verwendung mit den Merkmalen des unabhängigen Patentanspruchs 18 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in der Beschreibung angegeben.
Demzufolge ist eine Verwendung eines ersten Proportionalitätsglieds und eines zweiten Proportionalitätsglieds einer digitalen PLL-Struktur eines Demodulators zur Einstellung des Ausgangssignals einer Demodulation eines Signals einer Frequenzumtastung vorgesehen. In die digitale PLL-Struktur ist ein Proportional-Integral-Regler (PI) zur Offsetkompensation einer insbesondere von 0 Hz abweichenden Mittenfrequenz in der digitalen PLL-Struktur. integriert. Das Ausgangssignal am Ausgang der digitalen PLL-Struktur entspricht dabei dem Winkel f. Die Frequenz f berechnet sind hingegen zu
Unter der Mittenfrequenz wird dabei eine Frequenz verstanden, die zwischen zwei durch Frequenzumtastung erzeugten Frequenzen liegt.
Vorzugsweise ist die PLL-Struktur als digitaler Schaltkreis in einem Halbleiterchip monolithisch integriert.
Die im Folgenden beschriebenen Weiterbildungen beziehen sich sowohl auf den Empfangsschaltkreis, als auch auf die Verwendung des ersten Proportionalitätsglieds und des zweiten Proportionalitätsglieds der digitalen PLL-Struktur als auch auf das Verfahren zum Empfang eines Signals einer Frequenzumtastung.
In vorteilhaften Ausgestaltungsvarianten ist der Eingang des zweiten Proportionalglieds mit dem Eingang oder dem Ausgang des ersten Proportionalglieds verbunden ist. Wird der Eingang des zweiten Proportionalglieds mit dem Ausgang des ersten Proportionalglieds verbunden, bewirkt eine Veränderung des ersten Proportionalitätsfaktors ebenfalls eine Änderung des Signals am Ausgang des zweiten Proportionalitätsglieds. Ist hingegen der Eingang des zweiten Proportionalglieds mit dem Eingang des ersten Proportionalglieds verbunden, kann das Signal am Ausgang des zweiten Proportionalitätsglieds unabhängig von dem ersten Proportionalitätsfaktor eingestellt werden.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung ist vorgesehen, dass das erste Proportionalitätsglied zur veränderbaren Einstellung eines ersten Proportionalitätsfaktors ausgebildet ist. Gemäß einer anderen bevorzugten Weiterbildung ist vorgesehen, dass das zweite Proportionalitätsglied zur veränderbaren Einstellung eines zweiten Proportionalitätsfaktors ausgebildet ist. Vorzugsweise wird der erste und/oder zweite Proportionalitätsfaktor in Zweier-Potenzschritten eingestellt.
In einer anderen Weiterbildung ist vorgesehen, dass das zweite Übertragungsglied zur veränderbaren Einstellung seiner Übertragungsfunktion ausgebildet ist. Beispielsweise ist eine Umschaltung zwischen zwei Übertragungsfunktionen, beispielsweise einer linearen Übertragungsfunktion und eine nicht-linearen Übertragungsfunktion, möglich.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung ist vorgesehen, dass das dezimierte Signal zur Ausgabe von Daten ausgewertet wird. Dabei erfolgt eine Filterung in Abhängigkeit von der Datenrate. Das erhaltene Signal wird zur Auswertung mit einem Referenzwert der bei geeigneter Kodierung der Mittenfrequenz entspricht – beispielsweise Null – verglichen. Das daraus resultierende Signal wird nach Zeiten – beispielsweise Flankenabständen und/oder Flankenpositionen – bewertet und daraus werden die gewünschten Daten dekodiert.
Bevorzugt werden der erste Proportionalitätsfaktor und/oder der zweite Proportionalitätsfaktor zeitabhängig und/oder in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal eingestellt. Eine zeitabhängige Einstellung erfolgt beispielsweise, wenn das Verhalten des Übertragungssystems und des Demodulators für die Applikation in Bereichen vorausbestimmbar sind. Vorzugsweise ist in diesem Fall die Umtastung für beide Umtastungssignale der FSK gleich gewichtet. Hierzu kann beispielsweise ein Manchester-Code verwendet werden, so das der Mittelwert am Ausgang des Demodulators im eingeregelten Zustand idealerweise Null wäre. Beispielsweise kann in einer einfachen Applikation anhand einer vorherbestimmbaren Ausregelung eines maximal möglichen Frequenzoffsets der erste Proportionalitätsfaktor und/oder der zweite Proportionalitätsfaktor anhand von Zeitpunkten der vorherbestimmbaren Ausregelung zeitabhängig eingestellt werden.
Alternativ oder in Kombination ist eine Einstellung in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des Demodulators möglich. Beispielsweise kann eine vorgegebene zeitabhängige Einstellung mittels einer Messung des Ausgangssignals verifiziert und ggf. abgeändert werden.
In einer besonders vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung sind der erste Proportionalitätsfaktor und der zweite Proportionalitätsfaktor zumindest temporär einander zugeordnet. Zur Zuordnung wird beispielsweise eine Tabelle verwendet. Vorteilhafterweise sind der erste Proportionalitätsfaktor und der zweite Proportionalitätsfaktor über eine Funktion voneinander abhängig. Besonders bevorzugt wird der zweite Proportionalitätsfaktor zumindest temporär gleich dem Quadrat des ersten Proportionalitätsfaktors eingestellt.
In einer ersten Ausgestaltungsvariante ist vorteilhafterweise vorgesehen, dass ein erster Anfangswert des ersten Proportionalitätsfaktors größer ist als ein späterer eingestellter Wert des ersten Proportionalitätsfaktors insbesondere in einem eingeregelten Zustand. In einer zweiten auch kombinierbaren Ausgestaltungsvariante ist vorteilhafterweise vorgesehen, dass ein zweiter Anfangswert des zweiten Proportionalitätsfaktors größer ist als ein späterer eingestellter Wert des zweiten Proportionalitätsfaktors insbesondere in einem eingeregelten Zustand. Vorzugsweise nehmen der erste Proportionalitätsfaktor und/oder der zweite Proportionalitätsfaktor bis zum eingeregelten Zustand zumindest über einen Zeitbereich schrittweise ab. Der eingeregelte Zustand wird dabei vorteilhafterweise dann erreicht, wenn der Frequenzoffset im Wesentlichen kompensiert ist. Hierbei ist die Mittenfrequenz in einem Bereich um 0 Hz.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildungsvariante ist vorgesehen, dass für verschiedene Empfangssignale der zweite Anfangswert des zweiten Proportionalitätsfaktors für eine erste Anzahl von Abtastpunkten pro Bit eines ersten Empfangssignals größer ist als für eine zweite Anzahl von Abtastpunkten pro Bit eines zweiten Empfangssignals, wenn die erste Anzahl von Abtastpunkten pro Bit kleiner ist als die zweite Anzahl von Abtastpunkten pro Bit. Demzufolge ist der Anfangswert um so größer je kleiner die Anzahl von Abtastpunkten pro Bit für die jeweilige Applikation ist. Dabei sind die zugehörige Abtastrate und die zugehörige Datenrate zwar variable aber bei sind bekannt. Beispielsweise kann die Anzahl der Abtastpunkte pro Bit je nach Abtastrate und Datenrate zwischen 6 und 1000 variieren. Je weniger Abtastpunkte pro Bit vorgesehen sind, um so schneller sollte vorzugsweise der eingeregelte Zustand durch diese Weiterbildungsvariante erreicht werden, um möglichst keine Bitinformationen zu verlieren.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung ist vorgesehen, dass der erste Anfangswert des ersten Proportionalitätsfaktors 1 ist. In einer anderen, auch kombinierbaren Ausgestaltung ist vorgesehen, dass der zweite Anfangswert des zweiten Proportionalitätsfaktors 3/4, 1/2, 3/8, 1/4 oder 1/8 ist. In wiederum einer anderen, auch kombinierbaren Ausgestaltung ist vorgesehen, dass zur Einstellung der erste Proportionalitätsfaktor und/oder der zweite Proportionalitätsfaktor in Stufen geschaltet wird. Die Stufen sind dabei bevorzugt gemäß der Funktion 2^–N, wobei N = 0, 1, 2, 3, 4, 5 usw. Für eine feinere Abstufung wird bevorzugt 2^–N + 2^–N–1, wobei N = 0, 1, 2, 3, 4, 5 usw. verwendet.
Bevorzugt wird der erste Proportionalitätsfaktor und/oder der zweite Proportionalitätsfaktor schrittweise auf kleinere Werte eingestellt. Die Einstellung auf kleinere Werte erfolgt vorzugsweise bis ein vorgebbarer erster Zielwert des ersten Proportionalitätsfaktors erreicht wird und/oder bis ein vorgebbarer zweiter Zielwert des zweiten Proportionalitätsfaktors erreicht wird. Der erste Zielwert ist vorteilhafterweise abhängig von gemessener Amplitude am Ausgang des Demodulators.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildungsvariante ist vorgesehen, dass für verschiedene Empfangssignale verschiedener Applikationen ein zweiter Zielwert des zweiten Proportionalitätsfaktors für ein erstes Verhältnis von Datenrate zu Abtastrate für eine erste Applikation größer ist als für ein zweites Verhältnis von Datenrate zu Abtastrate für eine zweite Applikation, wenn das erste Verhältnis größer ist als das zweite Verhältnis. Demzufolge ist der Zielwert um so größer je größer das Verhältnis von Datenrate zu Abtastrate für die jeweilige Applikation ist.
Idealerweise hätte eine Amplitudenmodulation keine Wirkung auf die Demodulation des Frequenzumtasteten Signals. Beispielsweise durch Störungen verursachte signifikante Amplitudenschwankungen, die eine höhere Frequenz als eine Amplitudenmodulation aufweisen beeinflussen jedoch ebenfalls die Signale in der Regelschleife der digitalen PLL-Struktur. Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung ist vorgesehen, dass der erste Proportionalitätsfaktor in Abhängigkeit von ermittelten Amplitudenschwankungen des Eingangssignals des Demodulators angepasst wird. Hierzu werden die Amplitudenschwankungen des Eingangssignals gemessen. Durch die Anpassung des ersten Proportionalitätsfaktors wird das Signal während der Amplitudenschwankung niedriger gewichtet um die Wahrscheinlichkeit von Demodulationsfehler zu verringern. Zur Ausfilterung der Amplitudenschwankungen weist die Auswerteschaltung vorzugsweise eine Tiefpasscharakteristik auf.
Gemäß einer Ausgestaltung wird ein Offset des Differenzsignals oder ein hierzu zumindest temporär korrelierendes Signal wie beispielsweise die Amplitude am Ausgang des Demodulators bestimmt. Bei einem Offset ist der Mittelwert des Differenzsignals von Null verschieden. Vorzugsweise wird dabei in Abhängigkeit von dem bestimmten Offset der erste Proportionalitätsfaktor eingestellt. Die Abhängigkeit ist beispielsweise durch eine Funktion oder eine dem bestimmten Offset zugeordnete Wertetabelle des ersten und/oder zweiten Proportionalitätsfaktors definiert.
Die zuvor beschriebenen Weiterbildungsvarianten sind sowohl einzeln als auch in Kombination besonders vorteilhaft. Dabei können sämtliche Weiterbildungsvarianten untereinander kombiniert werden. Einige mögliche Kombinationen sind in der Beschreibung der Ausführungsbeispiele der Figuren erläutert. Diese dort dargestellten Möglichkeiten von Kombinationen der Weiterbildungsvarianten sind jedoch nicht abschließend.
Im Folgenden wird die Erfindung durch ein Ausführungsbeispiele anhand einer zeichnerischen Darstellung näher erläutert.
Dabei zeigen
1 einen schematischen Blockschaltplan einer Empfangseinrichtung,
2 einen detaillierten Ausschnitt des schematischen Blockschaltplans der 1,
3 Übertragungsfunktionen unterschiedlicher Ausführungsbeispiele, und
4 eine schematisches Diagramm eines Ausgangssignals an einem Ausgang des Demodulators.
In 1 ist ein Empfangssystem durch ein Blockschaltbild schematisch dargestellt. Eine Antenne 100 ist an einer so genannten Frontend-Schaltung 10 angeschlossen, die die Analogschaltkreise 11 und 12 und den Analog-Digital-Umsetzer 13 aufweist. Dabei wird das empfangene Antennensignal zunächst mittels des Verstärkers 11 (engl. LNA – Low Noise Amplifier) verstärkt und dem Mischer 12 zugeführt. Mittels eines Signals LO eines lokalen Oszillators wird das verstärkte Signal auf eine Zwischenfrequenz von beispielsweise 1 MHz heruntergemischt. Dieses heruntergemischte Signal wird nachfolgend von dem Analog-Digital-Umsetzer 13 mittels der Abtastfrequenz f_s analog-digital gewandelt. Vorzugsweise sind das Signal 10 des lokalen Oszillators und die Abtastfrequenz f_s einander zugeordnet, beispielweise voneinander abhängig.
Das digitale Signal gelangt von der Eingangs-Schaltung 10 zu einem Bandpass 20, dessen Eckfrequenzen programmierbar sind. Vorzugsweise erfolgt die Abstimmung der Eckfrequenzen des Bandpasses 20 in Abhängigkeit von der gewählten Abtastfrequenz f_s. Der Bandpass 20 kann auch als Zwischenfrequenzfilter oder als Kanalfilter bezeichnet werden. Nachfolgend ist es das Ziel das digitale Zwischenfrequenzsignal auf 0 Hz weiter digital herunter zu mischen. Dies erfolgt beispielsweise im Filter 20 mittels eines weiteren Signals eines lokalen Oszillators, dessen Frequenz der Zwischenfrequenz entspricht. Das weitere Signal ist dabei vorzugsweise auf das Signal LO des lokalen Oszillators abgestimmt ist. Am Ausgang des Bandpasses 20 steht damit ein digitales Inphase-Signal I und ein digitales Quadraturphasesignal Q zu Verfügung.
Der Ausgang des Bandpasses 20 ist mit dem Eingang eines Demodulators 30 verbunden, der das frequenzumgetastete Signal demoduliert. Ein demoduliertes Signal am Ausgang A des Demodulators 30 gelangt anschließend zu einer mit dem Ausgang A des Demodulators 30 verbundenen Auswerteschaltung 40, die eine Signalverarbeitung durchführt und die Informationen der Ausgangswerte des Demodulators 30 auswertet. Hierzu weist die Auswerteschaltung einen Dezimierungsfilter auf, der mit dem Ausgang A des Demodulators 30 verbunden ist. Das dezimierte Signal wird zur Ermittlung der übertragenen Daten ausgewertet. Eine detailliertere Darstellung des Demodulators 30 ist in 2 gezeigt.
Der Demodulator 30 weist zwei Eingänge für das Inphase-Signal I und das Qudaraturphase-Signal Q auf, die mit dem Bandpass 20 verbunden sind. Das Inphase-Signal I und das Qudaraturphase-Signal Q gelangen zu einem mit den Eingängen verbundenen ersten Übertragungsglied 1, das eine Arkustangensfunktion aufweist. Am Ausgang des ersten Übertragungsgliedes 1 wird demzufolge ein zeitabhängiges Phasensignal f(t) abgegeben. Das zeitabhängiges Phasensignal f(t) hat dabei einen Wertebereich von –p bis p. Die Auflösung der Winkel beträgt beispielweise 7 bit, so dass zu 2 p oder 360° 128 Werte zugeordnet sind.
Das zeitabhängige Phasensignal f(t) gelangt zu einem mit dem Ausgang des ersten Übertragungsgliedes 1 verbundenen Subtrahierer 2. Der Subtrahierer 2 vergleicht das zeitabhängige Phasensignal f(t) mit einem zeitabhängigen Rückkopplungssignal f'(t) durch Subtraktion der Signale.
Der Ausgang des Subtrahierers 2 ist mit einem zweiten Übertragungsglied 3 verbunden. Die Übertragungsfunktion des zweiten Übertragungsglieds 3 ist vorteilhafterweise parametrierbar. Im Ausführungsbeispiel der 2 weist das zweite Übertragungsglied eine nicht-lineare Übertragungsfunktion auf. Mögliche Übertragungsfunktionen des zweiten Übertragungsglieds 3 sind beispielhaft in der 3 schematisch dargestellt. Dabei ist der Ausgangswert A (Ordinate) des zweiten Übertragungsglieds 3 bezüglich des Eingangswertes E (Abszisse) des zweiten Übertragungsglieds 3 dargestellt.
Im Bereich des Eingangswertes 0 weisen alle Übertragungsfunktionen U1, U2, U3 und U4 eine zumindest näherungsweise lineare Übertragungsfunktion auf. Diese weichen für größere Eingangswerte E jedoch von einer Geraden lin ab. Eine erste Ausgestaltungsvariante sieht als Übertragungsfunktion U1 eine Sinusfunktion vor. Hingegen sieht eine zweite Ausgestaltungsvariante ab einem Eingangswert von E_max bzw. E_min eine betragsmäßig fallende Funktion vor. In einer dritten Ausgestaltungsvariante wird ab dem Eingangswert von E_max bzw. E_min ein konstanter Ausgangswert zugeordnet. Die vierte Ausgestaltungsvariante sieht hingegen eine der Sinusfunktion angenäherte Übertragungsfunktion vor, die jedoch mittels binäre Logik einfacher zu realisieren ist. Dabei ist in der vierten Ausgestaltungsvariante zwischen dem linearen Bereich um den Eingangswert 0 und der betragsmäßig fallenden Funktion den Eingangswerten ein konstanter Ausgangswert zugeordnet.
Wie in 2 weiterhin dargestellt weist der Demodulator 30 ein erstes Proportionalglied 4 und einen ersten Integrator 5 auf, die über einen Summierer 6 miteinander verbunden sind. Das Proportionalglied 4 ist weiterhin mit dem zweiten Übertragungsglied 3 und dem Ausgang A des Demodulators 30 verbunden.
Der Ausgang des Integrators 5 gibt das zeitabhängige Rückkopplungssignal f'(t) an einen Eingang des Subtrahierers 2 ab. Die Schleife aus Subtrahierer 2, erstem Übertragungsglied 3, erstem Proportionalglied 4 und erstem Integrator 5 weist dabei bezogen auf das Ausgangssignal am Ausgang A und auf die Eingangsfrequenz annähernd Proportional-Regler Eigenschaften auf.
Das zeitabhängige Phasensignal f(t) weist im Idealfall eine Frequenz von nominal 0 Hz auf. In diesem Idealfall führt die Frequenzumtastung zur wechselweisen Ausgabe von zwei Winkelwerten, wobei vorteilhafterweise für binäre Daten ein Winkel einer binären Eins und ein anderer Winkel einer binären Null zugeordnet sind. Jedoch können die zur Verfügung stehenden Sender voneinander abweichen oder der Übertragungskanal ändert sich. In diesem nicht idealen, aber praktisch relevanten Fall tritt ein Frequenzoffset (beispielsweise 50 kHz) am Ausgang des ersten Übertragungsgliedes 1 auf, der wieder auf 0 Hz nominal zurückgeregelt werden soll, so dass im eingeregelten Zustand der Frequenzoffset in einem Bereich um 0 Hz liegt. Zu Beginn einer Empfangssequenz soll der Frequenzoffset, der u. U. deutlich größer sein kann als der Frequenzhub des zu empfangenen Signals, erfasst und kompensiert werden.
Hierzu weist der Demodulator 30 ein zweites Proportionalglied 7 und einen zweiten Integrator 8 auf, die zusammen mit der Schleife aus erstem Integrator 5, Subtrahierer 2 und zweiten Übertragungsglied 3 als Proportional-Integral-Regler wirken, der den Frequenzoffset auf 0 Hz nominal herausregelt. Bei einem schwachen empfangenen Eingangssignal mit hohem Rauschanteil sind die einzelnen Abtastwerte relativ großen statistischen Schwankungen unterworfen. Daher werden diese vorzugsweise gemittelt. Die Mittelung wird durch den zweiten Integrator 8 bewirkt. Das zweite Proportionalitätsglied 7 bestimmt durch seine Gewichtung wie viele Abtastwerte für einen ersten Integrationsschritt einbezogen werden. Die Anzahl der Abtastwerte hängt dabei von der zur Verfügung stehenden Zeit ab. Wenige Abtastwerte pro Bit – z. B. 6 Abtastungen – ermöglichen daher nur eine Gewichtung von wenigen Abtastwerten. Eine große Anzahl von Abtastwerten pro Bit – z. B. 800 – ermöglicht hingegen eine Gewichtung von vielen Abtastwerten. Die Abtastwerte pro Bit sind dabei eine Funktion der Abtastrate und der Datenrate.
Dabei ist der Eingang des zweiten Proportionalglieds 7 mit dem Ausgang des zweiten Übertragungsglieds 3 und der Ausgang des zweiten Proportionalglieds 7 mit einem Eingang des zweiten Integrators 8 und ein Ausgang des zweiten Integrators 8 mit dem Summierer 6 verbunden. Alternativ ist der Eingang des zweiten Proportionalglieds 7 mit dem Ausgang des ersten Proportionalglieds 4 (in 2 strichpunktliniert dargestellt) oder mit dem Ausgang des Subtrahierers 2 (in 2 strichliniert dargestellt) verbunden.
Vorzugsweise sind das erste Proportionalitätsglied 4 und/oder das zweite Proportionalitätsglied 7 zur Einstellung eines ersten Proportionalitätsfaktors des ersten Proportionalitätsfaktors des ersten Proportionalitätsglieds 4 und/oder eines zweiten Proportionalitätsfaktors des zweiten Proportionalitätsglieds 7 ausgebildet. In mehreren Schritten der Einstellung wird der erste Proportionalitätsfaktor des ersten Proportionalitätsglieds 4 schrittweise verkleinert. Hierdurch wird die Empfindlichkeit des Demodulators 30 erhöhte und ein größeres Signal wird am Ausgang A der Regelschleife bei verbliebenem Offset abgegeben. Das zweite Übertragungsglied 3 darf dabei nicht übersteuert werden. Die Einstellung des zweiten Proportionalitätsfaktors des zweiten Proportionalitätsglieds 7 richtet sich nach regelungstechnischen Kriterien, wie der Stabilität und dem gewünschtem Einschwingverhalten – beispielsweise ein Einschwingverhalten nach Art eines asymptotischen Grenzfalls. Der Zielwert des ersten Proportionalitätsfaktors ist abhängig von dem Frequenzhub der FSK-Modulation relativ zur Abtastrate. Dadurch kann überraschenderweise erreicht werden, dass am Ausgang A bei verschiedenen Bedingungen – insbesondere verschiedenen Frequenzhüben oder verschiedenen Abtastraten die Demodulation des Signals zu einer Signalamplitude am Ausgang A führt, die in einem vorzugsweise engtoleranten Amplitudenbereich liegt. Dies bietet den überraschenden Effekt für die folgende Signalverarbeitung, dass eine relativ grobe Quantisierung ausreichend ist. Alternativ können der erste Proportionalitätsfaktor und/oder der zweite Proportionalitätsfaktor adaptiv angepasst werden, wenn beispielsweise der Frequenzhub empfangsseitig unbekannt ist.
Da der Ausgang A des Demodulators 30 dem Subtrahierer 2 nachgeschaltet ist und wie im Ausführungsbeispiel der 2 mit dem zweiten Übertragungsglied 3 verbunden ist, wird der überraschende Effekt erzielt, dass das Signal am Ausgang A im eingeregelten Zustand keinen Frequenzoffset enthält. Der Frequenzoffset ist am Ausgang A im eingeregelten Zustand nicht vorhanden. Zusätzlich wird durch die Einstellbarkeit der Proportionalitätsfaktoren des ersten Proportionalitätsglieds 4 und des zweiten Proportionalitätsglieds 7 die für den Fachmann überraschende Wirkung erzielt, dass das Ausgangssignal am Ausgang A mittels der einstellbaren Proportionalitätsfaktoren in weiten Grenzen einstellbar ist.
Zu Beginn einer Demodulation ist der Frequenzoffset im Allgemeinen unbekannt. Jedoch ist vorteilhafterweise der Frequenzoffset nicht wesentlich größer als die halbe Bandbreite des Bandpassfilters 20. In diesem nicht eingeregeltem Zustand wird die Empfindlichkeit des Demodulators 30 gering eingestellt, indem der erste Proportionalitätsfaktor des ersten Proportionalitätsglieds 4 auf den Wert eins eingestellt wird. Die Verstärkung bedingt durch die starke Rückkopplung über das erste Proportionalitätsglied 4 ist dementsprechend gering. Dies verhindert eine Übersteuerung des Demodulators 30. Hingegen der Proportionalitätsfaktor des zweiten Proportionalitätsglieds 7 zu Beginn vorzugsweise kleiner als der Wert eins eingestellt, um eine Kompensation des Frequenzoffsets zu erreichen. Der Proportionalitätsfaktor des zweiten Proportionalitätsglieds 7 wird dabei angepasst an die Datenrate und einer Mittelung aus mehreren Samples.
Später, im eingeregelten Zustand, wenn der Frequenzoffset im Wesentlichen kompensiert ist, wird der erste Proportionalitätsfaktor über Zwischenschritte auf einen konstanten Sollwert eingestellt, der für die gewünschte Applikation die Empfindlichkeit des Demodulators festlegt. Der erste Proportionalitätsfaktor ist dabei vorzugsweise von einem Verhältnis von Frequenzhub zur Abtastfrequenz abhängig. Der zweite Proportionalitätsfaktor wird im eingeregelten Zustand hingegen auf einen sehr kleinen Wert – beispielsweise 1/64 – oder auf den Wert Null gesetzt.
Die 4 zeigt schematisch einen Signalverlauf des Ausgangssignals A_S am Ausgang A des Demodulators bezüglich der Zeit t. Dargestellt ist das Ausgangssignals A_S in einem Fenster zwischen zwei Bereichen G+ und G–, die eine Aussteuerungsreserve bilden. Wird beispielsweise ein Gesamtwertebereich von 128 Quantisierungsstufen verwendet, so wird in dem Fenster beispielsweise ein Bereich von +/– 50 Quantisierungsstufen verwendet, so dass die zwei Bereiche G+ und G– 14 bzw. 13 Quantisierungstufen aufweisen. Zu Beginn zum Zeitpunkt t₀ weist das Ausgangssignals A_S einen maximalen Offset auf. Der Offset A_Off des Ausgangssignals A_S ist in 4 strichliniert schematisch dargestellt. Dabei wird der Offset weder berechnet noch ausgegeben und ist in 4 ausschließlich zur Erläuterung eingezeichnet. Zum Zeitpunkt t₁ wird der erste Proportionalitätsfaktor von dem Wert eins auf den Wert einhalb halbiert. Demzufolge verdoppelt sich nach kurzer Einschwingverzögerung die Amplitude des Ausgangssignals A_S. Zum Zeitpunkt t₂ ist der Offset soweit zurückgeregelt, dass der erste Proportionalitätsfaktor abermals halbiert werden kann, so dass die Amplitude dem Aussteuerungsfenster angepasst ist. Zum Zeitpunkt t3 ist der Offset überwiegend herausgeregelt, so dass in diesem eingeregelten Zustand der Offset in einem Bereich um den Wert Null oder genau auf Null geregelt ist.
Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausgestaltungsvarianten der 1 bis 4 beschränkt. Beispielsweise ist es möglich den zweiten Proportionalitätsfaktor im eingeregelten Zustand derart einzustellen, dass eine geringe Nachregelung möglich ist. Auch ist es möglich, dass beispielsweise das zweite Übertragungsglied 3 eine lineare Übertragungsfunktion, beispielsweise A = E aufweist. Die Funktionalität des Schaltkreises gemäß 2 kann besonders vorteilhaft für ein universelles Funksystem verwendet werden.

1, 3: Übertragungsglied
2: Subtrahierer
4, 7: Proportionalglied
5, 8: Integrator
6: Summierer
10: Eingangsschaltkreis
11, LNA: Verstärker
12: Mischer
13, ADC: Analog-Digital-Umsetzer
20, BP: Bandpass
30: Demodulator für ein Frequenzumtastetes Signal
40: Auswerteschaltung
100: Antenne
A: Ausgang des FSK-Demodulators
A_S: Ausgangssignal am Ausgang des FSK-Demodulators
A_Off: zu regelnder Anteil des Ausgangssignal
G+, G–: Aussteuerungsreservebereich
t₀, t₁, t₂, t₃: Zeitpunkte

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

- IEICE Trans. Commun., VOL. 84-B, NO. 1, pp. 26–35, Jan. 2001, "Demodulator of CPFSK and GMSK Signals using Digital Signal Processing DPLL with Sequence Estimator" [0004]

Claims

Empfangsschaltkreis, der einen Demodulator (30) zur Demodulation eines Signals einer Frequenzumtastung (FSK), – mit einem ersten Übertragungsglied (1), – mit einem Subtrahierer (2), – mit einem zweiten Übertragungsglied (3), – mit einem ersten Proportionalglied (4), – mit einem ersten Integrator (5), – mit einem Summierer (6), – mit einem zweiten Proportionalglied (7) und – mit einem zweiten Integrator (8) aufweist, – bei dem das erste Übertragungsglied (1) eine Arkustangens-Funktion aufweist zur Wandlung eines Inphase-Signals (I) und eines Qudraturphase-Signals (Q) in ein Phasensignal (f(t)), – bei dem das zweite Übertragungsglied (3) mit dem Subtrahierer (2), mit zumindest dem ersten Proportionalglied (4) und einem Ausgang (A) des Demodulators (30) verbunden ist und insbesondere eine nichtlineare Übertragungsfunktion aufweist, – bei dem das erste Proportionalglied (4) mit dem Summierer (6) verbunden ist, – bei dem der erste Integrator (5) mit dem Summierer (6) und einem ersten Eingang des Subtrahierers (2) verbunden ist, – bei dem ein zweiter Eingang des Subtrahierers (2) mit dem Ausgang des ersten Übertragungsglieds (1) verbunden ist, – bei dem der Summierer (6) mit dem zweiten Integrator (8) verbunden ist, – bei dem der zweite Integrator (8) mit dem zweiten Proportionalglied (7) verbunden ist, – wobei der Ausgang (A) des Demodulators (30) mit einer Auswerteschaltung (40) verbunden ist.
Empfangsschaltkreis nach Anspruch 1, bei dem der Eingang des zweiten Proportionalglieds (7) mit dem Eingang oder dem Ausgang des ersten Proportionalglieds (4) verbunden ist.
Empfangsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 oder 2, bei dem der Ausgang (A) des Demodulators (30) mit einem Dezimierungsfilter der Auswerteschaltung (40) verbunden ist.
Empfangsschaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das erste Proportionalitätsglied (4) zur veränderbaren Einstellung eines ersten Proportionalitätsfaktors (prop1) ausgebildet ist.
Empfangsschaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das zweite Proportionalitätsglied (7) zur veränderbaren Einstellung eines zweiten Proportionalitätsfaktors (prop2) ausgebildet ist.
Empfangsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem das zweite Übertragungsglieds (3) zur veränderbaren Einstellung der Übertragungsfunktion ausgebildet ist.
Verfahren zum Empfangen eines Signals einer Frequenzumtastung (FSK), – bei dem ein Phasensignal (f(t)) aus einem Inphase-Signal (I) und einem Quadraturphase-Signal (Q) berechnet wird, – bei dem von dem Phasensignal (f(t)) ein Rückkopplungssignal (f'(t)) zur Bildung eines Differenzsignals subtrahiert wird, – bei dem ein Ausgangssignal mittels einer vorzugsweise nichtlinearen Übertragungsfunktion aus dem Differenzsignal bestimmt wird, – bei dem das Ausgangssignal mit einer Auswerteschaltung (40) ausgewertet wird, – bei dem zur Bildung eines Summensignals ein erstes Signal und ein zweites Signal addiert werden, – bei dem das erste Signal durch Multiplikation des Ausgangssignals oder des Differenzsignals mit einem ersten Proportionalitätsfaktor gebildet wird, – bei dem das zweite Signal durch Multiplikation des Ausgangssignals oder des ersten Signals oder des Differenzsignals mit einem zweiten Proportionalitätsfaktor und folgender Integration gebildet wird, und – bei dem das Rückkopplungssignal (f'(t)) durch Integration des Summensignals gebildet wird.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem zur Auswertung zuerst das Ausgangssignal mit einem Dezimierungsfilter verarbeitet und das dezimierte Signal zur Ausgabe von Daten ausgewertet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 oder 8, bei dem der erste Proportionalitätsfaktor und/oder der zweite Proportionalitätsfaktor zeitabhängig und/oder in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal eingestellt werden.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem der erste Proportionalitätsfaktor und der zweite Proportionalitätsfaktor zumindest temporär einander zugeordnet sind, insbesondere über eine Funktion voneinander abhängig sind, wobei insbesondere der zweite Proportionalitätsfaktor gleich dem Quadrat des ersten Proportionalitätsfaktors eingestellt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 9 oder 10, bei dem ein erster Anfangswert des ersten Proportionalitätsfaktors größer ist als ein späterer eingestellter Wert des ersten Proportionalitätsfaktors insbesondere in einem eingeregelten Zustand und/oder bei dem ein zweiter Anfangswert des zweiten Proportionalitätsfaktors größer ist als ein späterer eingestellter Wert des zweiten Proportionalitätsfaktors insbesondere in einem eingeregelten Zustand.
Verfahren nach Anspruch 11, bei dem für verschiedene Empfangssignale der zweite Anfangswert des zweiten Proportionalitätsfaktors für eine erste Anzahl von Abtastpunkten pro Bit eines ersten Empfangssignals größer ist als für eine zweite Anzahl von Abtastpunkten pro Bit eines zweiten Empfangssignals, wenn die erste Anzahl von Abtastpunkten pro Bit kleiner ist als die zweite Anzahl von Abtastpunkten pro Bit.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 oder 12, bei dem der erste Anfangswert 1 ist und/oder bei dem der zweite Anfangswert 3/4, 1/2, 3/8, 1/4 oder 1/8 ist und/oder bei dem zur Einstellung der erste Proportionalitätsfaktor und/oder der zweite Proportionalitätsfaktor in Stufen geschaltet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 13, bei dem der erste Proportionalitätsfaktor und/oder der zweite Proportionalitätsfaktor schrittweise auf kleinere Werte eingestellt wird, insbesondere bis ein vorgebbarer erster Zielwert (auch abhängig von gemessener Amplitude an A) des ersten Proportionalitätsfaktors erreicht wird und/oder bis ein vorgebbarer zweiter Zielwert des zweiten Proportionalitätsfaktors erreicht wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 14, bei dem für verschiedene Empfangssignale ein zweiter Zielwert des zweiten Proportionalitätsfaktors für ein erstes Verhältnis von Datenrate zu Abtastrate für ein erstes Empfangssignal größer ist als für ein zweites Verhältnis von Datenrate zu Abtastrate für ein zweites Empfangssignal, wenn das erste Verhältnis größer ist als das zweite Verhältnis.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 15, bei dem ein Offset des Differenzsignals oder ein hierzu zumindest temporär korrelierendes Signal (beispielsweise die Amplitude an A) bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem in Abhängigkeit von dem bestimmten Offset der erste Proportionalitätsfaktor eingestellt wird.
Verwendung eines ersten Proportionalitätsglieds (4) und eines zweiten Proportionalitätsglieds (7) einer digitalen PLL-Struktur eines Demodulators (30) zur Einstellung des Ausgangssignals einer Demodulation eines Signals einer Frequenzumtastung (FSK), bei der in die digitale PLL-Struktur ein Proportional-Integral-Regler (7, 8) mit dem zweiten Proportionalitätsglied (7) zur Offsetkompensation einer insbesondere von 0 Hz abweichenden Mittenfrequenz des Ausgangssignals der digitalen PLL-Struktur integriert ist.