DE102007035606A1

DE102007035606A1 - Verfahren zur Ansteuerung und Ansteuerschaltung für einen Schalter einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung

Info

Publication number: DE102007035606A1
Application number: DE102007035606A
Authority: DE
Inventors: Martin Feldtkeller; Michael Herfurth
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2007-02-08
Filing date: 2007-07-30
Publication date: 2008-08-14
Anticipated expiration: 2027-07-31
Also published as: DE102007035606B4

Abstract

Beschrieben wird ein Verfahren und eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden Schalters in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die Eingangsklemmen (101, 102) zum Anlegen einer Eingangsspannung (Vin) und Ausgangsklemmen (103, 104) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (Vout) aufweist. Der Schalter (12) wird hierbei zyklisch jeweils für eine Einschaltdauer (Ton) eingeschaltet und eine Ausschaltdauer (Toff) ausgeschaltet, wobei die Einschaltdauer (Ton) einen ersten Einschaltdauerabschnitt (T1) und einen sich an den ersten Einschaltdauerabschnitt (T1) unmittelbar anschließenden zweiten Einschaltdauerabschnitt (T2) aufweist. Eine Länge des ersten Einschaltdauerabschnitts (T1) ist dabei von dem Regelsignal (S30) abhängig und eine Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts (T2) ist wenigstens für einen vorgegebenen Wertebereich eines Momentanwertes der Eingangsspannung (Vin) proportional zu einem Quotienten mit einer ersten Funktion ersten Grades (N(Vin) dieses Momentanwertes im Nenner und einer zweiten Funktion ersten Grades (Z(Vin) des Momentanwertes im Zähler, wobei Funktionswerte der ersten Funktion (N(Vin) mit steigendem Momentanwert zunehmen.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung und eine Ansteuerschaltung für einen Schalter einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung (Power Factor Controller, PFC).
Eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung ist üblicherweise als Hochsetzsteller (Boost Converter) ausgebildet und umfasst ein induktives Speicherelement, eine an das induktive Speicherelement angeschlossene Gleichrichteranordnung zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung und einen an das induktive Speicherelement angeschlossenen Schalter. Der Schalter regelt die Stromaufnahme des induktiven Speicherelements abhängig von der Ausgangsspannung und ist so verschaltet, dass das Speicherelement bei geschlossenem Schalter Energie über Eingangsklemmen aufnimmt, und dadurch magnetisiert wird, und die aufgenommene Energie bei anschließend geöffnetem Schalter an die Gleichrichteranordnung abgibt, und dadurch entmagnetisiert wird.
Zur Regelung der Leistungsaufnahme, und damit der Ausgangsspannung, wird bei einem solchen Power Factor Controller ein Regelsignal erzeugt, das abhängig von der Ausgangsspannung ist und das insbesondere die Zeitdauern der Magnetisierungsphasen des induktiven Speicherelements bestimmt. Derartige Power Factor Controller sind beispielsweise beschrieben in US 6,043,633 , DE 100 32 846 A1 , US 6,388,429 , EP 1 387 476 A1 .
Die Eingangsspannung eines Power Factor Controllers ist üblicherweise eine gleichgerichtete Netzspannung und besitzt damit einen sinusbetragförmigen Spannungsverlauf. Die Regelung der Stromaufnahme soll bei einem Power Factor Controller idealerweise so erfolgen, dass ein Mittelwert eines Eingangs stromes proportional ist zu der anliegenden Eingangsspannung. Bei einer idealen Leistungsfaktorkorrekturschaltung, bei der die bei geschlossenem Schalter von dem induktiven Speicherelement aufgenommene Energie bei geöffnetem Schalter vollständig an die Gleichrichteranordnung abgegeben wird, kann dies erreicht werden, wenn die Einschaltdauer bei gleichbleibender Last auf einen von der Ausgangsspannung abhängigen Wert eingestellt wird und wenn der Schalter nach dem Öffnen dann wieder eingeschaltet wird, wenn das induktive Speicherelement energiefrei bzw. entmagnetisiert ist. Die Leistungsaufnahme ist dann proportional zum Quadrat der Eingangsspannung und besitzt einen sinusförmigen Verlauf mit einer Frequenz, die der doppelten Netzfrequenz entspricht.
Bei einer realen Leistungsfaktorkorrekturschaltung treten allerdings Verluste auf, die beispielsweise bedingt sind durch eine parallel zu dem Schalter vorhandene parasitäre Kapazität. Solche Verluste machen sich um so stärker bemerkbar, je kleiner der Momentanwert der Leistungsaufnahme ist und führen zu einer Verzerrung des Stromverlaufs des Eingangsstroms gegenüber dem sinusförmigen Verlauf der Netzspannung. Ein Klirrfaktor des Eingangsstromes ist dadurch deutlich größer als Null.
Um solche den Stromverlauf verzerrenden Verluste zu kompensieren, ist es bekannt, die Einschaltdauer gegenüber einer durch das Regelsignal eingestellten Einschaltdauer zu verlängern. Leistungsfaktorkorrekturschaltungen mit einer solchen Funktionalität sind beispielsweise beschrieben in der EP 1 189 485 B1 , der US 20040012347A1 oder der US 6,956,336 .
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung zur Verfügung zu stellen, das einfach realisierbar ist und das eine effiziente Reduktion des Klirrfaktors der Stromaufnahme bewirkt, und eine ein solches Verfahren realisierende Ansteuerschaltung für einen Schalter in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung zur Verfügung zu stellen.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und durch eine Ansteuerschaltung nach Anspruch 6 gelöst. Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden Schalters in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung aufweist, bei dem der Schalter zyklisch jeweils für eine Einschaltdauer eingeschaltet und eine Ausschaltdauer ausgeschaltet wird, bei dem ein von der Ausgangsspannung abhängiges Regelsignal erzeugt wird, und bei dem die Einschaltdauer einen ersten Einschaltdauerabschnitt und einen sich an den ersten Einschaltdauerabschnitt unmittelbar anschließenden zweiten Einschaltdauerabschnitt aufweist. Eine Länge des ersten Einschaltdauerabschnitts ist hierbei von dem Regelsignal abhängig, und eine Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts ist wenigstens für einen vorgegebenen Wertebereich eines Momentanwertes der Eingangsspannung proportional zu einem Quotienten mit einer ersten Funktion ersten Grades dieses Momentanwertes im Nenner und einer zweiten Funktion ersten Grades dieses Momentanwertes im Zähler, wobei Funktionswerte der ersten Funktion mit steigendem Momentanwert zunehmen.
Eine Ansteuerschaltung für einen die Leistungsaufnahme regelnden Schalter in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung aufweist, umfasst bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung einen Regelsignaleingang zum Zuführen eines Regelsignals, einen Eingangsspannungssignaleingang zum Zuführen eines von der Eingangsspannung abhängigen Signals und einen Ausgang zum Bereitstellen eines Ansteuersignals für den Schalter. Die An steuerschaltung umfasst außerdem Mittel zum zyklischen Erzeugen eines Einschaltpegels eines den Schalter ansteuernden Signals für eine Einschaltdauer, die einen ersten Einschaltdauerabschnitt und einen sich an den ersten Einschaltdauerabschnitt unmittelbar anschließenden zweiten Einschaltdauerabschnitt aufweist, wobei eine Länge des ersten Einschaltdauerabschnitts von dem Regelsignal abhängig ist und wobei eine Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts wenigstens für einen vorgegebenen Wertebereich eines Momentanwertes der Eingangsspannung proportional ist zu einem Quotienten mit einer ersten Funktion ersten Grades dieses Momentanwertes im Nenner und einer zweiten Funktion ersten Grades des Momentanwertes im Zähler, wobei Funktionswerte der ersten Funktion mit steigendem Momentanwert zunehmen.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert.
1 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung mit einem Schalter, einer Ansteuerschaltung zur Ansteuerung des Schalters und einer Regelanordnung zur Bereitstellung eines der Ansteuerschaltung zugeführten Regelsignals.
2 zeigt ein Realisierungsbeispiel der Regelanordnung.
3 veranschaulicht zeitliche Verläufe einer Netzspannung und eines Eingangsstromes einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, bei der keine Schaltungsmaßnahmen zur Reduktion eines Klirrfaktors des Eingangsstroms vorhanden sind.
4 veranschaulicht den zeitlichen Verlauf eines durch eine Ansteuerschaltung nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung erzeugten Ansteuersignals sowie daraus resultierende zeitliche Verläufe des Eingangsstroms und eines Magnetisierungssignals.
5 veranschaulicht die Erzeugung eines Einschaltdauerabschnitts des Ansteuersignals abhängig von einer Eingangsspannung der Leistungsfaktorkorrekturschaltung (5A) und Verläufe einer Zählerfunktion und einer Nennerfunktion, von denen die Einschaltdauer abhängig ist, abhängig von einer Eingangsspannung (5B).
6 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung mit einer ersten Signalerzeugungsschaltung zur Erzeugung eines ersten Einschaltdauerabschnitts und einer zweiten Signalerzeugungsschaltung zur Erzeugung eines zweiten Einschaltdauerabschnitts des Ansteuersignals.
7 zeigt ein Ausführungsbeispiel der ersten Signalerzeugungsschaltung.
8 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung.
9 veranschaulicht die Funktionsweise der zweiten Signalerzeugungsschaltung gemäß 8 anhand von zeitlichen Signalverläufen.
10 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung.
11 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung.
12 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung.
13 veranschaulicht die Funktionsweise der zweiten Signalerzeugungsschaltung gemäß 12 anhand von zeitlichen Signalverläufen.
14 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung.
15 zeigt eine Abwandlung der in 12 dargestellten zweiten Signalerzeugungsschaltung.
16 veranschaulicht die Funktionsweise der zweiten Signalerzeugungsschaltung gemäß 15 anhand von zeitlichen Signalverläufen.
17 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung.
18 veranschaulicht die Funktionsweise der in 17 dargestellten Ansteuerschaltung anhand von Signalverläufen.
19 veranschaulicht den Verlauf der Zählerfunktion abhängig von der Eingangsspannung für ein weiteres Ausführungsbeispiel, bei dem die Zählerfunktion zwei linear verlaufende Abschnitte unterschiedlicher Steigung aufweist.
20 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung.
In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Schaltungskomponenten und Signale mit gleicher Bedeutung.
1 zeigt ein Beispiel einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung (Power Factor Controller, PFC). Der dargestellte Power Factor Controller ist als Hochsetzsteller ausgebildet und weist Eingangsklemmen 101, 102 zum Anlegen einer Eingangsspannung Vin, ein induktives Speicherelement 11 und eine an das induktive Speicherelement 11 angeschlossene Gleichrichteranordnung 20 auf. Das induktive Speicherelement 11 und die Gleichrichteranordnung 20 sind hierbei in Reihe zueinander zwischen die Eingangsklemmen 101, 102 geschaltet. Die Gleichrichteranordnung 20 weist in dem dargestellten Beispiel eine Reihenschaltung mit einem Gleichrichterelement 21, beispielsweise einer Diode, und einem kapazitiven Speicherelement 22, beispielsweise einem Kondensator, auf. Eine Ausgangsspannung Vout des Schaltwandlers zur Versorgung einer Last Z (gestrichelt dargestellt) ist an Ausgangsklemmen 103, 104 der Gleichrichteranordnung 20 abgreifbar. Diese Ausgangsspannung Vout entspricht in dem dargestellten Beispiel einer Spannung über dem kapazitiven Speicherelement 22 der Gleichrichteranordnung 20.
Zur Regelung einer Stromaufnahme des induktiven Speicherelements 10, und damit zur Regelung der Leistungsaufnahme über die Eingangsklemmen 101, 102, und damit zur Regelung der Ausgangsspannung Vout des Schaltwandlers ist eine Schaltanordnung mit einem Schalter 12 und einer Ansteuerschaltung 40 für den Schalter 12 vorhanden. Diese Schaltanordnung dient dazu, das induktive Speicherelement 11, das beispielsweise als Speicherdrossel realisiert ist, zyklisch jeweils während einer Magnetisierungsdauer zu magnetisieren und anschließend für eine Entmagnetisierungsdauer zu entmagnetisieren. Der Schalter 12 ist hierzu in Reihe zu dem induktiven Speicherelement 11 zwischen die Eingangsklemmen 101, 102 und parallel zu der Gleichrichteranordnung 20 geschaltet. Bei leitend angesteuertem bzw. geschlossenem Schalter 12 liegt annähernd die gesamte die Eingangsspannung Vin über dem induktiven Speicherelement 11 an, das induktive Speicherelement nimmt dabei Energie über die Eingangsklemmen 101, 102 auf und wird dadurch magnetisiert. Bei anschließend sperrend angesteuertem bzw. geöffnetem Schalter 12 gibt das induktive Speicherele ment 11 die zuvor aufgenommene Energie an die Gleichrichteranordnung 20 ab und wird dadurch entmagnetisiert.
Die Ansteuerschaltung 40 erzeugt ein Ansteuersignal S12 für den Schalter 12, nach dessen Maßgabe der Schalter 12 leitend und sperrend angesteuert ist. Dieser Schalter 12 kann insbesondere als MOS-Transistor, beispielsweise als MOSFET oder IGBT realisiert sein. Eine Laststrecke bzw. Drain-Source-Strecke eines solchen MOS-Transistors ist hierbei in Reihe zu dem induktiven Speicherelement 11 geschaltet, einem Steueranschluss bzw. Gate-Anschluss eines solchen MOS-Transistors ist das Ansteuersignal S12 zur leitenden und sperrenden Ansteuerung zugeführt. Optional kann dem Steueranschluss des Schaltelements 31 eine Treiberschaltung (nicht dargestellt) vorgeschaltet sein, die dazu dient, Signalpegel des Ansteuersignals S40 auf zur Ansteuerung des Schaltelements geeignete Signalpegel umzusetzen.
Die dargestellte Ansteuerschaltung 40 ist zur Regelung der Ausgangsspannung Vout ein Regelsignal S30 zugeführt, das durch eine Regelanordnung 30 erzeugt wird, der die Ausgangsspannung Vout als Eingangssignal zugeführt ist. Dieses Regelsignal S30 enthält eine Information über eine momentan über das Tastverhältnis des Schalters einzustellende Leistungsaufnahme, mit dem Ziel die Ausgangsspannung Vout konstant zu halten. Das Regelsignal wird beispielsweise aus einer Information über eine momentane Abweichung der Ausgangsspannung Vout gegenüber einem Sollwert und/oder aus einer Abweichung der Ausgangsspannung Vout gegenüber einem Sollwert innerhalb eines zurückliegenden Zeitfensters ermittelt.
Die Regelanordnung 30 umfasst Bezug nehmend auf 2 zur Erzeugung des Regelsignals S30 beispielsweise einen Spannungsteiler 31, 32 zum Herunterteilen der Ausgangsspannung Vout, eine Referenzspannungsquelle 33 zur Bereitstellung einer Referenzspannung V33 sowie einen Regelverstärker 34, dem die heruntergeteilte Ausgangsspannung sowie die Referenzspan nung V33 zugeführt sind. Die Referenzspannung V33 repräsentiert hierbei einen Sollwert der Ausgangsspannung Vout. Dieser Referenzspannung und die heruntergeteilte Ausgangsspannung Vout sind einem Regelverstärker 34 zugeführt, an dessen Ausgang das Regelsignal S30 zur Verfügung steht. Dieser Regelverstärker kann abhängig von dem gewünschten Regelverhalten zur Regelung der Ausgangsspannung ein Proportionalverhalten, ein Integralverhalten oder ein Proportional-Integral-Verhalten besitzen.
Die Ansteuerschaltung 40 ist dazu ausgebildet, den Schalter 12 derart anzusteuern, dass der Power Factor Controller im nicht-lückenden Dreieckstrombetrieb, der auch als Critical Conduction Mode (CritCM) bezeichnet wird, betrieben wird. Bei dieser Betriebsart wird der Schalter 12 jeweils dann eingeschaltet, wenn die Speicherdrossel 11 vollständig entmagnetisiert ist, wenn also ein Eingangsstrom I des Power Factor Controllers auf Null abgesunken ist. Die Ansteuerschaltung 40 benötigt bei dieser Betriebsart eine Information über den Magnetisierungszustand der Speicherdrossel 11. Diese Magnetisierungsinformation kann Bezug nehmend auf 1 beispielsweise durch eine Hilfsspule 13 bereitgestellt werden, die induktiv mit der Speicherdrossel 11 gekoppelt ist. Eine über dieser Hilfsspule 13 anliegende Spannung V13, die der Ansteuerschaltung 40 in dem dargestellten Beispiel als Magnetisierungssignal S13 zugeführt ist, enthält in noch zu erläuternder Weise eine Information über den Magnetisierungszustand der Speicherdrossel 11.
Während des Betriebs des Power Factor Controllers soll die Ausgangsspannung Vout einerseits annähernd lastunabhängig auf einen Sollwert eingestellt werden. Andererseits soll ein Mittelwert des Eingangsstroms I proportional sein zu der angelegten Eingangsspannung Vin. Diese Eingangsspannung Vin wird beispielsweise mittels eines Brückengleichrichters 70 aus einer sinusförmigen Netzspannung Vn erzeugt. Durch die Proportionalität zwischen Eingangsstrom I und Eingangsspannung Vin bzw. zwischen der Netzspannung Vn und dem aus dem Netz aufgenommenen Strom In wird die Blindleistungsaufnahme aus dem Netz minimiert. Bei einem idealen Power Factor Controller wird die von der Speicherdrossel 11 während der Einschaltdauer des Schalters 12 aufgenommene Energie bei anschließend geöffnetem Schalter 12 vollständig an die Gleichrichteranordnung 20 und dadurch an die Last Z abgegeben. Bei einem realen Power Factor Controller sind allerdings parasitäre Bauelemente, insbesondere eine parasitäre Kapazität C12 des Schalters 12 zu beachten. Bei Verwendung eines MOS-Transistors als Schalter 12 setzt sich diese parasitäre Kapazität aus der Drain-Source-Kapazität sowie der Drain-Gate-Kapazität zusammen. Diese parasitäre Kapazität C12 wird bei jedem Schaltvorgang des Schalters 12 umgeladen, wofür ein Teil der jeweils in der Speicherdrossel 11 gespeicherten Energie benötigt wird. Die dadurch entstehenden Verluste wirken sich umso stärker auf den Verlauf des Eingangsstroms I aus, je kleiner die aufgenommene magnetische Energie und damit je kleiner ein Momentanwert der Eingangsspannung Vin bzw. der Netzspannung Vn ist. Weitere parasitäre Kapazitäten sind eine Sperrschichtkapazität des Gleichrichterelements 21 und eine Wicklungskapazität der Speicherdrossel.
3 zeigt den zeitlichen Verlauf der sinusförmigen Netzspannung Vn und den zeitlichen Verlauf des aus dem Netz aufgenommenen Stromes In für einen herkömmlichen Power Factor Controller, bei dem keine Maßnahmen zur Kompensation der zuvor erläuterten Schaltverluste getroffen sind. Der Netzstrom In ist hierbei insbesondere im Bereich kleiner Amplituden der Netzspannung Vn gegenüber einem sinusförmigen Verlauf verzerrt. Ein Klirrfaktor dieses Netzstromes In, der das Verhältnis zwischen dem Energieinhalt der Oberschwingungen und der Gesamtenergie angibt, ist hierbei deutlich größer als Null.
Zur Kompensation der Schaltverluste, und damit zur Verringerung des Klirrfaktors, ist bei einer Ausführungsform des er findungsgemäßen Verfahrens vorgesehen, die Einschaltdauer so einzustellen, dass sie zwei Einschaltdauerabschnitte aufweist, einen ersten Einschaltdauerabschnitt, der von dem Regelsignal S30 abhängig ist, und einen zweiten Einschaltdauerabschnitt, der von der Eingangsspannung Vin abhängig ist und der für einen vorgegebenen Amplitudenbereich der Eingangsspannung Vin abhängig ist vom Kehrwert der Eingangsspannung Vin. Dies wird nachfolgend anhand der 4 und 5 erläutert.
4 zeigt zeitliche Verläufe des Eingangsstroms I bzw. des Netzstroms In, des Ansteuersignals S12 sowie des Magnetisierungssignals S13 für eine Ansteuerperiode des Schalters 12. Diese Ansteuerperiode umfasst eine Einschaltdauer Ton, während der das Ansteuersignal S12 einen Einschaltpegel aufweist, so dass der Schalter 12 leitend angesteuert ist. Der Eingangsstrom I steigt während dieser Einschaltdauer linear an, wobei für eine zeitliche Änderung dI/dt des Eingangsstromes I gilt:
wobei L hierbei die Induktivität der Speicherdrossel 11 bezeichnet. Während der sich an die Einschaltdauer Ton anschließenden Ausschaltdauer Toff nimmt das Ansteuersignal S12 einen Ausschaltpegel an, so dass der Schalter 12 sperrt. Die Speicherdrossel 11 wird während dieser Ausschaltdauer Toff entmagnetisiert, der Eingangsstrom I sinkt dadurch linear absinkt. Die Steigung ist hierbei proportional zu der Differenz zwischen der Eingangsspannung Vin und der Ausgangsspannung Vout. Die Ausschaltdauer Toff endet, und der Schalter 12 wird erneut eingeschaltet, wenn die Speicherdrossel 11 vollständig entmagnetisiert ist, bzw. wenn der Eingangsstrom I auf Null abgesunken ist. Um diesen entmagnetisierten Zustand der Speicherdrossel 11 zu detektieren, können Nulldurchgänge des Magnetisierungssignals S13 ausgewertet werden. Bei der in 1 dargestellten Verschaltung der Hilfsspule 13 ist die Span nung V13 über der Hilfsspule 13 während der Einschaltdauer Ton negativ, ändert ihre Polarität während der Ausschaltdauer und sinkt bei vollständiger Entmagnetisierung der Speicherdrossel 11 auf Null ab. Ein entmagnetisierter Zustand der Speicherdrossel 11 liegt in diesem Fall dann vor, wenn der erste Nulldurchgang des Magnetisierungssignals S13 bei einer fallenden Flanke dieses Magnetisierungssignals S13 auftritt.
Die Einschaltdauer Ton setzt sich aus zwei Einschaltdauerabschnitten zusammen, einem ersten Einschaltdauerabschnitt T1, der von dem ausgangsspannungsabhängigen Regelsignal S30 abhängig ist und einem zweiten Einschaltdauerabschnitt T2, der von der Eingangsspannung Vin abhängig ist. Die Summe aus dem ersten und dem zweiten Einschaltdauerabschnitt T1, T2, die nachfolgend auch als erste und zweite Einschaltdauer bezeichnet werden, ergibt hierbei die Einschaltdauer Ton. Allgemein gilt: T1 = f1(S30) (2a) T2 = f2(Vin) (2b).
f1 und f2 bezeichnen hierbei noch zu erläuternde Funktionen.
Die erste Einschaltdauer T1 dient zur Regelung der Leistungsaufnahme des Power Factor Controllers mit dem Ziel die Ausgangsspannung Vout auf den gewünschten Sollwert einzustellen. Allgemein gilt hierbei, dass die erste Einschaltdauer T1 umso größer ist, je größer die Leistungsaufnahme der an der Ausgangsklemme 103, 104 angeschlossenen Last Z ist. Bei Verwendung einer Regelanordnung 30, die ein Regelsignal S30 erzeugt, das mit steigender Leistungsaufnahme der Last Z zunimmt, kann die Länge des ersten Einschaltdauerabschnitts T1 proportional zu dem Regelsignal S30 eingestellt werden. Bei gleichbleibender Leistungsaufnahme der Last Z und gleichbleibendem Effektivwert der Netzspannung Vn bleibt die Länge dieses ersten Einschaltdauerabschnitts T1 über mehrere Ansteuer perioden jeweils unabhängig vom Momentanwert der Eingangsspannung Vin bzw. Netzspannung Vn konstant.
Die während des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 aufgenommene Energie dient zur Kompensation der zuvor erläuterten, durch parasitäre Effekte bedingten geringeren Leistungsaufnahme. Die Länge dieses zweiten Einschaltdauerabschnitts ändert sich hierbei mit dem Momentanwert der Eingangsspannung Vin, wobei dieser Momentanwert jeweils für die Länge einer Ansteuerperiode als konstant angenommen werden kann. Die Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 nimmt mit kleiner werdendem Momentanwert der Eingangsspannung Vin zu. Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist hierbei vorgesehen, dass die zweite Einschaltdauer T2 proportional ist zum Kehrwert der Eingangsspannung Vin, es gilt also:
Ein derart ermittelter zweiter Einschaltdauerabschnitt T2 abhängig vom Momentanwert der Eingangsspannung Vin ist in 5A strichpunktiert dargestellt.
Um zu vermeiden, dass die Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 gegen Unendlich geht, wenn die Eingangsspannung einen Momentanwert von Null annimmt, ist bei einer weiteren Ausführungsform vorgesehen, die zweite Einschaltdauer T2 so einzustellen, dass diese proportional ist zum Kehrwert einer um einen Offset d vergrößerten Eingangsspannung Vin. Es gilt also:
d bezeichnet hierbei einen Offset, der für Vin = 0 die Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 und damit die maximal mögliche Länge dieses zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 vorgibt.
Bei einer Variante des erfindungsgemäßen Verfahrens ist vorgesehen, die anhand der Gleichungen (3) und (4) erläuterte Abhängigkeit der zweiten Einschaltdauer T2 von der Eingangsspannung Vin nur für einen Wertebereich der Eingangsspannung Vin einzustellen, der Momentanwerte umfasst, die kleiner sind als ein vorgegebener Schwellenwert Vin₀, und für Momentanwerte größer als dieser Schwellenwert die zweite Einschaltdauer unabhängig vom jeweiligen Momentanwert auf einen konstanten T2₀ Wert einzustellen, der insbesondere Null sein kann. Es gilt also:
Vs bezeichnet hierbei den Schwellenwert, T2₀ die Einschaltdauer für Momentanwerte der Eingangsspannung Vin, die größer sind als der Schwellenwert Vin₀.
Bei einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens ist vorgesehen, die Länge der zweiten Einschaltdauer T2 so einzustellen, dass diese proportional ist zum Quotienten zweier Funktionen Z(Vin), N(Vin), die jeweils Funktionen ersten Grades der Einschaltdauer Vin sind, wobei die Zählerfunktion Z(Vin) linear mit steigender Eingangsspannung Vin abnimmt und die Nennerfunktion N(Vin) linear mit steigender Eingangsspannung Vin zunimmt. Beispiele zweier solcher Funktionen sind in 5B dargestellt. Eine unter Verwendung dieser Funktionen eingestellte zweite Einschaltdauer T2 ist in 5A als durchgezogene Linie eingezeichnet. Für die Zählerfunktion und die Nennerfunktion gilt hierbei allgemein: Z(Vin) = a – b·Vin (6a) N(Vin) = c·Vin + d (6b)
Die durchgezogene Linie für die Funktion N(Vin) in 5B veranschaulicht hierbei den Spezialfall für d = 0. Die punktierte Linie veranschaulicht den Spezialfall für d ≠ 0, bei dem verhindert wird, dass sich für Vin = 0 eine zu (unendlich) lange zweite Einschaltdauer T2 einstellt. Für d ≠ 0 ergibt sich die maximale zweite Einschaltdauer T2_max zu:
Die Koeffizienten a und d bestimmen somit die maximale zweite Einschaltdauer T2. Die Koeffizienten b und c bestimmen die Verringerung der zweiten Einschaltdauer T2 bei steigendem Momentanwert der Eingangsspannung Vin.
Die zweite Einschaltdauer T2 ist wenigstens für einen vorgegebenen Wertebereich der Momentanwerte der Eingangsspannung abhängig von dem Quotienten der zuvor erläuterten Funktionen ersten Grades.
5B zeigt den Spezialfall, bei dem die zweite Einschaltdauer T2 für einen Wertebereich [0, Vin₀] des Momentanwertes der Eingangsspannung Vin proportional ist zu dem Quotienten der Zähler- und Nennerfunktionen Z(Vin), N(Vin) gemäß der Gleichungen (6a) und (6b). Für Momentanwerte größer als dem Schwellenwert Vin₀ ist die Zählerfunktion in dem dargestellten Beispiel konstant, so dass die zweite Einschaltdauer T2 proportional ist zum Kehrwert der Nennerfunktion, d. h. proportional ist zum Kehrwert einer linear ansteigenden Funktion ersten Grades der Eingangsspannung Vin. Es gilt also:
Der Grenzwert Vin₀ ist beispielsweise von der Ausgangsspannung abhängig. Für diesen Grenzwert Vin₀ gilt beispielsweise 0,3·Vout < Vin₀ < 0,7·Vout und insbesondere Vin₀ ^~ 0,5·Vout. Die Zählerfunktion Z ist in dem dargestellten Beispiel stetig, so dass Z₀ = a – b·Vin₀ gilt.
Für Momentanwerte der Eingangsspannung, für die c·Vin » d gilt, lässt sich die Abhängigkeit der zweiten Einschaltdauer T2 von der Eingangsspannung Vin wie folgt darstellen:
Die zweite Einschaltdauer T2 setzt sich somit zusammen aus einem zu der Eingangsspannung Vin proportionalen Anteil und einem konstanten (negativen) Offset-Anteil.
Die anhand der Gleichungen (3) und (4) erläuterten Beziehungen zwischen dem zweiten Einschaltdauerabschnitt T2 und der Eingangsspannung Vin sind Spezialfälle der anhand der Gleichungen (6a) und (6b) erläuterten Abhängigkeit der zweiten Einschaltdauer T2 vom Quotienten zweier Funktionen ersten Grades für b = 0 und d = 0 bzw. b = 0. Allgemein gilt, dass die zweite Einschaltdauer T2 proportional ist zu einem Quotienten mit einer ersten Funktion N(Vin) ersten Grades des Momentanwertes der Eingangsspannung Vin im Nenner und einer zweiten Funktion Z(Vin) höchstens ersten Grades des Momentanwertes der Eingangsspannung Vin im Zähler.
Für die Spezialfälle der Gleichungen (3) und (4) ist die Zählerfunktion Z(Vin) eine Funktion nullter Ordnung, d. h. ein konstanter Wert.
Ausführungsbeispiele einer Ansteuerschaltung 40, die das Ansteuersignal S12 mit einer von dem Regelsignal S30 abhängigen ersten Einschaltdauer T1 und mit einer Einschaltdauer T2, die proportional ist zu einem Quotienten einer Funktion höchstens ersten Grades im Zähler und einer Funktion ersten Grades im Nenner, werden nachfolgend erläutert.
6 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung 40, die zur Erzeugung des Ansteuersignals S12 eine erste und eine zweite Signalerzeugungsschaltung 41, 50 und ein Logik-Gatter 42, in dem dargestellten Beispiel ein ODER-Gatter, aufweist. Die erste Signalerzeugungsschaltung 41 erzeugt bei dieser Ansteuerschaltung 40 ein erstes pulsweitenmoduliertes Signal S41, das den Beginn der Einschaltdauer Ton und die Länge der ersten Einschaltdauerabschnitts T1 vorgibt. Ein durch die zweite Signalerzeugungsschaltung 50 erzeugtes zweites pulsweitenmoduliertes Signal S50 gibt die Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 vor. Die beiden pulsweitenmodulierten Signale S41, S50 sind dem ODER-Gatter 42 zugeführt, an dessen Ausgang das Ansteuersignal S12 anliegt. Die Erzeugung des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 kann insbesondere derart erfolgen, dass das zweite Signal S50 bereits einen Einschaltpegel annimmt, noch bevor das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 einen Ausschaltpegel annimmt. Hierdurch wird erreicht, dass der Schalter T1 während der gesamten Einschaltdauer Ton sicher eingeschaltet bleibt. Ein Übergang des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 von einem Einschaltpegel zu einem Ausschaltpegel erfolgt jedoch erst zeitverzögert mit der zweiten Einschaltdauer T2 nach einem Übergang des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 von einem Einschaltpegel zu einem Ausschaltpegel. Die beiden Signalerzeugungsschaltungen 41, 50 erfüllen bei dieser Ansteuerschaltung die Funktion von Verzögerungsgliedern mit einstellbarer Verzögerungsdauer.
Der ersten Signalerzeugungsschaltung 41 ist zur Erzeugung des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 das Regelsignal S30 sowie das Magnetisierungssignal S13 zugeführt. Optional kann dieser ersten Signalerzeugungsschaltung 41 ein Strommesssignal S14 zugeführt sein, das Bezug nehmend auf 1 von einer in Reihe zu dem Schalter 12 geschalteten Strommessanordnung 14 bereitgestellt wird. Dieses Strommesssignal S14 ist proportional zu einem den Schalter 12 während der Einschaltdauer durchfließenden Strom.
Ein Realisierungsbeispiel einer ersten Signalerzeugungsschaltung ist in 7 dargestellt. Diese Signalerzeugungsschaltung 41 weist ein Flipflop 411 auf, das in dem Beispiel als RS-Flipflop realisiert ist und an dessen Ausgang das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 zur Verfügung steht. Für die nachfolgende Erläuterung wird davon ausgegangen, dass dieses Flipflop 411 in gesetztem Zustand einen Einschaltpegel des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 und in rückgesetztem Zustand einen Ausschaltpegel dieses Signals S41 erzeugt. Ein Setzsignal zum Setzen dieses Flipflops 411 wird durch einen Nulldurchgangsdetektor 412 erzeugt, dem das Magnetisierungssignal S13 zugeführt ist. Dieser Nulldurchgangsdetektor 412 ist dazu ausgebildet, einen Nulldurchgang des Magnetisierungssignals S13 bei einer vorgegebenen Flanke das Magnetisierungssignal zu detektieren und bei Detektion eines solchen Nulldurchgangs das Flipflop 411 zu setzen, um einen Einschaltpegel des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 und damit einen Einschaltpegel des Ansteuersignals S12 zu erzeugen. Die detektierte Flanke des Magnetisierungssignals S13 ist bezugnehmend auf 3 beispielsweise die fallende Flanke.
Die Ansteuerschaltung 41 weist außerdem ein steuerbares Verzögerungsglied 413 auf, dem das Regelsignal S13 zur Einstellung der Verzögerungsdauer zugeführt ist. Dieses Verzögerungsglied 413 bestimmt die Dauer eines Einschaltpegels des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 und damit die Länge des ersten Einschaltdauerabschnitt T1. Das Verzögerungsglied 413 setzt das Flipflop 411 nach Ablauf der durch das Regelsignal S30 eingestellten Verzögerungsdauer zurück. Das Verzögerungsglied 413 leitet hierzu das am Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 412 anliegende Setzsignal des Flipflops 411 zeitverzögert an den Rücksetzeingang R dieses Flipflops 411.
Optional weist die Signalerzeugungsschaltung 41 einen Überstromdetektor 410 (gestrichelt dargestellt) auf, der dazu dient, das Flipflop 411 vorzeitig zurückzusetzen, wenn der Eingangsstrom I einen vorgegebenen Schwellenwert übersteigt. Der Überstromdetektor 410 weist hierzu einen Komparator 415 auf, der das Strommesssignal S14 mit einem durch eine Referenzspannungsquelle 416 bereitgestellten Referenzwert Vref vergleicht. Übersteigt das Strommesssignal S14 den Referenzwert Vref so wird das Flipflop 411 über ein ODER-Gatter 414, dem das Ausgangssignal des Verzögerungsglieds 413 sowie das Ausgangssignal des Komparators 415 zugeführt sind, vorzeitig, d. h. noch vor Ablauf der Verzögerungsdauer des Verzögerungsglieds 413 zurückgesetzt. Hierdurch wird eine Beschädigung des Power Factor Controllers durch zu hohe Eingangsströme vermieden. Ursächlich für einen zu hohen Eingangsstrom kann beispielsweise ein großer Momentanwert der Eingangsspannung Vin bei einer über das Regelsignal S30 eingestellten langen ersten Einschaltdauer T1 sein. Bei großen Eingangsspannungen Vin ist die zweite Einschaltdauer T2 wie bereits erläutert, sehr klein oder gar Null, so dass ein vorzeitiges Beenden der ersten Einschaltdauer einem vorzeitigen Beenden der Einschaltdauer gleich kommt.
In nicht näher dargestellter Weise kann der Überstromdetektor 410 außer der ersten Signalerzeugungsschaltung 41 auch die zweite Signalerzeugungsschaltung 50 zurücksetzen oder sperren. Auf diese Weise ist sichergestellt, dass bei Detektion eines Überstroms die Einschaltdauer, und damit die leitende Ansteuerung des Schalters 12, sicher beendet wird.
Die zweite Signalerzeugungsschaltung 50 benötigt für die Ermittlung des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 in bereits erläuterter Weise eine Information über den Momentanwert der Eingangsspannung Vin. Dieser Momentanwert der Eingangsspannung Vin kann aus dem Magnetisierungssignal S13 oder aus dem Strommesssignal S14 abgeleitet werden. Der zweiten Signalerzeugungsschaltung 50 sind daher beispielsweise das Magneti sierungssignal S13 oder alternativ das Strommesssignal S14 zugeführt.
8 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer zweiten Signalerzeugungsschaltung 50 die zur Erzeugung des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 eine Information über den Momentanwert der Eingangsspannung Vin aus dem Magnetisierungssignal S13 ermittelt. Man macht sicher hierbei zu Nutze, dass während der Einschaltdauer des Schalters 12 die über der Speicherdrossel 11 anliegende Spannung V13 – unter Vernachlässigung eines Spannungsabfalls über dem Schalter 12 – der Eingangsspannung Vin entspricht. Diese Eingangsspannung Vin entspricht unter Vernachlässigung eines Spannungsabfalls über dem Brückengleichrichter 70 dem Betrag der Netzspannung Vn. Die über der Hilfswicklung 13 anliegende Spannung V13 ist hierbei proportional zu der Spannung über der Speicherdrossel 11 und damit proportional zu der Eingangsspannung Vin.
Es sei darauf hingewiesen, dass die zuvor beschriebene Reihenfolge, in der die erste und zweite Einschaltdauer T1, T2 ermittelt werden, lediglich als Beispiel zu verstehen und damit nicht zwingend ist.
Die beschriebene Reihenfolge, dass zuerst die Einschaltdauer T1 und dann die Einschaltdauer T2 erzeugt wird, hat allerdings den Vorteil, dass am Ende der ersten Einschaltdauer T1 die Spannung V13, die zur Erzeugung der zweiten Einschaltdauer T2 benötigt wird, bereits eingeschwungen ist, so dass Fehler bei der Ermittlung der zweiten Einschaltdauer T2 vermieden werden können.
Die dargestellte zweite Signalerzeugungsschaltung 50 weist eine kapazitive Speicheranordnung mit einem kapazitiven Speicherelement 57, beispielsweise einem Kondensator auf, der gesteuert durch das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 mit einem zu der Spannung V13 über der Hilfswicklung 13 proportionalen Strom I13 aufgeladen wird. Eine über dem Kondensator 57 anliegende, während des Ladevorgangs ansteigende Spannung V57 wird mit einer Referenzspannung V59 verglichen. Eine Zeitdauer zwischen dem Beginn des Aufladens des Kondensators 57 und dem Zeitpunkt, zu dem die Kondensatorspannung V57 die Referenzspannung V59 erreicht, bestimmt hierbei die zweite Einschaltdauer T2. Zum Vergleich der Kondensatorspannung V57 und der Referenzspannung V59 ist ein Komparator 60 vorhanden, an dessen einen Eingang der Kondensator 57 und an dessen anderen Eingang eine die Referenzspannung V59 bereitstellende Referenzspannungsquelle 59 angeschlossen ist. Am Ausgang dieses Komparators 60 steht das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 zur Verfügung.
Zur Steuerung des Ladevorgangs des Kondensators 57 ist ein Schalter 56 vorhanden, der durch das erste pulsweitenmodulierte Signal 541 angesteuert ist und der parallel zu dem Kondensator 57 geschaltet ist. In Reihe zu der Parallelschaltung mit dem Kondensator 57 und dem Schalter 56 ist eine durch die Hilfsspannung V13 gesteuerte Stromquellenanordnung 51–55 geschaltet, die den zu der Hilfsspannung V13 proportionalen Strom I13 erzeugt. Der Schalter 56 ist hierbei so angesteuert, dass er bei einem Einschaltpegel des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 geschlossen ist und dadurch den Kondensator 57 kurzschließt. Nimmt das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 am Ende der ersten Einschaltdauer T1 einen Ausschaltpegel an, so wird der Schalter 56 geöffnet, um den Kondensator 57 dadurch mit dem zu der Eingangsspannung Vin proportionalen Strom I13 aufzuladen. Die Parallelschaltung mit dem Schalter 56 und dem Kondensator 57 ist in dem dargestellten Beispiel zwischen eine Klemme für (positives) Versorgungspotential Vcc und die Stromquellenanordnung 51–55 geschaltet. Bei dieser Schaltungsanordnung wird der Kondensator V57 bei geöffnetem Schalter 56 durch den Strom I13 auf eine bezogen auf das Versorgungspotential Vcc negative Spannung aufgeladen. Entsprechend ist die Referenzspannung v59 eine bezogen auf das Versorgungspotential Vcc negative Spannung. Ein nicht-invertierender Eingang (Plus-Eingang) des Komparators 60 ist hierbei an den Kondensator 57, ein invertierender Eingang (Minus-Eingang) ist an die Referenzspannungsquelle V59 angeschlossen.
Die Funktionsweise der in 8 erläuterten Schaltung wird nachfolgend anhand zeitlicher Verläufe eines Potentials V+ an dem Plus-Eingang des Komparators 60, des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 sowie des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 erläutert, die in 9 dargestellt sind. Für die Darstellung wird davon ausgegangen, dass das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 zunächst einen Einschaltpegel aufweist. Der Schalter 56 ist dadurch geschlossen, wodurch der Plus-Eingang des Komparators 60 auf dem Versorgungspotential Vcc liegt, das höher ist als das Potential am Minus-Eingang des Komparators 60. Das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 nimmt damit bereits während der Zeitdauer eines Einschaltpegels des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 ebenfalls einen Einschaltpegel, im vorliegenden Fall einen High-Pegel, an. Mit Ende des Einschaltpegels des ersten Signals S41 zu einem Zeitpunkt t1 wird der Kondensator über den Strom I13 aufgeladen. Das elektrische Potential V+ an dem Plus-Eingang des Komparators 60 sinkt dadurch ausgehend von dem Versorgungspotential Vcc linear über der Zeit ab, was in 9 als gepunktete Linie dargestellt ist. Mit t2 ist in 9 ein Zeitpunkt bezeichnet, zu dem die Kondensatorspannung V57 bis auf die Referenzspannung V59 angestiegen ist, wodurch das Potential V+ am Plus-Eingang unter das Potential V– am Minus-Eingang des Komparators 60 absinkt und das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 einen Ausschaltpegel annimmt. Die Zeitdauer zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 entspricht hierbei der zweiten Einschaltdauer T2, die in dem dargestellten Beispiel umgekehrt proportional ist zu der Eingangsspannung Vin, wie nachfolgend kurz erläutert wird.
Die Kondensatorspannung V57 wird innerhalb der Zeitdauer t2 durch den Strom I13 von Null auf den Wert der Referenzspannung V59 aufgeladen. Für die Spannung V57 zum Zeitpunkt t2 gilt also:
wobei C den Kapazitätswert des Kondensators 57 bezeichnet. Für die zweite Einschaltdauer T2 folgt hieraus unmittelbar:
Die Referenzspannung V59 und der Kapazitätswert C des Kondensators sind konstant. Der Strom I13 ist in zuvor bereits erläuterter Weise unmittelbar proportional zu der Eingangsspannung Vin, so dass die zweite Einschaltdauer T2 umgekehrt proportional ist zu der Eingangsspannung Vin.
Optional besteht die Möglichkeit, in der kapazitiven Speicheranordnung einen ohmschen Widerstand 58 in Reihe zu dem Kondensator 57 zu schalten und eine über der Reihenschaltung des Kondensators 57 und des Widerstandes 58 anliegende Spannung, die nachfolgend als V57' bezeichnet ist, mit der Referenzspannung V59 zu vergleichen. Die Spannung V57' setzt sich bei dieser Schaltungsanordnung zusammen aus der Spannung über dem ohmschen Widerstand 58, die betrachtet über die zweite Einschaltdauer T2 zeitlich konstant ist, und einer über der Zeit ansteigenden Spannung V57 über dem Kondensator 57. Zeitliche Verläufe des elektrischen Potentials am Plus-Eingang des Komparators 60 für eine solche Reihenschaltung eines Kondensators und eines ohmschen Widerstands 58 sind in 9 für unterschiedlich große Ströme I13 strichpunktiert, durchgezogen, gestrichelt oder strichdoppelpunktiert dargestellt. Das elektrische Potential V+ nimmt hierbei zum Zeitpunkt t1 zunächst sprunghaft ab, um dann über der Zeit linear weiter abzusinken. Die sprunghafte Abnahme des elektrischen Potentials ist bedingt durch den Spannungsabfall an dem ohmschen Widerstand 58, der proportional ist zu dem Strom I13, und der damit umso größer ist, je größer dieser Strom I13 ist. Die zweite Einschaltdauer T2 ist bei einer Signalerzeugungsschal tung 50 mit einer Reihenschaltung eines Kondensators 57 und eines ohmschen Widerstandes 58 umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung Vin und proportional zu einer Funktion ersten Grades der Eingangsspannung Vin, wie nachfolgend erläutert wird.
Zum Zeitpunkt t2, zu dem das Ende der zweiten Einschaltdauer T2 erreicht ist, gilt bei dieser Anordnung: V57' = V57 + V58 = V59. Mit V58 = R·I13, wobei R der Widerstandswert des ohmschen Widerstands 58 ist, und mit V57 = I13·T2/C gilt:
Da der Strom I13 in bereits erläuterter Weise proportional ist zu der Eingangsspannung Vin, ist die zweite Einschaltdauer T2 bei dieser Anordnung umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung Vin und proportional zu einer Funktion ersten Grades der Eingangsspannung Vin.
Die Referenzspannung V59 und der ohmsche Widerstand 58 können bei dieser Schaltungsanordnung so aufeinander abgestimmt werden, dass Gleichung (12) nur für einen vorgegebenen Wertebereich der Eingangsspannung Vin gilt und dass die zweite Einschaltdauer T2 für Momentanwerte der Eingangsspannung Vin, die größer sind als ein vorgegebener Schwellenwert, Null ist oder annähernd Null ist. Der ohmsche Widerstand 58 ist hierbei so auf die Referenzspannung V59 abgestimmt, dass der Spannungsabfall V58 für Eingangsspannungswerte Vin, die größer sind als der Schwellenwert Vin₀, größer ist als die Referenzspannung V59. Hierbei gilt: R·I130 = V59 (13)I13₀ bezeichnet hierbei den Wert des Stromes I13, der sich für den dem Grenzwert Vin₀ entsprechenden Momentanwert der Eingangsspannung Vin einstellt.
Ein solcher Fall, bei dem die Kondensatorspannung V57 bereits zu Beginn des Ladevorgangs die Referenzspannung übersteigt, ist in 9 durch die strichdoppelpunktierte Linie dargestellt. Unabhängig von der Aufladung des Kondensators 57 übersteigt die Spannung V57' bereits zum Zeitpunkt t1 die Referenzspannung V59, wodurch das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 bereits zum Zeitpunkt t1, bzw. unter Berücksichtigung von Signallaufzeiten kurz nach dem Zeitpunkt t1 auf einen Ausschaltpegel gesetzt wird.
Alternativ oder zusätzlich zum Vorsehen eines ohmschen Widerstandes 58 in Reihe zu dem Kondensator 57 besteht die Möglichkeit, die Referenzspannungsquelle 59 als gesteuerte Spannungsquelle zu realisieren, die eine von dem Strom I13, und damit von der Eingangsspannung Vin, abhängige Referenzspannung V59 erzeugt. Diese Referenzspannung V59 ist hierbei linear abfallend von der Eingangsspannung Vin abhängig, und sinkt damit bei steigendem Momentanwert der Eingangsspannung Vin.
Alternativ besteht bei Vorsehen einer Reihenschaltung mit einem Kondensator 57 und einem ohmschen Widerstand 58 die Möglichkeit, den Schalter 56 lediglich parallel zu dem Kondensator 57 zu schalten. Das Potential an dem Plus-Eingang des Komparators 60 liegt dadurch immer wenigstens um den Spannungsabfall über dem ohmschen Widerstand 58 unterhalb des Versorgungspotentials Vcc. Dies hat zur Folge, dass bei Eingangsspannungen Vin, die größer sind als der vorgegebene Schwellenwert Vin₀ das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 zu keinem Zeitpunkt während der Ansteuerperiode einen Einschaltpegel annimmt, so dass das Steuersignal S12 ausschließlich durch das von der ersten Signalerzeugungsschaltung 41 erzeugte pulsweitenmodulierte Signal S41 bestimmt ist. Die zweite Einschaltdauer ist dadurch sicher Null.
Optional besteht die Möglichkeit, den Schalter 56 parallel zu der Reihenschaltung und einen zusätzlichen Schalter 61 ledig lich parallel zu dem Kondensator 57 zu schalten. Der Vorteil ist, dass erstens auch bei kurzen Ausschaltdauern und kurzen anschließenden ersten Einschaltdauern T1 der Kondensator 57 sicher entladen ist und zweitens, dass die zweite Einschaltdauer T2 mindestens die Komparatorlaufzeit des Komparators 60 beträgt und damit am Übergangspunkt Vin₀ stetig verläuft. Bei dem oben erwähnten Ausführungsbeispiel, bei dem ein Schalter nur parallel zu dem Kondensator 57 geschaltet ist, entsteht an dem Übergang bei dem Schwellenwert Vin₀ (siehe 5) ein Sprung in der Funktion in Höhe der Dauer der Komparatorlaufzeit, weil der Komparator für Momentanwerte Vin < Vin₀ zu Beginn der zweiten Einschaltdauer T2 am Ausgang einen High-Pegel annimmt und erst wechseln muss, wenn das Potential V+ am nicht invertierenden Eingangs unmittelbar danach das Potential V– am invertierenden Eingang unterschreitet, während er für Momentanwerte Vin > Vin₀ von Anfang an einen Low-Pegel an seinem Ausgang annimmt.
Die Funktionsweise der in 8 dargestellten, spannungsgesteuerten Stromquellenanordnung 51–55, die den zu der Hilfsspannung V13 bzw. der Eingangsspannung Vin proportionalen Strom I13 erzeugt, wird nachfolgend erläutert. Diese Stromquellenanordnung umfasst einen ohmschen Widerstand 51, der in Reihe zu der Hilfswicklung 13 geschaltet ist und eine Regelschaltung 52–55, die ein elektrisches Potential an einem der Hilfswicklung 13 abgewandten Anschluss des Widerstandes 51 auf den Wert eines Bezugspotentials einstellt, an das der dem Widerstand 51 abgewandte Anschluss der Hilfswicklung 13 angeschlossen ist. Ein Spannungsabfall über dem Widerstand 51 entspricht dadurch der Hilfsspannung V13. Der Widerstand 51 wird hierbei von dem Strom I13 durchflossen, der über den Widerstandswert des Widerstandes 51 proportional ist zu der Hilfsspannung V13.
Die Regelanordnung umfasst eine Reihenschaltung mit einer Stromquelle 52 und einer Diode 53, die zwischen eine Klemme für ein Versorgungspotential Vcc und das Bezugspotential ge schaltet ist, sowie einem Bipolartransistor 55 mit einem Basisanschluss, einem Kollektor- und einem Emitteranschluss. Der Basisanschluss ist an einen der Stromquelle 52 und der Diode 53 gemeinsamen Knoten angeschlossen, die Kollektor-Emitter-Strecke ist in Reihe zu der Parallelschaltung mit dem Schalter 56 und dem Kondensator 57 zwischen diese Parallelschaltung und den in Reihe zu der Hilfswicklung 13 geschalteten Widerstand 51 geschaltet.
Während der Einschaltdauer des die Leistungsaufnahme des Power Factor Controllers regelnden Schalters 12 ist die Spannung V13 über der Hilfswicklung 13 negativ, der Strom I13 fließt dadurch von dem Widerstand 51 in Richtung der Hilfswicklung 13. Dieser Strom I13 wird über den Bipolartransistor 55 und die Parallelschaltung mit dem Schalter 56 und dem Kondensator 57 von der Klemme für Versorgungspotential Vcc geliefert. Eine Ansteuerspannung des Bipolartransistors 55 entspricht bei dieser Schaltungsanordnung einem Spannungsabfall V53 über der in Durchlassrichtung gepolten Diode 53. Da die zum Einschalten des Bipolartransistors 55 erforderliche Basis-Emitter-Spannung wenigstens annähernd dieser Durchlassspannung der Diode 53 entspricht, liegt der Emitteranschluss des Bipolartransistors 55 und damit der der Hilfswicklung 13 abgewandte Anschluss des ohmschen Widerstandes 51 auf Bezugspotential.
Optional kann zwischen den dem, Bipolartransistor 55 und dem ohmschen Widerstand 51 gemeinsamen Knoten und Bezugspotential ein Spannungsbegrenzungselement, beispielsweise in Form einer Zenerdiode 54, geschaltet sein. Dieses Spannungsbegrenzungselement dient dazu, bei einer positiven Spannung der Hilfsspule 13 die über der Hilfsspule 13 anliegende Spannung zu begrenzen.
Bei der in 8 dargestellten Signalerzeugungsschaltung 50 sind die Kondensatorspannung V57 und die Spannung V58 über dem Widerstand 58 über den Kapazitätswert C und den Wider standswert R bei einem gegebenen Strom I13 aufeinander abstimmbar. 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Signalerzeugungsschaltung 50, bei der diese Spannungen V57, V58 unabhängig von dem ohmschen Widerstandswert und dem Kapazitätswert 57 in Bezug aufeinander einstellbar sind. Bei dieser Signalerzeugungsschaltung 50 umfasst die Stromquellenanordnung einen Stromspiegel mit einem Eingangstransistor 62, der von dem Strom I13 durchflossen ist, und einen ersten und einen zweiten Ausgangstransistor 64, 63. Am ersten Ausgangstransistor 64 steht hier ein erster Strom I64 zur Verfügung, der über ein erstes Stromspiegelverhältnis (m:p) zu dem Strom I13 in Beziehung steht. Dieser erste Strom I64 durchfließt die Reihenschaltung mit dem Kondensator 57 und dem Widerstand 58. Am zweiten Ausgangstransistor 63 steht ein zweiter Strom I63 zur Verfügung, der über ein zweites Stromspiegelverhältnis (m:n) zu dem Strom I13 in Beziehung steht. Dieser zweite Strom I63 ist in einen dem Kondensator 57 und dem Widerstand 58 gemeinsamen Knoten eingespeist und durchfließt nur den Widerstand 58. Der ohmsche Widerstand 58 wird somit von einem Strom I58 durchflossen, der sich aus dem ersten Strom 164 und dem zweiten Strom I63 zusammensetzt. Der Kondensator 57 wird lediglich von dem zweiten Strom I64 durchflossen. Bei der dargestellten Signalerzeugungsschaltung 50 ist ein erster Schalter 65 parallel zu dem Kondensator 57 und ein zweiter Schalter 66 parallel zu dem ohmschen Widerstand 58 geschaltet, die jeweils durch das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 angesteuert sind. Der zweite Schalter 66 ist hierbei optional vorhanden. Wird auf diesen Schalter verzichtet, so entspricht die Spannung V57', die der Summe der Kondensatorspannung V57 und der Widerstandsspannung V58 entspricht, immer wenigstens der über dem Widerstand 58 anliegenden Spannung V58.
Ein Vorteil dieses Ausführungsbeispiels ist, dass vergleichsweise kleine Kapazitäts- und Widerstandswerte verwendet werden können, was einer monolithisch integrierten Realisierung entgegen kommt, wenn der die Kapazität durchfließende Strom über den Stromspiegel so eingestellt wird, dass er wesentlich kleiner als der Strom I13 ist, wenn also p « n gilt. Außerdem können der den Widerstand 58 zusätzlich durchfließende Strom I63 und der Kondensatorstrom 164 unabhängig voneinander eingestellt werden.
Die Spannungen V57' und eine durch die Referenzspannungsquelle 59 bereitgestellte Referenzspannung V59 sind bei der in 10 dargestellten Schaltungsanordnung auf Bezugspotential bezogen.
Um einen Offset-Wert bzw. Koeffizienten nullter Ordnung d der Nennerfunktion ungleich Null zu realisieren, kann beispielsweise der Stromquellenanordnung 51–55 eine Konstantstromquelle 67 parallel geschaltet sein. Alternativ oder zusätzlich besteht die Möglichkeit, den Strom I13 nicht proportional zu der Hilfsspannung V13 sondern proportional zu einer um einen Offset verringerten Hilfsspannung zu erzeugen. Dies kann bezugnehmend auf 10 erreicht werden, indem die Kathode der Diode 53 der Regelanordnung nicht direkt an Bezugspotential, sondern über eine positive Referenzspannungsquelle 68 an Bezugspotential angeschlossen wird.
11 zeigt eine Abwandlung der in 10 dargestellten zweiten Signalerzeugungsschaltung. Bei dieser Signalerzeugungsschaltung 50 gemäß 11 ist anstelle eines in Reihe zu dem Kondensator 57 geschalteten ohmschen Widerstandes eine gesteuerte Referenzspannungsquelle 59 vorhanden, die eine von dem Strom I13 abhängige Referenzspannung V59 erzeugt. Diese Referenzspannungsquelle 59 ist eine stromgesteuerte Spannungsquelle, der in dem Beispiel der Strom I63 des ersten Ausgangstransistors 63 des Stromspiegels zugeführt ist.
12 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer zweiten Signalerzeugungsschaltung 50, bei der eine Information über den Momentunwert der Eingangsspannung Vin aus dem Strommesssignal S14 bei geschlossenem Schalter 12 abgeleitet wird. Man macht sich hierbei zu Nutze, dass der Strom I, und damit die Messspannung V14 über der Zeit proportional zu dem Momentanwert der Eingangsspannung Vin ansteigen. Die in Reihe zu diesem Schalter 12 geschaltete Strommessanordnung 14 ist bei diesem Ausführungsbeispiel als ohmscher Widerstand mit einem Widerstandswert R14 realisiert. Das Strommesssignal S14 entspricht hierbei einer Spannung V14 über dem Messwiderstand 14. Das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 steht bei dieser Signalerzeugungsschaltung 50 am Ausgang eines Komparators 74 zur Verfügung, dessen einer Eingang, in dem Beispiel der invertierende Eingang, kapazitiv an den dem Schalter 12 und dem Strommesswiderstand 14 gemeinsamen Knoten gekoppelt ist. Zur kapazitiven Kopplung ist ein kapazitives Speicherelement 71, beispielsweise ein Kondensator, vorhanden. An einem anderen Eingang des Komparators 74, in dem Beispiel dem nichtinvertierenden Eingang, liegt eine von einer Referenzspannungsquelle 75 bereitgestellte Referenzspannung V75 an. Diese Referenzspannungsquelle 75 ist in dem Beispiel zwischen den Komparatoreingang und Bezugspotential geschaltet.
Die Signalerzeugungsschaltung 50 weist außerdem einen durch das erste pulsweitenmodulierte Signal 541 angesteuerten Schalter 73 auf, der zwischen einen der Koppelkapazität 71 und den Komparatoreingang gemeinsamen Knoten und Bezugspotential geschaltet ist. Dieser Schalter ist bei einem Einschaltpegel des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 geschlossen, wodurch der invertierende Komparatoreingang auf Bezugspotential liegt. Das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 nimmt während dieser Zeitdauer einen Einschaltpegel an. Eine Spannung V71 über dem Koppelkondensator 71 folgt während dieser Zeitdauer der Spannung V14 über dem Strommesswiderstand 14, die über der Zeit proportional zu der Eingangsspannung Vin ansteigt.
Der Schalter 73 wird gesteuert durch das erste pulsweitenmodulierte Signal 41 geöffnet, wenn dieses Signal einen Ausschaltpegel annimmt. Ist der Schalter 73 geöffnet, wenn der die Leistungsaufnahme regelnde Schalter 12 des Power Factor Controllers noch geschlossen ist, so steigt die Messspannung V14 proportional zu Eingangsspannung Vin weiter an. Ab Öffnen des Schalters 73 steigt das elektrische Potential V76 an dem invertierenden Komparatoreingang ausgehend von Null mit der gleichen Steigung an, mit der die Messspannung V14 ansteigt, d. h. proportional zu der Eingangsspannung Vin. Der zeitliche Verlauf des Anstiegs dieser Spannung V76 ist in 13 punktiert dargestellt. t1 bezeichnet hierbei den Zeitpunkt, zu dem das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 einen Ausschaltpegel annimmt und zu dem der Schalter 73 geöffnet wird. Das ansteigende elektrische Potential V76 erreicht zu einem Zeitpunkt t2 den Wert der Referenzspannung V75. Zu diesem Zeitpunkt nimmt das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 einen Ausschaltpegel an. Die zweite Einschaltdauer T2 ist bei dieser Signalerzeugungsschaltung bestimmt durch die Zeitdauer, innerhalb der das Potential V76 am invertierenden Eingang des Komparators 74 von Bezugspotential auf den Wert der Referenzspannung V75 ansteigt. Die Anstiegsgeschwindigkeit dieser Spannung V76 ist hierbei entsprechend der Anstiegsgeschwindigkeit der Messspannung V14 proportional zu der Eingangsspannung Vin. Es gilt also:
wobei L die Induktivität der Speicherdrossel 11 bezeichnet. Für die Zeitdauer T2 gilt hierbei:
Die durch diese Signalerzeugungsschaltung 50 bewirkte zweite Einschaltdauer T2 ist somit umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung Vin und proportional zu der Referenzspannung V75 und der Induktivität L der Speicherdrossel, wobei die zuletzt genannten Größen konstant sind.
Optional besteht die Möglichkeit, in Reihe zu dem Schalter 73 einen ohmschen Widerstand 72 zu schalten. Bezug nehmend auf 13 steigt das elektrische Potential V76 am invertierenden Eingang des Komparators 74 bedingt durch den bei eingeschaltetem Schalter 73 fließendem Strom bereits während des Einschaltpegels des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 an. Dieser Spannungsanstieg erfolgt mit Einschalten des Schalters 73 exponentiell abhängig von einer RC-Zeitkonstanten des durch die Koppelkapazität 71 und den ohmschen Widerstand 72 gebildeten RC-Glieds. Davon ausgehend, dass diese RC-Zeitkonstante sehr klein ist im Vergleich zu der Zeitdauer, während der der Schalter 73 gesteuert durch das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 eingeschaltet bleibt, erreicht diese Spannung V76 zum Zeitpunkt t1 einen Spannungswert, der proportional ist zu der Eingangsspannung Vin und für den gilt: V76(t1) = Vin·R·C·R14/L (16),wobei R den Widerstandswert des ohmschen Widerstandes 72 und C den Kapazitätswert der Koppelkapazität 71 bezeichnet. Mit Öffnen des Schalters 73 steigt diese Spannung V76 linear mit einer zu der Eingangsspannung Vin proportionalen Steigung weiter an. In 13 ist der zeitliche Verlauf dieses elektrischen Potentials V76 am invertierenden Eingang des Komparators 74 für verschiedene zeitliche Verläufe der Messspannung V14 und damit für verschiedene Momentanwerte der Eingangsspannung Vin dargestellt. Die gestrichelte Kurve, die durchgezogene Kurve, die strichpunktierte und die strichdoppelpunktierte Linie zeigen hierbei den Verlauf des elektrischen Potentials V76 für eine zunehmende Eingangsspannung Vin.
Für die zweite Einschaltdauer T2 gilt hierbei:
Die Einschaltdauer T2 ist somit umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung Vin und proportional zu einer Funktion ersten Grades der Eingangsspannung Vin, die linear mit der Eingangsspannung abnimmt.
Über die RC-Zeitkonstante und die Referenzspannung V75 kann hierbei insbesondere ein Schwellenwert für die Eingangsspannung Vin eingestellt werden, ab der die zweite Einschaltdauer T2 gleich Null oder zumindest annähernd gleich Null ist. Für Eingangsspannungen oberhalb dieses Schwellenwertes ist die während der Einschaltdauer des Schalters 73 über dem ohmschen Widerstand 72 anliegende Spannung bereits größer als die Referenzspannung V75, so dass das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 bereits während dieser Zeitdauer auf einen Ausschaltpegel absinkt. Der zeitliche Verlauf des elektrischen Potentials am invertierenden Eingang des Komparators 74 und der daraus resultierende zeitliche Verlauf des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 ist in 13 strichdoppelpunktiert dargestellt.
Es sei darauf hingewiesen, dass die zeitlichen Verläufe der Messspannung V14 sowie des elektrischen Potentials V76 an dem invertierenden Eingang des Komparators 74 in 13 idealisiert und unter Vernachlässigung möglicher Einschwingvorgänge dargestellt sind. Diese Einschwingvorgänge wirken sich insbesondere kurz nach Einschalten des Schalters 12, also kurz nachdem das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 einen Einschaltpegel annimmt, aus. Die realen Zeitverläufe nähern sich jedoch mit zunehmender Einschaltdauer an die in 13 dargestellten idealisierten Zeitverläufe an, so dass insbesondere die zuvor gemachten Ausführungen zum Anstieg der Spannung V76 nach Öffnen des Schalters 73 korrekt sind.
15 zeigt eine Variante zu der in 12 dargestellten Verzögerungsschaltung 50. Der Widerstand 72 ist hierbei nicht in Reihe mit dem Schalter 73 zwischen die Eingänge des Komparators 74 geschaltet, sondern ist zwischen den Messwiderstand 14 und das kapazitive Speicherelement 71 in der Signalleitung für das Messsignal S14 geschaltet. Bei geschlossenem Schalter 73 liegt die Reihenschaltung mit dem Widerstand 72 und dem kapazitiven Speicherelement 71 parallel zu dem Messwiderstand 14, so dass das kapazitive Speicherelement 71 entsprechend dem rampenförmigen Verlauf der Spannung V14 über dem Messwiderstand 14 und verzögert um die Zeitkonstante des durch den Widerstand 72 und das kapazitive Speicherelement 71 gebildeten RC-Glieds aufgeladen wird. Wird der Schalter 73 nach dem Ende von T1 geöffnet, fließt kein Strom mehr über den Widerstand 72, und die Eingangsspannung V77 springt auf einen positiven Spannungswert, der dem Spannungsabfall an dem Widerstand 72 vor öffnen des Schalters 73 entspricht. Dieser positive Spannungswert ist um so größer, je steiler die Messspannung V14 während der ersten Einschaltdauer T1 angestiegen ist. Von diesem positiven Spannungswert aus steigt die an einem Eingang des Komparators anliegende Spannung V76 rampenförmig weiter an und erreicht die Vergleichsspannung V75 um so eher, je steiler die Messspannung V14 und damit die Spannung V76 am Komparatoreingang während der zweiten Einschaltdauer T2 ansteigen und je höher der Spannungssprung der Komparatorspannung V76 beim Öffnen des Schalters 73 ist.
Optional ist bei der in 15 dargestellten Schaltung eine schaltbare Stromquelle vorgesehen, die in dem Beispiel als Reihenschaltung mit einer Stromquelle 79 und einem Schalter 78 dargestellt ist. Diese Stromquelle 78, 79 ist durch das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 angesteuert und dient zur Einspeisung eines Stromes in einen dem Widerstand 72 und dem kapazitiven Speicherelement 71 gemeinsamen Knoten während der ersten Einschaltdauer T1.
Während der ersten Einschaltdauer T1 fließt der Strom der Stromquelle 78, 79 über den Widerstand 72 und den Messwiderstand 14. Während der hierdurch hervorgerufene Spannungsabfall an dem Messwiderstand 14 vernachlässigbar ist, entsteht durch den Stromfluss ein Spannungsabfall am Widerstand 72, der die Spannung V71 erhöht, auf die der Kondensator 71 aufgeladen wird. Am Ende der ersten Einschaltdauer T1 wird die Stromquelle 78, 79 abgeschaltet. Dem zuvor beschriebenen positiven Spannungssprung an V77 wird dadurch ein negativer Spannungssprung überlagert, dessen Höhe dem Spannungsabfall des Stromes der Stromquelle 79 an dem Widerstand 72 entspricht. Die Höhe des überlagerten negativen Spannungssprunges hängt hierbei nicht von der Anstiegsgeschwindigkeit der Messspannung V14 während der ersten Einschaltdauer T1, und damit nicht von der Eingangsspannung Vin, ab.
Signalverläufe der Schaltung gemäß 15 sind in 16 dargestellt. Mit V80 ist hierbei eine Spannung über der Reihenschaltung mit dem kapazitiven Speicherelement 71 und dem Schalter 73 bzw. ein elektrisches Potential an dem dem kapazitiven Speicherelement 71 und dem Widerstand 72 gemeinsamen Knoten gegen Bezugspotential bezeichnet. Unter der Annahme, dass die Stromquelle 78, 79 bereits vor Beginn der ersten Einschaltdauer T1 angesteuert ist, beginnt diese Spannung V80 mit Beginn der ersten Einschaltdauer T1 ausgehend von einem Anfangswert rampenförmig anzusteigen, wobei sie entsprechend der RC-Zeitkonstante des RC-Glieds 71, 72 zu Beginn verrundet und dann verzögert ist. Der Anfangswert der Spannung V80 entspricht hierbei dem Spannungsabfall über dem Widerstand 72 bedingt durch den Strom der Stromquelle 78, 79.
Am Ende der ersten Einschaltdauer T1 springt die Spannung V80 auf den Wert der Messspannung V14, weil ab diesem Zeitpunkt der Widerstand 72 stromlos ist. Der Spannungssprung ist für die in 16 gestrichelte, durchgezogene und strichpunktierte Linie negativ, weil der Strom zum Aufladen des Kondensators 71 entsprechend der Rampensteilheit von V14 kleiner ist als der Strom der Quelle 79 und dementsprechend die Spannung V80 vor dem Öffnen der Schalter 73 und 78 größer als V14 war. Für die doppelt strichpunktierte Linie hat der Spannungsabfall an dem Widerstand 72 während T1 ein umgekehrtes Vorzeichen, deshalb entsteht am Ende von T1 ein positiver Spannungssprung an V80.
Ein Spannungssprung gleicher Höhe und Polarität entsteht auch für die Spannung V76 an dem Eingang des Komparators 74 mit dem Unterschied, dass diese Spannung V76 mit dem Ende der ersten Einschaltdauer T1 bei Null beginnt. Nach dem Deaktivieren der Stromquelle 78, 79 und dem Öffnen des Schalters 73 steigen die Spannung V80 und die Spannung V76 am Komparator parallel mit der Messspannung V14 rampenförmig weiter an und erreichen die Schwellspannung V75 um so eher, je steiler diese Spannungen V14, V80 und V77 ansteigen und je höher in positiver Richtung der Spannungssprung zu Beginn der zweiten Einschaltdauer T2 ist. Die Schwellspannung V75 ist in dem Ausführungsbeispiel der 15 und 16 gegenüber dem Ausführungsbeispiel in 12 niedriger gewählt, und zwar um den Wert der Spannung, die während der ersten Einschaltdauer T1 aufgrund des Stromes aus der Stromquelle 78, 79 am Widerstand 72 abfällt.
Die Ansteuerschaltung kann als integrierte Schaltung realisiert sein, an die der Messwiderstand 14 und der Widerstand 72 als externe Bauelemente angeschlossen sind. Die Nennerfunktion N(Vin) ist bei einer solchen Schaltung über den Wert des Widerstandes 72 skalierbar, ohne dass ein weiterer IC-Anschluss benötigt wird.
Bei einem weiteren in 14 dargestellten Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung ist vorgesehen, dass die zweite Signalerzeugungsschaltung 50 eine Information über die Eingangsspannung Vin aus dem Tastverhältnis (Duty-Cycle) des Ansteuersignals S12 ableitet und ein zweites pulsweitenmoduliertes Signal S50 erzeugt, dessen fallende Flanke um die zweite Zeitdauer T2 versetzt zu der fallenden Flanke des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 liegt. Bei dem anhand von 4 erläuterten nicht-lückenden Dreieckstrombetrieb gilt für die Eingangsspannung Vin abhängig von der Ausgangs spannung Vout, der Einschaltdauer Ton und der Ausschaltdauer Toff:
Ausgehend von einer auf einen konstanten Wert geregelten Ausgangsspannung lässt sich die Eingangsspannung Vin somit unmittelbar aus dem Verhältnis von Ausschaltdauer Toff zu Einschaltdauer Ton ableiten. Die Erzeugung des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 erfolgt hierbei beispielsweise mit digitalen Mitteln, die die zweite Einschaltdauer T2 in erläuterter Weise in Beziehung zu der Eingangsspannung Vin setzen und die das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 entsprechend erzeugen.
17 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Ansteuerschaltung 40 zur Erzeugung des Ansteuersignals S12 für den Schalter (12 in 1). Diese Ansteuerschaltung 40 weist neben der ersten und zweiten Signalerzeugungsschaltung bzw. dem ersten und zweiten Verzögerungsglied 41, 50 eine dritte Verzögerungsschaltung bzw. ein drittes Verzögerungsglied 90 auf. Ausgangssignale S41, S50, S90 dieser drei Verzögerungsglieder sind einem ODER-Gatter 42 zugeführt, an dessen Ausgang das Ansteuersignal S12 zur Verfügung steht. Das zweite und dritte Verzögerungsglied 50, 90 sind bei dieser Ansteuerschaltung 40 durch das erste Verzögerungsglied angesteuert. Eine zweite und eine dritte Einschaltdauer T2', T3 des zweiten und dritten Verzögerungsglieds 50, 90 beginnt bei dieser Anordnung mit dem Ende einer durch das erste Verzögerungsglied erzeugten ersten Einschaltdauer T1' zu laufen. Eine Einschaltdauer Ton des Ansteuersignals S12 entspricht bei dieser Anordnung der Summe aus der ersten Verzögerungszeit T1' und der größeren der zweiten und dritten Verzögerungszeit T2', T3. Es gilt also: Ton = T1' + max(T2', T3) (19) wobei max(T2', T3) das Maximum der zweiten und der dritten Einschaltdauer bezeichnet.
Das erste Verzögerungsglied 41 erzeugt die erste Einschaltdauer T1' bei dieser Anordnung abhängig von dem Regelsignal S30 und reduziert um einen konstanten Offset b/c, so dass gilt:
Das dritte Verzögerungsglied erzeugt 90 erzeugt eine konstante Einschaltdauer T3, deren Wert dem Offset der ersten Einschaltdauer entspricht, und das zweite Verzögerungsglied 50 erzeugt eine zweite Einschaltdauer, die umgekehrt proportional ist zu einer Funktion ersten Grades des Momentanwertes der Eingangsspannung. Es gilt also:
Diese beiden Verzögerungsdauern T2', T3 sind in 18 abhängig von der Eingangsspannung Vin aufgetragen.
Das zweite und dritte Verzögerungsglied sind bei dieser Anordnung so aufeinander abgestimmt, dass für Momentanwerte der Eingangsspannung Vin die kleiner sind als Vin₀ die zweite Einschaltdauer T2' größer ist als die dritte Einschaltdauer T3, während für Momentanwerte der Eingangsspannung Vin, die größer sind als Vin₀, die dritte Einschaltdauer T3 größer ist, wobei für Vin = Vin₀ T2' = T3 gilt. Die gesamte Einschaltdauer Ton lässt sich hierbei wie folgt darstellen:
Die Anordnung mit dem ersten und zweiten Verzögerungsglied 50, 90 bewirkt bei dieser Anordnung für Vin ≤ Vin₀ eine Verzögerung bzw. eine Einschaltdauer, die umgekehrt proportional ist zu einer Funktion ersten Grades der Eingangsspannung und die mit einem konstanten Offset b/c behaftet ist. Für Vin > Vin₀ entspricht die Verzögerung dem Offset b/c. Zum Ausgleich dieses Offset ist die durch das erste Verzögerungsglied 41 erzeugte Einschaltdauer um diesen Offset verkürzt.
Insgesamt ergibt sich für Vin > Vin₀ eine Einschaltdauer Ton, die eine Funktion des Regelsignals S30 ist und die insbesondere proportional zu dem Regelsignal S30 sein kann. Für Vin ≤ Vin₀ weist die Einschaltdauer Ton einen ersten Einschaltdauerabschnitt, der eine Funktion des Regelsignals S30 ist und der insbesondere proportional zu dem Regelsignal S30 sein kann, und einen zweiten Einschaltdauerabschnitt auf, der proportional ist zu einem Quotienten zweier Funktionen ersten Grades der Eingangsspannung. Letzteres folgt für d = 0 unter Berücksichtigung der Gleichung (9) unmittelbar aus Gleichung (23a).
19 veranschaulicht den Verlauf der Zählerfunktion Z(Vin) für ein weiteres Ausführungsbeispiel. Die Zählerfunktion Z(Vin) weist bei diesem Ausführungsbeispiel zwei linear verlaufende Abschnitte auf, innerhalb derer die Zählerfunktion Z(Vin) mit zunehmender Eingangsspannung Vin absinkt. Eine erste Steigung b gilt hierbei für Eingangsspannungswerte zwischen 0 und einem ersten Schwellenwert Vin₁ der Eingangsspannung, eine zweite Steigung b' gilt für Eingangsspannungswerte zwischen dem ersten Schwellenwert Vin₁ und einem zweiten Schwellenwert Vin₀. Für Eingangsspannungswerte größer als der zweite Schwellenwert Vin₀, ist die Zählerfunktion entsprechend dem in 5B dargestellten Beispiel konstant. Für die in 19 abhängig von der Eingangsspannung Vin dargestellte Zählerfunktion Z(Vin) gilt: Z(Vin) = a – b·Vin für 0 ≤ Vin ≤ Vin1 (24a) Z(Vin) = Z1 – b'·Vin für Vin1 < Vin ≤ Vin0 (24b) Z(Vin) = Z0 für Vin > Vin0 (24c)
Mit den Funktionen gemäß der Gleichungen (24a) und (24b) umfasst die Zählerfunktion damit zwei Teilfunktionen ersten Grades, von denen eine erste Teilfunktion (24a) für einen ersten Wertebereich, in dem Beispiel von 0 bis zu dem ersten Schwellenwert Vin₁, und von denen eine zweite Teilfunktion (24a) für einen zweiten Wertebereich, in dem Beispiel von dem ersten Vin₁ bis zu dem zweiten Schwellenwert Vin₀, gilt und von denen die zweite Teilfunktion einen im Vergleich zu der ersten Teilfunktion betragsmäßig kleineren Koeffizienten ersten Grades aufweist.
Für den ersten Schwellenwert Vin₁ der Eingangsspannung Vin nimmt die Zählerfunktion einen ersten Zwischenwert Z1 an, Für Eingangsspannungswerte größer als der zweite Schwellenwert Vin₀ ist die Zählerfunktion gemäß Gleichung (24c) konstant. Der Verlauf der Zählerfunktion ist dabei stetig, so dass für den ersten Zwischenwert Z₁ und den Wert Z₀ gilt: Z1 = a – b·Vin1 (25a) Z0 = Z1 – b'·Vin0 = a – b·Vin1 – e·Vin0 (25b)
Die erste Steigung b kann zwischen zweimal und viermal so groß sein wie die zweite Steigung b', d. h. b = 2...4·b'. Der zweite Schwellenwert Vin₀ ist beispielsweise so gewählt, dass er dem Spitzenwert einer maximal zulässigen, bzw. maximal zu erwartenden Eingangs- oder Netzspannung (Vin und Vn in 1) entspricht, für die ein niedriger Klirrfaktor angestrebt wird. Der zweite Schwellenwert Vin₀ kann auch der Ausgangsspannung (Vout in 1) der Leistungsfaktorkorrekturschaltung entsprechen oder kann zwischen dem Spitzenwert der maximalen Netzspannung, für die ein niedriger Klirrfaktor angestrebt wird, und der Ausgangsspannung liegen. Der erste Zwi schenwert Vin₁ liegt beispielsweise zwischen dem 0,3- und 0,7-fachen der Ausgangsspannung, d. h. 0,3·Vout < Vin₁ < 0,7·Vout, und kann insbesondere etwa die Hälfte der Ausgangsspannung Vout betragen, d. h. Vin₁ ^~ 0,5·Vout.
Die der Zählerfunktion Z(Vin) gemäß 19 zugehörige Nennerfunktion entspricht der bisher erläuterten Nennerfunktion N(Vin) und ist daher in Figur nicht nochmals dargestellt.
Die Verwendung einer Zählerfunktion gemäß 19 für die Ermittlung des zweiten Einschaltdauerabschnitts bewirkt im Vergleich zu einer Zählerfunktion gemäß 5B eine weitere Verringerung des Klirrfaktors, indem die Einschaltdauer für kleine Momentanwerte der Eingangsspannung, d. h. für Eingangsspannungswerte kleiner als der erste Schwellenwert Vin₁ deutlich stärker verlängert wird, als für Eingangsspannungswerte des Intervalls [Vin₁, Vin₀] zwischen dem ersten und zweiten Schwellenwert mit größeren Momentanwerten.
Ein Ausführungsbeispiel einer zweiten Signalerzeugungsschaltung 50, die einen zweiten Einschaltdauerabschnitt mit einer Zählerfunktion gemäß 19 bewirkt, ist in 20 dargestellt. Die dargestellte Signalerzeugungsschaltung basiert auf der in 10 dargestellten zweiten Signalerzeugungsschaltung, wobei nachfolgend lediglich die Unterschiede zu dieser Schaltung gemäß 10 erläutert werden, um Wiederholungen zu vermeiden.
Bei der in 10 dargestellten Schaltung bestimmt der Widerstandswert des in Reihe zu der Kapazität 57 geschalteten Widerstands 58 den konstanten Anteil V58 und der Kapazitätswert der Kapazität 57 den zeitlich über der Zeit ansteigenden Anteil V57 der mit der Referenzspannung V59 verglichenen Spannung V57 + V58. Der Gleichanteil V58 und die Steigung des zeitlich veränderlichen Anteils V57 sind dabei proportional zu dem Strom I13 und damit proportional zu dem Momentanwert der Eingangsspannung Vin. Je größer der Widerstandswert des Widerstandes 58 bei einem gegebenen Kapazitätswert der Kapazität 57 ist, um so stärker nimmt die Einschaltdauer des zweiten Einschaltdauerabschnitts mit steigender Eingangsspannung Vin ab, um so steiler ist also der Verlauf der Zählerfunktion Z(Vin).
Bei der in 20 dargestellten Signalerzeugungsschaltung 50 sind anstelle des Widerstandes 58 ein erster und ein zweiter Teilwiderstand 58a, 58b vorhanden, die in Reihe zu der Kapazität 57 und parallel zu dem optionalen Schalter 66 geschaltet sind. An einen den beiden Teilwiderständen 58a, 58b gemeinsamen Schaltungsknoten ist eine Spannungsbegrenzungsschaltung 81–84 angeschlossen, die dazu dient, ein elektrisches Potential an diesem Schaltungsknoten bzw. eine Spannung über dem Teilwiderstand 58b auf einen vorgegebenen Wert zu begrenzen. Die Spannungsbegrenzungsschaltung weist in dem dargestellten Beispiel zwei Transistoren 81, 82 auf. Für die nachfolgende Erläuterung wird davon ausgegangen, dass diese beiden Transistoren p-Kanal-MOSFET sind. Es sei jedoch darauf hingewiesen, dass anstelle von MOSFET auch Bipolartransistoren in entsprechender Weise eingesetzt werden könnten.
Die beiden MOSFET weisen jeweils einen Gate-Anschluss als Steueranschluss und Drain-Source-Strecken als Laststrecken auf. Die beiden Gate-Anschlüsse der MOSFET 81, 82 sind hierbei leitend miteinander verbunden. Die Drain-Source-Strecke eines ersten 81 dieser beiden MOSFET 81, 82 ist parallel zu dem zweiten Teilwiderstand 58b geschaltet. Der zweite 82 der beiden MOSFET 81, 82 ist als Diode verschaltet, indem dessen Gateanschluss mit dessen Drainanschluss kurzgeschlossen ist. Die Laststrecke des zweiten MOSFET 82 ist in Reihe zu einem Widerstand 83 und einer Stromquelle 84 zwischen Klemmen für ein Versorgungspotential und ein Bezugspotential geschaltet. Das Versorgungspotential ist in dem dargestellten Beispiel das durch die Referenzspannungsquelle 59 bereitgestellte Referenzpotential V59. Ein Gatepotential des ersten MOSFET 81 ist bei der dargestellten Spannungsbegrenzungsschaltung be stimmt durch das Gate- und Sourcepotential des zweiten MOSFET 82. Dieses Sourcepotential entspricht in etwa dem Referenzpotential V59 abzüglich einem Spannungsabfall V83 über dem Widerstand 83. Dieser Spannungsabfall ist dabei abhängig vom Widerstandswert des Widerstandes 83 und einem von der Stromquelle 84 gelieferten Strom I84.
Der erste MOSFET 81 sperrt, wenn das elektrische Potential an dessen Source-Anschluss, also das elektrische Potential an dem den beiden Teilwiderständen 58a, 58b gemeinsamen Knoten kleiner ist als das durch die Reihenschaltung mit dem Widerstand 83, dem zweiten Transistor 82 und der Stromquelle 84 bereitgestellte Gatepotential zuzüglich einer Einsatzspannung des ersten MOSFET 81. Übersteigt das elektrische Potential an dem gemeinsamen Schaltungsknoten der Teilwiderstände 58a, 58b das durch die Reihenschaltung mit dem Widerstand 83, dem zweiten Transistor 82 und der Stromquelle 84 bereitgestellte Gatepotential um den Wert der Einsatzspannung des ersten MOSFET 81, so leitet der erste MOSFET 81 und begrenzt das elektrische Potential an diesem Schaltungsknoten auf einen Spannungsbegrenzungswert, der näherungsweise dem Wert der Referenzspannung V59 abzüglich dem Spannungsabfall V83 an dem Widerstand R83 entspricht.
Bedingt durch die Spannungsbegrenzungsschaltung 81–84 besitzt die in 20 dargestellte Signalerzeugungsschaltung 50 zwei unterschiedliche Betriebszustände, einen ersten Betriebszustand, bei dem die Spannungsbegrenzungsschaltung nicht aktiv ist, und einen zweiten Betriebszustand, bei dem die Spannungsbegrenzungsschaltung aktiv ist. In einem ersten Betriebszustand, bei dem bei kleinen Eingangsspannungen Vin der von der Eingangsspannung Vin abhängige Strom I13, und damit der Strom I63, so klein ist dass ein Spannungsabfall V58b über dem zweiten Teilwiderstand kleiner ist als der Spannungsbegrenzungswert, funktioniert die in 20 dargestellte Signalerzeugungsschaltung entsprechend der in 10 dargestellten Signalerzeugungsschaltung. Mit zunehmender Eingangsspannung Vin reduziert sich bei der in 10 dargestellten Signalerzeugungsschaltung der zweite Einschaltdauerabschnitt abhängig von der Eingangsspannung Vin und dem Widerstandswert des Widerstandes 85, und bei der in 20 dargestellten Signalerzeugungsschaltung abhängig von der Eingangsspannung Vin und abhängig von der Summe der beiden Teilwiderstände 58a, 58b. Während dieses Betriebszustandes ist bei der in 20 dargestellten Signalerzeugungsschaltung die Steigung der Zählerfunktion Z(Vin) somit abhängig von der Summe der beiden Teilwiderstände 58a, 58b. Für größere Eingangsspannungen Vin, bei denen der durch den Strom I63 über dem zweiten Teilwiderstand 58b hervorgerufene Spannungsabfall V58b größer ist als der Spannungsbegrenzungswert steigt der Spannungsabfall V58 über den beiden Teilwiderständen nur noch proportional zum Widerstandswert des ersten Teilwiderstandes 58a anstatt proportional zu der Summe der Widerstandswerte der beiden Teilwiderstände 58a, 58b an. Für größere Eingangsspannungen Vin reduziert sich damit die Verkürzung des zweiten Einschaltdauerabschnittes mit zunehmender Eingangsspannung Vin, was einer Verringerung der Steigung der Zählerfunktion entspricht.
Der in 19 dargestellte erste Schwellenwert Vin₁, bei dem die Steigung der Zählerfunktion abflacht ist bei der in 20 dargestellten Signalerzeugungsschaltung über die Spannungsbegrenzungsschaltung 81–84 einstellbar. Vin₁ entspricht dabei dem Wert der Eingangsspannung Vin, bei dem der Spannungsabfall über den zweiten Teilwiderständen 58b dem Spannungsbegrenzungswert entspricht. Die Steilheit der Zählerfunktion ist über die Widerstandswerte der beiden Teilwiderstände 58a, 58b einstellbar. Die größere Steilheit im ersten Intervall [0, Vin₁] ergibt sich hierbei aus der Summe der beiden Teilwiderstände 58a, 58b. Die kleinere Steigung im zweiten Intervall [Vin₁, Vin₀] ergibt sich aus dem Widerstandswert des zweiten Teilwiderstandes 58b.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- US 6043633 [0003]
- DE 10032846 A1 [0003]
- US 6388429 [0003]
- EP 1387476 A1 [0003]
- EP 1189485 B1 [0006]
- US 20040012347 A1 [0006]
- US 6956336 [0006]

Claims

Verfahren zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden Schalters (12) in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die Eingangsklemmen (101, 102) zum Anlegen einer Eingangsspannung (Vin) und Ausgangsklemmen (103, 104) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (Vout) aufweist, bei dem der Schalter (12) zyklisch jeweils für eine Einschaltdauer (Ton) eingeschaltet und eine Ausschaltdauer (Toff) ausgeschaltet wird, bei dem ein von der Ausgangsspannung (Vout) abhängiges Regelsignal (S30) erzeugt wird, und bei dem die Einschaltdauer (Ton) einen ersten Einschaltdauerabschnitt (T1) und einen sich an den ersten Einschaltdauerabschnitt (T1) unmittelbar vorher oder nachher anschließenden zweiten Einschaltdauerabschnitt (T1) aufweist, wobei eine Länge des ersten Einschaltdauerabschnitts (T1) von dem Regelsignal (S30) abhängig ist und eine Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts (T2) wenigstens für einen vorgegebenen Wertebereich eines Momentanwertes der Eingangsspannung (Vin) proportional ist zu einem Quotienten mit einer ersten Funktion ersten Grades (N(Vin)) dieses Momentanwertes im Nenner und einer zweiten Funktion ersten Grades (Z(Vin)) des Momentanwertes im Zähler, wobei Funktionswerte der ersten Funktion (N(Vin)) mit steigendem Momentanwert zunehmen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die erste Funktion (Z(Vin)) eine erste Teilfunktion ersten Grades für einen ersten Wertebereich (0-Vin₁) und eine zweite Teilfunktion ersten Grades für einen sich an den ersten Wertebereich (0-Vin₁) in Richtung zunehmender Momentanwerte der Eingangsspannung (Vin) anschließenden zweiten Wertebereich (Vin₁, Vin₀) aufweist.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem die erste Teilfunktion einen betragsmäßig größeren Koeffizienten ersten Grades als die zweite Teilfunktion aufweist.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der Koeffizient ersten Grades (b) der ersten Teilfunktion zwischen zweimal und viermal so groß ist wie der Koeffizient ersten Grades (b') der zweiten Teilfunktion.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 4, bei dem die erste Funktion innerhalb des ersten und zweiten Wertebereiches stetig verläuft.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem Funktionswerte der zweiten Funktion (Z(Vin)) mit steigendem Momentanwert abnehmen.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts (T2) wenigstens für einen vorgegebenen Wertebereich von Momentanwerten der Eingangsspannung, die größer sind als Null, umgekehrt proportional ist zu der Eingangsspannung.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem der Momentanwert der Eingangsspannung (Vin) indirekt ermittelt wird anhand einer Steigung eines das induktive Speicherelement (11) bei geschlossenem Schalter (12) durchfließenden Stromes (I).
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem der Momentanwert der Eingangsspannung (Vin) indirekt ermittelt wird anhand einer über einer Hilfsspule (13) bei geschlossenem Schalter anliegenden Spannung (V13), wobei die Hilfsspule (13) induktiv mit einem induktiven Ladungsspeicherelement der Leistungsfaktorkorrekturschaltung gekoppelt ist.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Leistungsfaktorkorrekturschaltung ein induktives Speicherelement (11) aufweist, bei dem ein Magnetisierungszustand des induktiven Speicherelements (11) detektiert wird, und bei dem eine Einschaltdauer (Ton) jeweils dann beginnt, wenn das induktive Speicherelement einen vorgegebenen Magnetisierungszustand annimmt.
Verfahren nach Anspruch 10, bei dem der vorgegebene Magnetisierungszustand bei einer vollständigen Entmagnetisierung des induktiven Speicherelements (11) erreicht ist.
Verfahren nach Anspruch 9 und 10 oder 9 und 11, bei dem die indirekte Ermittlung der Eingangsspannung (Vin) und die Detektion des Magnetisierungszustandes unter Verwendung eines gemeinsamen Signals (V13) erfolgen.
Ansteuerschaltung für einen die Leistungsaufnahme regelnden Schalter (12) in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die Eingangsklemmen (101, 102) zum Anlegen einer Eingangsspannung (Vin) und Ausgangsklemmen (103, 104) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (Vout) aufweist, wobei die Ansteuerschaltung (40) aufweist: einen Regelsignaleingang zum Zuführen eines Regelsignals (S30), einen Eingangsspannungssignaleingang zum Zuführen eines von der Eingangsspannung (Vin) abhängigen Signals (V13; V14), einen Ausgang zum Bereitstellen eines Ansteuersignals für den Schalter, Mittel zum zyklischen Erzeugen eines Einschaltpegels eines den Schalter (12) ansteuernden Signals (S12) für eine Einschaltdauer, die einen ersten Einschaltdauerabschnitt (T1) und einen sich an den ersten Einschaltdauerabschnitt (T1) unmittelbar vorher oder nachher anschließenden zweiten Einschaltdauerabschnitt (T2) aufweist, wobei eine Länge des ersten Einschaltdauerabschnitts (T1) von dem Regelsignal (S30) abhängig ist und wobei eine Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts (T2) wenigstens für einen vorgegebenen Wertebereich eines Momentanwertes der Eingangsspannung (Vin) proportional ist zu einem Quotienten mit einer ersten Funktion ersten Grades (N(Vin)) dieses Momentanwertes im Nenner und einer zweiten Funktion ersten Grades (Z(Vin)) dieses Momentanwertes im Zähler, wobei Funktionswerte der ersten Funktion (N(Vin)) mit steigendem Momentanwert zunehmen.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 13, bei dem die erste Funktion (Z(Vin)) eine erste Teilfunktion ersten Grades für einen ersten Wertebereich (0-Vin₁) und eine zweite Teilfunktion ersten Grades für einen sich an den ersten Wertebereich (0-Vin₁) in Richtung zunehmender Momentanwerte der Eingangsspannung (Vin) anschließenden zweiten Wertebereich (Vin₁, Vin₀) aufweist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 14, bei dem die erste Teilfunktion einen betragsmäßig größeren Koeffizienten ersten Grades als die zweite Teilfunktion aufweist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 15, bei dem der Koeffizient ersten Grades (b) der ersten Teilfunktion zwischen zweimal und viermal so groß ist wie der Koeffizient ersten Grades (b') der zweiten Teilfunktion.
Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 14 bis 16, bei dem die erste Funktion innerhalb des ersten und zweiten Wertebereiches stetig verläuft.
Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 17, die aufweist: eine erste Signalerzeugungsschaltung (40), die dazu ausgebildet ist, ein erstes pulsweitenmoduliertes Signal (S40), das für eine von dem Regelsignal abhängige erste Einschaltdauer (T1) einen Einschaltpegel aufweist, eine zweite Signalerzeugungsschaltung (50), die dazu ausgebildet ist, ein zweites pulsweitenmoduliertes Signal (S50) zu erzeugen, das unmittelbar nach einem Ende oder unmittelbar vor einem Beginn des Einschaltpegels des ersten pulsweitenmodulierten Signals (S40) für eine zweite Einschaltdauer (T2) einen Einschaltpegel aufweist, die proportional ist zu einem Quotienten mit einer Funktion ersten Grades eines Signalwertes des Eingangsspannungssignals (V13) oder einer zeitlichen Änderung des Eingangsspannungssignals (V14) im Nenner und mit einer zweiten Funktion ersten Grades eines Signalwertes des Eingangsspannungssignals (V13) oder einer zeitlichen Änderung des Eingangsspannungssignals (V14) im Zähler.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 18, bei der das Eingangsspannungssignal (V13) proportional ist zu einem Momentanwert der Eingangsspannung (Vin) und bei der die zweite Signalerzeugungsschaltung (50) aufweist: eine spannungsgesteuerte Stromquelle (51–55), der das Eingangsspannungssignal (V13) zugeführt ist und die einen von dem Eingangsspannungssignal (V13) abhängigen Strom (I13) erzeugt, eine kapazitive Speicheranordnung (57; 57, 58), eine Schalteranordnung (56; 65, 66), der das erste pulsweitenmodulierte Signal (S41) zugeführt ist und die dazu ausgebildet ist, das kapazitive Speicherelement nach Maßgabe dieses ersten Signals (S41) mit dem von der Stromquellenanordnung (51–55) bereitgestellten Strom (I13) zu laden, eine Vergleicheranordnung (60), die eine Spannung über der kapazitiven Speicheranordnung (57; 57, 58) mit einer Referenzspannung (V59) vergleicht und das zweite pulsweitenmodulierte Signal (S50) abhängig von diesem Vergleich erzeugt.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 19, bei der die kapazitive Speicheranordnung ein kapazitives Speicherelement (57) und ein in Reihe zu dem kapazitiven Speicherelement geschaltetes ohmsches Widerstandselement (58) aufweist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 20, bei der das kapazitive Speicherelement (57) von einem ersten von dem Eingangsspannungssignal (V13) abhängigen Strom (I64) durchflossen ist und das ohmsche Widerstandselement (58) von einem weiteren von dem Eingangsspannungssignal (V13) abhängigen Strom (I63 + I64) durchflossen ist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 21, bei der die Stromquellenanordnung (51–55, 62–64) einen von dem Eingangsspannungssignal (V13) abhängigen ersten Strom (I64) und einen von dem Eingangsspannungssignal (V13) abhängigen zweiten Strom (I63) erzeugt, bei der der erste Strom (I64) die Reihenschaltung mit dem kapazitiven Speicherelement (57) und dem Widerstandselement (58) durchfließt und der zweite Strom in einen dem kapazitiven Speicherelement (57) und dem Widerstandselement (58) ge meinsamen Knoten eingespeist ist und nur das Widerstandselement (58) durchfließt.
Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 20 bis 22, bei der das ohmsche Widerstandselement einen ersten und einen zweiten Teilwiderstand (58a, 58b) aufweist, die in Reihe geschaltet sind und bei der eine Spannungsbegrenzungsschaltung (81–84) parallel zu dem zweiten Teilwiderstand (58b) geschaltet ist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 19, bei der die Referenzspannung von dem Eingangsspannungssignal (V13) abhängig ist und für Eingangsspannungssignalwerte, die aus steigenden Momentanwerten der Eingangsspannung (Vin) resultieren, abnimmt.
Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 19 bis 24, bei der das Eingangsspannungssignal (V13) eine über einer Hilfsspule (13) anliegende Spannung (V13) ist, wobei die Hilfsspule mit einem ersten Anschluss an ein Bezugspotential und mit einem zweiten Anschluss an die zweite Signalerzeugungsschaltung (50) angeschlossen ist, und bei der die Stromquellenanordnung (51–55) der zweiten Signalerzeugungsschaltung (50) ein ohmsches Widerstandselement (13) aufweist, das an den zweiten Anschluss der Hilfsspule (13) angeschlossen ist, und eine Regelschaltung (52–55), die an einen der Hilfswicklung (13) abgewandten Anschluss des Widerstandselements (51) angeschlossen ist und die dazu ausgebildet ist, ein elektrisches Potential an diesem Anschluss wenigstens annäherungsweise auf Bezugspotential einzustellen.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 19, bei der das Eingangsspannungssignal (V14) ein sich abhängig von einem Momentanwert der Eingangsspannung (Vin) zeitlich änderndes Signal ist und bei der die zweite Signalerzeugungsschaltung (50) aufweist: eine Vergleicheranordnung (74) mit einem ersten und zweiten Eingang, deren erstem Eingang das Eingangsspannungssignal (V14) zugeführt ist und deren zweitem Eingang das Referenzsignal (V75) zugeführt ist und die das zweite pulsweitenmodulierte Signal (S50) abhängig von einem Vergleich des Eingangsspannungssignals (V14) und des Referenzsignals (V75) erzeugt.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 26, bei der dem ersten Eingang der Vergleicheranordnung eine Koppelkapazität (71) vorgeschaltet ist.
Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 21 bis 23, bei der ein durch das erste pulsweitenmodulierte Signal (S41) gesteuerter Schalter (72) zwischen den ersten Eingang der Vergleicheranordnung und eine Klemme für ein Bezugspotential geschaltet ist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 28, bei der ein ohmsches Widerstandselement in Reihe zu dem Schalter (72) geschaltet ist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 28, bei der ein ohmsches Widerstandselement (72) in Reihe zu der Koppelkapazität (71) geschaltet ist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 30, bei der eine schaltbare Stromquelle (79, 78) mit einem Anschluss des Widerstandselementes (72) verbunden ist.