DE102006022819A1

DE102006022819A1 - Schaltungsanordnung zum Versorgen einer Last mit einem Ausgangsstrom

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Publication number: DE102006022819A1
Application number: DE102006022819A
Authority: DE
Inventors: Matthias Radecker; Michael Lenz
Original assignee: Infineon Technologies AG; Fraunhofer Gesellschaft zur Foerderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Infineon Technologies AG; Fraunhofer Gesellschaft zur Foerderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 2005-05-23
Filing date: 2006-05-16
Publication date: 2007-01-04
Also published as: US20070024254A1; US7745970B2

Abstract

Eine Schaltungsanordnung umfasst eine Konvertereinrichtung zum Erzeugen eines Wechselstromsignals aus einer Energie von einer Energiequelle, einen Piezotransformator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des Piezotransformators mit der Konvertereinrichtung elektrisch gekoppelt ist, um von der Konvertereinrichtung das Wechselstromsignal als eine eingangsseitige Anregung zu empfangen, und wobei der Ausgang des Piezotransformators ausgelegt ist, um einen Ausgangsstrom bereitzustellen, und eine Last, die mit dem Ausgang des Piezotransformators gekoppelt ist, um von dem Ausgangsstrom durchflossen zu werden. Die Last ist ausgelegt, um zumindest einen Teil einer durch den durch die Last fließenden Ausgangsstrom zugeführten elektrischen Energie in eine andere Energieform umzuwandeln. Die Last ist ferner so ausgelegt, dass eine in der Nutzenergieform bereitgestellte Nutzleistung im Wesentlichen proportional zu dem Ausgangsstrom ist. Die Schaltungsanordnung ist ausgelegt, um den Ausgangsstrom auf einem vorgegebenen Wert einzustellen.
Die beschriebene Schaltungsanordnung ermöglicht die Versorgung einer Last mit besonders hoher Effizienz, geringer Störabstrahlung und guten Regeleigenschaften.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf eine Schaltungsanordnung zum Versorgen einer Last mit einem Ausgangsstrom, im Speziellen auf ein Steuergerät für Konstantstromlasten mit piezoelektrischem Transformator.
In vielen technischen Anwendungen ist es erforderlich, elektrische Lasten, wie beispielsweise lichtemittierende Dioden, Leuchtstofflampen oder Akkumulatoren (Akkus) mit einem Strom zu versorgen.
Heute gängige einfache Lösungen zum Betreiben derartiger Lasten sind beispielsweise Vorwiderstände. So werden insbesondere im Zusammenhang mit Leuchtdioden Vorwiderstände sehr häufig eingesetzt. Der Nachteil bei solchen Lösungen ist eine dabei auftretende vergleichsweise hohe Verlustleistung und die Tatsache, dass der durch die Last fließende Strom sich bei sich ändernder Eingangsspannung ebenfalls verändert. Eine Abhilfe für die genannten Nachteile kann man beispielsweise durch einen Konstantstromregler schaffen. Analoge Regler, wie z. B. Linearregler, haben den Vorteil einer sehr geringen Störabstrahlung, besitzen hingegen den Nachteil weiterhin vergleichsweise hoher Verlustleistung.
Geschaltete Regler, wie z. B. „hart", das heißt nicht-resonant schaltende Konverter, haben den Vorteil eines hohen Wirkungsgrades, strahlen aber ein stärkeres Störspektrum ab (beispielsweise im Vergleich zu analogen Reglern bzw. Linearreglern). In anderen Worten, bei hart- bzw. nicht-resonant schaltenden Konvertern tritt eine Störspannung leitungsgebunden und durch freie Abstrahlung auf. Die genannte Störabstrahlung muss herkömmlicherweise durch ei nen weiteren Schaltungsaufwand unterdrückt bzw. herausgefiltert werden.
Resonant schaltende Regler (auch als „weich" schaltende Konverter bezeichnet) haben ebenfalls den Vorteil eines hohen Wirkungsgrades und strahlen vorteilhafter Weise nur ein geringes Störspektrum ab. Resonant schaltende Regler sind aber schaltungstechnisch durch das Erfordernis zusätzlicher Resonanzelemente aufwendiger.

Eine resonante Anordnung zum Treiben von antiparallelen LED-Ketten bzw. Ketten von lichtemittierenden Dioden oder Leuchtdioden ist in der US 6,853,150 B2 gezeigt, wobei eine resonant Halbbrücke mit einer Induktivität und einer Kapazität verwendet wird. Die antiparallelen LED-Ketten als Last sind nochmals durch entkoppelnde Kapazitäten voneinander getrennt, um Spannungsdifferenzen zwischen den Ketten auszugleichen. Eine Anzahl an passiven Bauelementen ist somit mindestens durch die Induktivität und die Kapazität gegeben. Bei Verwendung nur einer antiparallelen LED-Kette ist die Anzahl passiver Bauelemente somit mit mindestens zwei vorgegeben. Hinzu kommen entkoppelnde Kapazitäten in jedem antiparallelen LED-Kettenzweig.

Bei allen geschalteten bzw. getakteten Reglern muss ab einer Leistung oberhalb von etwa 1 Watt mindestens eine Induktivität als Energiespeicher für die Stromregelung eingesetzt werden. Die Induktivität macht den Regler in Größe und Kosten unhandlich bzw. teuer. Es ist daher wünschenswert, die Anzahl von passiven Bauelementen zu verringern.

Im Folgenden werden anhand der 1a, 1b, 2 und 3 bekannte Konverter beschrieben. Die 1a und 1b zeigen daher Schaltbilder von Sperrwandlern gemäß dem Stand der Technik. In anderen Worten, in den 1a und 1b ist ein Sperrwandler als hart schaltender Regler mit einem Schalter S gezeigt. Der Konverter gemäß der 1a ist in seiner Gesamtheit mit 100 bezeichnet, und der Konverter gemäß der 1b ist in seiner Gesamtheit mit 150 bezeichnet. Ein Sperrwandler als hart-schaltender Regler mit einem Schalter gemäß den 1a oder 1b hat den Nachteil, dass ein Strom mit hoher Frequenz zum Eingang hin unterbrochen wird, so dass ein hochfrequentes Eingangsstörspektrum beträchtlich ist und (zumindest bei störempfindlichen Anwendungen) durch zusätzlichen Filteraufwand unterdrückt werden muss.

Weiterhin haben Konverter bzw. Regler gemäß den 1A oder 1B zum Treiben von Konstantstromlasten, wie beispielsweise lichtemittierenden Dioden (LEDs) den Nachteil, dass ein ausgangsseitiger Filterkondensator C_out und eine schnelle Gleichrichterdiode D_out verwendet werden müssen, um eine Spannung über den lichtemittierenden Dioden (LEDs) als einer Konstantstromlast (KS) zu erzeugen. Würde man die lichtemittierenden Dioden (LEDs) direkt an den Ausgang der Induktivität L_s schalten und eine Wechselspannung anlegen, so würde eine entstehende Sperrspannung über den lichtemittierenden Dioden (LEDs) bei unterbrochenem Stromfluss mindestens gleich der Eingangsspannung U_in werden. Da lichtemittierende Dioden (LEDs) keine große Sperrfestigkeit besitzen, ist die gezeigte Anordnung meist nicht anwendbar.

2 zeigt ein Schaltbild eines Buck-Konverters gemäß dem Stand der Technik. Der Buck-Konverter gemäß der 2 ist in seiner Gesamtheit mit 200 bezeichnet und umfasst eine Eingangsspannungsquelle zum Bereitstellen einer Eingangsspannung U_in, einen Schalter S, eine Diode D_out, eine Induktivität L_s, eine Kapazität C_out sowie eine Konstantstromlast KS bestehend aus einer Serienschaltung von lichtemittierenden Dioden (LEDs), wobei die genannten Elemente in der in der 2 gezeigten Weise miteinander verschaltet sind. Der Buck-Konverter 200 weist die gleichen Nachteile auf wie die anhand in den 1a und 1b gezeigten Sperrwandler 100, 150. In anderen Worten, die im Hinblick auf die Problematik der an den lichtemittierenden Dioden entstehenden Sperrspannung gemachten Ausführungen zu den Sperrwandlern 100, 150 gelten auch im Hinblick auf den in 2 gezeig ten Buck-Konverter. Der Buck-Konverter weist ferner zusätzlich den Nachteil auf, dass die Eingangsspannung U_in stets größer als die Summe der Flussspannungen der lichtemittierenden Diode der LED-Kette bleiben muss.

Weiterhin wird darauf hingewiesen, dass die Schaltungsanordnung 150 gemäß 1b gegenüber der Schaltungsanordnung 100 gemäß der 1a den Vorteil aufweist, dass die Ansteuerung des Schalters S ohne zusätzliche Schaltungen (wie z. B. Bootstrap-Schaltungen) aus der Eingangsquelle (mit der Eingangsspannung U_in) erfolgen kann.

3 zeigt ein Schaltbild eines Boost-Konverters gemäß dem Stand der Technik. Der Boost-Konverter gemäß der 3 ist in seiner Gesamtheit mit 300 bezeichnet und umfasst eine Eingangsspannungsquelle, die eine Eingangsspannung U_in liefert, eine Induktivität L_s, einen Schalter S, eine Diode D_out, eine Kapazität C_out sowie eine Konstantstromlast KS, die beispielsweise durch eine Serienschaltung von lichtemittierenden Dioden (LEDs) gebildet ist. Die genannten Schaltungselemente sind in der in der 3 gezeigten Weise miteinander verschaltet bzw. gekoppelt.

Die Schaltung 300 gemäß der 3 kann als Boost-Konverter eine bessere Glättung des Eingangsstroms (im Vergleich zu den anhand der 1a, 1b und 2 gezeigten Schaltungsanordnungen) bewirken. Außerdem wären bei ununterbrochenem Stromfluss eine Verwendung der LED-Kette KS als Gleichrichter, ohne zusätzlichen Glättungskondensator C_out, möglich. Eine Sperrfestigkeit der LED-Kette wäre außerdem ausreichend, um die lichtemittierenden Dioden (LEDs) in Sperrrichtung zu betreiben, da eine Spannung in einem eingeschalteten Zustand des Schalters S gleich Null würde. Die Schaltung bzw. Schaltungsanordnung 300 weist allerdings den Nachteil auf, dass sie nicht kurschlussfest ist, so dass im Falle eines Kurzschlusses über die LED-Kette die Eingangsquelle (die die Eingangsspannung U_in liefert) nicht Überstrom geschützt ist. Ablöse schafft dagegen beispielsweise ein zusätzlicher Begrenzungswiderstand in einem Eingangskreis, welcher zu zusätzlich erhöhten Verlusten auch in einen Normalbetrieb führt. Alternativ kann eine schnelle Sicherung eingesetzt werden, die aber wiederum zusätzliche Kosten und irreversiblen Betriebsausfall bei Kurzschluss bedeutet.

Weiterhin haben alle anhand der 1a, 1b, 2 und 3 gezeigten Schaltregler den Nachteil, dass sie mittels einer Rückkopplung des Ausgangsstromes oder der Ausgangsspannung auf eine etwa konstante Ausgangsleistung und somit auf einen Konstantstrom in den lichtemittierenden Dioden (LEDs) oder anderen Verbrauchern geregelt werden müssen. Dazu ist meist ein Widerstandsteiler zur Erfassung der Eingangs- und Ausgangsspannung oder ein Sensewiderstand zur Erfassung des Ausgangsstroms erforderlich.

Der Boost-Konverter (also z.B. der Konverter gemäß 3) weist weiterhin den Nachteil auf, dass zusätzliche Elemente zur Bedämpfung von kurzzeitigen Überspannungen (z. B. zur Bewältigung eines Lastabfalls bzw. load-dump) in Kraftfahrzeugnetzen erforderlich sind, um eine Überlastung an den Verbrauchern (z. B. an der LED-Kette) zu vermeiden.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum effizienten und störungsarmen Betrieb einer Last, die eine elektrische Energie in eine andere Nutzenergieform umwandelt, zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 gelöst. Die vorliegende Erfindung schafft eine Schaltungsanordnung mit einer Konvertereinrichtung zum Erzeugen eines Wechselstromsignals aus einer Energie von einer Energiequelle und einem Piezotransformator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des Piezotransformators mit der Konvertereinrichtung elektrisch gekoppelt ist, um von der Konvertereinrichtung das Wechselstromsignal als eine eingangsseitige Anregung zu empfangen, und wobei der Ausgang des Piezotransformators ausgelegt ist, um einen Ausgangsstrom bereitzustellen. Die Schaltungsanordnung umfasst ferner eine Last, die mit dem Ausgang des Piezotransformators gekoppelt ist, um von dem Ausgangsstrom durchflossen zu werden. Die Last ist ausgelegt, um zumindest einen Teil einer durch den durch die Last fließenden Ausgangsstrom zugeführten elektrischen Energie in eine andere Energieform umzuwandeln. Die Last ist ferner so ausgelegt, dass eine in der Nutzenergieform bereitgestellte Nutzleistung im wesentlichen proportional zu dem Ausgangsstrom ist. Die Schaltungsanordnung ist ferner ausgelegt, um den Ausgangsstrom auf einen vorgegeben Wert einzustellen.

Es ist der Kerngedanke der vorliegenden Erfindung, dass ein Betrieb einer Last, die eine elektrische Energie in eine andere Energieform umwandelt, so dass die in der Nutzenergieform bereitgestellte Nutzleistung im Wesentlichen proportional zu dem durch die Last fließenden Ausgangsstrom ist, in besonders vorteilhafter Weise erzielt werden kann, indem ein Piezotransformator den Ausgangsstrom bereitstellt. Es hat sich nämlich gezeigt, dass gerade unter Verwendung eines Piezotransformators eine besonders präzise Einstellung oder Regelung des Ausgangsstroms auf einen vorgegeben Wert möglich ist, wobei unter Verwendung eines Piezotransformators eine große Flexibilität hinsichtlich eines Abgriffs einer Rückkopplungsgröße besteht, da sowohl ein Eingangsstrom des Piezotransformators als auch ein an einem Hilfsausgang des Piezotransformators abgegriffenes Hilfssignal ein für eine Regelung verwendbares Maß für den Ausgangsstrom darstellen. Ferner ermöglicht ein Piezotransformator aufgrund der hohen Güte eine Unterdrückung von Oberwellen, so dass der Ausgangsstrom im Wesentlichen nur eine Grundfrequenz aufweist. Dadurch wird eine Störbeeinflussung von benachbarten Schaltungsanordnungen durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung vermieden bzw. minimiert.

Ferner weist eine Schaltungsanordnung unter Verwendung einer Konvertereinrichtung zum Erzeugen eines Wechselstromsignals aus einer Energie von einer Energiequelle sowie eines Piezotransformators, der eingangsseitig das Wechselstromsignal empfängt, einen besonders hohen Wirkungsgrad auf. Durch geeignete Ansteuerung oder Regelung der Konvertereinrichtung kann sichergestellt werden, dass die Konvertereinrichtung dem Piezotransformator näherungsweise genau die Energie zuführt, die die an dem Ausgang des Piezotransformators angeschlossene Last verbraucht. Schaltverluste in der Konvertereinrichtung hingegen können gering gehalten werden, und auch Verluste in dem Piezotransformator selbst sind aufgrund der typischerweise hohen Güte eines Piezotransformators sehr gering. Unter Verwendung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung erfolgt die Einstellung des Stroms durch den Verbraucher also nicht wie herkömmlicherweise üblich durch Dissipation. Somit ist eine Verlustleistung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gering, was einerseits die eingangsseitig aufgenommene Leistung verringert und andererseits eine unerwünschte Wärmeentwicklung minimiert.

Im übrigen ermöglicht es ein Piezotransformator, die herkömmlicherweise benötigten mehreren passiven Bauelemente durch nur ein Bauelement, den Piezotransformator selbst, zu ersetzen. Der Piezotransformator kann in seiner Baugröße flach und klein gehalten werden, so dass sich unter Verwendung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gegenüber herkömmlichen Schaltungsanordnungen ein Vorteil hinsichtlich eines benötigten Bauvolumens ergibt. Dies erleichtert wiederum die Realisierung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bei einem vorgegebenen Gehäuse.

Weitere bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden im Übrigen durch die abhängigen Patentansprüche definiert.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Figuren näher erläutert. Es zeigen:
1a ein Schaltbild eines Sperrwandlers gemäß dem Stand der Technik;
1b ein Schaltbild eines weiteren Sperrwandlers gemäß dem Stand der Technik;
2 ein Schaltbild eines Buck-Konverters gemäß dem Stand der Technik;
3 ein Schaltbild eines Boost-Konverters gemäß dem Stand der Technik;
4 ein Ersatzschaltbild eines Piezotransformators;
5 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
5a ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
5b ein Blockschaltbild einer Ansteuerschaltung zum Einsatz in einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
6a ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
6b ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
6c ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
7a ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
7b ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
7c ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
7d ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
8a ein Schaltbild einer Last bestehend aus einer Parallelschaltung von zwei antiparallel geschalteten LED-Ketten zum Einsatz in Verbindung mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
8b ein Schaltbild einer Last bestehend aus einer Serienschaltung von zwei Parallelschaltungen von je zwei antiparallel geschalteten LED-Ketten zum Einsatz in Verbindung mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
9 ein Schaltbild einer Last bestehend aus einem Brückengleichrichter aus lichtemittierenden Dioden, einer Kapazität und einer LED-Kette, zum Einsatz in einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
10 ein Schaltbild einer Last bestehend aus zwei Akkumulatoren zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
11 ein Schaltbild einer weiteren Last mit zwei Akkumulatoren, zum Einsatz in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
12 ein Blockschaltbild erfindungsgemäßen Schaltanordnung gemäß einem zehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
13a ein Ersatzschaltbild eines Piezotransformators mit einem Hilfsausgang;
13b ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltanordnung gemäß einem elften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
13c eine graphische Darstellung von zeitlichen Strom- und Spannungsverläufen in einer Schaltanordnung gemäß 13b;
13d eine weitere graphische Darstellung von zeitlichen Strom- und Spannungsverläufen in einer Schaltanordnung gemäß 13b;
13e eine graphische Darstellung eines Zusammenhangs zwischen einer Ausgangsspannung U₀ und einer Referenzspannung U_R bei einer Schaltanordnung gemäß 13b;
13f eine weitere graphische Darstellung von zeitlichen Strom- und Spannungsverläufen in einer Schaltanordnung gemäß 13b;
14 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltanordnung gemäß einem zwölften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
15 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltanordnung gemäß einem dreizehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
16 eine graphische Darstellung von Messergebnissen bei einer Schaltungsanordnung mit Hilfsanzapfung ZA gemäß 6c und 15 zur Synchronisation des Einschaltzeitpunktes und zur Regelung über einen Spitzenwertdetektor (Peak-Detektor) PED (1630) und eine Vergleichseinrichtung (1637) bei Verwendung einer konstanten Referenz UR in Block RW (1636) zur Regelung eines näherungsweise konstanten Ausgangsstromes um einen zu wählenden Arbeitspunkt des rechten Kurvenbereichs > 400 mA bei einer LED-Flussspannung U₀ von etwa 2,5V, und einem Laststrom I₀ von etwa 530mA, unabhängig von der Eingangsspannung.
4 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Piezotransformators zum Einsatz in einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Der Piezotrafo gemäß der 4 ist in seiner Gesamtheit mit 400 bezeichnet. Der Piezotransformator 400 (im Folgenden kurz auch als Piezotrafo bezeichnet) umfasst einen Eingang 410 und einen Ausgang 420, die beispielsweise galvanisch getrennt sein können (aber nicht notwendigerweise sein müssen). Der Eingang 410 weist zwei Eingangsanschlüsse 422, 424 auf. Zwischen den ersten Eingangsanschluss 422 und dem zweiten Eingangsanschluss 424 ist eine Eingangskapazität 426 geschaltet, die auch mit C_d1 bezeichnet ist. Der Piezotransformator 400 weist ferner einen Serienschwingkreis, bestehend aus einer Induktivität 428 (auch als L bezeichnet), einer Kapazität 430 (auch als C bezeichnet) und einem Widerstand 432 (auch als R bezeichnet) auf. Der Serienschwingkreis bzw. Serienresonanzkreis 428, 430, 432 (RLC) ist in Serie mit einem Eingang eines Übertragers 434 zwischen den ersten Eingangsanschluss 422 und den zweiten Eingangsanschluss 424 geschaltet, wie dies aus der 4 ersichtlich ist. Ein Ausgang des Übertragers 434 ist im Übrigen mit Ausgangsanschlüssen 442, 444 des Ausgangs 420 des Piezotransformators 400 gekoppelt. Parallel zu dem Ausgang des Übertragers 434 ist im Übrigen eine Ausgangskapazität 446 (auch mit C_d2 bezeichnet) geschaltet. Der Übertrager 434 realisiert ein Spannungs-Übertragungsverhältnis von N zwischen seinem Eingang und seinem Ausgang.
Ein Piezotransformator zum Einsatz in einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung weist also das anhand der 4 gezeigte elektrische Ersatzschaltbild auf und dient als Energieübertrager. Durch eine Bedämpfung des durch die Ersatzelemente Induktivität 428 (L) und Kapazität (C) gebildeten Resonanzkreises mit einer Ausgangslast (beispielsweise einer an die Ausgangs-Anschlüsse 442, 444 angeschlossenen Ohmschen Last) kann man jedes gewünschte Übertragungsverhältnis durch Frequenzänderung (bzw. Frequenzeinstellung) und durch eine Wahl des Spannungsübertragungsverhältnisses (N) des Übertragers (434) einstellen. Weicht eine Arbeitsfrequenz eines übertragenen Konverters (also beispielsweise ist die Frequenz einer dem Eingang 410 des Piezotransformators 400 zugeführten eingangsseitigen Anregung) von einer mechanischen Resonanzfrequenz des Piezotransformators 400 genügend ab, so wird keine Leistung zu dem Ausgang 420 des Piezotransformators 400 übertragen, und der Piezotransformator 400 isoliert den Ausgang 420 elektrisch von der Wirksamkeit einer Eingangsspannung (beispielsweise an dem Eingang 410 des Piezotransformators 400).
Durch ein beim Entwurf (des Piezotransformators bzw. der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung) einstellbares Übertragungsverhältnis N kann der Piezotransformator 400 gemäß 4 eine beliebige Auf- oder Abwärtstransformation der Eingangsspannung bewirken, und somit an eine gewünschte Spannung an einem Verbraucher (der beispielsweise an dem Ausgang 420 des Piezotransformators 400 angeschlossen ist) angepasst werden. Gleichzeitig wird durch einen hohen Wirkungsgrad des Piezotransformators 400 und damit verbundenen geringen Verlusten, dargestellt durch den Ersatzverlistwiderstand 432 (R), ein Nachteil bisheriger Lösungen beseitigt.
Die Eingangs- und Ausgangskapazitäten 426, 446 des Piezotransformators 400 (C_d1, C_d2) sind so einstellbar, dass bezüglich eines Entwurfs von C_d2 ein optimaler Wirkungsgrad durch Impedanzanpassung zur Last erreicht wird, und dass ein optimales Nullspannungsschalten (auch als zero voltage switching ZVS bezeichnet) bezüglich einer Wahl der Eingangskapazität 426 (C_d1) bei den Schaltern einer treibenden Konverterschaltung (RK) erreicht wird.
5 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 5 ist in ihrer Gesamtheit mit 500 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 500 umfasst eine Eingangsspannungsquelle 510, die eine Eingangsspannung U_in liefert, und die nicht als integraler Bestandteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung anzusehen ist, sondern vielmehr eine Bereitstellung einer Eingangsspannung U_in bzw. eines entsprechenden Eingangsstroms symbolisiert. Die Schaltungsanordnung 500 umfasst ferner eine Konvertereinrichtung 520 (auch mit RK bezeichnet). Die Konvertereinrichtung 520 ist mit der Spannungsquelle 510 gekoppelt, um von der Spannungsquelle 510 eine Energie bzw. Leistung zu empfangen. Die Konvertereinrichtung 520, bei der es sich bevorzugt um eine resonante Konverterschaltung handelt, ist im Übrigen mit einem Eingang 530 eines Piezotransformators 540 (oder einer anderen resonanten Transformatoranordnung) gekoppelt. Ein Ausgang 550 des Piezotransformators 540 ist im übrigen mit einer Last 560 (auch mit KS bezeichnet) gekoppelt.
Basierend auf der strukturellen Beschreibung wird im Folgenden die Funktionsweise der Schaltungsanordnung 500 beschrieben, die eine prinzipielle Anordnung einer erfindungsgemäßen Lösung zeigt. Die Spannungsquelle 510, die auch als Eingangsquelle U_in betrachtet werden kann, ist mit der Konvertereinrichtung bzw. resonanten Konverterschaltung 520 (RK) verbunden bzw. gekoppelt. Die Konvertereinrichtung 520, bei der es sich bevorzugt um eine resonante Konverterschaltung handelt, enthält zumindest einen Schalter, und ist ausgelegt, um aus der von der Spannungsquelle 510 gelieferten Eingangsspannung U_in ein Wechselstromsignal an dem Eingang 530 des Piezotransformators 540 zu erzeugen. In anderen Worten, dadurch dass die Konvertereinrichtung 520 mit dem Piezotransformator bzw. piezoelektrischen Transformator 540 (PT) verbunden ist, kann das durch die Konvertereinrichtung erzeugte Wechselstromsignal eine eingangsseitige Anregung des Piezotransformators 540 bilden. An dem Ausgang 550 des Piezotransformators 540 ist (als Last 560) beispielsweise eine Anordnung von antiparallelen Konstantstromlasten KS angeordnet. In anderen Worten, die Last 560 umfasst beispielsweise zwei antiparallel geschaltete Leuchtdioden oder zwei antiparallel geschaltete Ketten von Leuchtdioden, die insoweit als Konstantstromlasten verstanden werden können, als eine von den Leuchtdioden bzw. lichtemittierenden Dioden (auch als LED bezeichnet) abgestrahlte optische Leistung typischerweise proportional zu einem Stromfluss durch die lichtemittierenden Dioden ist. Insofern ist es wünschenswert, dass die Last 560 bzw. die beispielsweise in der Last enthaltenden lichtemittierenden Dioden von einem vorgegebenen und konstanten Strom durchflossen werden.
Es wird ferner darauf hingewiesen, dass die Konvertereinrichtung 520 beispielsweise für eine Einstellung eines konstanten oder zumindest näherungsweise konstanten Stroms bzw. Ausgangsstroms I₀ durch die Last 560 ausgelegt sein kann.
Eine Rückkopplung zur Einstellung des konstanten Stroms (also beispielsweise des konstanten Ausgangsstroms I₀ durch die Last 560) ist nicht in jedem Fall erforderlich, da die Steuerung des Piezotransformators 540 innerhalb der Konvertereinrichtung bzw. Konverterschaltung 520 (RK) erfolgen kann, in welcher ein etwa konstanter Ausgangsstrom einstellbar ist, unabhängig von der Last 560 und der Eingangsspannung U_in.
In anderen Worten, die Konvertereinrichtung 500 erzeugt, basierend auf der Eingangsspannung U_in von der Spannungsquelle 510 ein Wechselstromsignal durch Schalten zumindest eines Schalters 570 (auch mit S bezeichnet). Die Konvertereinrichtung 520 kann zu diesem Zweck beispielsweise weitere Schalter oder zusätzliche reaktive Elemente enthalten, wie im Folgenden noch ausgeführt wird. Das entstehende Wechselstromsignal dient dann als Eingangssignal an dem Eingang 530 des Piezotransformators 540, wobei der Piezotransformator 540 an seinem Ausgang 550 eine Ausgangsspannung U₂, einen Ausgangsstrom U₀ bzw. eine Ausgangsleistung zur Verfügung stellt, die von Frequenz und Amplitude des eingangsseitigen Wechselstromsignals abhängen. Die Ausgangsspannung U₂ bzw. der Ausgangsstrom I₀ des Piezotransformators 540 dienen damit der Versorgung der Last 560. Somit ist durch geeignete Einstellung einer Amplitude des Wechselstromsignals und einer Frequenz f des Wechselstromsignals die Ausgangsspannung U₂ bzw. der Ausgangsstrom I₀ einstellbar. In anderen Worten, durch eine Einstellung der Arbeitsfrequenz f der Konvertereinrichtung 520, also der Frequenz, mit der der Schalter 570 (sowie ggf. weitere vorhandene Schalter) geschaltet werden, kann beispielsweise der Ausgangsstrom I₀ beeinflusst werden. Weiterhin kann auch die Wahl von Einschaltzeitpunkten und Ausschaltzeitpunkten, an denen der Schalter 570 (und ggf. weitere Schalter) eingeschaltet bzw. ausgeschaltet werden, der Ausgangsstrom I₀ beeinflusst werden. Aus diesem Grund wird im Folgenden detailliert erläutert, wie die Konvertereinrichtung 520 gesteuert oder geregelt werden kann bzw. wie die Arbeitsfrequenz f sowie die Einschaltzeitpunkte und die Ausschaltzeitpunkte des Schalters 570 gesteuert oder geregelt werden können.
Zum besseren Verständnis sei hierbei darauf hingewiesen, dass verschiedene Konzepte existieren, um die Konvertereinheit 520 zu steuern oder zu regeln.
Unter Bezugnahme auf die 6a wird daher zunächst beschrieben, wie die Konvertereinheit, basierend auf einer Bestimmung eines Stroms durch den Schalter 570 geregelt werden kann.
Bezug nehmend auf die 6b, 7a und 7b wird dann beschrieben, wie die Konvertereinheit 510 durch Auswertung sowohl eines Stromflusses durch den Schalter 570 als auch eines Ausgangsstroms I₀ durch die Last gesteuert oder geregelt werden kann.
Ferner wird anhand der 5a, 5b, 6c, 7c, 7d, 12, 13a, 13b, 13c, 13d, 13e, 13f, 14 und 15 erläutert, wie die Konvertereinheit 510 unter Verwendung eines Hilfssignals, das aus dem Piezotransformator ausgekoppelt wird, gesteuert oder geregelt werden kann.
Ferner zeigen die 8, 9, 10 und 11 verschiedene Ansätze zum Betrieb einer Last, wobei die Schaltungsanordnungen gemäß den 8, 9, 10 und 11 beispielsweise an die Stelle der Last 560 (oder der in den anderen Fig. gezeigten Lasten) treten können. Es sei hier darauf hingewiesen, dass alle im Rahmen der vorliegenden Beschreibung beschriebenen Lastschaltungen mit sämtlichen anderen beschriebenen Schaltungsanordnungen zur Versorgung der verschiedenen Lastanordnungen vorteilhaft einsetzbar sind.
6a zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltunganordnung gemäß der 6a ist in ihrer Gesamtheit mit 600 bezeichnet. Die Schaltungs anordnung 600 empfängt von einer Eingangsspannungsquelle bzw. Eingangsstromquelle 610 eine Eingangsspannung U_in. Die Eingangsspannungsquelle 610 entspricht dabei der anhand der 5 gezeigten Eingangsspannungsquelle 510. Die Eingangsspannungsquelle 610 ist mit einer Konvertereinrichtung 620 gekoppelt, um eine Energie oder Leistung 622 an die Konvertereinrichtung 620 zu liefern. Die Konvertereinrichtung 620 liefert ihrerseits ein Wechselstromsignal 624 an einen Eingang eines Piezotransformators 630. Zu diesem Zweck ist ein Ausgang der Konvertereinrichtung 620 mit dem Eingang des Piezotransformators 630 gekoppelt. Ein Ausgang des Piezotransformators 630 ist ferner mit einer Last 640 gekoppelt, bei der es sich beispielsweise um eine Konstantstromlast handelt. Details im Hinblick auf den Piezotransformator 630 und die Last 640 wurden schon oben beschrieben bzw. werden im Folgenden noch ausgeführt, wobei sich die entsprechenden Ausführungen, soweit nicht anders angegeben, auf alle Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung beziehen.
Die Konvertereinrichtung 620 umfasst eine Schaltereinheit 650 sowie eine Regeleinrichtung 660, die auch als Konstantstromregler CC bezeichnet ist. Die Schaltereinheit 650 umfasst zumindest einen Schalter 670 (im Folgenden teilweise auch mit S bezeichnet), der in einen Stromkreis zwischen einem Eingang der Schaltereinheit 650, der mit der Spannungsquelle 610 gekoppelt ist, und einem Ausgang der Schaltereinheit 650, der mit dem Eingang des Piezotransformators 630 gekoppelt ist, seriell oder parallel eingeschaltet ist. Der Schalter 670 ist dabei derart zwischen die Spannungsquelle 610 und den Piezotransformator 630 geschaltet, das ein Schalten des Schalters 670, ggf. in Verbindung mit weiteren Schaltern oder reaktiven Elementen, eine Erzeugung des Wechselstromsignals, basierend auf der von der Spannungsquelle 610 gelieferten Energie oder Leistung 622 bewirkt.
Ein Shuntwiderstand 672 ist in Serie zu dem Schalter 670 geschaltet und ermöglicht eine Bestimmung des durch den Schalter 670 fließenden Stroms. Der Shuntwiderstand 672 bildet somit ganz allgemein eine Strombestimmungseinrichtung 674, die auch mit CS1 bezeichnet ist. Die Strombestimmungseinrichtung 674 bzw. der Shuntwiderstand 672 liefern somit ein Strombeschreibungssignal 676, das den Strom durch den Schalter 670 beschreibt, an die Regeleinrichtung 666. Die Regeleinrichtung 666 erzeugt ein Ansteuersignal 680 zur Ansteuerung bzw. zum Einschalten und Ausschalten des Schalters 670. Die Regeleinrichtung 666 ist ausgelegt, um beispielsweise den Schalter 670 derart anzusteuern, dass beispielsweise ein Maximalwert, Mittelwert oder Effektivwert eines Stromes I_S durch den Schalter 670 auf einen vorgegebenen Wert eingeregelt wird. In anderen Worten, die Regeleinrichtung 666 vergleicht die Information 676 über den Strom I_S durch den Schalter 670 beispielsweise mit einem vorgegebenen Referenzwert und erhöht oder erniedrigt eine Arbeitsfrequenz f, mit der der Schalter 670 geschaltet bzw. eingeschaltet oder ausgeschaltet wird, in Abhängigkeit von einer Differenz zwischen der Information 676 und dem Referenzwert. Alternativ oder zusätzlich kann die Regeleinrichtung 666 auch Einschaltzeitpunkte oder Ausschaltzeitpunkte oder ein Tastverhältnis des Schalters 670 in Abhängigkeit von der Information 676 (ggf. in Verbindung mit einem Referenzwert) einstellen.
Im Übrigen sei darauf hingewiesen, dass die Regeleinrichtung 666 den Referenzwert beispielsweise in Abhängigkeit von einem Signalverlauf bzw. einer Signalform des Signals 676 einstellen kann. Beispielsweise kann die Regeleinrichtung 666 aus einer Anstiegsgeschwindigkeit des Signals 666 auf die Eingangsspannung U_in oder auch auf die Größe der Last 640 schließen. Im Übrigen kann optional der vorgegebene Referenzwert in Abhängigkeit von einer Bestimmung der Größe der Last 640 eingestellt werden. Dabei kann eine von der Größe der Last abhängige Größe (z. B. eine Phasenverschiebung zwischen zwei Strömen oder zwischen einem Strom und einer Spannung, oder eine Signalform eines Signals) ausgewertet werden. Ist die Größe der Last 640 zumindest näherungsweise bekannt, so kann der Referenzwert beispielsweise unter Verwendung einer Nachschlagetabelle oder eines funktionalen Zusammenhangs aus der Größe der Last abgeleitet werden. So kann beispielsweise der Referenzwert im Vergleich zu einem Nenn-Referenzwert verkleinert werden, wenn festgestellt wird, dass die Last kleiner als eine Nennlast ist. Dadurch wird vermieden, dass in eine verkleinerte Last der gleiche Strom eingeprägt wird wie in eine große Last, was u. U. zu einer Zerstörung der kleinen Last führen würde.
Zusammenfassend lässt sich also festhalten, dass bei der Schaltungsanordnung 600 gemäß 6a die Regelung der Konvertereinrichtung 620 im Wesentlichen basierend auf einem Vergleich oder einer Differenzbildung zwischen einem Strom I_S durch den Schalter 670 und einem Referenzwert erfolgt.
6b zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 6b ist in ihrer Gesamtheit mit 682 bezeichnet. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass die Schaltungsanordnung 682 der Schaltungsanordnung 600 gemäß 6a, abgesehen von Unterschieden hinsichtlich der Regeleinrichtung, sehr ähnlich ist, so dass gleiche Einrichtungen bei den Schaltungsanordnungen 600, 682 mit gleichen Bezugszeichen versehen sind.
Die Schaltungsanordnung 682 umfasst allerdings weiterhin eine Ausgangsstromerfassung, die im Folgenden erläutert wird. Die Last 640 ist in der Schaltungsanordnung 682 wiederum mit dem Ausgang des Piezotransformators 630 gekoppelt. Allerdings umfasst die Schaltungsanordnung 682 eine Ausgangsstrom-Bestimmungseinrichtung, die ausgelegt ist, um den durch die Last 640 fließenden Ausgangsstrom I₀ zu erfassen. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel gemäß der
6b ist der Last 640 ein Shuntwiderstand bzw. Senswiderstand 684 in Serie geschaltet, so dass ein Spannungsabfall über dem Shuntwiderstand bzw. Senswiderstand 684 proportional zu dem durch die Last 640 fließenden Ausgangsstrom I₀ ist. Die Ausgangsstromerfassungseinrichtung ist im Übrigen auch mit 686 bzw. CS2 bezeichnet, und liefert ein Ausgangsstrom-Beschreibungssignal 688, das ein Maß für den durch die Last 640 fließenden Ausgangsstrom I₀ ist. Eine Regeleinrichtung 690 verarbeitet sowohl das Schalterstrom-Beschreibungssignal 676 als auch das Ausgangsstrom-Beschreibungssignal 688, um das Schalter-Ansteuersignal 680 zu erzeugen. Die Regeleinrichtung 690 ist beispielsweise ausgelegt, um Nulldurchgänge des Schalterstroms I_S und des Ausgangsstroms I₀ zu ermitteln, und um basierend auf den Zeitpunkten der Nulldurchgänge des Schalterstroms I_S und des Ausgangsstroms I₀ eine Phasendifferenz zwischen einem Eingangsstrom an dem Eingang des Piezotransformators 630 und einem Ausgangsstrom an dem Ausgang des Piezotransformators 630 zu ermitteln. Ferner ist die Regeleinrichtung 690 bevorzugt ausgelegt, um dem Schalter 670 im Hinblick auf eine Arbeitsfrequenz f, Einschaltzeitpunkte, Ausschaltzeitpunkte und/oder ein Tastverhältnis anzusteuern, um die Phasendifferenz zwischen dem Eingangsstrom des Piezotransformators 630 und dem Ausgangsstrom I₀ des Piezotransformators 630 auf einem vorgegebenen Phasendifferenz-Referenzwert einzustellen bzw. einzuregeln. In anderen Worten, die Regeleinrichtung 690 ist ausgelegt, um die Arbeitsfrequenz f, Einschaltzeitpunkte, Ausschaltzeitpunkte oder ein Tastverhältnis des Ansteuersignals 680 in Abhängigkeit von der Phasendifferenz zwischen dem Eingangsstrom des Piezotransformators 630 und dem Ausgangsstrom des Piezotransformators 630 einerseits und einem Phasendifferenz-Referenzwert andererseits derart zu verändern, um eine Abweichung zwischen der Phasendifferenz und dem Phasendifferenz-Referenzwert zu minimieren.
Ferner kann die Regeleinrichtung 690 auch eine absolute Größe des Ausgangsstroms I₀, beispielsweise also eine Amp litude, einen Mittelwert oder einen Effektivwert des Ausgangsstroms I₀ mit für eine Regelung bzw. für eine Einstellung von Parametern (Arbeitsfrequenz f, Einschaltzeitpunkt, Ausschaltzeitpunkt, Tastverhältnis) des Ansteuersignals 680 verwenden. Beispielsweise können die Abweichung der genannten Phasendifferenz von dem Phasendifferenz-Referenzwert sowie eine Abweichung der Größe des Ausgangsstroms I₀ von einem Ausgangsstrom-Referenzwert beispielsweise linear miteinander kombiniert werden, um die Parameter des Ansteuersignals 680 festzulegen.
Ferner ist anzumerken, dass der Phasendifferenz-Referenzwert und ggf. der Ausgangsstrom-Referenzwert entweder fest vorgegeben sein können oder beispielsweise durch Bestimmung einer Größe der Last 640 (also beispielsweise des Lastwiderstands oder der Lastimpedanz) eingestellt werden können, wie dies beispielsweise oben beschrieben wurde. Durch die Einstellung des Phasendifferenz-Referenzwerts oder des Ausgangsstrom-Referenzwerts kann beispielsweise erreicht werden, dass der Phasendifferenz-Referenzwert oder der Ausgangsstrom-Referenzwert bei Vorliegen einer kleineren Last einen kleineren Soll-Ausgangsstrom beschreibt.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel entfällt die Schalterstromerfassungseinrichtung 670 und das Schalterstrombeschreibungssignal 676. Die Regeleinrichtung 690 ist in diesem Fall weiterhin ausgelegt, um das Ausgangsstrom-Beschreibungssignal 688 zu empfangen. Die Regeleinrichtung 690 ist bei diesem Ausführungsbeispiel ausgelegt, um die Parameter des Ansteuersignals 680 basierend auf einem Maximalwert, Mittelwert oder Effektivwert des Ausgangsstroms I₀ einzustellen, und um somit die Größe des Ausgangsstroms I₀ auf den Ausgangsstrom-Referenzwert auszuregeln. In anderen Worten, bei dem genannten Ausführungsbeispiel wird lediglich der Ausgangsstrom selbst bezüglich Maximalwert oder Effektivwert erfasst, und beispielsweise auf einen konstanten Effektiv-Stromwert eingestellt bzw. geregelt.
Es sei im Übrigen noch darauf hingewiesen, dass sich die Schaltungsanordnungen 600 gemäß 6a und 700 gemäß 6b bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel im Hinblick auf die zugrundeliegenden Bezugspotentiale unterscheiden.
Bei der Schaltungsanordnung 600 gemäß 6a liegen typischerweise sowohl die Spannungsquelle 610 als auch die Schaltereinheit 650 und der Eingang des Piezotransformators 630 auf dem gleichen Bezugspotential, das beispielsweise mit GND1 bezeichnet ist. Die Last hingegen kann, ebenso wie der Ausgang des Piezotransformators 630, ein von dem ersten Bezugspotential GND1 verschiedenes zweites Bezugspotential GND2 verwenden. Somit ermöglicht die Schaltungsanordnung 600 ohne weitere galvanisch trennende Elemente eine Entkopplung der eingangsseitigen und ausgangsseitigen Bezugspotentiale GND1, GND2.
Bei der Schaltungsanordnung 682 gemäß 6b sind hingegen typischerweise sowohl die Spannungsquelle 610, die Schaltereinheit 615, der Eingang und der Ausgang des Piezotransformators 630 und die Last 640 auf das erste Bezugspotential GND1 bezogen bzw. mit dem ersten Bezugspotential GND1 elektrisch leitend verbunden.
Im Folgenden werden Bezug nehmend auf die 7a und 7b konkrete Realisierungen der Schaltungsanordnung 682 gemäß der 6b beschrieben. Da die Schaltungsanordnungen gemäß den 7a und 7b der Schaltungsanordnung 682 gemäß 6b sehr ähnlich sind, sind gleiche Einrichtungen bzw. Signale mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet und werden hier nicht noch einmal ausführlich erläutert. 7a zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung der 7a ist in ihrer Gesamtheit mit 700 bezeichnet. Ein erster Anschluss einer Spannungsquelle 610, die eine Eingangsspannung U_in liefert, ist mit einem ersten Anschluss einer Schaltereinheit 650 gekoppelt, und ein zweiter Anschluss der Spannungsquelle 610 ist (über einen Shunt-Widerstand 672) mit einem zweiten Anschluss der Schaltereinheit 650 gekoppelt. Ein erster Ausgangsanschluss 712 der Schaltereinheit 650 ist mit einem ersten Eingangsanschluss eines Piezotransformators 630 gekoppelt, der durch ein Ersatzschaltbild gemäß 4 repräsentiert ist. Der zweite Anschluss der Spannungsquelle 610 ist ferner mit einem zweiten Eingangsanschluss des Piezotransformators 630 gekoppelt. Ein erster Ausgangsanschluss des Piezotransformators 630 ist ferner mit einem ersten Anschluss 714 einer Last 740 gekoppelt, und ein zweiter Ausgangsanschluss des Piezotransformators 630 ist über einen Shunt-Widerstand 684 mit einem zweiten Anschluss 716 der Last 740 gekoppelt. Ferner sind der zweite Eingangsanschluss des Piezotransformators 630 und der zweite Ausgangsanschluss des Piezotransformators 630 leitend miteinander verbunden.
Die Schaltereinheit 650 umfasst zwei Schalter, wobei ein erster Schalter 670 zwischen dem zweiten Anschluss der Schaltereinheit 650 und dem Ausgangsanschluss 712 der Schaltereinheit 650 geschaltet ist. Ein zweiter Schalter 720 ist zwischen dem ersten Anschluss der Schaltereinheit 650 und dem Ausgangsanschluss 712 der Schaltereinheit 650 geschaltet. Der erste Schalter 670 ist dabei mit S1 bezeichnet, und der zweite Schalter 720 ist auch mit S2 bezeichnet. Ein Treiber 730 ist ferner mit Steueranschlüssen der Schalter 670, 720 gekoppelt und ausgelegt, um die Schalter 670, 720 in Abhängigkeit von einem Ansteuersignal 686 anzusteuern. Der Treiber 730 ist beispielsweise ausgelegt, um die beiden Schalter 670, 720 gegenphasig anzusteuern, so dass beispielsweise der erste Schalter 670 geschlossen ist, wenn der zweite Schalter 720 geöffnet ist, und umgekehrt. Bevorzugt ist der Treiber 730 ganz allgemein gesprochen ausgelegt, um sicherzustellen, dass nicht die beiden Schalter 670, 720 gleichzeitig eingeschaltet sind. Eine Regeleinrichtung 690 empfängt in diesem Fall das Schalterstrombeschreibungssignal 676, das den Schalterstrom I_S durch den ersten Schalter 670 beschreibt, und das von dem Schalterstrom I_S durch den Shunt-Widerstand 672 abge leitet ist. Die Regeleinrichtung 690 empfängt ferner das Ausgangsstrom-Beschreibungssignal 688, das den Ausgangsstrom I₀, der durch die Last 640 fließt, beschreibt, und das von dem Ausgangsstrom I₀ durch den Shunt-Widerstand 684 abgeleitet ist. Die Regeleinrichtung stellt ferner basierend auf dem Schalterstrom-Beschreibungssignal 676 und dem Ausgangsstrom-Beschreibungssignal 688 das Ansteuersignal 686 für die Schaltereinheit 650 zur Verfügung. Die Funktionsweise der Regeleinrichtung 690 entspricht dabei im Wesentlichen der Funktionsweise, wie sie mit Bezug auf die Schaltungsanordnung 682 gemäß der 6b bereits beschrieben wurde.
7b zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 7b ist in ihrer Gesamtheit mit 750 bezeichnet. Da die Schaltungsanordnung 750 der Schaltungsanordnung 700 sehr ähnlich ist, werden gleiche Merkmale bzw. Signale bei den Schaltungsanordnungen 700 und 750 mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
Die Schaltungsanordnung 750 unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung 700 im Wesentlichen in der Ausführung eines Eingangsnetzwerkes sowie der Schaltereinheit 650, wobei das Eingangsnetzwerk und die Schaltereinheit zwischen die Spannungsquelle 610 und den Eingang des Piezotransformators 630 geschaltet sind, um die eingangsseitige Anregung des Piezotransformators 630 in Form eines Wechselstromsignals zu erzeugen. Bei der Schaltungsanordnung 750 ist der erste Anschluss der Spannungsquelle 610 über eine Induktivität 760 mit einem ersten Anschluss der Schaltereinheit 650 gekoppelt. Dabei ist ein erster Anschluss der Induktivität 760 mit dem ersten Anschluss der Spannungsquelle 610 gekoppelt, und ein zweiter Anschluss der Induktivität 760 ist mit dem ersten Anschluss der Schaltereinheit 650 gekoppelt. Der zweite Anschluss der Induktivität 760 ist ferner mit dem ersten Eingangsanschluss des Piezotransformators 630 gekoppelt. Der zweite Anschluss der Spannungsquelle 610 ist ferner über den Shunt-Widerstand 672 mit einem zweiten Anschluss der Schaltereinheit 650 gekoppelt. Ferner ist der zweite Anschluss der Spannungsquelle 610 mit dem zweiten Eingangsanschluss des Piezotransformators 630 gekoppelt. Zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss der Schaltereinheit 650 ist ferner ein Schalter 670 eingeschaltet, der auch mit S bezeichnet ist. Ein Steuereingang des Schalters 670 ist im Übrigen mit dem Ausgang eines Treibers 770 gekoppelt, wobei der Treiber 770 das Ansteuersignal 686 von der Regeleinrichtung 690 empfängt. Der Sense-Widerstand 672 wandelt somit den durch den Schalter 670 fließenden Schalterstrom I_S in eine Spannung um, die das Schalterstrom-Beschreibungssignal 676 bildet, und die der Regeleinrichtung 690 zugeführt wird.
Die Regeleinrichtung 690 erfüllt bei der Schaltungsanordnung 750 im Wesentlichen dieselbe Funktion wie bei den Schaltungsanordnungen 682, 700, so dass auf eine wiederholte Beschreibung hier verzichtet wird. Es sei allerdings darauf hingewiesen, dass ggf. Phasenverhältnisse bei den Schaltungsanordnungen 700, 750 unterschiedlich sind, so dass beispielsweise Phasenverzögerungen in der Regeleinrichtung 690 an Details der Schaltungsanordnungen 700, 750 angepasst sind.
Zusammenfassend lässt sich somit festhalten, dass die 7a ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel bzw. eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung kann die Eingangsspannung U_in innerhalb eines integrierten Ansteuerteils RK (in seiner Gesamtheit auch als Konvertereinrichtung bezeichnet) durch eine Treiberschaltung DC erfasst und zur Ansteuerung oder zur Abschaltung bei Überspannung oder Unterspannung herangezogen werden kann. Eine Gegentaktansteuerung der beiden Schalter 670, 720 (S1, S2) erfolgt über einen Gegentakttreiber GT, der beispielsweise Teil des Treibers 730 sein kann. Die Ströme I_S in dem ersten Schal ter bzw. low-Side-Schalter 670 (S1) und I₀ in einem Lastkreis (bzw. durch die Last 640) können über Shunt-Widerstände bzw. Sense-Widerstände 672, 684 (R_S, R_LS) ausgewertet und zur Abschaltung der Schalter 670, 720 (S1, S2) bzw. zur Regelung einer konstanten Phasenlage (PD) zwischen diesen beiden Strömen (Phasen P1 und P2) genutzt werden. Dazu dient beispielsweise ein Phasenregler (PR), der Teil der Regeleinrichtung 690 sein kann, oder der die Regeleinrichtung 690 bilden kann. Weiterhin kann eine Größe des Ausgangsstromes I₀ über den Sense-Widerstand bzw. Shunt-Widerstand 684 (R_LS) erfasst und auf einen genauen Stromwert geregelt werden.
In 7b ist eine adäquate Ausführung der Schaltung nach 4a gezeigt. In anderen Worten, die 7b zeigt eine zu der Schaltungsanordnung 700 gemäß der 7a äquivalente Schaltungsanordnung 750. Die Schaltungsanordnung 750 gemäß der 7b unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung 700 gemäß der 7a dadurch, dass statt einer Halbbrückenschaltung (bestehend aus den beiden Schaltern 670, 720 bzw. S1, S2) eine Klasse-E-Schaltung mit einer Eingangsdrossel 760 statt eines high-Side-Schalters 720 verwendet wird.
In anderen Worten, in 7a ist ein induktivitätsfreier Halbbrückenkonverter als ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung gezeigt. Durch Auswertung des Stromes bzw. Schalterstromes I_S in dem ersten Schalter 670 (S₁), der auch als low-Side-Schalter bezeichnet wird, durch einen Shunt-Widerstand bzw. Sense-Widerstand 672 (R_S), und durch einen Vergleich mit dem Ausgangsstrom I₀ über einen weiteren Sense-Widerstand bzw. Shunt-Widerstand 684 (R_LS) (oder mit einem Senseausgang US des Piezotransformators) kann ein konstanter Ausgangsstrom I₀ eingestellt werden. Gleiches ist in einem weiteren Ausführungsbeispiel für die Klasse-E in 7b bezüglich der Auswertung des Schalterstromes in Schalter S gezeigt. In anderen Worten, der Schalterstrom I_S durch den ersten Schalter 670, der als low-Side-Schalter (mit niedrigem Potential oder Bezugspotential gekoppelter Schalter) bezeichnet wird, wird bei der Erzeugung des Ansteuersignals 686 verwendet. Bevorzugt wird eine Phasenlage des Schalterstroms I_S durch einen Phasendetektor ermittelt und mit einer Phasenlage des Ausgangsstroms I₀ verglichen. In anderen Worten, es wird eine Phasendifferenz zwischen den Phasenlagen des Schalterstroms I_S und des Ausgangsstroms I₀ gebildet. Die Regeleinrichtung 690 ist bevorzugt ausgebildet, um die Phasendifferenz mit einem Phasendifferenz-Referenzwert zu vergleichen und das Ansteuersignal 686 zu erzeugen, um die Phasendifferenz auf den Phasendifferenz-Referenzwert auszuregeln.
Ferner ist die Regeleinrichtung 690 ausgelegt, um auch die Größe (Amplitude, Mittelwert oder Effektivwert) des Ausgangsstroms I₀ mit in die Regelung ein fließen zu lassen und somit die Größe des Ausgangsstroms I₀ beispielsweise auf einen Ausgangsstrom-Referenzwert zu regeln, um beispielsweise einen konstanten Ausgangsstrom I₀ einzustellen.
Die gleiche Funktionsweise wie bei der Schaltungsanordnung 700 ist in dem weiteren Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung 750 für die Klasse-E in 7b bezüglich der Auswertung des Schalterstroms I_S in den Schalter 670 (S) gezeigt. Die Schaltungsanordnung 750 gemäß 7b hat zwar den Nachteil, dass eine Induktivität (die Induktivität 760) neben dem Piezotransformator 630 erforderlich ist, die Schaltungsanordnung 750 spart aber (im Vergleich zu der Schaltungsanordnung 700) einen Schalter (den zweiten Schalter 720 bzw. S2) ein. Die Schaltungsanordnung 750 gemäß der 7b hat ferner gegenüber einem Boost-Konverter bei ähnlich guter Eingangsstromglättung den Vorteil einer Kurzschlussfestigkeit und einer Einsparung von ausgangsseitigen Glättungskondensatoren und schnellen Dioden.
Die Halbbrückenschaltung gemäß der 7a hat trotz einer fehlenden Drossel zur Eingangsspannung ein begrenztes Störspektrum, da sie im Wesentlichen eine Halbwelle der Grund harmonischen als Eingangsstromkurve erzeugt. Durch eine Kommutierung des Stromes über die Eingangskapazität des Piezotransformators 630 wird ein Nullspannungsschalten (zero voltage switching = ZVS) erreicht, welches einerseits Einschaltverluste stark reduziert und andererseits immer noch zu einer verbesserten elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) durch ein kleineres hochfrequentes Störspektrum, gegenüber hart schalteten Konvertern, wie dem Buck-Konverter oder dem Flyback-Konverter, mit eingangsseitigen Schaltern führt.
Im Folgenden wird anhand der 5a, 5b, 6c, 7c und 7d sowie der 12, 13a, 13b, 13c, 13d, 13e, 13f, 14 und 15 ein Konzept einer Regelung beschrieben, das in Verbindung mit einer seriellen Auskopplung eines Hilfssignals aus dem Piezotransformator anwendbar ist.
Im Folgenden wird zunächst die grundlegende Funktionsweise der vorliegenden Erfindung unter Verwendung einer seriellen Auskopplung der Hilfsspannung Bezug nehmend auf die 12 beschrieben. Anschließend wird Bezug nehmend auf die 13A ein Ersatzschaltbild eines in Verbindung mit dem genannten Ausführungsbeispiel verwendeten Piezotransformators beschrieben, bevor dann Bezug nehmend auf die 13B bis 13F weitere Details der vorliegenden Erfindung beschrieben werden. Weitere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden anschließend anhand der 14 und 15 erläutert.
12 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters unter Verwendung einer seriellen Auskopplung eines Hilfssignals. Die Schaltungsanordnung gemäß der 12 ist in ihrer Gesamtheit mit 2100 bezeichnet. Eine Leistungsquelle (oder Spannungsquelle) 2110 liefert eine Energie oder Leistung an ein Eingangsnetzwerk 2120. Das Eingangsnetzwerk 2120 umfasst eine Schaltereinheit sowie gegebenenfalls zusätzliche reaktive Elemente und dient insgesamt einer Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung (Wechselstromsignal) einer resonanten Transformatoranordnung 2130. Die resonante Transformatoranordnung 2130 (bzw. eines Piezotransformators) kann beispielsweise als ein Lastnetzwerk hoher Güte Q mit Q > 5 aufgefasst werden. Die Schaltereinheit 2120 liefert an das Lastnetzwerk hoher Güte beispielsweise einen Lastwechselstrom I_L bzw. regt zumindest einen derartigen Lastwechselstrom I_L in einem Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung an. Ein Eingang 2132 der resonanten Transformatoranordnung 2130 ist zu diesem Zweck mit einem Ausgang des Eingangsnetzwerks bzw. einem Ausgang der Schaltereinheit gekoppelt. Die resonante Transformatoranordnung umfasst ferner einen Ausgang 2134 zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (typischerweise mit U₂ bezeichnet) oder eines Ausgangsstroms I₀ für ein Lastnetzwerk bzw. eine Last 2136. Bei dem Lastnetzwerk 2136 kann es sich beispielsweise um eine Wechselstromlast oder eine Gleichstromlast handeln, wie dies schon vorher beschrieben wurde.
Die resonante Transformatoranordnung 2130 umfasst ferner einen Hilfsausgang 2138 zum Bereitstellen einer Hilfsspannung bzw. Hilfssignals, das eine im Wesentlichen feste Phasenbeziehung zu einem Lastwechselstrom I_L durch einen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung aufweist. Der Ausgang 2134 der resonanten Transformatoranordnung 2130 wird beispielsweise über einen ersten Ausgangsabgriff bzw. eine erste Ausgangsanzapfung der Transformatoranordnung versorgt, während hingegen der Hilfsausgang 2138 über einen zweiten Abgriff bzw. eine zweite Anzapfung der resonanten Transformatoranordnung 2130 versorgt wird. Der erste Abgriff der resonanten Transformatoranordnung ist bevorzugt, aber nicht notwendigerweise, galvanisch getrennt von dem zweiten Abgriff der resonanten Transformatoranordnung. Ferner ist bevorzugt, aber nicht notwendigerweise, dem Ausgang 2134 eine zweite Kapazität 2140 (C2) parallel geschaltet, während hingegen dem Hilfsausgang 2138 der resonanten Transformatoranordnung eine dritte Kapazität 2143 (C3) pa rallel geschaltet ist. Die Kapazitäten 2140, 2142 sind beispielsweise bevorzugt ausgelegt, um eine Phasenbeziehung zwischen dem Laststrom I_L, der Ausgangsspannung U₂ und der Hilfsspannung U₃ an dem Hilfsausgang 2138 einzustellen bzw. zu beeinflussen.
Die Schaltungsanordnung 2100 umfasst ferner eine Ansteuerschaltung bzw. Ansteuereinheit 2150, die das Hilfssignal bzw. die Hilfsspannung U₃ von dem Hilfsausgang 2134 der resonanten Transformatoranordnung 2130 empfängt und basierend darauf ein Ansteuersignal 2152 für die Schaltereinheit in dem Eingangsnetzwerk 2120 erzeugt. Die Ansteuerschaltung bzw. Ansteuereinheit 2150 erzeugt ferner entweder selbst eine Spannungsreferenz und/oder eine Stromreferenz oder empfängt die Spannungsreferenz und/oder Stromreferenz von einer Referenz-Bereitstellungseinrichtung 2154.
Die Ansteuereinheit 2150 umfasst ferner einen Treiber 2160 zum Erzeugen des Ansteuersignals 2152 zum Einschalten und/oder Ausschalten der Schalter der Schaltereinheit in dem Eingangsnetzwerk 2120. Der Treiber umfasst im erweiterten Sinne einen einstellbaren Oszillator, also beispielsweise einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO oder eine digitale Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Signals mit einer vorgegebenen Frequenz oder Periodendauer. Der Treiber 2160 ist dabei ausgelegt, um eine Frequenzinformation f zu empfangen, die für eine Einstellung einer Periodendauer des Ansteuersignals 2152 verwendet wird. Ferner ist der Treiber 2160 ausgelegt, um eine Einstellung eines Tastverhältnisses bzw. Duty-Cycles zu ermöglichen. Zu diesem Zweck empfängt der Treiber ein Einschaltsignal 2164, das anzeigt, dass zumindest ein Schalter in der Schaltereinheit des Eingangsnetzwerks 2120 eingeschaltet werden soll. Ausschaltzeitpunkte, zu denen der Schalter in der Schaltereinheit in dem Eingangsnetzwerk 2120 ausgeschaltet werden soll, werden im Übrigen durch die Information 2162 über die Frequenz festgelegt.
Im Folgenden wird beschrieben, wie die Information 2162 über die Frequenz sowie das Einschaltsignal 2164 erzeugt werden.
Zu diesem Zweck wird einerseits die Hilfsspannung U₃ einem Nulldurchgangsdetektor 2170 zugeführt, der einen Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃ detektiert. Der Nulldurchgangsdetektor 2170 ist auch mit ZCD (zero crossing detector) bezeichnet. Ein Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 2170, das Nulldurchgänge der Hilfsspannung U₃ beschreibt, wird ferner einem Phasenschieber 2172 (auch als Phase Shifter PS bezeichnet) zugeführt. Die Verzögerungseinrichtung 2172 ist ausgelegt, um das Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 2170 hinsichtlich einer Phase um etwa 60 bis 90° (bezogen auf eine Periodendauer einer Arbeitsfrequenz des Treibers, mit der der Treiber den Schalter in der Schaltereinheit des Eingangsnetzwerks 2120 einschaltet oder ausschaltet) zu verzögern. Das durch die Verzögerungseinrichtung 2172 verzögerte Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 2170 dient somit als das Einschaltsignal 2164 für den Treiber, das den Treiber anweist, den Schalter in der Schaltereinheit anzuschalten.
Die Ansteuereinheit 2150 umfasst ferner einen Referenzwertvergleicher 2180, der die Hilfsspannung U₃ mit einem vorgegebenen (festen oder variablen) Referenzwert vergleicht und der ein Ausgangssignal liefert, das anzeigt, wenn die Hilfsspannung U₃ den Referenzwert kreuzt. Der Referenzwertvergleicher 2180 ist im Übrigen auch als Reference Crossing Detector RCD bezeichnet.
Ein Phasendetektor 2184 empfängt sowohl das Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 2170 als auch des Referenzwertdetektors 2180 und ermittelt eine Phasendifferenz 2188 bzw. Δφ zwischen den beiden Signalen. Die Phasendifferenz 2188 ist damit, in Verbindung mit dem Referenzwert, ein Maß für eine Amplitude der Hilfsspannung U₃.
Ein Funktionsnetzwerk 2190 empfängt daher die Phasendifferenz 2188 von dem Phasendetektor 2184 sowie den Referenzwert 2192 von der Referenzwertbereitstellungseinrichtung 2154. Das Funktionsnetzwerk 2190 berechnet damit aus der Phasendifferenz 2188 und dem Referenzwert 2192 eine Information 2194 über eine Amplitude der Hilfsspannung U₃. Die Information 2194 über die Amplitude ist auch mit U_RR bezeichnet. Eine Amplituden-Sollwert-Bereitstellungseinrichtung 2196 empfängt ferner den Referenzwert 2192 sowie zusätzlich die Phasendifferenz 2188 und erzeugt basierend darauf einen Amplitudenreferenzwert 2198. Ein Differenzbilder empfängt den Amplitudenreferenzwert 2198 sowie die Amplitudeninformation 2194, bildet die Differenz daraus und leitet das Ergebnis an einen Regler 2199 weiter. Der Regler 2199 erzeugt somit basierend auf der Differenz des Amplitudenreferenzwerts 2198 und der Amplitudeninformation 2194 die Frequenzinformation 2162, um die Arbeitsfrequenz des Treibers bzw. des in dem Treiber enthaltenen Oszillators oder Zeitgebers einzustellen. Bevorzugt ist der Regler 2199 ausgelegt, um die Differenz zwischen dem Amplitudenreferenzwert 2198 und der Amplitudeninformation 2194, die eine Regelabweichung bildet, auf Null auszuregeln.
Bei dem Regler 2199 kann es sich beispielsweise um einen Proportionalregler oder einen Proportional-Integral-Regler handeln, aber auch andere mögliche Reglerausführungen, wie z. B. ein reiner Integralregler, sind denkbar.
Die Schaltungsanordnung 2100 ermöglicht somit basierend lediglich auf der Hilfsspannung U₃ eine Einstellung des Einschaltzeitpunkts des Schalters bzw. der Schalter in der Schaltereinheit 2120 sowie ferner eine Amplitudenregelung. Die gezeigte Amplitudenregelung weist den gravierenden Vorteil auf, dass die Ansteuerschaltung 2150 als analoge Komponenten lediglich den Nulldurchgangsdetektor 2170 und den Referenzwertvergleicher 2180 aufweist. Alle weiteren Signale sind durch Phasen und nicht durch Amplituden definiert und können somit beispielsweise durch eine Zeitmessung digitalisiert werden. In anderen Worten, durch die frühest mögliche Umwandlung der Hilfsspannung U₃ in digitale Signale mit Hilfe des Nulldurchgangsdetektors 2170 und des Referenzwertvergleichers 2180 erübrigt sich eine analoge Weiterverarbeitung. Basierend auf der Tatsache, dass die Hilfsausgangsspannung U₃ im Wesentlichen sinusförmig ist, kann ferner aus den Schaltzeitpunkten des Nulldurchgangsdetektors 2170 und des Referenzwertvergleichers 2180 auf die Amplitude der Hilfsspannung U₃ zurückgeschlossen werden, wodurch eine sehr wirksame Regelung der Ausgangsspannung U₂ der resonanten Transformatoranordnung 2130 ermöglicht wird.
Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass optional auf die Erzeugung des variablen Amplitudenreferenzwerts 2198 verzichtet werden kann, und dass stattdessen ein fester, von dem Referenzwert 2192 abhängiger Amplitudenreferenzwert verwendet werden kann. In diesem Fall entfällt die Einrichtung 2196.
Ferner kann die Amplituden-Referenzwert-Erzeugungseinrichtung 2196 den Amplitudenreferenzwert 2198 in Abhängigkeit von einer beispielsweise von der Leistungsquelle 2110 gelieferten Eingangsspannung anpassen bzw. korrigieren. Auch die Amplitude von U₃, also die Amplitudeninformation 2194, kann optional in die Bildung des Amplitudenreferenzwerts 2198 mit einfließen.
Zum weiteren Verständnis wird nachfolgend anhand der 13A ein Ersatzschaltbild eines Piezotransformators zur Verwendung in Kombination mit einer Schaltungsanordnung gemäß 2.1 beschrieben.
In anderen Worten in 13A ist ein typisches elektrisches Ersatzschaltbild eines Piezotransformators mit den Spannungs-Übertragungsverhältnissen k₀ und k_r gezeigt.
Der Piezotransformator gemäß der 13A ist in seiner Gesamtheit mit 1300 bezeichnet. Der Piezotransformator 1300 weist beispielsweise einen Eingang 1302 mit einem ersten Eingangsanschluss 1302a (A) und einem zweiten Eingangsanschluss 1302b (B) auf. Das Ersatzschaltbild 1300 des Piezotransformators zeigt ferner eine eingangsseitige Kapazität 1302c, die parallel zu dem Eingang 1302 geschaltet ist. Das Ersatzschaltbild 1300 umfasst ferner einen Resonanzkreis bestehend aus einer Serienschaltung einer Kapazität 1304a, einer Induktivität 1304b und eines Widerstands 1304c, die von einem Lastwechselstrom I_L durchflossen wird. Das Ersatzschaltbild 1300 umfasst ferner einen ersten Übertrager 1306a, der eingangsseitig von dem Lastwechselstrom I_L durchflossen wird, und einen zweiten Übertrager 1306b, der eingangsseitig ebenso von dem Lastwechselstrom I_L durchflossen wird. In anderen Worten, die beiden Übertrager 1306a, 1306b sind eingangsseitig in Serie geschaltet, was für die beschriebene Form eines Piezotransformators charakteristisch ist.
Ein Ausgang des ersten Übertragers 1306a liefert an dem Ausgang 1308a des Piezotransformators eine Ausgangsspannung U₂. Parallel zu dem Ausgang des ersten Übertragers 1306a, der ein Übertragungsverhältnis von k₀ aufweist, ist im Übrigen eine zweite Kapazität 1308b (C₂) geschaltet. Ferner sei darauf hingewiesen, dass der Ausgang 1308 des Piezotransformators 1300 einen ersten Anschluss 1308c (C) und einen zweiten Anschluss 1308d (D) umfasst.
Ein Ausgang des zweiten Übertragers 1306b liefert ferner an einem Hilfsausgang 1309a die Hilfsspannung U₃. Der zweite Übertrager 1306b weist ein Spannungsübertragungsverhältnis k_r auf. Parallel zu dem Ausgang des zweiten Übertragers 1306b ist eine Kapazität 1309b (C₃) geschaltet. Der Hilfsausgang 1309a umfasst im Übrigen einen ersten Anschluss 1309e (E) sowie einen zweiten Anschluss 1309f (F), zwischen denen die Hilfsspannung U₃ bereitsteht.
In anderen Worten, 13A zeigt ein typisches elektrisches Ersatzschaltbild eines Piezotransformators PT mit Spannungs-Übersetzungsverhältnissen k₀ und k_r.
Damit wird an der 1309b (C₃) die Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ erzeugt, wobei die Spannung U₃ dem Laststrom I_L stets proportional ist. Aus dem anhand des Ersatzschaltbildes 1300 beschriebenen Zusammenhang resultiert ferner, dass man die Ausgangsspannung U₀, beispielsweise eine Spannung an einem Ausgang eines Gleichrichternetzwerks oder an einem Netzwerk von antiparallel verschalteten lichtemittierenden Dioden oder Ketten von lichtemittierenden Dioden, das eingangsseitig mit dem Ausgang 1308 gekoppelt ist, nur noch ungefähr proportional zu einer Spannungserfassung erfassen kann, wenn eine Ausgangslast R, die mit dem Ausgang 1308a gekoppelt ist, klein genug gegenüber der Impedanz 1/ωC₂ ist (vergleiche die Ausgangslast R in 13B). In anderen Worten, ist an dem Ausgang 1308a eine ausreichend hochohmige ohmsche Last angeschlossen und ferner ebenso an dem Ausgang 1309a eine hochohmige ohmsche Last angeschlossen, so gilt, dass die Hilfsspannung U₃ näherungsweise proportional zu der Ausgangsspannung U₂ ist. Ist hingegen der Widerstand der an dem Ausgang 1308a angeschlossenen resistiven Last nicht wesentlich größer als die Impedanz der Kapazität 1308b, so wird dieser proportionale Zusammenhang gestört.
Um beispielsweise einen Fehler von weniger als 1 % der Ausgangsspannung zu erreichen (also dadurch zu erreichen, dass der proportionale Zusammenhang zwischen der Ausgangsspannung U₂ und der Hilfsspannung U₃ mit hinreichender Genauigkeit gültig ist), muss der Ersatzwiderstand einer gedachten Wechselstromlast (an dem Ausgang 1308) mehr als einen siebenfachen Wert der Impedanz der Kapazität 1308b (C₂) besitzen. Damit wäre der Regelbereich des Piezotransformators, welcher für eine ohmsche Nennlast R in etwa gleicher Größe wie die Ausgangsimpedanz 1/ωC₂ entworfen ist, nicht bis zur vollen Last auf konstante Ausgangsspannung regelbar. Man kann jedoch einen Piezotransformator so entwerfen, dass er nur in diesem Bereich einer erhöhten ohmschen Last betrieben wird, und somit bereits eine Regelung nach 13E bewerkstelligen, wie im Folgenden noch ausgeführt wird.
Von Relevanz ist hier gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung die Überlegung, dass der Resonanzkonverter so ausgelegt werden sollte, dass eine Impedanz einer an dem Ausgang 1308 des Piezotransformators 1300 angeschlossenen Last mindestens genau so groß ist wie eine Impedanz der Kapazität 1308b, bevorzugt aber mindestens zweimal so groß wie die Impedanz der Kapazität 1308b ist. Im Übrigen wird es bevorzugt, sicherzustellen, dass die Impedanz der Last mindestens fünfmal so groß ist wie die Impedanz der Kapazität 1408b. Die beschriebene Dimensionierung ist aber kein zwingendes Merkmal, sondern dient lediglich einer Verbesserung einer Präzision.
13B zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters mit einer Regelung basierend auf einer seriell ausgekoppelten Hilfsspannung U₃. Die Schaltungsanordnung gemäß der 13B ist in ihrer Gesamtheit mit 1310 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 1310 wird gespeist aus einer Spannungsquelle 1311, die eine geregelte oder ungeregelte (gegebenenfalls pulsierende) Gleichspannung zur Verfügung stellt. Die Spannungsquelle 1311 liefert eine Energie an ein Eingangsnetzwerk 1312, das auch eine Schaltereinheit mit zumindest einem Schalter umfasst. Bei dem Eingangsnetzwerk kann es sich um ein Netzwerk handeln, wie es bereits oben beschrieben wurde, also beispielsweise eine Halbbrückenschaltung oder eine Klasse-E-Schaltung. Verschiedene Optionen des Eingangsnetzwerks sind im Übrigen durch gestrichelte Linien gekennzeichnet. In anderen Worten, das Eingangsnetzwerk 1312 ist eingangsseitig mit der Spannungsquelle 1311 gekoppelt. Das Eingangsnetzwerk 1312 ist ferner ausgangsseitig mit einem Eingang einer resonanten Transformatoranordnung 1313 gekoppelt. Während ein erster Ausgangsanschluss des Eingangsnetzwerks 1312 direkt mit einem ersten Eingangsanschluss der resonanten Transformatoranordnung 1313 gekoppelt ist, ist ein zweiter Ausgangsanschluss des Eingangsnetzwerks 1312 über eine Pumpschaltung 1314 mit einem zweiten Eingangsanschluss der resonanten Transformatoranordnung 1313 gekoppelt. Die Pumpschaltung dient einer Bereitstellung einer Versorgungsspannung V_CC für die Ansteuerschaltung und ist als optional anzusehen.
Die resonante Transformatoranordnung 1313 umfasst ferner bevorzugt einen Piezotransformator, wie er anhand der 13A beschrieben ist. Der Ausgang der resonanten Transformatoranordnung 1313 ist ferner alternativ (oder gleichzeitig) mit einer Wechselstromlast (beispielsweise einem ohmschen Widerstand R) oder einer Gleichstromlast (beispielsweise einer resistiven Last, die über eine Gleichrichteranordnung versorgt wird) gekoppelt, wie dies in der 13B angedeutet ist.
Im Hinblick auf die Gleichstromlast oder die Wechselstromlast gelten im Übrigen die obigen Ausführungen.
Die Schaltungsanordnung 1310 umfasst ferner eine Ansteuerschaltung 1315, die die Hilfsspannung U₃ empfängt und basierend darauf ein Ansteuersignal 1316 für zumindest einen der Schalter in dem Eingangsnetzwerk 1312 erzeugt. Die Ansteuerschaltung 1315 kann ferner optional eine Information 1317a über die Eingangsspannung U_in der Spannungsquelle 1311 erhalten. Ferner kann die Ansteuerschaltung 1315 optional eine Information 1317b über eine Größe eines Stromflusses durch zumindest einen Schalter des Eingangsnetzwerks 1312 (beispielsweise in Form einer über einen Shunt-Widerstand abgegriffenen Spannung) erhalten.
Die Ansteuerschaltung 1315 umfasst im Übrigen einen Treiber 1318, der eine vergleichbare Funktion ausübt wie der Treiber 2160 gemäß 12. Der Treiber 1318 empfängt somit eine Frequenzinformation 1319a, die der Frequenzinformation 2162 entspricht, sowie ein Einschaltsignal 1319b, das dem Einschaltsignal 2164 entspricht. Zusätzlich kann der Treiber 1318 optional ein Steuersignal 1319c von einer Schutzschaltung 1319d empfangen, wobei der Treiber 1318 über das Steuersignal 1319c durch die Schutzschaltung 1319d deaktiviert werden kann, falls die Schutzschaltung 1319d beispielsweise aufgrund des Signals 1317a eine Überspannung oder eine Unterspannung feststellt, oder falls die Schutzschaltung 1319d beispielsweise über das Signal 1317b eine andere Fehlerbedingung wie einen Überstrom durch den Schalter feststellt.
Im Folgenden wird somit der weitere Aufbau der Ansteuerschaltung 1315 beschrieben. Ein erster Referenzwertvergleicher 1320a vergleicht die Hilfsspannung U₃ mit einem ersten vorgegebenen Referenzwert, der bei dem gezeigten Beispiel gleich Null ist. Der erste Referenzwertvergleicher 1320a ist im Übrigen auch mit KLZ bezeichnet. An dem Ausgang des ersten Referenzwertvergleichers 1320a liegt somit ein Signal 1320b an, das anzeigt, ob die Hilfsspannung U₃ größer oder kleiner als Null ist. Die Ansteuerschaltung 1315 umfasst ferner einen zweiten Referenzwertsvergleicher 1321a, der das Hilfssignal U₃ mit einem zweiten Referenzwert vergleicht, der durch eine zweite Referenzspannung U_R0 < U_R definiert. Der zweite Referenzwertvergleicher 1321a ist auch mit KR bezeichnet und liefert ein Ausgangssignal 1321b, das eine Aussage darüber trägt, ob die Hilfsspannung U₃ größer oder kleiner als die zweite Referenzspannung U_R0 ist. Ein Phasenschieber 1322 empfängt im Übrigen das Signal 1320b von dem ersten Referenzwertvergleicher 1320a und verzögert das Signal 1320b um eine Phasenverzögerung in einem Bereich zwischen 60° und 90°, bezogen auf die Arbeitsfrequenz des Treibers. In anderen Worten, der Phasenschieber 1322 bewirkt eine Phasenverzögerung zwischen 0° und 90° (bzw. zwischen 0 und π/2 rad), und erzeugt das Einschaltsignal 1319b durch die genannte Verzögerung des Signals 1320b. In anderen Worten, das Einschaltsignal 1319b wird mit einer Pha senverzögerung in einem Bereich zwischen bevorzugt 60° und 90° nach einem Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃ aktiv.
Ein Phasendetektor 1323 empfängt ferner das Ausgangssignal 1320b des ersten Referenzwertvergleichers 1320a sowie das Ausgangssignal 1321b des zweiten Referenzwertvergleichers 1321a, und bildet basierend auf dem Signal 1320b ein Phasendifferenzsignal 1324a, das eine Phasenverschiebung zwischen den Signalen 1320b und 1321b beschreibt. Hierbei sei im Übrigen angenommen, dass beispielsweise φ1 eine Phasenlage einer steigenden oder einer fallenden Flanke des Signals 1320b kennzeichnet und dass φ2 eine Phasenlage einer steigenden oder fallenden Flanke des Signals 1321b kennzeichnet, wobei als eine Referenz ein beliebiges Signal der Arbeitsfrequenz f dienen kann. Ein Funktionsnetzwerk 1325 empfängt ferner das Phasendifferenzsignal 1324a sowie entweder die zweite Referenzspannung U_R0 oder eine Information über die zweite Referenzspannung U_R0 und berechnet aus den genannten Eingangsgrößen eine Amplitude 1326 des Hilfssignal U₃, wobei die Amplitude 1326 auch mit U_RR bezeichnet ist. Für die Berechnung gilt:
mit Δφ = φ₁ – φ₂.
In anderen Worten, das Funktionsnetzwerk 1325 berechnet die Amplitude 1326 aus der Kenntnis des zweiten Referenzwerts U_R0 sowie der Phasenverschiebung Δf zwischen einem ersten Zeitpunkt, an dem die Hilfsspannung U₃ einen Nulldurchgang aufweist, und einem zweiten Zeitpunkt, zu dem die Hilfsspannung U₃ den zweiten Referenzwert U_R0 aufweist bzw. kreuzt.
Ein dritter Referenzwertvergleicher 1327 vergleicht ferner eine dritte Referenzspannung U_R mit der Amplitudeninforma tion 1326 und liefert ein Richtungssignal 1328, das anzeigt, ob der Amplitudenwert 1326 größer oder kleiner als die dritte Referenzspannung U_R ist. Eine Regelverstärkungs-Einstellungseinrichtung 1328 empfängt das Phasendifferenzsignal 1324a und ermittelt ferner eine Regelverstärkung k_RU als eine Funktion der Phasendifferenz Δφ, die von dem Phasendetektor 1323 geliefert wird. Beispielsweise berechnet die Regelverstärkungs-Bestimmungseinrichtung 1328 die Regelverstärkung k_RU gemäß dem linearen Zusammenhang kRU = kR0 – kφΔφ.k_R0 und k_φ sind dabei beispielsweise konstante Werte, können allerdings auch in Abhängigkeit von Umgebungsbedingungen (beispielsweise von der Eingangsspannung U_in) abhängig gewählt werden.
Ein Regler 1330 (RU) empfängt sowohl die Richtungsinformation 1328 als auch die Regelverstärkung k_RU und erzeugt damit die Frequenzinformation 1319a für den Treiber 1318. Der Regler 1330 vergrößert oder verkleinert die Frequenzinformation 1319a dabei in Abhängigkeit von der Richtungsinformation 1328. Ist beispielsweise die Amplitudeninformation 1326 größer als die dritte Referenzspannung U_R, verändert beispielsweise der Regler 1330 die Frequenzinformation 1319a derart, dass sich die Arbeitsfrequenz des Treibers 1318 weg von einer Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung 1313 verändert. Andernfalls verändert der Regler 1330 beispielsweise die Frequenzinformation 1319a so, dass sich die Arbeitsfrequenz des Treibers 1318 hin zu der Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung 1319 bewegt. Die Regelverstärkung k_RU gibt dabei an, um wie viel der Regler 1330 in einem Schritt (bzw. pro Zeiteinheit) die Frequenzinformation 1319a verändert. Eine derartige Regelung ist sinnvoll, da die Phasendifferenz Δφ eine Information über die Last trägt, wobei bei einer großen Last (niedriger Widerstand der Last an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung 1313) eine schnellere Rege lung wünschenswert ist als bei einer kleinen Last, um eine Instabilität zu vermeiden und gleichzeitig eine hinreichend schnelle Regelung zu erreichen.
Weiterhin ist festzuhalten, dass idealerweise der folgende Zusammenhang zwischen der Hilfsspannung U₃ und dem Lastwechselstrom I_L gilt:
Somit gilt idealerweise, dass die Hilfsspannung U₃ eine Phasenverschiebung von genau 90° gegenüber dem Lastwechselstrom I_L aufweist. Dieser Sachverhalt kann für die Bestimmung des Einschaltzeitpunkts durch das Einschaltsignal 1319b in der gezeigten Weise ausgenutzt werden.
Ferner ist anzumerken, dass für die dritte Referenzspannung U_R bevorzugt der folgende Zusammenhang gilt:
U₀ ist dabei die gewünschte Ausgangsspannung an einer Gleichstromlast (nach dem Gleichrichter), U_F ist eine Flussspannung einer Gleichrichterdiode, C₂ und C₃ beschreiben die zweite Kapazität und die dritte Kapazität der resonanten Transformatoranordnung 1313, und k₀ und k_r beschreiben die Spannungsübertragungsverhältnisse der beiden Übertrager der resonanten Transformatoranordnung 1313. In der genannten Formel sind typischerweise alle Größen auf der rechten Seite entweder Konstanten bzw. bekannt bzw. gegeben, so dass die dritte Referenzspannung U_R mühelos berechnet werden kann.
13C zeigt eine graphische Darstellung eines zeitlichen Verlaufs von Signalen, wie sie in dem Resonanzkonverter ge mäß 13B auftreten. Die graphische Darstellung der 13C ist in ihrer Gesamtheit mit 1340 bezeichnet. An einer Abszisse 1341a ist eine Zeit, normiert mit einer Arbeits-Kreisfrequenz, angetragen. Eine Ordinate 1341b beschreibt eine Größe der gezeigten Kurvenverläufe.
Ein erster Kurvenverlauf 1342a beschreibt die Ausgangsspannung U₂ an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung, wobei angenommen ist, dass an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung eine Gleichstromlast bestehend aus einer Gleichrichteranordnung (z. B. Brückengleichrichter), einem Ladekondensator und einer resistiven Last angeschlossen ist. In diesem Fall wird angenommen, dass die Ausgangsspannung U₂ einen Verlauf zeigt, der eine Trapezform annähert. Ein Maximalwert der Ausgangsspannung U₂ beträgt näherungsweise U_2,max = U₀ + 2·U_F, wobei U₀ die Ausgangsspannung an der Gleichstromlast (also an der resistiven Last nach der Gleichrichterschaltung) ist, und wobei U_F eine Flussspannung der in der Gleichrichterschaltung eingesetzten Dioden beschreibt.
Ein zweiter Kurvenverlauf 1342b beschreibt die Hilfsspannung U₃ an dem seriell ausgekoppelten Spannungs-Hilfsausgang. Die Hilfsspannung U₃ ist näherungsweise sinusförmig, da aufgrund der angenommenen hohen Güte der resonanten Transformatoranordnung der Laststrom I_L durch den Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung näherungsweise sinusförmig ist (während hingegen Oberwellen, die eine nicht-sinusförmige Kurvenform bedingen, stark abgeschwächt sind).
Ein dritter Kurvenverlauf 1342c beschreibt eine Schalterspannung U_S über einem Schalter der Schaltereinheit. Es ist hierbei zu berücksichtigen, dass die Schalterspannung U_S lediglich sehr kleine bzw. vernachlässigbare Werte annimmt, solange ein Reversstrom durch eine zu dem Schalter parallel geschaltete Freilaufdiode fließt oder solange ein Vorwärtsstrom durch den Schalter fließt.
Ferner zeigt ein vierter Kurvenverlauf 1342d den Schalterstrom I_S durch den Schalter (einschließlich des Reversstromes durch die Reversdiode).
Ferner zeigt die graphische Darstellung 1340 die dritte Referenzspannung U_R, die in dem gezeigten Fall gleich der Amplitude U_RR der Hilfsspannung U₃ ist:
Bei der gezeigten Konstellation gilt ferner zumindest näherungsweise U_R = U_R0, da näherungsweise gilt: Δφ = φ1 – φ2 ≈ π/2 ≈ φ2 + Π/2.
Es gilt nämlich: φ2 ~ 0.
13D zeigt, ähnlich wie 13C, eine graphische Darstellung von Signalen, die in der resonanten Transformatoranordnung 1310 gemäß der 13B in einem bestimmten Betriebszustand auftreten können. Die graphische Darstellung der 13D ist in ihrer Gesamtheit mit 1350 bezeichnet. An einer Abszisse 1351a ist wiederum die Zeit, normiert auf die Arbeits-Kreisfrequenz ω, angetragen. Eine Ordinate 1351b beschreibt die Größe der angetragenen Kurvenverläufe.
Ein erster Kurvenverlauf 1352a beschreibt die Ausgangsspannung U₂ an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung. Ein zweiter Kurvenverlauf 1352b beschreibt die Hilfsspannung U₃ an dem seriell ausgekoppelten Hilfsausgang. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass in der graphischen Darstellung 1350 eine deutliche Phasenverschiebung zwischen der Ausgangsspannung U₂ und der Hilfsspannung U₃ besteht, während in der graphischen Darstellung 1340 die Ausgangsspannung U₂ und die Hilfsspannung U₃ nahezu phasengleich sind. Bei den Kurvenverläufen 1350 gilt ferner U_R0 < U_R.
Ferner zeigt die graphische Darstellung 1350 einen dritten Kurvenverlauf 1352c, der die Spannung U_S über dem Schalter der Schaltereinheit beschreibt. Ein vierter Kurvenverlauf 1345d beschreibt ferner den Strom I_S durch den Schalter der Schaltereinheit.
13E zeigt ferner eine graphische Darstellung eines Zusammenhangs zwischen der dritten Referenzspannung U_R und der Ausgangsspannung U₀ an einer Gleichstromlast. Es gilt:
Die graphische Darstellung 1360 der 13E veranschaulicht diesen Zusammenhang, wobei an einer Abszisse 1361a die dritte Referenzspannung U_R angetragen ist und wobei an einer Ordinate 1361b die Spannung U₀ an der Gleichstromlast angetragen ist.
Anhand der 13B–13E wird nun gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung beschrieben, wie die Ausgangsspannung U₀ bei dem erfindungsgemäßen Resonanzkonverter 1310 gemäß 13B geregelt wird. Es sei darauf hingewiesen, dass ein Piezotransformator so entworfen sein kann, dass er nur in dem oben genannten Bereich einer erhöhten ohmschen Last betrieben wird, und dass somit bereits eine Regelung gemäß 13E erzielt werden kann. Für eine Regelung wäre es beispielsweise möglich, einen Maximalwert der sinusförmig ausgekoppelten Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ zu beobachten und mit einer Referenz U_R zu vergleichen.
Alternativ kann aber auch ein Referenzwert U_R verwendet werden, welcher kleiner als der nach der Formelbeziehung gemäß 13E zu regelnde Wert der der Ausgangsspannung ist. In anderen Worten, soll eine Ausgangsspannung von U₀ an der Gleichstromlast erzielt werden, so ist die Amplitude der Hilfsspannung U₃ auf den Wert U_R einzustellen oder zu regeln. Für die erste Referenzspannung U_R0 kann allerdings ein Wert gewählt werden, der kleiner als U_R ist. In diesem Fall ist eine Funktion des zugehörigen Winkels sin(Δφ) nach 13E und den 13C und 13D zu bilden, welche den Maximalwert mathematisch ermittelt und einem Vergleicher FN zuführt, wie er in 13B gezeigt ist. Dieser Wert wird nun nach 13B mit dem Referenzwert U_R verglichen, und es wird über den Regler 1330 (RU) eine entsprechende Frequenzänderung eingestellt, um die Abweichung zwischen der Spannung bzw. Referenzspannung U_R und der Spannung U_RR bzw. der in dem Funktionsnetzwerk 1325 berechneten Amplitude der Hilfsspannung U₃ stets auf Null zu halten bzw. zumindest zu minimieren.
Dies kann durch den Referenzwertvergleicher bzw. Komparator 1327 erfolgen, jedoch alternativ auch über einen Vergleicher, welcher die Abweichung (zwischen dem Referenzwert U_R und der berechneten Amplitude U_RR) genauer quantisiert an den Regler 1330 weitergibt, um dadurch die Regelgeschwindigkeit zu erhöhen.
Der erste Referenzwertvergleicher 1320a (KLZ) erfasst ferner einen Nulldurchgang des Spannungssignals bzw. der Hilfsspannung U₃, wobei der Nulldurchgang in den 13C und 13D mit 1345 (Z) bzw. 1355 (Z) bezeichnet ist. Der zweite Referenzwertvergleicher 1321a (KR) erfasst einen Zeitpunkt, an welchem die Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ die Referenzspannung U_R0 ≤ U_R überschreitet. Aus dem Phasenwinkel Δφ zwischen den Schaltzeitpunkten der beiden Referenzwertvergleicher bzw. Komparatoren 1320a (KLZ), 1321b (KR) wird über das Funktionsnetzwerk 1325 die Amplitudeninformation 1326 gebildet, die beispielsweise als zu vergleichende Referenzspannung U_RR dargestellt wird.
Weiterhin kann zur Einstellung eines geeigneten Regelparameters (Reglerverstärkung) der Phasenwinkel Δφ herangezogen werden, um über das Reglerfunktionsnetzwerk 1328 (RF) eine geeignete Reglerverstärkung in Abhängigkeit von der Größe eines dynamischen Lastsprunges k_RU nach der abgebildeten Funktion einzustellen.
Diese Funktion wirkt jedoch nur bei Abweichungen der Ausgangsspannung und damit nicht in einem statischen Fall einer ausgeregelten Abweichung mit konstant eingestelltem Phasenwinkel Δφ. In anderen Worten, ist die Phasendifferenz Δφ näherungsweise konstant und schwankt lediglich eine Amplitude der Hilfsspannung U₃ (und damit auch die Amplitude der Ausgangsspannung U₀) geringfügig um einen Sollwert (definiert beispielsweise durch die dritte Referenzspannung U_R), so ist die Reglerverstärkung k_RU nahezu konstant, und das Ausgangssignal der dritten Referenzwertvergleichers 1327 entscheidet, ob der Regler 1330 die Frequenzinformation 1319a erhöht oder verringert. Die Größe der Erhöhung oder Verringerung der Frequenzinformation 1319a ist jedoch aufgrund der konstanten Reglerverstärkung k_RU konstant.
In 13B ist ferner gezeigt, wie der Einschaltmoment der Schalter (gesteuert durch das Einschaltsignal 1319b) über eine Phasenverschiebung von beispielsweise etwa +90° = π/2 an dem Treiber bzw. der Treibereinrichtung 1318 (TR) erzeugt wird. Über den Einschaltmoment wird ferner gleichzeitig eine relative Einschaltzeit D festgelegt.
Damit ist eine Festlegung der Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f über den Regler 1330 (RU) gegeben, eine Festlegung der relativen Einschaltzeit D jedoch über das Wiedereinschaltsignal 1319b (ON), welches den Einschaltmoment synchronisiert. Die genannte Funktion (der Synchronisation) hat den Vorteil, dass ein Wiedereinschalten beispielsweise des Schalters S1 der Schaltereinheit (oder beispielsweise der beiden Schalter S1 und S2) mit einem Nulldurchgang des Laststromes I_L synchronisiert ist.
Die beschriebene Lösung weist den Vorteil auf, dass ein Einschaltzeitpunkt immer optimal ist, auch wenn sich gleichzeitig zur Last auch die Eingangsspannung (beispielsweise der Spannungsquelle 1311) in weiten Grenzen ändert. Der Laststrom ist damit etwa phasengleich mit dem Nulldurchgang des Schalterstromes, auch wenn das Eingangsnetzwerk 1312 (SE) den Nulldurchgang geringfügig um maximal +/–10 bis 15° verschieben kann.
Um ein zu spätes Einschalten zu vermeiden, kann im Übrigen der Phasenwinkel der Phasenschieberschaltung 1322 (PS) auch kleiner eingestellt werden, also beispielsweise zwischen 60° und 90°. Damit wird eine Verzögerung durch die Treiberschaltung 1318 (TR) und die Schalter der Schaltereinheit selbst (also beispielsweise die Schalter S1 und S2) ausgeglichen, so das der Schalter in der Schaltereinheit bzw. die Schalter in der Schaltereinheit stets vor dem Zeitpunkt einschalten, zu dem der Strom in den Schaltern positiv wird. Vor dem genannten Zeitpunkt übernehmen beispielsweise Freilaufdioden D_I, die parallel zu dem Schalter geschaltet sind, den in dem Schalter fließenden Reversstrom.
In anderen Worten, es wird erfindungsgemäß bevorzugt, Transistoren als Schalter zu verwenden und der Laststrecke der Transistoren (also beispielsweise einer Drain-Source-Strecke oder einer Kollektor-Emitter-Strecke) Freilaufdioden parallel zu schalten, so dass die Freilaufdioden den Strom in einer Reversrichtung übernehmen.
Damit löst die beschriebene Einschaltmethode, also die Erzeugung eines Einschaltsignals 1319b basierend auf einem Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃ und einer entsprechenden Zeitverzögerung, allgemein und topologieunabhängig die Aufgabe, ein Nullspannungsschalten (ZVS) oder ein in anderer Weise optimales Einschalten nahe den Nullspannungsschalten-Bedingungen (ZVS-Bedingungen) zu ermöglichen und gleichzeitig aber einen großen Eingangs- und Lastbereich abzudecken, wie auch eine weitgehende Variabilität des Eingangsnetzwerkes zu erlauben.
Voraussetzung für die Anwendbarkeit des genannten Konzepts ist es, dass in allen Betriebspunkten des Konverters ein Nullspannungsschalten (ZVS) möglich ist, so dass eine reaktive Energie in einem Lastkreis oder in einem Eingangsresonanzkreis des Piezotransformators (PT) stets in der Lage ist, die Spannung an den Schaltern resonant oder quasiresonant zu Null werden zu lassen.
Von Vorteil ist dabei stets eine Reserve einer Reversstromzeit in den Schaltern, um einen optimalen Einschaltpunkt bei Toleranzschwankungen in allen Betriebsfällen, vor allem bei transienten dynamischen Übergängen, stets zu erreichen, ohne das Nullspannungsschalten (ZVS) zu verlassen.
Mit dem genannten Verfahren zur Bestimmung des richtigen Einschaltmomentes erreicht man, dass das aus der Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ erzeugte Sinussignal im Falle einer hohen Lastkreisgüte (Güte Q > 5) des Lastresonanzkreises bestehend aus der Induktivität L und der Kapazität C bezüglich der Ausgangslast rauscharm bezüglich eventueller überlagerter Harmonischer ist.
Eine Größe der Spannungsamplitude der Hilfsspannung U₃ ist somit frei wählbar, ohne gegebenenfalls eine ohmsche Belastung des Signals U₃ bzw. des Spannungs-Hilfsausgangs vorzunehmen, was die Phasenlage des Einschaltmomentes ohne erkennbare Vorteile für die Lösung kleiner machen könnte.
Eine Erfassung eines Revers-Schalterstromes zur Generierung des Einschaltsignals wäre hingegen unzuverlässiger, weil dieses Signal oftmals mit Harmonischen überlagert ist, welche sich aus der Anregung von Oberwellen in einem Eingangskreis des Lastnetzwerkes eines Piezotransformators oder eines anderen Übertragers ergeben. Diese Oberwellen können sowohl durch parasitäre Schwingungen über die Schalterkapa zität und parasitäre Leitungsinduktivitäten der elektrischen Verbindungen entstehen, als auch durch Harmonische des Piezotransformators oder eines anderen Lastnetzwerkes selbst verursacht sein.
Weiterhin ist bei fehlendem Nullspannungsschalten (ZVS) durch das über den Phasenschieber 1322 (PS) erzeugte Einschaltsignal immer der optimale Einschaltzeitpunkt gegeben, in welchem die Oszillation des Lastresonanzkreises aufrecht erhalten wird. Somit wird der Einfluss des Eingangsnetzwerkes auf den optimalen und zuverlässigen Betrieb weitgehend unterdrückt, falls nicht eine fehlerhafte Dimensionierung der Anordnung vorliegt, indem z. B. die Eingangskapazität C₁ des Lastnetzwerkes zu groß gewählt wurde. Damit wirkt der Resonanzkreis bestehend aus der Kapazität C und der Induktivität L mit hoher Güte als Filter, welcher nur die Grundfrequenz der gewünschten Resonanz überträgt und somit ein phasenrichtiges Einschalten der Schalter garantiert.
13F zeigt eine weitere graphische Darstellung von zeitlichen Verläufen, die bei einem Betrieb des erfindungsgemäßen Resonanzkonverters gemäß 13F auftreten. Die graphische Darstellung der 13F ist in ihrer Gesamtheit mit 1370 bezeichnet. An einer Abszisse 1371 ist die Zeit, normiert auf die Arbeits-Winkelfrequenz ω, angetragen. Eine Ordinate 1372 beschreibt eine Größe der angetragenen Kurvenverläufe. Die graphische Darstellung 1370 zeigt ferner einen ersten Kurvenverlauf 1374, der die Hilfsspannung U₃ beschreibt. Ein zweiter Kurvenverlauf 1375 beschreibt eine Schalterspannung U_S an einem Schalter bzw. über einem Schalter der Schaltereinheit. Ein dritter Kurvenverlauf 1376 beschreibt ferner den Schalterstrom I_S durch den entsprechenden Schalter der Schaltereinheit.
Ferner zeigt die graphische Darstellung 1370 Zeitpunkte 1377 (A0), 1378 (A1), 1379 (A2), zu denen der genannte Schalter ausgeschaltet wird, so dass der Stromfluss durch den Schalter auf Null zurückgeht. Die graphische Darstel lung 1370 zeigt ferner Zeitpunkte 1380 (Z0), 1381 (Z1), zu denen die Hilfsspannung U₃ einen Nulldurchgang in steigender Richtung (also beispielsweise von negativen zu positiven Werten hin) aufweist. Ferner zeigt die graphische Darstellung 1370 Zeitpunkte 1382 (E1), 1383 (E2), zu denen der Schalterstrom I_S einen Nulldurchgang aufweist.
In anderen Worten, 13F zeigt gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung das Grundprinzip der Erfindung bezüglich einer Steuerung von Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f und relativer Einschaltzeit D. Ein Moment eines Ausschaltens des Stromes I_S beispielsweise durch den Schalter S1, bezeichnet mit 1377 bzw. A0, wird in der Ansteuerschaltung 1315 detektiert bzw. ist dieser bekannt. Anschließend wird ein durch den ersten Referenzwertvergleicher bzw. Komparator 1320a (KLZ) detektierter Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃ ausgewertet und bewirkt mit einer Phasenverschiebung von 90° oder einer anderen, fest eingestellten Phasenverschiebung von minimal 60° und maximal bevorzugt 90° ein Einschalten des Schalters S1. Über einen Zeitgeber bzw. Timer wird eine relative Ausschaltzeit ωt_OFF0 gemessen. Zu einem Zeitpunkt 1378 (A1) schaltet der Schalter S1 wieder aus bzw. wird wieder ausgeschaltet, wobei sich eine gesamte (relative) Periodendauer ωT₀ aus einer aktuell über den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) eingestellten Frequenz ergibt.
In anderen Worten, ist der Zeitpunkt 1377 (A0), zu dem der Schalter das letzte Mal ausgeschaltet wurde, bekannt und ist ferner die Arbeitsfrequenz f bzw. die zugehörige Periodendauer T (zu berechnen als Kehrwert oder Frequenz f) bekannt, so weist ein Zeitintervall zwischen dem vorhergehenden Ausschalten 1377 (A0) und dem nächsten darauffolgenden Ausschalten 1378 (A1) des Schalters die Zeitdauer T auf.
Über den Regler 1330 (RU) wird im Falle einer Frequenzerhöhung ein Zeitintervall Δωt von der bereits gespeicherten vorhergehenden Periodendauer ωT_0-1 abgezogen, um die aktuel le Periodendauer ωT₀ zu erhalten. Bei Frequenzerniedrigung wird ferner das Zeitintervall Δωt zu der bereits gespeicherten vorhergehenden Periodendauer hinzuaddiert. Ein neuer Ausschaltpunkt wird wiederum über den Start eines Zeitgebers bzw. Timers erfasst, und es wird dabei die vorherige, gespeicherte relative Ausschaltzeit ωt_OFF0 verwendet, um aus der vorherigen Periodendauer ωT₀ erneut den Ausschaltpunkt zu bestimmen, indem die Differenz als relative Einschaltzeit ωt_ON0, von dem Zeitpunkt 1382 (E1) an gerechnet, gemäß ωt_ON0 = ωt_OFF0 – ωT₀ ermittelt wird. Dieser Vorgang setzt sich stetig fort, so dass die Berechnung der Einschaltzeit und des richtigen Einschaltzeitpunktes sowie der aktuellen Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz mit diesem stets wiederkehrenden Algorithmus gelöst wird. Das beschriebene integrierende Verfahren von Periode zu Periode der Arbeitsfrequenz des Resonanzkonverters erzeugt somit eine schnellstmögliche Regelung der Ausgangsspannung, der Leistung oder des Ausgangstromes, welche ein periodisch schaltender Wandler bezüglich seiner Regelstrecke zulässt.
Weiterhin kann die jeweils erforderliche Frequenzänderung nach den Erfordernissen der Stabilität, Regelgeschwindigkeit und sonstiger Parameter über den Regler 1330 (RU) eingestellt werden, ohne dass ein optimales Einschalten verlassen wird, und indem die relative Einschaltzeit in allen Fällen einer veränderlichen Last, einer veränderlichen Eingangsspannung und gegebenenfalls eines veränderlichen Eingangsnetzwerkes des Konverters oder Piezotransformators PT in Abhängigkeit von der Frequenz nachgeführt wird.
In anderen Worten, das erfindungsgemäße Konzept zur Festlegung der Einschalt- und Ausschaltzeitpunkte des Schalters in der Schaltereinheit basiert auf einer streng getrennten Einstellung der Ausschaltzeitpunkte 1377, 1378, 1379 (A1, A2, A3) des Schalters und der Einschaltzeitpunkte 1382, 1383 (E1, E2) des Schalters. Ein zeitlicher Abstand zwischen den Ausschaltzeitpunkten wird dabei lediglich durch die von dem Regler 1330 (RU) gelieferte Frequenzinformation 1319a definiert, wobei ein Zeitintervall zwischen zwei aufeinander folgenden Ausschaltzeitpunkten als zu der Arbeitsfrequenz f gehörige Periodendauer T definiert ist. Die Einschaltzeitpunkte, zu denen das Ansteuersignal 1316 für den Schalter erzeugt wird, sind ferner mit (beispielsweise steigenden) Nulldurchgängen der Hilfsspannung U₃, die beispielsweise mit 1380 und 1381 (Z0, Z1) bezeichnet sind, synchronisiert. Das Ansteuersignal 1316 für den Schalter wird somit lediglich basierend auf den genannten Nulldurchgängen der Hilfsspannung U₃ durch eine Phasenverzögerung in dem Phasenschieber 1322 (in Kombination mit einer Phasenverzögerung des Treibers 1318) erzeugt, so dass das Einschaltsignal 1316 zwischen 60° und 90° (bezogen auf die Periodendauer T der Arbeitsfrequenz f) gegenüber den Nulldurchgängen 1382, 1383 der Hilfsspannung U₃ verzögert ist.
Abhängig davon, wie stark eine gesamte Veränderung der Arbeitsfrequenz f bzw. der zugehörigen Periodendauer T ist, kann die Verzögerungseinrichtung 1322 ausgelegt sein, um das Ausgangssignal 1320b des ersten Referenzwertvergleichers 1320a beispielsweise um eine feste vorgegebene Zeit zu verzögern, oder um die Verzögerungszeit beispielsweise dynamisch auf etwa ein Viertel der aktuellen Periodendauer T einzustellen. Allgemein gesprochen wird es somit bevorzugt, dass die Verzögerung der Verzögerungseinrichtung 1322 bzw. des Phasenschiebers 1322 in einem Bereich zwischen einem Sechstel der zu der Arbeitsfrequenz f gehörigen Periodendauer T und einem Viertel der Periodendauer T liegt.
14 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung für einen Resonanzkonverter unter Ausnutzung einer seriell ausgekoppelten Hilfsspannung U₃ bzw. V₃. Die Schaltungsanordnung gemäß der 14 ist in ihrer Gesamtheit mit 1400 bezeichnet. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass die Bezeichnung V₃ hier synonym zu der Bezeichnung U₃ für die seriell ausgekoppelte Hilfsspannung verwendet wird.
Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass die Schaltungsanordnung 1400 gemäß 14 wesentliche Ähnlichkeiten mit der Schaltungsanordnung 1300 gemäß 13B aufweist. Aus diesem Grund sind gleiche Einrichtungen hier mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht noch einmal erläutert. Vielmehr wird auf die Ausführungen im Hinblick auf die 13B verwiesen. Es sei allerdings darauf hingewiesen, dass ein Regler 1430 der Schaltungsanordnung 1400 sich von einem Regler 1330 der Schaltungsanordnung 1300 unterscheidet.
In der Schaltungsanordnung 1400 empfängt ein Pulscoderegler 1432 das Ausgangssignal des dritten Referenzwertvergleichers 1327. Zusammen mit einem Kombinierer 1434 erzeugt der Pulscoderegler 1432 ein Ansteuersignal 1436 für den Regler 1430, wobei das Ansteuersignal 1436 in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des Referenzwertvergleichers 1327 zwei Werte annimmt. Beispielsweise kann der Pulscoderegler 1432 in Kombination mit dem Kombinierer 1434 ausgelegt sein, um bei Vorliegen eines ersten Wertes an dem Ausgang des Referenzwertvergleichers 1327 das Ansteuersignal 1436 auf einen ersten Wert einzustellen, und um bei Vorliegen eines zweiten Wertes an dem Ausgang des Referenzwertvergleichers 1327 das Ansteuersignal 1436 auf einen zweiten Wert einzustellen. Beispielsweise kann der erste Wert des Ansteuersignals 1436 ein Inverses des zweiten Wertes des Ansteuersignals 1436 sein. In andere Worten, das Ansteuersignal 1436 kann beispielsweise, abhängig von dem Ausgangssignal des Referenzwertvergleichers 1327, die beiden Werte +x/T und –x/T annehmen, wobei x beispielsweise eine Konstante in einem Bereich zwischen 0 und 0,5 ist und wobei T die zu der Arbeitsfrequenz f gehörige Periodendauer ist.
Der Regler 1430 empfängt dann das Ansteuersignal 1436 und erniedrigt oder erhöht in Abhängigkeit von dem Wert des Ansteuersignals 1436 die Arbeitsfrequenz. Zu diesem Zweck stellt der Regler 1430 eine Frequenzinformation 1319a beispielsweise in Form eines digital repräsentierten Wertes oder in Form einer Steuerspannung U_f bereit. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass das Ansteuersignal 1436 nicht nur angibt, in welche Richtung die Frequenz durch den Regler 1430 verändert werden soll, sondern auch wie stark die Frequenz (beispielsweise pro Zeitschritt, pro Periode oder pro Zeiteinheit) verändert werden soll.
Die Schaltungsanordnung 1400 gemäß 14 umfasst ferner eine Überwachung einer minimalen Phasenverschiebung Δφ. Zu diesem Zweck wird an dem Ausgang des Phasendetektors 1323 eine Information über die Phasenverschiebung Δφ abgegriffen und gegebenenfalls optional in eine Spannung oder eine andere elektrische Repräsentation gewandelt, wie beispielsweise durch den optionalen Winkel-Spannungs-Umsetzer 1440 angedeutet ist. Ein vierter Referenzwertvergleicher 1442 vergleicht den Winkelwert Δφ mit einer minimalen Phasenverschiebung Δφ_min und liefert somit ein Ausgangssignal 1443, das anzeigt, ob die Phasenverschiebung Δφ kleiner oder größer als die minimale Phasenverschiebung Δφ_min ist. Die minimale Phasenverschiebung Δφ_min ist bevorzugt in einem Bereich zwischen 15° und 40° gewählt, wobei es sich gezeigt hat, dass besonders gute Ergebnisse in einem Bereich zwischen 20° und 30° erzielbar sind. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die minimale Phasenverschiebung Δφ_min beispielsweise auf 26,5° eingestellt.
Eine Frequenzbegrenzungseinrichtung 1444, 1445 erzeugt ferner ein Ansteuersignal 1446, das eine Verringerung der Frequenz durch den Regler 1430 verhindert, wenn die Phasenverschiebung Δφ die minimale Phasenverschiebung Δφ_min erreicht oder unterschreitet.
Ferner umfasst die Schaltungsanordnung 1400 einen Treiber 1450. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO), der alternativ auch durch eine Einrichtung zur digitalen Frequenzerzeugung ersetzt sein kann, erzeugt basierend auf der Frequenzinformation 1319 ein Ansteuersignal 1454 der Arbeitsfrequenz f und liefert dieses an den Treiber 1450. Das An steuersignal 1454 dient dabei im Wesentlichen einer Erzeugung von Ausschaltzeitpunkten für den Schalter (hier symbolisiert durch den IGBT-Transistor S1 mit der antiparallel geschalteten Freilaufdiode D_I). In anderen Worten, ein Schalter-Treiber schaltet ein Ansteuersignal 1456 für den Schalter aus, wenn in dem Ansteuersignal 1454 beispielsweise eine steigende oder fallende Flanke auftritt.
Der Treiber 1450 empfängt ferner ein Einschaltsignal 1458, das durch eine Einschaltsignal-Erzeugungseinrichtung 1460 aus dem durch den Phasenschieber 1322 erzeugten Signal generiert wird. Das Einschaltsignal 1458 entspricht dabei im Wesentlichen dem Ausgangssignal des Phasenschiebers 1322, wobei die Einschaltsignal-Erzeugungseinrichtung 1460 beispielsweise noch eine Pegelumsetzung vornimmt.
Der Treiber 1450 schaltet typischerweise das Ansteuersignal 1456 ansprechend auf den Empfang des Einschaltsignals 1458 an.
Die Schaltungsanordnung 1400 umfasst ferner eine Einrichtung zur Überwachung der durch den (spannungs-) gesteuerten Oszillator 1452 erzeugten Frequenz. Die Frequenzüberwachungseinrichtung 1464 vergleicht die durch den (spannungs-) gesteuerten Oszillator 1452 erzeugte Frequenz beispielsweise mit einer Minimalfrequenz f_min und meldet eine Unterschreitung der Minimalfrequenz f_min an den Treiber 1450. Ferner vergleicht die Frequenzüberwachungseinrichtung 1464 alternativ oder zusätzlich die durch den (spannungs-) gesteuerten Oszillator 1452 erzeugte Frequenz mit einer Maximalfrequenz f_max und meldet eine Überschreitung der Maximalfrequenz f_max an den Treiber 1450. Beispielsweise führt die Frequenzüberwachungseinrichtung 1464 basierend auf dem von dem Oszillator 1452 gelieferten Ansteuersignal 1454 eine Frequenz-Spannungs-Wandlung durch, so dass eine Spannungsinformation vorliegt, die die Arbeitsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 1452 beschreibt. Die genannte Spannung kann mit einer Referenzspannung U_fmin, die eine mi nimal zulässige Frequenz repräsentiert, verglichen werden, und das Ergebnis des Vergleichs liefert eine Information darüber, ob die Arbeitsfrequenz f die minimal zulässige Frequenz f_min unterschreitet. Analog dazu kann die genannte von der Frequenz abhängige Spannung mit einer weiteren Referenzspannung U_fmax, die die maximale Frequenz f_max repräsentiert, verglichen werden, und das Ergebnis des Vergleichs gibt eine Auskunft darüber, ob die Arbeitsfrequenz f die maximal zulässige Frequenz f_max überschreitet.
Im Falle einer Überschreitung der maximal zulässigen Frequenz f_max oder einer Unterschreitung der minimal zulässigen Frequenz f_min kann beispielsweise der Treiber 1450 abgeschaltet werden.
Wie schon anhand der 13B kurz angedeutet kann weiterhin überwacht werden, ob ein Stromfluss durch den Schalter (z. B. durch S1) einen maximal zulässigen Wert überschreitet. Zu diesem Zweck wird der Stromfluss durch den Schalter S1 unter Verwendung eines Shunt-Widerstands 1470 in eine Spannung umgewandelt, die hier mit U_S bezeichnet ist (und die nicht mit der in den 13C, 13D und 13F gezeigten Spannung U_S über dem Schalter verwechselt werden darf). Überschreitet die Spannung U_S über dem Shunt-Widerstand R_S einen maximal zulässigen Wert (hier: U_imax) was durch einen Referenzwertvergleicher bzw. Komparator 1472 (KIS) detektiert werden kann, so wird eine Überstrombedingung an den Treiber 1450 gemeldet, was beispielsweise zu einer Abschaltung des Treibers 1450 führen kann.
Ferner kann beispielsweise eine Eingangsspannung V_C ausgewertet werden, die beispielsweise von der Spannungsquelle 1311 an die Schaltungsanordnung 1400 geliefert wird. Da die Spannung V_C bei vielen Anwendungen größer als 50 Volt ist, ist es bevorzugt, durch einen resistiven Spannungsteiler bestehend aus zwei Widerständen 1474, 1476 (R_V1, R_V2) eine Spannung V_U zu erzeugen, die eine herunterskalierte Kopie der Spannung V_C ist. Durch einen Vergleich der Spannung V_U mit einer Referenzspannung U_Umax in einem Referenzwertvergleicher 1478 kann ferner ein Signal erzeugt werden, das dem Treiber 1450 eine Überspannungsbedingung anzeigt und das somit zu einer Abschaltung des Treibers führt. Ferner kann die Spannung V_U verwendet werden, um abhängig davon einen Korrekturwinkel φ_K einzustellen.
Der Treiber 1450 kann ferner optional ausgelegt sein, um einen Burst-Mode-Betrieb durchzuführen, also nur einzelne Pakete von Ansteuerimpulsen an den Schalter zu schicken, zwischen denen in der bekannten Weise ausgeprägte Pausen liegen. Der Burst-Mode kann beispielsweise ansprechend darauf, dass eine Überschreitung der Maximalfrequenz f_max festgestellt wird, aktiviert werden. Ferner kann der Burst-Mode aktiviert werden, wenn der Phasenwinkel φ_Z0, wie er beispielsweise anhand der 3D definiert ist, einen minimalen Wert φ_Z0min unterschreitet.
In anderen Worten, in 14 ist eine Ansteuerschaltung gezeigt, welche auf dem in den 13 beschriebenen Prinzip der zur Last seriellen Auskopplung der Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ beruht. Dabei wird zunächst über die Schwellwertvergleicher bzw. Komparatoren 1321a, 1320a (KR, KLZ) die Phasendifferenz Δφ ermittelt. Anschließend wir ein (zu vergleichender) Maximalwert U_RR (der Hilfsspannung U₃) durch das Funktionsnetzwerk 1325 (FN) ermittelt. Liegt ein Nenn-Phasenwinkel Δφ_N nahe bei 90° (beispielsweise in einem Bereich zwischen 75° und 105°), so vereinfacht sich eine Funktionsbildung in dem Funktionsnetzwerk 1325 (FN) dadurch, dass die Sinusfunktion (sinΔφ) (zumindest näherungsweise) gleich Eins wird. In diesem Fall ist die Referenzspannung U_RR (also die Amplitude der Hilfsspannung U₃) gleich der Referenzspannung U_R0.
Durch Vergleich der Referenzspannung U_RR (bzw. der Amplitude von U₃) mit dem Sollwert, repräsentiert durch die Referenzspannung U_R, wird über den Referenzwertvergleicher 1327 (KRR) ein Impuls von Null (0/T) oder ein Impuls von Eins (1/T) als Impuls pro Periodendauer einer Sinusschwingung der Hilfsspannung U₃ ermittelt. Dieser Wert wird mit einem Wert von ½/T verglichen. Somit wird der Regler 1430 (RU) angesteuert, so dass der Regler 1430 eine Frequenzänderung erzeugt. Beispielsweise erzeugt der Regler 1430 eine Frequenzerniedrigung im Falle eines Impulses von Null an dem Puls-Code-Regler 1432 (PCR) und eine Frequenzerhöhung im Fall eines Impulses von Eins an dem Puls-Code-Regler 1432. Der Puls-Code-Regler 1432 gibt damit lediglich eine Regelabweichung, welche mit einem festen Abstandswert von ½ um einen Mittelwert von ½ oder von 0 schwanken kann, an den Regler 1430 (RU) weiter und kann dabei eine frequenzabhängige Vorverstärkung erzeugen, um die Regelgeschwindigkeit einer jeweiligen Applikation bei unterschiedlichen Resonanzfrequenzen des Lastnetzwerkes der möglichen Reaktionsgeschwindigkeit der Regelstrecke anzupassen. Die Größe der Frequenzänderung kann also von der jeweiligen Frequenz selbst abhängen oder in einem nicht gezeigten Ausführungsbeispiel auch konstant sein.
Weiterhin wird aus dem Ergebnis des Reglers 1430 ein spannungsgesteuerter Oszillator 1452 (VCO) oder eine andere Frequenzstelleinrichtung betrieben, welche eine Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f erzeugt, die an die Steuereinrichtung bzw. an den Treiber 1450 (STE) weitergegeben wird, und die über den Ausgang VG des Treibers 1450 an den Schalter S1 weitergeführt wird, um den jeweiligen Konverter bzw. Resonanzkonverter zu steuern.
Dabei kann der Schalter S1 auch nur einer von mehreren phasenversetzt betriebenen Schaltern S1, S2, S3 und/oder S4 sein. Sind zwei Schalter S1 und S2 vorhanden, so werden diese typischerweise bzw. bevorzugt im Gegentakt betrieben, und es existiert ferner eine Totzeit zwischen den Einschaltintervallen. Diese Totzeit wird berechnet, indem die relative Einschaltzeit des durch den Treiber 1450 bzw. durch die Steuereinrichtung STE gesteuerten Schalters S1 auf die anderen Schalter phasengleich oder um 180° phasen versetzt übertragen wird. Dieses geschieht über den Referenzwertvergleicher bzw. Komparator 1320a (KLZ), indem beispielsweise die Phasenverschiebung über das Phasenschiebernetzwerk 1322 (PS) realisiert wird, und indem somit eine relative Einschaltzeit D aus dem Ausschaltzeitpunkt und dem so synchronisierten Einschaltzeitpunkt gebildet wird, wie anhand der 13F beschrieben.
Diese Funktion ist somit auf verschiedene Konverterarten anwendbar, so dass hiermit ein universelles Schaltungs- und Ansteuerkonzept gegeben ist. Indem der Phasenwinkel Δφ erfasst wird, wobei der Nennphasenwinkels Δφ_N zwischen 45° und 90° liegen sollte, kann dieser auch mit einer Referenz Δφ_min verglichen werden. Da das Lastnetzwerk für verschiedene Konverterarten gleich ausgeführt werden kann, ist der minimale Phasenwinkel Δφ_min ein normiertes Maß für eine maximal mögliche Leistungsübertragung einer erfindungsgemäßen Anordnung, wie beispielsweise eines Piezotransformators, als Lastnetzwerk.
Der minimale bzw. minimal zulässige Phasenwinkel ist jedoch von der Wahl des Nennphasenwinkels abhängig. Wird der minimal erlaubte Phasenwinkel Δφ_min unterschritten, so wird über einen weiteren Regelkreis 1444 (PCφ) ein Signal von Null (0/T) oder Eins (1/T) generiert, welches mit einem (konstanten) Signal 1/T verglichen wird. Somit wird eine Begrenzung der Frequenz vorgenommen, wobei die Frequenz nicht weiter erniedrigt wird, nachdem der minimale bzw. minimal zulässige Phasenwinkel Δφ_min erreicht wurde. Tritt beispielsweise an der Last ein Kurzschluss auf, so würde sich im ersten Moment ein größerer Strom I_L durch den Lastkreis ausbilden, der eine Unterschreitung des minimalen Phasenwinkels Δφ_min zur Folge haben könnte. In diesem Fall könnte der Regler 1430 (RU) versuchen, die Frequenz zu erniedrigen, um eine Anhebung der Ausgangsspannung zu erreichen, um basierend auf einem Vergleich mit dem gemäß 13E vorgegebenen und in der Schaltungsanordnung 1400 gemäß 14 gegebenenfalls um einen Faktor F korrigierten Referenzwert U_R zu erreichen, dass die Hilfsspannung U₃ wieder dem Referenzwert U_R entspricht.
Um zu verhindern, dass ein zu groß eingestellter Referenzwert einer Applikation, gegebenenfalls durch externen Abgleich von U_R dazu führt, dass der Konverter überlastet wird, begrenzt der Regler 1444 (PCφ) die Frequenz nach unten, so dass stets ein überresonanter Betrieb des Resonanzkonverters gewährleistet bleibt. Voraussetzung für diese Begrenzung ist eine richtige Zuordnung des Spannungsteilers R_U1 und R_U2, oder der spannungsproportionalen Stromeinspeisung R_U über den Anschluss V₃ nach 7A und 14. Damit ist eine Begrenzung der minimal erlaubten Frequenz, unabhängig von der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises bestehend aus der Induktivität L und der Kapazität C gegeben.
Die interne feste Referenz U_R0 der Ansteuerschaltung oder des Ansteuer-IC nach 13B oder 14 gibt somit zusammen mit dem minimalen Phasenwinkel Δφ_min vor, welcher maximale Laststrom in Abhängigkeit von der Stromeinspeisung über R_U und der Auskopplung über ωC₃ im Lastkreis möglich ist. Da weiterhin angenommen werden kann, dass man einen solchen Lastkreis in der Regelschleife beispielsweise immer überresonant betreibt, was im Falle der Verwendung eines Piezotransformators als Lastkreis meist den Vorteil eines maximalen Wirkungsgrades bietet, wird durch die Begrenzung des minimalen Phasenwinkels auf den Wert Δφ_min stets gewährleistet, dass die Regelung, unabhängig von dem eingestellten Referenzwert für die Ausgangsspannung U_R, und damit für die Ausgangsleistung oder für den Ausgangsstrom, überresonant aufrecht erhalten wird, und nicht außer Tritt fällt, indem der Resonanzpunkt des Resonanzkreises bestehend aus der Induktivität L und der Kapazität C unterschritten würde. Somit unterschreitet der Regler 1430 (RU) eine minimale Ausgangsspannung U_f zur Erzeugung einer minimalen Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f nicht.
Wird der Regelmechanismus gemäß 13F ausgeführt, wird also beispielsweise durch eine digitale Regelung eine schrittweise Veränderung der Periodendauer festgelegt, wodurch sich auch die Arbeitsfrequenz f als Kehrwert der Periodendauer ändert, so erzeugt der Regler 1430 (RU) statt einer Spannung U_f ein Zeitintervall Δωt, welches zu einer gespeicherten vorhergehenden Periodendauer hinzuaddiert wird oder von der gespeicherten vorhergehenden Periodendauer abgezogen wird. In diesem Fall wird typischerweise der spannungsgesteuerte Oszillator 1452 durch eine digitale Einrichtung zur Erzeugung einer Frequenz mit der Periodendauer T ersetzt, und die Frequenzüberwachungseinrichtung 1464 umfasst beispielsweise digitale Referenzwertvergleicher, die die Periodendauer T oder die dazu reziproke Arbeitsfrequenz f auswerten.
Ein Startvorgang der Schaltungsanordnung 1400 erfolgt beispielsweise so, dass über einen Startblock 1490 (START) eine um beispielsweise 15 kHz–50 kHz oberhalb der Resonanzfrequenz des Lastkreises bestehend aus der Induktivität L und der Kapazität C liegende Frequenz eingestellt wird. Ferner wird durch den Startblock 1490 beispielsweise eine feste Einschaltzeit D_Start in einem Bereich zwischen typischerweise 30 % und 50 % eingestellt.
Die Startfrequenz, auf die der Startblock 1490 die Arbeitsfrequenz f bei dem Start einstellt, kann beispielsweise durch eine Kapazität C_F eingestellt werden. Entfällt die genannte Kapazität C_F, so wird die Frequenz beispielsweise ersatzweise über einen entsprechenden Widerstand R_F, zusammen mit der gewünschten Ausgangsspannung U₀, eingestellt. Erfindungsgemäß wird nach Detektieren eines ausreichenden Spannungssignals U₃ bzw. V₃ der oben beschriebene Regelmechanismus in Betrieb gesetzt, so dass Frequenz und Einschaltzeit durch den anhand der 13F (in Kombination mit den 13A–13E) beschriebenen Vorgang oder durch einen ähnlichen Vorgang in der Schaltungsanordnung 1400 gemäß 14 eingestellt werden. Die Einstellung von Fre quenz und Einschaltzeit erfolgt dabei beispielsweise mittels eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO), wobei typischerweise ein phasenversetztes Einschalten des Schalters unter Verwendung des Phasenschiebers 1322 stattfindet.
Erfindungsgemäß wird weiterhin zur Einsparung zusätzlicher Rückkoppelelemente, wie galvanisch trennender Optokoppler oder weiterer Übertrager, eine Regelung auf einen konstanten Laststrom I_L vorgenommen. Der konstante Laststrom ist so bemessen, dass er nicht mehr als 50 %–100 % über einem maximalen Nennstrom liegt. Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, dass die Übersetzungsverhältnisse k₀ und k_r des Piezotransformators PT, oder eines anderen Lastresonanzkreises gemäß den 13B, so gewählt werden, dass die Übersetzungsverhältnisse zusammen mit den Kapazitäten C₂ und C₃ einen gewünschten Wert ergeben, welcher sich nach der Impedanzanpassung der Ersatzlast R gegenüber der Ausgangskapazität C₂ im Nennlastfall ergibt (bzw. welche sich nach der Impedanzanpassung der Ersatzlast R gegenüber der Ausgangskapazität C₂ in dem Lastfall ergeben).
Da der beschriebene Konverter in den meisten Fällen bei einer Ausgangsspannung von Null (U₀ = 0) startet, ändert sich der Strom bei geeigneter Dimensionierung der vorbeschriebenen Parameter ebenfalls nur wenig, bis er etwa den Nennstrom bei Nennlast erreicht, sofern die Nennlast R_N an dem Ausgang (der resonanten Transformatoranordnung) anliegt. Ist eine kleinere Last als die Nennlast anliegend, so wird über den Abgriff V_U der Eingangsspannung V_C ein eingangsspannungsabhängiger Phasenkorrekturwinkel φ_k erzeugt, welcher mit dem in 13F dargestellten Ausschaltlastwinkel φ_ZOn verrechnet wird, um einen Korrekturfaktor F der Referenzspannung U_R dergestalt zu bilden, dass der aus dieser Verrechnung resultierende Winkel einen Grenzwert nicht überschreitet oder unterschreitet. Dabei wird eine mit der Eingangsspannung V_C linear, exponentiell oder anderweitig stetig abfallende Funktion des Winkels φ_k gebildet, welche von dem Winkel φ_Z0 linear abgezogen oder zu dem Winkel φ_Z0 linear addiert wird. Dabei wird eine feste interne Funktion der Ansteuerschaltung verwendet, welche jedoch auch extern eingeprägt bzw. von außen beeinflusst werden kann, wenn weitere Pins einer integrierten Schaltung (IC) oder zusätzliche Trimm-Eingänge verwendet würden.
Über einen Vorwiderstand R_V kann zusätzlich eine Anpassung an das Eingangsnetzwerk, beispielsweise an den Wert der Induktivität L_f, vorgenommen werden. Wenn L_f in diesem Falle in der Nähe der Resonanzfrequenz des Lastkreises bestehend aus der Kapazität C und der Induktivität L gewählt wurde, so ist ein kleinerer Wert für R_V zu wählen, um die Referenzspannung an dem Eingang V_U größer zu wählen. Ist ein größerer Wert für L_f gewählt worden, beispielsweise um eine bessere Eingangsstromglättung zum Netz hin zu erreichen, so muss ein größerer Wert für R_V gewählt werden, um eine kleinere Referenzspannung V_U zu erzeugen.
Ferner wird ein Winkel φ_Z0 ermittelt, der eine Aussage darüber trägt, wie lange (bezogen auf eine Periodendauer T) der Schalter eingeschaltet ist bzw. wie lange ein Vorwärtsstrom durch den Schalter fließt. Gemäß 13F beschreibt der Winkel φ_Z0 beispielsweise eine Phasendifferenz zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die Hilfsspannung U₃ einen fallenden Nulldurchgang (von positiv zu negativ) aufweist, und einem Zeitpunkt, zu dem der Schalter ausgeschaltet wird. Erreicht der genannte Winkel φ_Z0 einen Winkel φ_Z0min, welcher typischerweise zwischen –45° und –80° liegt, so kann eine ausreichende Einschaltzeit nicht mehr gewährleistet werden. Beispielsweise würde eine Einschaltzeit von Null erreicht, wenn der Winkel φ_Z0 einen Wert von –90° erreichen würde. In anderen Worten, je größer der Winkel φ_Z0 betragsmäßig wird, desto geringer ist die Einschaltzeit des Schalters. Überschreitet der Winkel φ_Z0 betragsmäßig einen bestimmten vorgegebenen Wert, so ist also eine ausreichende Einschaltzeit nicht mehr gewährleistet. Deshalb wird in diesem Fall eine Burst-Mode-Steuerung (BM) eingeleitet. Die Funktionsweise des Burst-Mode wurde bereits oben kurz erläutert, und es wird daher auf die obigen Ausführungen verwiesen.
Bei kleiner werdender Last (ausgehend von einer relativ größeren Last) wird zunächst die Referenzspannung U_R mit dem kleiner werdenden Ausschaltlastwinkel φ_Z0 tendenziell abgesenkt, so dass die Ausgangsspannung dabei etwa konstant bleibt. Wird eine bestimmte Last unterschritten, so erreicht der resultierende Winkel einen Grenzwert, so dass in die Burst-Mode-Steuerung bzw. in den Burst-Mode-Betriebszustand übergegangen wird.
Beim Anschwingen einer Impulsfolge des Burst-Mode wird der reduzierte Wert der Referenzspannung stets auf eine interne Referenz, beispielsweise auf die Referenzspannung U_R0, eingestellt. Durch Ermittlung des beim Anschwingen sich einstellenden Ausschaltlastwinkels φ_Z0, im Vergleich mit der Eingangsspannungsfunktion beispielsweise nach (7), wird entschieden, ob der Burst-Mode wegen zu geringer Last beibehalten werden muss oder ob der Burst-Mode bei größer werdender Last wieder verlassen werden kann. Ein Burst-Mode ist ebenfalls erforderlich, wenn die Startfrequenz oder eine Maximalfrequenz, detektiert über den Komparator bzw. Referenzwertvergleicher KMA, erreicht würde.
Wenn weiterhin die Referenz gemäß 13C im Leerlauf oder bei minimaler Ausgangslast auf einen maximalen Phasenwinkel von 90° = π/2 festgelegt würde, so beträgt der nach 13B minimal mögliche Phasenwinkel Δφ_min gemäß sin(Δφmin) = (2/π)2 Δφmin = 26,5° (6)unter der Annahme, dass die Impedanz 1/ωC₂ der Kapazität gleich der ohmschen Ersatzlast einer Last R an einem Ausgang eines Vollbrückengleichrichters gemäß 13B ist, und wenn man weiter näherungsweise annimmt, dass die Fluss spannungen U_F der Gleichrichter D5–D8 gegenüber der Ausgangsspannung U₀ vernachlässigbar sind.
Werden diese Flussspannungen jedoch in üblichen Grenzen berücksichtigt, so ist bei üblichen Kleinspannungen von 1 Volt bis 40 Volt am Ausgang eine Kompensation des Einflusses der Flussspannung gegenüber der Ausgangsspannung durch den geforderten Frequenzabstand vom Resonanzpunkt bei maximaler Last gegeben, indem man den kleinstmöglichen Phasenwinkel Δφ_min nicht zulässt, sondern diesen auf einen etwas größeren Wert begrenzt, um den Konverter nicht unterresonant zu betreiben und damit den Regelkreis außer Tritt zu bringen.
Die Festlegung eines standardisierten minimalen Phasenwinkels (also eines von der Ansteuerschaltung fest vorgegebenen minimalen Phasenwinkels) hat somit die Bedeutung eines frequenz- und schaltungsunabhängigen Betriebes solcher Konverter mit Lastkreisen gemäß 13A. Jedoch kann der minimale Phasenwinkel Δφ_min auch auf einen kleineren oder größeren Wert festgelegt werden. Ein kleinerer Wert ist dann möglich, wenn man den Referenzwert der zu regelnden Ausgangsspannung gemäß 13D kleiner als den in der Beziehung gemäß 13E festgelegt hat. Ein größerer Wert ist dann möglich, wenn man beispielsweise eine kleinere Leistung als die maximal übertragbare Leistung bei Impedanzgleichheit am Ausgang des Piezotransformators zwischen der kapazitiven und ohmschen Belastung zulassen möchte, um damit eine bessere Konstanz der Ausgangsspannung im Unterlastbereich zu gewährleisten.
Weiterhin ist in der 14 gezeigt, dass auch eine minimale und maximale Frequenz durch entsprechende Schwellwertvergleicher KMI, KMA erkannt werden kann, wenn beispielsweise durch einen zusätzlichen Trimm-Eingang einer integrierten Ansteuer-Schaltung (Ansteuer-IC) ein solcher Frequenzbereich festgelegt wird. Dabei kann man die minimale Frequenz etwa mit der Resonanzfrequenz abgleichen, so dass der Treiber 1450 bzw. die Steuereinheit STE über die Funktion START (ausgelöst durch den Startblock 1490) den Startvorgang bei einer Frequenz oberhalb der Minimalfrequenz (innerhalb einer typischen Bandbreite von ca. 15 kHz bis 30 kHz) einleitet. Mit anderen Worten, durch den Startblock 1490 wird erzielt, dass die Arbeitsfrequenz zum Zeitpunkt des Starts ca. 15 kHz bis 30 kHz oberhalb der Minimalfrequenz liegt. Damit ist immer ein überresonanter Betrieb garantiert, wenn ein Frequenzgenerator bei dieser maximalen Frequenz f_max = f_min + Δf_b startet und die Frequenz schrittweise erniedrigt, bis ein Ausgangsstromsignal über die Hilfsspannung U₃ beobachtet wird.
Weiterhin ist eine erfindungsgemäße Überwachungsschaltung SDI des Schalterstromes gegeben, falls dieser einen erlaubten Grenzwert überschreitet. Diese Überschreitung wird über den Komparator bzw. Referenzwertvergleicher 1472 (KIS) festgestellt, wenn ein Maximalwert des Schalterstromes in dem Shunt-Widerstand bzw. Sense-Widerstand R_S überschritten wurde. Mit anderen Worten, der Referenzwertvergleicher 1472 erzeugt ein Signal an dem Eingang SD_I des Treibers 1450, wenn ein zu großer Schalterstrom festgestellt wird. Damit ist eine indirekte Überwachung der Erwärmung des Schalters gegeben, so dass in dem Schalter eine bestimmte thermische Belastung, hervorgerufen durch einen Effektivwert bzw. RMS-Wert des Schalterstromes, nicht überschritten werden kann. Wird der Schalterstrompegel nur kurzzeitig impulsförmig, jedoch periodisch überschritten, so kann erfindungsgemäß auch dies von einer Überwachungsschaltung, beispielweise bei fehlendem Nullspannungsschalten ZVS, erkannt werden. Ein kurzzeitiges, impulsförmiges (gegebenenfalls periodisch auftretendes) Überschreiten eines zulässigen Schalterstrompegels ist beispielsweise bei einem Startvorgang dynamisch über eine kurze Zeit ausblendbar, so dass beispielsweise ein fehlendes Nullspannungsschalten (ZVS) in einem Startfall toleriert würde. Bei dynamisch einsetzenden transienten Übergängen und beispielsweise bei einem Start des Burst-Mode ist eine solche Ausblendschaltung ebenfalls sinnvoll oder erforderlich.
In andere Worten, der Treiber 1450 ist ausgelegt, um den Schalter zu deaktivieren, falls der Schalter entweder länger als eine erste Zeitdauer von einem Strom durchflossen wird, der größer als ein Stromgrenzwert ist, oder falls für eine zweite Zeitdauer der Strom durch den Schalter den Stromgrenzwert nur kurzzeitig aber periodisch wiederkehrend überschreitet. Hingegen deaktiviert der Treiber 1450 den Schalter nicht, wenn der Stromfluss durch den Schalter den Stromgrenzwert nur für eine hinreichend kurze Zeitdauer, die kürzer als die erste Zeitdauer ist, überschreitet.
Weiterhin ist eine Überwachung der Eingangsspannung V_C über den Referenzwertvergleicher bzw. Komparator 1478 (KUS) möglich, so dass bei Überschreiten eines Maximalwertes der Konverter über die Funktion SDU bzw. über ein Steuersignal SD_U abgeschaltet werden kann.
Die genannte Spannungsüberwachung der Eingangsspannung V_C kann jedoch gleichzeitig, wie schon ausgeführt, über die Funktion φ_k genutzt werden, um eine weitere Regelung der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstromes vorzunehmen. Dazu wird die folgende vereinfachte Abhängigkeit Δφ + φZ0 + ku VC = φref zum Ansatz gebracht. Der Faktor k_u beschreibt ein Spannungsteilungsverhältnis durch den Spannungsteiler 1474, 1476 und ist somit durch den Widerstandsteiler 1474, 1476 bzw. die zugehörigen Widerstandswerte R_V1, R_V2 einstellbar. Damit wird der Arbeitsbereich des Konverters bezüglich des erforderlichen Eingangsspannungsbereiches festgelegt.
Bei konstanter Eingangsspannung ist somit gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung nach (7) stets eine etwa konstante Summe aus den beiden in 13C und 13D be schriebenen Phasenwinkeln einzuregeln, um eine konstante Ausgangsspannung im Fall von größeren Lasten zu gewährleisten. Sobald der Phasenwinkel Δφ einen bestimmten Wert unterschreitet, ist die Proportionalität der Beziehung in 13E nicht mehr gegeben. Anhand eines den Genauigkeitsanforderungen entsprechenden Grenzwertes kann man zusätzlich erfindungsgemäß unterhalb eines Grenzwertes Δφ_grenz (also falls Δφ kleiner als Δφ_grenz ist) eine Regelung einstellen, bei welcher die Funktion nach (7) gewährleistet ist. Insbesondere im Kurzschluss- und Überlastfall wird damit ein etwa konstanter Laststrom eingestellt, welcher bei Stromversorgungen oftmals im Überlastfall erwünscht ist.
Weitere Ausführungen der Erfindung sind eine kombinierte Elektrode des Piezotransformators zur Erzeugung des laststromproportionalen Signals und der Stromversorgung zur Ansteuerung des Konverters. In anderen Worten, die Hilfsspannung U₃ an dem seriell ausgekoppelten Hilfsausgang kann gleichzeitig zur Versorgung der Ansteuerschaltung verwendet werden, wodurch beispielsweise die oben beschriebene Pumpschaltung entfallen kann.
Weiterhin kann der Ausgang des Piezotransformators eine Mittenelektrode enthalten, so dass nur zwei Gleichrichterdioden zur Erzeugung der gleichgerichteten DC-Ausgangsspannung (vergleiche 13B) erforderlich sind statt vier Dioden eines Brückengleichrichters.
Ferner kann bei einem weiteren Ausführungsbeispiel ein Startblock 1490 bzw. eine Startup-Schaltung (START) so modifiziert verwendet werden, dass der Startblock die Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f, beginnend bei einer einstellbaren Maximalfrequenz, solange wiederkehrend schrittweise reduziert, bis ein ausreichend großes Signal an dem Hilfsausgang bzw. an der Hilfselektrode zur Erzeugung des lastromproportionalen Signals erfasst wird, welches die überresonante Übertragung des Piezotransformators anzeigt. Anschließend kann die Frequenz verlangsamt reduziert werden, bis ein Reversstrom in dem Schalter beobachtet wird, welcher auf einen resonanten Betrieb des Piezotransformators mit Nullspannungsschalten-Eigenschaft (ZVS-Eigenschaft) schließen lässt. Die Erkennung eines Reversstroms durch den Schalter kann beispielsweise durch einen Referenzwertvergleicher bzw. Komparator ähnlich dem Komparator 1472 (KIS) erfolgen, wobei die Beschaltung des Referenzwertvergleichers 1472 in diesem Fall angepasst ist, um nicht (wie in 14 gezeigt) einen Überstrom, also einen zu großen Strom in Vorwärtsrichtung, sondern einen Reversstrom (also einen Strom in Rückwärtsrichtung bzw. Reversrichtung) zu erkennen.
Erst nach der Feststellung der Eigenschaft (also des Vorliegens eines Reversstroms durch den Schalter bzw. eines Nullspannungsschaltens) wird der eigentliche Regler in Betrieb gesetzt.
Die Schaltungsanordnung gemäß den 13 und 14 ist hierbei besonders robust, da eine Steuerung der gesamten Reglerfunktionalität aus einer mit dem Laststrom proportionalen Sinusschwingung verlustfrei oder verlustarm möglich ist.
Eine gesamte Einschaltzeit (des Schalters) kann größer als die Zeit sein, in welcher der Schalterstrom in positive Richtung fließt, wobei die Zeit, in welcher der Schalterstrom in positive Richtung fließt, als positive Einschaltzeit bezeichnet wird. Die gesamte Einschaltzeit wird beispielsweise entweder durch eine Erfassung eines Reversstromsignals und durch darauffolgendes sofortiges Einschalten des Schalters festgelegt, oder nach einem Verfahren unter Verwendung einer seriellen Hilfsanzapfung mit laststrom-phasenproportionalem Einschalten nach 13F. In andere Worten, der Schalter kann entweder sofort nach dem Erkennen eines Reversstroms eingeschaltet werden oder mit einer bestimmten vorgegebenen Zeit- oder Phasenverzögerung im Anschluss an einen (steigenden oder fallenden) Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃.
Die positive Einschaltzeit entsteht durch Festlegung der Zeitdifferenz zwischen dem Schalterstromnulldurchgang oder dem Einschaltmoment (beispielsweise falls der Einschaltmoment mit dem Schalterstromnulldurchgang zumindest näherungsweise zusammenfällt) und dem Ausschalten des Schalters.
Eine Regelung kann auch alternativ bzw. zusätzlich eingestellt bzw. ausgelegt werden, indem alternativ oder zusätzlich bei Verlust des Reversstromsignals die Frequenz solange erniedrigt wird, bis wieder ein Reversstrom beobachtet wird. In anderen Worten, wird festgestellt, dass während einer Periodendauer T kein Reversstrom fließt, so wird ansprechend darauf die Arbeitsfrequenz erniedrigt bzw. zu der Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung hin verändert.
Ferner bestehen mehrere Möglichkeiten, um den Burst-Mode zu aktivieren. Beispielsweise kann auf eine Burst-Mode-Steuerung umgeschaltet werden, wenn ein Verlust des Reversstromsignals erkannt wird, da in diesem Fall typischerweise die Ausgangsspannung zu groß wird (z. B. bei zu kleiner Last und maximaler Eingangsspannung).
In allen Fällen ist es vorteilhaft, in den Burst-Mode überzugehen, wenn trotz einer (vorherigen) Frequenzerhöhung die Ausgangsspannung als zu groß erkannt wurde, und eine maximal zulässige Frequenz bzw. Maximalfrequenz f_max bereits erreicht wurde. Beispielsweise im Fall der seriellen Auskopplung und nach den 13 und 14 ist eine Burst-Mode-Steuerung sinnvoll, wenn entweder die Maximalfrequenz bzw. maximal zulässige Frequenz f_max erreicht wurde, und die Ausgangsspannung zu groß bleibt, oder wenn ein fehlendes Nullspannungsschalten (ZVS) erkannt wird.
Noch effektiver ist eine Burst-Mode-Steuerung im Fall der seriellen Auskopplung, indem ein minimal erlaubter Phasenwinkel φ_Z0min festgelegt wird, welcher nicht unterschritten werden kann bzw. darf, wobei bei einem Unterschreiten des minimal erlaubten Phasenwinkel φ_Z0min in den Burst-Mode übergegangen wird. Somit ist beispielsweise eine Abtastung einer Maximalfrequenz in manchen Fällen nicht mehr erforderlich. Der an dem Treiber 1450 bzw. in der Steuereinheit STE überwachte bzw. beobachtete Minimalwert φ_Z0min beträgt stets mehr als 0°, typischerweise aber (betragsmäßig) 45°, damit eine ausreichende verbleibende Einschaltzeit gewährleistet wird. Bevorzugt liegt φ_Z0min zwischen 35° und 55°.
Um einen den typischen Frequenzen zwischen 25 kHz und 500 kHz angemessenen Wert zu finden, sollte der Wert φ_OFFmin etwa 30° nie unterschreiten, was ungefähr einer Einschaltzeit von 415 ns bei einer Frequenz von 200 kHz entspricht. Diese Standardisierung ist wiederum topologie-unabhängig, und kann somit für verschiedene Konverterarten angewendet werden.
15 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters unter Ausnutzung einer seriell ausgekoppelten Hilfsspannung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 15 ist in ihrer Gesamtheit mit 1600 bezeichnet. Da die Schaltungsanordnung 1600 der anhand der 13B gezeigten Schaltungsanordnung 1310 sehr ähnlich ist, sind gleiche Einrichtungen in den Schaltungsanordnungen 1310 und 1600 mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet und werden hier nicht noch einmal beschrieben.
Die Schaltungsanordnung 1600 umfasst somit ganz allgemein eine Energiequelle 1610, die beispielsweise eine Spannungsquelle 1311 umfassen kann. Ferner umfasst die Schaltungsanordnung 1600 ein Eingangsnetzwerk 1312 bestehend aus einer Schaltereinheit 1612 und einem optionalen Reaktanznetzwerk 1614. Die Schaltereinheit 1612 kann entweder eine Indukti vität und lediglich einen Schalter oder zwei Schalter umfassen, wie dies beispielsweise graphisch dargestellt ist. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass im Bereich der Quelle 1610, des Eingangsnetzwerks 1312 und der resonanten Transformatoranordnung 1313 gleiche Buchstaben (A, B, C, D) Schaltungsknoten bezeichnen, die miteinander gekoppelt werden können. Das optionale Reaktanznetzwerk 1614 kann beispielsweise eine serielle Induktivität, einen Serienresonanzkreis, eine parallele Induktivität oder einen Parallelresonanzkreis umfassen, der in Serie oder parallel zwischen die Schaltereinheit 1612 und die resonante Transformatoranordnung 1313 eingeschaltet werden kann. Somit ergeben sich verschiedene Topologien des Eingangsnetzwerks 1312.
Es sei hierbei allerdings angemerkt, dass in dem Eingangsnetzwerk 1312 verschiedene Topologien verwendet werden können. Es ist dabei lediglich relevant, dass das Eingangsnetzwerk 1312 durch Schalten mindestens eines Schalters eine eingangsseitige Anregung für die resonante Transformatoranordnung 1313 erzeugt.
Ein Ausgang der resonanten Transformatoranordnung 1313 ist ferner mit einem Ausgangsnetzwerk 1616 gekoppelt, das alternativ oder in Kombination eine Wechselstromlast oder eine Gleichstromlast mit einem Gleichrichter und gegebenenfalls einem Ladekondensator umfasst, wie dies vorher schon beschrieben wurde.
Ein seriell ausgekoppelter Hilfsausgang der resonanten Transformatoranordnung 1313 liefert, wie es beispielsweise anhand der 13A bzw. 13B beschrieben wurde, eine Hilfsausgangsspannung U₃, deren Amplitude proportional zu einem Lastwechselstrom I_L in einem Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung ist.
Ein Auskoppelnetzwerk 1620 empfängt die Hilfsspannung U₃ und führt gegebenenfalls eine Pegelumsetzung durch, um beispielsweise die Hilfsausgangsspannung U₃ in einen Pegelbe reich zu verschieben, der in einer integrierten Schaltung verarbeitbar ist. Das Auskoppelnetzwerk 1620 kann beispielsweise eine Spannungsteilung oder eine Spannungsverschiebung bewirken. Das Auskoppelnetzwerk 1620 erzeugt somit Ausgangssignale 1622, 1624, die die Hilfsspannung U₃ repräsentieren. Der Referenzwertvergleicher 1320a, auch als Nulldurchgangsdetektor bzw. Zero Crossing Detector ZCD bezeichnet, empfängt das Signal 1622 und erzeugt Informationen 1626, 1628, die anzeigen, wenn die Hilfsspannung U₃ einen Nulldurchgang aufweist. Der Phasenschieber bzw. die Verzögerungseinrichtung 1322 verzögert beispielsweise das Signal bzw. die Information 1626 um etwa 60° und erzeugt somit das Einschaltsignal 1319b, das in der anhand der 13B beschriebenen Weise auf den Treiber 1318 (mit spannungsgesteuertem Oszillator und Treiber) einwirkt.
Ferner erfasst ein Spitzenwertdetektor 1630 (PID) eine Amplitude, einen Effektivwert oder eine amplitudenabhängige Information über die Hilfsspannung U₃. Die von dem Spitzenwertdetektor 1630 erzeugte Information ist mit 1632 bezeichnet. Ein Kombinierer bzw. Vergleicher 1634 kombiniert die Information 1632 von dem Spitzenwertdetektor 1630 mit einem Referenzwert (beispielsweise einem Referenzwert U_REF bzw. einem Referenzwert U_R) von einer Referenzwert-Bereitstellungseinrichtung 1636. Der Kombinierer bzw. Vergleicher 1634 kann beispielsweise ausgelegt sein, um eine Differenz zwischen der Information 1632 und dem Referenzwert von der Referenzwert-Bereitstellungseinrichtung 1636 zu bilden. Alternativ kann der Kombinierer oder Vergleicher 1634 aber auch nur die Information 1632 mit dem Referenzwert vergleichen und somit eine Information liefern, die lediglich qualitativ anzeigt, ob die Information 1632 größer oder kleiner als der Referenzwert ist. Der Kombinierer oder Vergleicher 1634 liefert somit eine Differenzinformation oder Vergleichsinformation 1637 an einen Regler 1638 (VR), bei dem es sich beispielsweise um einen Proportionalregler, einen Integral-Regler oder bevorzugt um einen Proportional-Integral-Regler (PI-Regler) handeln kann. Der Regler 1638 liefert somit, analog dem Regler 1330 gemäß 13B, eine Frequenzinformation 1319a an den Treiber 1318. Die Frequenzinformation 1319a legt in der schon oben beschriebenen Weise beispielsweise die Arbeitsfrequenz f des Treibers 1318 fest.
Ferner liefert der Treiber 1318 ein Ausschaltsignal 1640 an einen Phasendetektor 1642, wobei das Ausschaltsignal 1640 anzeigt, wann der Treiber 1318 den Schalter in dem Eingangsnetzwerk 1312 öffnet bzw. das Ansteuersignal 1318 deaktiviert. Der Phasendetektor 1642 bildet, zumindest betragsmäßig, eine Phasendifferenz zwischen dem Signal 1628, das einen Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃ anzeigt, und dem Ausschaltsignal 1640, das ein Ausschalten des Schalters anzeigt. Der Phasendetektor 1642 bestimmt somit den Ausschalt-Phasenwinkel, der beispielsweise in 13F mit φ_Z0 bezeichnet ist, und liefert eine entsprechende Information 1644 an einen Burst-Mode-Regler 1646. Der Burst-Mode-Regler 1646 vergleicht beispielsweise die empfangene Information 1644 über den Ausschalt-Phasenwinkel φ_Z0 mit einem minimal zulässigen Ausschalt-Phasenwinkel φ_Z0min und aktiviert beispielsweise den Burst-Mode, falls der tatsächliche Ausschalt-Phasenwinkel φ_Z0 kleiner als der minimal zulässige Ausschalt-Phasenwinkel φ_Z0min wird.
Ferner kann der Burst-Mode-Regler 1646 beispielsweise erkennen, wenn der Phasenwinkel einen vorgegebenen Wert erreicht. In diesem Fall sendet der Burst-Mode-Regler 1646 ein Steuersignal an den Treiber 1318, das anzeigt, dass eine maximal zulässige Arbeitsfrequenz f erreicht ist, und dass somit die Arbeitsfrequenz f nicht mehr weiter erhöht werden darf. Ist die Ausgangsspannung auch nach einem derart detektierten Erreichen der maximal zulässigen Arbeitsfrequenz f noch zu hoch, so kann der Burst-Mode-Regler 1646 wiederum einen Übergang des Treibers 1318 in den Burst-Mode veranlassen. Es sei hierbei angemerkt, dass die Referenzwert-Bereitstellungseinrichtung 1636 entweder einen festen oder einen variablen Referenzwert bzw. eine feste oder va riable Referenzspannung U_REF, U_R bereitstellen kann, wie dies im Folgenden noch ausgeführt wird.
16 zeigt eine graphische Darstellung von Messergebnissen bei einer Schaltungsanordnung mit Hilfsanzapfung ZA gemäß 6c und 15 zur Synchronisation des Einschaltzeitpunktes und zur Regelung über einen Spitzenwertdetektor (Peak-Detektor) PED (1630) und eine Vergleichseinrichtung (1637) bei Verwendung einer konstanten Referenz U_R in Block RW (1636) zur Regelung eines näherungsweise konstanten Ausgangsstromes um einen zu wählenden Arbeitspunkt des rechten Kurvenbereichs > 400 mA bei einer LED-Flussspannung U₀ von etwa 2,5V, und einem Laststrom I₀ von etwa 530mA, unabhängig von der Eingangsspannung.
Die graphische Darstellung der 16 ist in ihrer Gesamtheit mit 1600 bezeichnet.
Eine Abszisse 1610 zeigt einen Ausgangsstrom Iout in einem Bereich zwischen 0 und 800 mA (wobei der Ausgangsstrom Iout beispielsweise einem Strom durch eine mit dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung gekoppelte Last entspricht). Eine Ordinate 1612 zeigt eine Ausgangsspannung Vout (die beispielsweise einer Spannung U0 an einer mit dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung gekoppelten Last entspricht) in einem Bereich zwischen 0 und 20 Volt.
Eine erste Kurve 1620 beschreibt die Ausgangsspannung Vout in Abhängigkeit von dem Ausgangsstrom Iout für eine Eingangsspannung bzw. Eingangswechselspannung Vin von 120V Wechselspannung. Eine zweite Kurve 1620 beschreibt die Ausgangsspannung Vout in Abhängigkeit von dem Ausgangsstrom Iout für eine Eingangswechselspannung Vin von 230V.
Ferner ist in der graphischen Darstellung 1600 ein Arbeitsbereich 1630 einer Konstantstromlast gekennzeichnet.
Im Folgenden wird Bezug nehmend auf die 5a und 5b das erfindungsgemäße Konzept noch einmal allgemein dargestellt. Die Schaltungsanordnung gemäß der 5a ist in ihrer Gesamtheit mit 500a bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 500a umfasst eine Spannungsquelle 510a, die eine Eingangsspannung U_in liefert, und die mit einer Konvertereinrichtung 520a (RK) gekoppelt ist. Die Konvertereinrichtung 520 umfasst beispielsweise einen gesteuerten Schalter 530a (S) und zusätzlich möglicherweise weitere reaktive Komponenten, wie beispielsweise eine Induktivität 532a (L_f). Die Konvertereinrichtung 520a bildet somit beispielsweise eine Halbbrückenschaltung, wie sie schon oben beschrieben wurde, oder einen Klasse-E-Koverter, wie er ebenfalls schon oben beschrieben wurde. Ein Ausgang der Konvertereinrichtung 520a ist ferner mit einem Eingang eines Piezotransformators 540a gekoppelt, der hier durch ein vereinfachtes Ersatzschaltbild repräsentiert wird. Mit einem Ausgang des Piezotransformators 540a ist ferner eine Last 550a gekoppelt, die beispielsweise zumindest zwei antiparallel geschaltete lichtemittierende Dioden (LEDs), eine antiparallele Schaltung von zwei Ketten von lichtemittierenden Dioden oder eine andere im Rahmen der vorliegenden Beschreibung noch beschriebene Last gekoppelt.
Ein Hilfsausgang des Piezotransformators 540a, an dem ein Hilfssignal U₃ anliegt, ist mit einem Eingang einer Rückkoppelschaltung 560a gekoppelt. Somit entspricht eine Eingangsspannung V_FB der Rückkoppelschaltung 560a dem Hilfssignal U₃.
Die Rückkoppelschaltung 560a liefert ferner ein Ansteuersignal 570a an die Konvertereinrichtung 520a, wobei das Ansteuersignal 570a beispielsweise ein Einschalten und/oder ein Ausschalten des Schalters 530a steuert.
Zusammenschauend lässt sich somit festhalten, dass die Spannungsquelle 510a der Leistungsquelle 2120, der Spannungsquelle 1311 bzw. der Leistungsquelle 1510 entspricht.
Die Konvertereinrichtung 520a entspricht ferner der Kombination aus Eingangsnetzwerk und Schaltereinheit 2120 bzw. der Einheit 1312. Der Piezotransformator 540a entspricht der resonanten Transformatoranordnung 2130, 1300 bzw. 1313. Die Last 550a entspricht beispielsweise der Last 2136 bzw. der Last 1316. Die Regeleinrichtung 560 entspricht im Übrigen der Ansteuerschaltung 2150 bzw. 1315.
5b zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Regeleinrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Regeleinrichtung der 5b ist in ihrer Gesamtheit mit 560a bezeichnet und stellt eine Realisierung der Regeleinrichtung 560a gemäß 5a dar. Die Regeleinrichtung 560a empfängt als Eingangssignal V_FB das Hilfssignal U₃ von dem Hilfsausgang des Piezotransformators 540a und liefert als Ausgangssignal ein pulsbreitenmoduliertes Signal V_PWM, das das Ansteuersignal 570a bildet. Die Regeleinrichtung weist eine Synchronisationseinrichtung 580a auf, die ausgelegt ist, um Nulldurchgänge des Eingangssignals V_FB zu detektieren, und um ein Einschaltsignal 582a zu liefern, das beispielsweise eine vorgegebene Phasenverschiebung im Hinblick auf die Nulldurchgänge des Eingangssignals V_FB aufweist, wie dies schon oben beschrieben wurde. Die Regeleinrichtung 560a umfasst ferner einen Referenzspannungs-Vergleicher bzw. eine Referenzspannungs-Subtrahierer 584a, der das Eingangssignal V_FB oder eine Information über eine Amplitude, einen Mittelwert oder einen Effektivwert des Eingangssignals V_FB empfängt und davon einen Referenzwert V_ref abzieht. So entsteht ein Differenzsignal 586a, das eine Information darüber trägt, ob eine Spannung des Hilfssignals U₃ (hinsichtlich einer Amplitude eines Mittelwerts oder eines Effektivwerts) größer oder kleiner als ein durch den Referenzwert V_ref beschriebener Wert ist. Ein Regler 588a empfängt im Übrigen das Referenzsignal 586a, und ist ausgelegt, um basierend auf dem Differenzsignal 586a eine Frequenzinformation 590a zu erzeugen.
Ein einstellbarer Oszillator 592a (beispielsweise in Form eines spannungsgesteuerten Oszillators oder eines Oszillators mit digitaler einstellbarer Frequenz), empfängt die Frequenzinformation 590a sowie das Einschaltsignal 582a und erzeugt das Tastensignal V_PWM. Es wird darauf hingewiesen, dass die Synchronisationseinrichtung 580a beispielsweise dem Referenzwertdetektor bzw. Nulldurchgangsdetektor 2170 sowie dem Phasenschieber 2172 gemäß 12 entspricht. Im Übrigen entspricht die Synchronisationseinrichtung 580a beispielsweise auch dem Referenzwertvergleicher 1320a sowie dem Phasenschieber 1322 gemäß den 13b, 14 und 15.
Der Vergleicher bzw. Differenzbilder 584a entspricht ferner beispielsweise dem anhand der 12 gezeigten Vergleicher bzw. Differenzbilder, den Vergleicher bzw. Differenzbilder 1327 gemäß 13b und 14 bzw. dem Differenzbilder 1634 gemäß 15. Der Regler 588a entspricht beispielsweise dem Regler 2199 gemäß 12 (ggf. zusammen mit dem Phasendetektor 2170, dem Referenzwertvergleicher 2180 und dem Phasendetektor 2184, dem Funktionsnetzwerk 2190 und der Referenzwert-Bereitstellungseinrichtung 2196). Im Übrigen entspricht der Regler 588a beispielsweise dem Regler 1330 gemäß 13 (ggf. in Verbindung mit der Regelparameter-Bereitstellungseinrichtung 1328 sowie beispielsweise optional dem Referenzwertvergleicher 1320a, 1321a, dem Phasendetektor 1323, dem Funktionsnetzwerk 1325 und/oder dem Referenzwertvergleicher 1327). Der Regler 588a entspricht ferner beispielsweise dem Regler 1430 gemäß 14 (ggf. in Verbindung mit weiteren Einheiten, die Eingangssignale des Reglers 1430 bereitstellen). Der Regler 588a entspricht ferner dem Regler 1638 gemäß 15.
Der (spannungs-)gesteuerte Oszillator 592a entspricht beispielsweise der Treibereinheit 2160, dem Treiber 1318 oder dem gesteuerten Oszillator 1452.
Ferner entspricht der Referenzwert V_ref dem Referenzwert 2192 gemäß 12, der Referenzspannung U_R gemäß den 13b und 14 bzw. der Referenzspannung U_ref gemäß 15.
6c zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 6c ist in ihrer Gesamtheit mit 692 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 692 gemäß der 6c entspricht im Wesentlichen der Schaltungsanordnung 1600 gemäß 15, so dass gleiche Einrichtungen oder Signale mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Daher werden hier nur die Unterschiede zwischen der Schaltungsanordnung 692 und der Schaltungsanordnung 1600 beschrieben.
Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass gemäß der Schaltungsanordnung 692 das Eingangsnetzwerk 1312 als ein Klasse-E-Konverter ausgelegt ist. In anderen Worten, ein erster Anschluss der Spannungsquelle 1311 ist mit einem ersten Anschluss einer Induktivität 693a (L_f) gekoppelt. Ein zweiter Anschluss der Induktivität 693a ist mit einem Kollektoranschluss eines IGBT-Transistors 693b sowie mit einem ersten Eingangsanschluss des Piezotransformators 1313 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss der Spannungsquelle 1311 ist ferner mit einem Emitteranschluss des IGBT-Transistors 693b sowie mit einem zweiten Eingangsanschluss des Piezotransformators 1313 gekoppelt. Der IGBT-Transistor 693b wirkt somit als Schalter. Ferner empfängt ein Steueranschluss bzw. Gate-Anschluss des IGBT-Transistors 693b das Ansteuersignal 1316 von dem spannungsgesteuerten Oszillator bzw. Treiber 1318.
Ferner sei darauf hingewiesen, dass die Last 1616 gemäß der 15 in der Schaltungsanordnung 692 durch eine Last 694 ersetzt ist, die beispielsweise zwei anitparallel geschaltete lichtemittierende Dioden oder eine andere im Rahmen der vorliegenden Beschreibung beschriebene Last umfassen kann. Im Übrigen sei darauf hingewiesen, dass bei der Schaltungsanordnung 692 der Phasendetektor 1642 sowie der Burstmode-Regler 1646 beispielsweise entfallen.
Ferner sei darauf hingewiesen, dass bei der Schaltungsanordnung 692 die von der Referenzspannungs-Bereitstellungseinrichtung 1636 bereitgestellte Referenzspannung mit V_ref bezeichnet ist, während die Referenzspannung in der 15 mit U_ref bezeichnet ist. Die Referenzspannungen U_ref und V_ref sind allerdings als äquivalent anzusehen.
Im Übrigen sei darauf hingewiesen, dass der Piezotransformator 1313 in den 6c und 13 durch unterschiedliche Ersatzschaltbilder dargestellt ist. Dies stellt aber keinen strukturellen Unterschied dar.
7c zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung der 7c ist in ihrer Gesamtheit mit 780 bezeichnet und weist wesentliche Ähnlichkeiten mit den Schaltungsanordnungen 692 gemäß 6c und 1600 gemäß 15 auf. Daher sind gleiche Einrichtungen und Signale mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet und werden hier nicht noch einmal erläutert. Vielmehr werden hier nur die Unterschiede zwischen den genannten Schaltungsanordnungen beschrieben. Die Schaltungsanordnung unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung 692 beispielsweise dadurch, dass das Eingangsnetzwerk 1312 bei der Schaltungsanordnung 780 eine andere Struktur aufweist als das Eingangsnetzwerk 1312 bei der Schaltungsanordnung 692. Bei der Schaltungsanordnung 780 umfasst das Eingangsnetzwerk eine Halbbrücke, die zwei durch Transistoren bzw. Feldeffekttransistoren gebildete Schalter umfasst. Ein erster Schalter 782 und ein zweiter Schalter 784 sind dabei in Serie zwischen einen ersten Anschluss der Spannungsquelle 1311 und einen zweiten Anschluss der Spannungsquelle 1311 geschaltet. Mit anderen Worten, ein Drainanschluss des ersten Feldeffekttransistors 782 ist mit dem ersten Anschluss der Spannungsquelle 1311 gekoppelt. Ein Sourceanschluss des ersten Feldeffekttransistors 782 ist mit einem Drainanschluss des zweiten Feldeffekttransistors 784 gekoppelt. Ein Sourceanschluss des zweiten Feldeffekttransistors 784 ist mit dem zweiten Anschluss der Spannungsquelle 1311 gekoppelt. Der Sourceanschluss des ersten Feldeffekttransistors 1382 und der Drainanschluss des zweiten Feldeffekttransistors 784 sind ferner mit einem ersten Eingangsanschluss des Piezotransformators 1311 gekoppelt. Der zweite Anschluss der Spannungsquelle 1311 ist ferner mit einem zweiten Eingangsanschluss des Piezotransformators 1313 gekoppelt.
Steueranschlüsse bzw. Gateanschlüsse des ersten Feldeffekttransistors 782 und des zweiten Feldeffekttransistors 784 sind ferner mit einem Treiber 786 gekoppelt. Der Treiber 786 empfängt separat ein Einschaltsignal 1319b sowie ein Ausschaltsignal 787. Ein spannungsgesteuerter Oszillator bzw. in einer Frequenz einstellbarer Oszillator 788 erzeugt das Ausschaltsignal, basierend auf der von dem Regler 1638 gelieferten Frequenzinformation 1319a. Dabei initiiert das Einschaltsignal 1319b ein Einschalten eines bestimmten der beiden Feldeffekttransistoren 782, 784. Das Ausschaltsignal 787 hingegen bestimmt ein Ausschalten eines bestimmten der beiden Feldeffekttransistoren 782, 784. Ferner beschreibt das Ausschaltsignal 787 neben den Ausschaltzeitpunkten auch die Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f. Im Übrigen ist der Treiber 786 ausgelegt, um die beiden Feldeffekttransistoren 782, 784 mit einer Phasenverschiebung von 180° zueinander anzusteuern, was beispielsweise durch eine in dem Treiber enthaltend Verzögerungseinrichtung 788 erzielt werden kann.
7d zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 7d ist in ihrer Gesamtheit mit 790 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 790 gemäß der 7d ist den Schaltungsanordnungen 780 gemäß der 7c und der Schal tungsanordnung 160 gemäß der 15 sehr ähnlich, so dass gleiche Einrichtungen bei der Schaltungsanordnung 790 mit gleichen Bezugszeichen versehen sind wie bei den Schaltungsanordnungen 780, 1600. Es sei hier allerdings darauf hingewiesen, dass gewisse Unterschiede zwischen den Schaltungsanordnungen 780, 790 bestehen, die im Folgenden ausgeführt werden.
Einerseits ist bei der Schaltungsanordnung 790 ein erster Eingangsanschluss des Piezotransformators 1310 mit dem ersten Anschluss der Spannungsquelle 1311 gekoppelt, während ein zweiter Eingangsanschluss des Piezotransformators 1310 mit dem Sourceanschluss des ersten Feldeffekttransistors 782 und dem Drainanschluss des zweiten Feldeffekttransistors 784 gekoppelt ist. Ferner weist die Schaltungsanordnung 790 eine Last 791 auf, die gegenüber der Last 694 verändert ist. Die Last 791 umfasst ganz allgemein eine antiparallele Schaltung von zwei Diodenelementen, wobei den Diodenelementen beispielsweise resistive Lastelemente in Serie geschaltet sein können.
Im Übrigen unterscheidet sich die Schaltungsanordnung 790 hinsichtlich einer Regelung deutlich von der Schaltungsanordnung 780. Gemäß der Schaltungsanordnung 790 empfängt ein Phasendetektor 792 sowohl das Hilfssignal U₃ von dem Hilfsausgang des Piezotransformators 1313 als auch ein Signal 793, das anzeigt, wann zumindest einer der Feldeffekttransistoren 782, 784 ausgeschaltet werden soll. In anderen Worten, das Signal 793 beschreibt Ausschaltzeitpunkte zumindest eines der Feldeffekttransistoren 782, 784. Das Signal 793 kann beispielsweise auf dem von dem in der Frequenz gesteuerten Oszillator 794 gelieferten Ausschaltsignals 787 basieren. Der Phasendetektor 792 ist ausgelegt, um eine Phasenverschiebung zwischen dem Signal 793 und der Ausgangsspannung U₃ an dem Hilfsausgang des Piezotransformators 1313 zu bestimmen. Die Phasenverschiebung ist mit 795 bezeichnet. Ein Vergleicher bzw. Differenzbilder 796 empfängt daher die Phasendifferenz 795 und vergleicht die Pha sendifferenz 795 mit einem Phasendifferenz-Referenzwert φ_{OFF, ref}. In anderen Worten, der Phasenvergleicher bzw. Differenzbilder 796 kann beispielsweise ausgelegt sein, um eine Differenz 797 zwischen der Phasendifferenz 795 und dem Phasendifferenz-Referenzwert φ_{OFF, ref} zu bilden. Ein Regler 798 empfängt die Differenz 797 und erzeugt die Frequenzinformation 1319a basierend auf der Differenz 797, um beispielsweise die Differenz 797 auf einen vorgegebenen Wert oder auf Null zu regeln.
In anderen Worten, die Regelschaltung, bestehend aus dem Phasendetektor 792, dem Differenzbilder 796, dem Regler 798 ist ausgelegt, um eine Phasendifferenz zwischen Ausschaltzeitpunkten, zu denen einer der Feldeffekttransistoren 782, 784 ausgeschaltet wird, und einen Nulldurchgang des Hilfssignals U₃ auf den vorgegebenen Wert φ_OFF,ref zu regeln. Die Regelung erfolgt gemäß der Schaltungsanordnung 790, also nicht unter Verwendung einer Amplitude, eines Mittelwerts oder eines Effektivwerts des Hilfssignals U₃, sondern unter Verwendung einer Phasendifferenz zwischen Ausschaltzeitpunkten, zu denen zumindest einer der Schalter bzw. Feldeffekttransistoren 782, 784 ausgeschaltet wird, und dem Hilfssignal U₃. Es wird darauf hingewiesen, dass nicht notwendigerweise Nulldurchgänge des Hilfssignals U₃ ausgewertet werden müssen, sondern dass auch eine Phasendifferenz zwischen den Ausschaltzeitpunkten und Zeitpunkten, zu denen das Hilfssignal U₃ einen vorgegeben Wert erreicht, durch den Phasendetektor 792 detektiert und für die Regelung verwendet werden können.
Im Folgenden werden noch verschiedene Möglichkeiten für die Last bzw. die Lastanordnung beschrieben. 8a zeigt ein Schaltbild einer beispielhaften Last zur Verwendung in einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Die Last gemäß der 8a ist in ihrer Gesamtheit mit 800 bezeichnet, und kann, wie auch die anhand der 8b, 9, 10 und 11 beschriebenen Lasten, an den Ausgang des Piezotransformators der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung angeschlossen werden.
Die Last 800 umfasst zwischen einem ersten Anschluss 810 und einem zweiten Anschluss 812 eine Parallelschaltung aus einem ersten Zweig 820 und einem zweiten Zweig 822. Der erste Zweig 820 umfasst zumindest eine lichtemittierende Diode, bevorzugt aber eine Serienschaltung aus einer Mehrzahl von lichtemittierenden Dioden, wobei die Serienschaltung einer Mehrzahl von lichtemittierenden Dioden als Kette von lichtemittierenden Dioden (kurz: LED-Kette) bezeichnet wird. Die lichtemittierenden Dioden des ersten Zweigs 820 sind alle in einer ersten Orientierung geschaltet, so dass die lichtemittierenden Dioden des ersten Zweigs von einem Strom in Vorwärtsrichtung durchflossen werden, wenn ein Potential an dem ersten Anschluss 810 der Last 800 größer als ein Potential an dem zweiten Anschluss 812 der Last 800 ist. Der zweite Zweig 822 umfasst zumindest eine lichtemittierende Diode, bevorzugt aber eine Serienschaltung aus einer Mehrzahl von lichtemittierenden Dioden, die alle in einer zweiten Orientierung zwischen den ersten Anschluss 810 und den zweiten Anschluss 812 geschaltet sind. Die zweite Orientierung ist dabei der ersten Orientierung entgegengesetzt, so dass die lichtemittierenden Dioden des zweiten Zweigs 822 alle von einem Strom in einer Vorwärtsrichtung durchflossen werden, wenn das Potential an dem zweiten Anschluss 812 der Last 800 höher als das Potential an dem ersten Anschluss 810 der Last 800 ist. In anderen Worten, die Last 800 umfasst bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel eine Verschaltung von zwei antiparallel geschalteten LED-Ketten. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind alle lichtemittierenden Dioden der beiden LED-Ketten 820, 822 gleichartig, und die beiden Zweige 820, 822 weisen jeweils gleich viele in Serie geschaltete lichtemittierende Dioden auf. Dadurch wird beispielsweise erreicht, dass die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung symmetrisch belastet wird, und dass ferner alle lichtemittierenden Dioden eine gleiche Helligkeit aufweisen.
8b zeigt ein Schaltbild einer weiteren Last zum Einsatz in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Die Last gemäß der 8b ist in ihrer Gesamtheit mit 850 bezeichnet. Zwischen einen ersten Anschluss 860 und einen zweiten Anschluss 862 der Last 850 ist eine Serienschaltung, bestehend aus einem ersten Lastabschnitt 870 und einem zweiten Lastabschnitt 872, geschaltet. Die beiden Lastabschnitte 870 und 872 sind von ihrer grundlegenden Struktur her gleichartig aufgebaut, so dass hier nur der erste Lastabschnitt 870 detailliert beschrieben wird. Der erste Lastabschnitt 870 umfasst eine Parallelschaltung eines ersten Zweiges 880 sowie eines zweiten Zweiges 882. Der erste Zweig 880 umfasst beispielsweise eine lichtemittierende Diode oder eine Serienschaltung aus einer Mehrzahl von lichtemittierenden Dioden 890. Der zweite Zweig 882 umfasst analog dazu eine lichtemittierende Diode oder eine Serienschaltung aus einer Mehrzahl von lichtemittierenden Dioden 892. Die lichtemittierenden Dioden 890 des ersten Zweiges 880 sind im Übrigen antiparallel zu den lichtemittierenden Dioden 892 des zweiten Zweiges 882 angeordnet, so dass die lichtemittierenden Dioden 890 von einem Strom in Vorwärtsrichtung durchflossen werden, wenn das Potential an dem ersten Anschluss 860 höher als das Potential an den zweiten Anschluss 862 ist, und so dass die lichtemittierenden Dioden 892 von einem Strom in Vorwärtsrichtung durchflossen werden, wenn das Potential an dem zweiten Anschluss 862 der Last 850 näher als das Potential an dem ersten Anschluss 860 der Last 850 ist.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfasst der erste Zweig 880 genau eine lichtemittierende Diode 890, und der zweite Zweig 882 genau eine antiparallel dazu geschaltete lichtemittierende Diode 892, wobei die lichtemittierende Dioden 890, 892, von fertigungsbedingten Toleranzen abgesehen, gleichartig aufgebaut sind.
Die Last 850 gemäß der 8b weist dabei den Vorteil auf, dass bei Kurzschluss eines Zweigs (z. B. des Zweigs 880 oder des Zweigs 882) der gesamte Abschnitt 870 kurzgeschlossen ist. Der Abschnitt 870 verhält sich somit symmetrisch. Allerdings steht in diesem Fall noch mindestens ein weiterer Abschnitt (z. B. der Abschnitt 872) zur Verfügung, dessen Dioden weiterhin zur Abgabe einer Lichtenergie in der Lage sind. Somit weist die erfindungsgemäße Last 850 eine besonders hohe Fehlertoleranz auf.
9 zeigt ein Schaltbild einer Last zur Verwendung in einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Die Last gemäß der 9 ist in ihrer Gesamtheit mit 900 bezeichnet. Die Last 900 weist einen ersten Eingangsanschluss 910 sowie einen zweiten Eingangsanschluss 912 auf. Der erste Eingangsanschluss 910 ist mit einem ersten Eingangsanschluss eines Brückengleichrichters 920 gekoppelt, und der zweite Anschluss 912 der Last 900 ist mit einem zweiten Eingangsanschluss des Brückengleichrichters 920 gekoppelt. Ein erster Ausgangsanschluss des Brückengleichrichters 920 ist mit einem ersten Anschluss einer Kapazität 930 gekoppelt, und ein zweiter Ausgangsanschluss des Brückengleichrichters 920 ist mit einem zweiten Anschluss der Kapazität 930 gekoppelt. Ferner ist zumindest eine lichtemittierende Diode, bevorzugt aber eine Serienschaltung von mehreren lichtemittierenden Dioden, parallel zu der Kapazität 930 geschaltet. Die Serienschaltung bzw. Kette von lichtemittierenden Dioden ist mit 940 bezeichnet.
Der Brückengleichrichter 920 umfasst im Übrigen vier Zweige, die durch Leuchtdioden gebildet sind, oder die zumindest Leuchtdioden umfassen. In anderen Worten, zwischen dem ersten Eingangsanschluss 922 des Brückengleichrichters 920 und im ersten Ausgangsanschluss 924 des Brückengleichrichters 920 ist zumindest eine Leuchtdiode 960 geschaltet, deren Anodenanschluss mit dem ersten Eingangsanschluss 922 gekoppelt ist und deren Kathodenanschluss mit dem ersten Ausgangsanschluss 924 gekoppelt ist. Ferner ist zwischen den zweiten Eingangsanschluss 926 des Brückengleichrichters 920 und den ersten Ausgangsanschluss 924 des Brückengleichrichters 920 eine lichtemittierende Diode 962 geschaltet, deren Anodenanschluss mit dem zweiten Eingangsanschluss 926 gekoppelt ist, und deren Kathodenanschluss mit dem ersten Ausgangsanschluss 924 gekoppelt ist. Zwischen dem ersten Eingangsanschluss 922 und dem zweiten Ausgangsanschluss 928 ist ferner eine lichtemittierende Diode 964 geschaltet, deren Anodenanschluss mit dem zweiten Ausgangsanschluss 928 gekoppelt ist, und deren Kathodenanschluss mit dem ersten Eingangsanschluss 922 gekoppelt ist. Zwischen den zweiten Eingangsanschluss 926 und den zweiten Ausgangsanschluss 928 ist ferner eine lichtemittierende Diode 966 geschaltet, deren Anodenanschluss mit dem zweiten Ausgangsanschluss 928 gekoppelt ist und deren Kathodenanschluss mit dem zweiten Eingangsanschluss 926 des Gleichrichters bzw. des Brückengleichrichters 920 gekoppelt ist.
Die erfindungsgemäße Last 900 ermöglicht somit einen Gleichstrombetrieb der lichtemittierenden Dioden der Kette 940, was unter Umständen in einer verbesserten Lichtausbeute und/oder einer verbesserten Lebensdauer der entsprechenden lichtemittierenden Dioden resultieren kann. Die Bereitstellung der entsprechenden gleichgerichteten Spannung erfolgt allerdings nicht durch einen herkömmlichen Gleichrichter, sondern durch einen Brückengleichrichter 920, bestehend aus lichtemittierenden Dioden. Somit ist die Verwendung von herkömmlichen Dioden nicht erforderlich, und der Brückengleichrichter 920 kann beispielsweise mit Hilfe der gleichen bzw. gleichartigen lichtemittierenden Dioden realisiert werden, wie die Kette 940 von lichtemittierenden Dioden. Im Übrigen wird auch durch den Brückengleichrichter 920 direkt Licht erzeugt, da in dem Brückengleichrichter 920 lichtemittierenden Dioden eingesetzt sind. Somit werden in der Schaltungsanordnung 900, außer der Kapazität 930, keine anderen Bauteile als lichtemittierenden Dioden eingesetzt. Dies ist gerade für Beleuchtungszwecke von besonde rem Vorteil, da in manchen Fällen eine höchstmögliche Dichte an lichtemittierenden Elementen wünschenswert ist.
Bei anderen Ausführungen mag der Einsatz zusätzlicher, nicht lichtemittierender Elemente weniger problematisch sein. In diesem Fall kann der Brückengleichrichter 920 beispielsweise zusätzlich zu den lichtemittierenden Dioden auch noch herkömmliche Dioden umfassen, die beispielsweise in Serie zu den lichtemittierenden Dioden geschaltet sein können. In anderen Worten, die lichtemittierende Diode 960 (wie auch die lichtemittierenden Dioden 962, 964, 966) kann beispielsweise durch eine Serien- oder Parallelschaltung mehrerer lichtemittierender Dioden oder eine Serien- oder Parallelschaltung einer oder mehrerer lichtemittierender Dioden mit einer oder mehreren herkömmlichen Dioden ersetzt werden. Somit kann beispielsweise die Sperrfestigkeit des Brückengleichrichters oder der Wirkungsgrad des Brückengleichrichters erhöht werden.
10 zeigt ein Schaltbild einer weiteren Last zum Einsatz in einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Die Last der 10 in ihrer Gesamtheit mit 1000 bezeichnet. Die Last 1000 weist einen ersten Anschluss 1010 sowie einen zweiten Anschluss 1012 auf, wobei der erste Anschluss 1010 und der zweite Anschluss 1012 beispielsweise mit dem Ausgang des Piezotransformators gekoppelt werden können. Die Last 1000 umfasst zwischen dem ersten Anschluss 1010 und dem zweiten Anschluss 1012 eine Parallelschaltung von zwei Zweigen 1020, 1022. Der erste Zweig 1020 umfasst eine Serienschaltung einer ersten Diode 1030 sowie eines ersten Akkumulators 1032. Ein Anodenanschluss der ersten Diode 1030 ist mit einem ersten Anschluss 1010 der Last 1000 gekoppelt, und ein Kathodenanschluss der ersten Diode 1030 ist mit einem positiven Anschluss des ersten Akkumulators 1032 gekoppelt. Eein negativer Anschluss des ersten Akkumulators 1032 ist ferner mit dem zweiten Anschluss 1012 der Last 1000 gekoppelt. Der zweite Zweig 1022 der Last umfasst eine Serienschaltung einer zweiten Diode 1040 sowie eines zweiten Akkumulators 1042. Ein Kathodenanschluss der zweiten Diode 1040 ist mit dem ersten Anschluss 1010 der Last 1000 gekoppelt, und ein Anodenanschluss der zweiten Diode 1040 ist mit einem negativen Anschluss des zweiten Akkumulators 1042 gekoppelt. Ein positiver Anschluss des zweiten Akkumulators 1042 ist ferner mit dem zweiten Anschluss 1012 der Last 1000 sowie mit dem negativen Anschluss des ersten Akkumulators 1032 gekoppelt. Ferner ist ein Verbraucher 1060 mit dem positiven Anschluss des ersten Akkumulators 1032 sowie mit dem negativen Anschluss des zweiten Akkumulators 1042 gekoppelt.
Der Verbraucher 1060 umfasst im Übrigen ferner beispielsweise eine Parallelschaltung eines Widerstands 1062 bzw. einer entsprechenden resistiven Last sowie einer Kapazität 1064. Der Verbraucher 1060 kann ferner im Übrigen mit dem negativen Anschluss des ersten Akkumulators bzw. dem positiven Anschluss des zweiten Akkumulators 1042 gekoppelt sein.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bzw. Last 1000 bringt dabei den Vorteil mit sich, dass in Abhängigkeit von einer Polarität einer zwischen dem ersten Eingang 1010 und dem zweiten Eingang 1012 anliegenden Spannung entweder der erste Akkumulator 1ß32 oder der zweite Akkumulator 1042 über die zugehörigen Dioden (1030, 1040) geladen wird. Liegt im Übrigen ein Wechselspannungssignal zwischen den Anschlüssen 1010, 1012 an, so werden alternierend bzw. in kurzer Folge die beiden Akkumulatoren 1032, 1042 geladen.
Im Übrigen bietet die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung den Vorteil, dass zwischen dem positiven Anschluss des ersten Akkumulators 1032 und dem negativen Anschluss des zweiten Akkumulators 1042 eine Spannung abgreifbar ist, die näherungsweise doppelt so groß ist wie eine Amplitude des an den Anschlüssen 1010, 1012 anliegenden Wechselstromsignals. Somit ermöglicht die erfindungsgemäße Last bzw. Schaltungsanordnung 1000 die Bereitstellung einer Spannung U_VER an den Verbraucher 1060, die größer ist als die bei herkömmlichen Ladeschaltungen zur Verfügung stehende Spannung.
11 zeigt ein Schaltbild einer weiteren Last zur Verwendung mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Die Schaltung der 11 ist in ihrer Gesamtheit mit 1100 bezeichnet und entspricht im Wesentlichen der Last 1000 gemäß 10. Daher sind gleiche Einrichtungen mit gleichen Bezugszeichnen bezeichnet.
Die 11 verdeutlicht, dass beispielsweise der erste Akkumulator 1032 durch eine Serienschaltung mehrerer Einzel-Akkumulatoren 1110 ersetzt werden kann. Im Übrigen kann auch der zweite Akkumulator 1042 durch eine Serienschaltung mehrerer Einzelakkumulatoren 1120 ersetzt werden. Zwischen die Anschlüsse 1010, 1012 der Last 1000 kann im Übrigen eine Wechselspannungsquelle angeschlossen werden, die mit 1130 bezeichnet ist. Die Wechselspannungsquelle 1130 kann im Übrigen durch den Ausgang eines Piezotransformators gebildet sein.
Im Folgenden werden wichtige Kerngedanken der vorliegenden Erfindung noch einmal zusammengefasst. Bei Schaltungsanordnungen, bei denen eine Rückkopplung von einem Ausgang zu der Konvertereinrichtung erwünscht bzw. erforderlich ist, kann die Rückkopplung beispielsweise gemäß der Schaltungsanordnung 500 der 5a aus einer Anzapfung bzw. aus einem Hilfsausgang des Piezotransformators 540 über eine low-Side-Sense-Spannung erfolgen. Fällt ein Zweig der Last 550 bzw. ein Verbraucherzweig aus (Leerlauf), so entsteht eine größere Spannung (im Vergleich zu einem Normalbetrieb) an dem Ausgang des Piezotransformators 540 (beispielsweise an dem mit der Last 550 gekoppelten Ausgang oder auch an dem Hilfsausgang), was dennoch eine Verringerung der Leistung und damit eine Verkleinerung des Eingangsstroms zur Folge hat. In anderen Worten, fällt die Last 550 ganz oder teilweise aus, so dass sich der Widerstand 550 der Last erhöht, so steigt bei gleichbleibender eingangsseitiger Anregung des Piezotransformators 540 die Spannung an dem Ausgang des Piezotransformators an. In der Last 550 wird aber dennoch eine kleinere insgesamte Leistung verbraucht, so dass der Eingangsstrom des Piezotransformators 540 sich verkleinert.
Weiterhin kann man über die Anzapfung des Piezotransformators bzw. über den Hilfsausgang des Piezotransformators 540 die Phasenlage des Stroms (beispielsweise des Ausgangsstroms I₀ oder eines Laststroms I_L, der in einen Lastkreis des Piezotransformators fließt) vergleichsweise zu einem Ausschaltzeitpunkt des Schalters 530 bzw. der Schalter (in der Konvertereinrichtung 520) beobachten, und somit bei Ausfall eines Verbraucherzweigs auf eine Größe einer verbleibenden Last schließen, um den Strom in der verbleibenden Last weiterhin konstant zu halten, indem eine Referenzspannung der Sense-Spannung entsprechend der Phasenlage angepasst wird.
In anderen Worten, durch Bestimmung einer Phasendifferenz zwischen Ausschaltzeitpunkten, zu denen der Schalter 530 der Schaltereinheit der Konvertereinrichtung bzw. ggf. mehrere Schalter der Schaltereinheit der Konvertereinrichtung 520 ausgeschaltet werden, und einer Phasenlage der Hilfsspannung U₃ an dem Hilfsausgang des Piezotransformators 540 kann ein Maß für eine Größe der Last 550 bestimmt werden. Die Information über die Größe der Last, die aus den genannten Phasendifferenzen zwischen den Ausschaltzeitpunkten der genannten Schalter und beispielsweise Nulldurchgangs-Zeitpunkten der Hilfsspannung U₃ ermittelt ist, kann sodann herangezogen werden, um zu bestimmen, ob die Last eine Nenngröße aufweist oder sich gegenüber der Nenngröße verändert bzw. vergrößert oder verkleinert hat. Wird beispielsweise in einer Lastbestimmungseinrichtung festgestellt, dass die Last von der Nenngröße um mehr als eine maximale Abweichung abweicht, so kann beispielsweise eine Referenzgröße (z. B. eine Referenzspannung oder ein Referenzstrom) angepasst werden. In anderen Worten, die Lastbestimmungseinrichtung ist bevorzugt ausgelegt, um durch Vergleich der genannten Phasendifferenz mit einem oder mehreren Schwellwerten zu bestimmen, in welchen von zumindest zwei Phasendifferenz-Intervallen sich die gemessene bzw. bestimmte Phasendifferenz befindet. Den verschiedenen Intervallen sind dabei verschiedene diskrete Größen der Last zugeordnet. Dies ist vorteilhaft, da davon ausgegangen wird, dass sich die Last nicht kontinuierlich verändert, sondern dass beispielsweise ein bestimmter Teil der Last ausfällt, wobei die Last als Ganzes fertigungsbedingten Toleranzen unterliegt. In Abhängigkeit von der anhand des genannten Schwellwertvergleichs bestimmten Größe der Last wird sodann eine Referenzgröße (beispielsweise eine Referenzspannung oder ein Referenzstrom) eingestellt, wobei die Referenzgröße einen Sollwert des Ausgangsstroms I₀ bzw. ein Regelziel der Rückkopplungseinrichtung bzw. Regeleinrichtung 560 definiert.
Durch eine geeignete Regelung der Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f zur Ansteuerung der Konvertereinrichtung bzw. Konverterschaltung 520 (RK) über die Erfassung des Eingangsstroms wird dieser etwa konstant gehalten, da er bei Lastverkleinerung langsam ansteigt, und durch eine Referenz RS etwas später abgeschaltet wird. Somit stellt sich am Ausgang wieder ein etwa konstanter Strom ein, indem die verbliebenen Verbraucher einen größeren Strom führen können.
Wird hingegen ein Teil der Verbraucher kurz geschlossen, so steigt der Strom an dem Eingang des Piezotransformators 540 schneller an, und wird durch eine Referenz RS früher abgeschaltet. Somit wird bei kleinerer Ausgangsimpedanz dennoch keine größere Leistung übertragen, so dass die verbliebenen Verbraucher etwa die gleiche Leistung abgeben. Gleiches gilt auch dann in abgeschwächter Weise, wenn die Verbraucher ihre Impedanz im Laufe der Zeit durch Spannungsänderung am Ausgang des Piezotransformators 540 ändern, so dass sie dennoch mit konstantem Strom betrieben werden können.
6a zeigt weiterhin einen solchen Regelkreis zur Einstellung eines konstantes Stromes, indem der Eingangsstrom, beispielsweise über einen Sense-Widerstand bzw. Shunt-Widerstand 672 (RS), erfasst wird, und zur Einstellung eines etwa konstanten Ausgangsstroms verwendet wird. Die Eingangsstromerfassung kann vollständig im treibenden Konverter RK (bzw. in der Konvertereinrichtung 620) integriert werden. In anderen Worten, eine Regelung der Schaltungsanordnung 600 kann beispielsweise lediglich durch Erfassung des Schalterstroms I_S durch einen Schalter der Schaltereinheit 650 erfolgen, wodurch sichergestellt werden kann, dass der Schalterstrom I_S beispielsweise auf einen näherungsweise konstanten Mittelwert, Effektivwert oder Maximalwert eingeregelt wird.
Um eine Regelgenauigkeit zu verbessern kann man beispielsweise gemäß 6b eine Ausgangsstromerfassung, beispielsweise durch einen Sense-Widerstand R_LS bzw. über einen Shunt-Widerstand 684 vorsehen. Indem Phasennulldurchgänge zwischen Ausgangsstrom und Eingangsstrom des Piezotransformators 630 erfasst werden, und indem eine konstante Phasendifferenz (zwischen dem Eingangsstrom bzw. Schalterstrom I_S und dem Ausgangsstrom I₀) eingestellt wird, lässt sich der Ausgangsstrom I₀ ebenfalls unabhängig von der Eingangsspannung (U_in) und Ausgangslast ungefähr konstant halten.
Schließlich kann auch lediglich der Ausgangsstrom I₀ selbst beispielsweise bezüglich Maximalwert oder Effektivwert erfasst und beispielsweise auf einen konstanten Effektiv-Stromwert eingestellt werden.
Alternativ kann gemäß 6c beispielsweise eine Anzapfung (auch als Hilfsausgang bezeichnet) des Piezotransformators 1313 verwendet werden, um über die ausgekoppelte Sense-Spannung (auch als Hilfsspannung bezeichnet) und ggf. zusätzlich über eine Phasenlage zwischen dem Ausschaltzeitpunkt eines Schalters (beispielsweise des Schalters 693d) und beispielsweise einem Nulldurchgang des ausgekoppelten Signals (beispielsweise des Hilfssignals U₃) einen konstanten Strom in einem Verbraucher (beispielsweise in der Last 694) einzustellen.
7c zeigt weiterhin eine typische Ausführungsform bzw. ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung unter Verwendung einer erfindungsgemäßen Anzapfung des Piezotransformators 1313 (auch als Hilfsausgang bezeichnet), deren Spannungsamplitude (also beispielsweise die Amplitude der Hilfsspannung U₃) auf einen konstanten Wert (beispielsweise auf den Wert der Referenzspannung V_ref) geregelt wird, um den Strom (I₀) in der Last 694 bei geeigneter Dimensionierung des Piezotransformators 1313 auf diese Weise konstant zu halten. Ein Nulldurchgang der Spannung, beispielsweise der Hilfsspannung U₃ dieser Anzapfung, wird zugleich benutzt, um den Einschaltzeitpunkt der Schalter (beispielsweise der Feldeffekttransistoren 782, 784) topologieunabhängig an eine Phasenlage eines Lastkreisstroms I_L des Piezotransformators 1313 anzupassen. Damit wird ein optimales Einschalten, beispielsweise in Form eines Nullspannungsschaltens, des Piezotransformators 1313 gewährleistet. Gleichzeitig wirkt diese Phasensynchronität wie in einer PLL-Schaltung, so dass eine robuste und zuverlässige Regelung möglich wird.
Weiterhin kann die Phasendifferenz zwischen dem Nulldurchgang des Hilfssignals (U₃) der Anzapfung und dem Ausschaltzeitpunkt eines der Schalter (beispielsweise des Feldeffekttransistors 782 oder des Feldeffekttransistors 784) bei einer solchen Steuerung mit einem Nennwert verglichen werden, welcher einer Nennlast entspricht. Ändert sich dieser Nennwert, so ist ein Verbraucher ausgefallen oder ein Kurzschluss aufgetreten, so dass in diesem Fall der Referenzwert der Hilfsspannung der Anzapfung entsprechend angepasst werden kann, um den Strom in der verbleibenden Last entweder weiter konstant zu halten, obwohl sich der Gesamtstrom reduziert (kleinere Referenzspannung), oder um im Kurz schlussfall den Strom sogar abzuschalten, indem der Konverter ausgeschaltet wird.
Die 7a, 7b, 7c und 7d zeigen jeweils auch einen typischen Lastkreis bzw. eine typische Last 640, 694, 791 (auch mit KS) bezeichnet, welcher aus lichtemittierenden Dioden (LED) gebildet wird. Vorzugsweise wird eine Brückenanordnung verwendet, so dass bei Kurzschluss eines Zweiges von lichtemittierenden Dioden eine symmetrische Belastung des Ausgangs erhalten bleibt.
Bei einer Lastanordnung gemäß der 8a tritt hingegen bei einem Kurzschluss eines Zweiges eine Unsymmetrie auf, welche einen größeren Aufwand bei der Regelung verursachen kann. Wird hingegen ein Zweig unterbrochen, so verhalten sich die in den 7a, 7b, 8a und 8b gezeigten Ausführungsbeispiele von Schaltungsanordnungen gleichartig.
Eine Anzahl von lichtemittierenden Dioden wird so gewählt, dass sich eine Spannung über einem seriellen Zweig ergibt, welche von diesem auch in Sperrrichtung elektrisch vertragen wird. Bei einer Anordnung von 8 bis 24 lichtemittierenden Dioden in einem Konverter können beispielsweise bei einer Ausführung nach 7a, 7b oder 8b jeweils zwei bis sechs Dioden in einem Zweig in Serie geschaltet werden.
9 zeigt eine Erweiterung des Lastkreises durch einen Brückengleichrichter und einen Glättungskondensator. Mit diesem Lastkreis wird ein größerer Bauelementeaufwand in Kauf genommen, um durch einen so eingeprägten Gleichstrom eine bessere Lichtausbeute der lichtemittierenden Dioden zu erzielen als bei Wechselstrom. Das Ausführungsbeispiel gemäß der 9 zeigt eine von Wechselstrom durchflossene Gleichrichterbrücke 920 mit Dioden 960, 962, 964, 966 (auch als D_out bezeichnet), welche hier ebenfalls als lichtemittierende Dioden ausgeführt sind, so dass die restlichen lichtemittierenden Dioden 940, welche parallel zu den Glättungskondensator 930 (D_out) geschaltet sind, nur von einem Gleichstrom durchflossen werden. Somit ist nur die Lichtausbeute der lichtemittierenden Dioden 960, 962, 964, 966, welche in der Gleichrichterbrücke 920 geschaltet sind, geringfügig kleiner als die Lichtausbeute der übrigen lichtemittierenden Dioden 940, welche parallel zu dem Glättungskondensator 930 (C_out) geschaltet sind und von Gleichstrom durchflossen werden.
Alle Anordnungen gemäß den 7a, 7b, 7c, 7d, 8a, 8b und 9 sind auch für dimmbare Ausführungen geeignet, indem eine Puls-Pausen-Steuerung verwendet wird, welche die lichtemittierenden Dioden während eines Pulses bei voller Leistung betreibt, und in der Pausenzeit ausschaltet (Burst-Mode).
Zusammenfassend lässt sich somit festhalten, dass sich die vorliegende Erfindung mit einer Ansteuerung von elektronischen Lasten befasst, die einen Konstantstrom benötigen. Insbesondere Dioden als Leuchtdioden bzw. lichtemittierende Dioden (LEDs), aber auch andere lichtemittierende Bauelemente wie Leuchtstofflampen oder Akkumulatoren (Akkus) stellen solche Lasten dar. Wie schon oben erläutert, ermöglicht es die vorliegende Erfindung gemäß einem Aspekt, die bei herkömmlichen Schaltungsanordnungen verwendeten mehreren passiven Bauelemente durch wenigstens nur ein Element zu ersetzen, welches gleichzeitig in seiner Baugröße flach und klein gehalten werden kann. Somit entsteht gegenüber herkömmlichen Lösungen eine Einsparung an Bauvolumen und unter Umständen auch an Gewicht.
Die vorliegende Erfindung bietet somit eine Lösung der oben beschriebenen Probleme von herkömmlichen Konvertern, indem eine Konstantstromregelung für einen oder mehrere Verbraucher erreicht wird, indem eine bisherige Induktivität durch einen piezoelektrischen Transformator als Übertragungseinrichtung ersetzt wird. Vorteile dieser Lösung liegen in einem hohen Wirkungsgrad, einer geringen Störabstrahlung und einer geringen Zahl zusätzlicher Bauelemente. Insbesondere können alle elektronischen Steuer- und Schaltfunktionen in einer einzigen integrierten Schaltung (IC) monolithisch integriert werden, wie beispielsweise bei nicht-galvanischisolierten Systemen, wie sie in Kraftfahrzeugen benutzt werden. Weiterhin können Piezotransformatoren in Flachbauweise entwickelt werden, und auf einer meist freien Rückseite einer gedruckten Leiterplatte (printed circuit board PCB) bestückt werden, um Platz auf der Vorderseite zu sparen. Durch die Möglichkeit einer sehr flachen Ausführung des Piezotransformators werden hohe Beschleunigungen (wie beispielsweise Stoßbelastungen und/oder Rüttelbelastungen) von diesem besser verkraftet als von Induktivitäten, da die Auflagefläche des Piezotransformators in diesem Fall größer ist. Weiterhin erlaubt die vorgestellte Lösung, auf zusätzliche Schutzschaltungen gegen Überspannung am Eingang und auf separaten Kurzschlussschutz zu verzichten. Da ein Piezotransformator nur über eine Wechselspannung eine Energieübertragung zulässt, kann durch eine Frequenzänderung die mechanische Schwingung des Piezotransformators bezüglich ihrer Energieübertragungsleistung, wobei der Piezotransformator einen elektromechanisch schwingenden Energiewandler darstellt, sofort reduziert werden, wenn am Eingang eine Überspannung oder am Ausgang ein Kurzschluss auftritt.
Weiterhin können zusätzliche Glättungskondensatoren und schnelle Gleichrichterdioden am Ausgang des Piezotransformators entfallen, da die Verbraucher in antiparallelen Schaltungen (z. B. als antiparallele LED-Ketten) selbst bei hoher Frequenz als Gleichrichter dienen, und da ferner keine Überspannung in Sperrrichtung auftritt. Dabei werden maximal nur so viele Verbraucher (beispielsweise lichtemittierende Dioden) in Serie hintereinander geschaltet, dass deren summierte Flussspannung von ihrer jeweils antiparallelen Kette in Sperrrichtung vertragen wird. Weiterhin kann die Ausgangsleitung bzw. Ausgangsleistung eines Piezotransformators zu verschiedenen Verbrauchern geführt werden, ohne ein breitbandiges Störspektrum bezüglich der Frequenz abzustrahlen, da ein Piezotransformator nur eine einzige Ausgangsfrequenz erzeugt. Sind die Verbraucher nahezu kon stante ohmsche Lasten, so entsteht eine Sinusschwingung mit nur einer Frequenz, welche nicht in den Frequenzbereich anderer Komponenten und/oder Module durch Oberschwingungen einstreut. Da ein Piezotransformator auch eingangsseitig durch ein nahezu sinusförmiges Signal gespeist werden kann, indem ein geeigneter Resonanzkonverter eingesetzt wird, ist das eingangsseitige Störspektrum gering an Oberwellen, was mit einem hart schaltenden Regler schwerer zu erreichen ist.
Weiterhin bietet die vorliegende Erfindung gemäß einem Aspekt den Vorteil der Einsparung von lastseitigen Sense-Widerständen bzw. Shunt-Widerständen oder anderen Strom- oder Spannungssensoren zur Regelung eines konstanten Stroms. Dies wird vorzugsweise dadurch erreicht, dass der Ausgang des Piezotransformators einen konstanten Strom abgibt, welcher über nur eine Leitung zum Verbraucher geführt werden muss. Die Rückführung des Stromflusses kann über eine Masseverbindung ohne weitere Sense-Leitungen erfolgen, welche zudem störanfällig wären. Es ist weiterhin auch kein ausgangsseitiger Sensor des Piezotransformators an der high-side-Einspeisung zur Last erforderlich (beispielsweise kein high-side-Stromsensor oder high-side-Spannungssensor), da der Piezotransformator vorzugsweise mit einer Anzapfung ausgeführt wird, welche den Strom des resonanten Lastkreises in Form einer Sense-Spannung oder eines Sense-Stromes low-side-bezogen auskoppelt, so dass eine direkte Rückkopplung zur Regelung eines konstanten Stromes in der Last gegenüber Masse zur Auswertung in einer Ansteuerschaltung erfolgen kann. Dieses wird durch eine geeignete Dimensionierung eines Piezotransformators erreicht, indem die ausgekoppelte Sense-Spannung vorzugsweise Laststrom-proportional ist.
In anderen Worten, das Grundprinzip der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass ein Piezotransformator verwendet wird, welcher ein in 4 gezeigtes elektrisches Ersatzschaltbild als Energieübertrager aufweist.
Gemäß einem Aspekt schafft die vorliegende Erfindung einen induktivitätsfreien Halbbrückenkonverter. Durch Auswertung des Stromes in einem Schalter, (beispielsweise einem Schalter S1 bzw. einem low-side-Schalter) durch einen Sense-Widerstand (beispielsweise im Widerstand RS), und durch einen Vergleich mit einem Signal von einem Senseausgang des Piezotransformators kann man einen konstanten Ausgangsstrom einstellen. Alternativ kann der Vergleich auch mit dem Ausgangsstrom bzw. mit einem von diesem über einen weiteren Sense-Widerstand R_LS abgeleiteten Signal erfolgen.
Es sei ferner darauf hingewiesen, dass die Grundzüge der Offenbarung der EP 0681759 B1 mit dem Titel „Resonanter Wechselrichter" sowie der DE 10259069 mit dem Titel „Resonanzkonverter für Abtransformation" zur Verbesserung und Optimierung einer Dimensionierung und Ansteuerung der erfindungsgemäßen Topologien angewendet werden können. Ebenfalls wird das Prinzip einer Anzapfung eines Piezotransformators, das beispielsweise in der 5a gezeigt ist, zur Regelung eines konstanten Ausgangsstroms verwendet, das in sehr detaillierter Form auch in der am gleichen Tage wie die vorliegende Anmeldung eingereichten Patentanmeldung mit dem Titel „Ansteuerschaltung für eine Schaltereinheit einer getakteten Leistungsversorgungsschaltung und Resonanzkonverter" beschrieben ist. In anderen Worten, die gesamte Offenbarung der am gleichen Tage eingereichten Patentanmeldung mit dem Titel „Ansteuerschaltung für eine Schalteinheit einer getakteten Leistungsversorgungsschaltung und Resonanzkonverter" wird hierin durch Bezugnahme aufgenommen. Die genannte Patentanmeldung beschreibt insbesondere Details im Hinblick auf eine Regelung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sowie im Hinblick auf verschiedene Schutzschaltungen.
Im Folgenden werden verschiedene Aspekte der vorliegenden Erfindung noch einmal zusammengefasst. Gemäß einem Aspekt schafft die vorliegende Erfindung ein Steuergerät für Kon stantstromlasten, welches eine Eingangsquelle (Uin), eine Konvertereinrichtung (RK), eine Übertragungseinrichtung (PT), welche aus einem einzigen Bauelement besteht, eine Konstantstromlast (KS), wobei die Eingangsquelle (Uin) an die Konvertereinrichtung (RK) angeschlossen ist, wobei die Konvertereinrichtung (RK) wiederum mit der Übertragungseinrichtung (PT) verbunden ist, dass die Übertragungseinrichtung (PT) wiederum mit der Konstantstromlast (KS) verbunden ist, so dass lediglich durch Erfassung eines Stromes in der Konvertereinrichtung (RK) oder zusätzlich eines Stromes der Konstantstromlast (KS) oder eines Signals aus einer Anzapfung der Übertragungseinrichtung (PT), ein ungefähr konstanter Strom durch die Konstantstromlast (KS) fließt, indem die Konvertereinrichtung (RK) nur durch ein aus der Stromerfassung gewonnenes Signal angesteuert wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass die Übertragungseinrichtung (PT) ein piezoelektrischer Transformator ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass die Übertragungseinrichtung (PT) ein nach dem Prinzip eines radialschwingenden Piezoelektrischen Transformators mit Eingangs- und Ausgangsteil ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass die Konvertereinrichtung (RK) ein aus Schaltern und ggf. aus passiven Energiespeicherelementen gebildeter Teil eines Resonanzkonverters ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass die Übertragungseinrichtung (PT) ein aus passiven Energiespeicherelementen und Transformationseinrichtungen gebildeter Teil eines Resonanzkonverters ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass die Konstantstromlast (KS) ein durch vorwiegend ohmsche Lasten, betrieben mit etwa konstanter Spannung, o der durch einen konstanten Widerstand gebildeter Teil eines Resonanzkonverters ist, in welcher ein konstanter Strom eingeprägt wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass die Stromerfassung nur in der Konvertereinrichtung (RK) erfolgt.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass die Stromerfassung nur in der Konstantstromlast (KS) erfolgt.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass die Stromerfassung in der Konvertereinrichtung (RK) und der Konstantstromlast (KS) erfolgt.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass die erfassten Ströme der Konvertereinrichtung (RK) und der Konstantstromlast (KS) bezüglich ihrer Phasenlage im Nulldurchgang miteinander verglichen werden, und daraus ein Phasenregelkreis (PLL) gebildet wird, welcher die Schaltfrequenz der Konvertereinrichtung (RK) zur Erzielung eines konstanten Stromes in der Konstantstromlast (KS) verändert.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass der Einschaltzeitpunkt der Schalter mit konstanter Phasenverschiebung aus dem Nulldurchgang oder dem Erreichen eines anderen Referenzwertes des Hilfssignals (HS) der Konvertereinrichtung (RK) erzeugt wird, und somit ein Phasenregelkreis gebildet wird, indem die Frequenz der Treiberschaltung an die Frequenz der Übertragungseinrichtung (PT) angepasst wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass die Stromerfassung nur in der Übertragungseinrichtung (PT) erfolgt. Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuersignal so ausgelegt, dass die Übertragungseinrichtung (PT) eine Anzapfung besitzt, welche eine dem durch die Übertragungseinrichtung (PT) fließenden Strom proportionale Spannung erzeugt.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass die aus der Übertragungseinrichtung (PT) über eine Anzapfung gewonnenen stromproportionale Spannung auf einen konstanten Wert geregelt wird, indem sie mit einer konstanten Referenz verglichen wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist das Steuergerät so ausgelegt, dass der Regler zum Regeln der an der Anzapfung der Übertragungseinrichtung (PT) entstehenden Spannung ein PI-Regler ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt kommen im Rahmen der vorliegenden Erfindung die Regelmechanismen zur Anwendung, die in der oben genannten gleichzeitig mit der vorliegenden Patentanmeldung eingereichten Anmeldung mit dem Titel „Ansteuerschaltung für eine Schalteinheit einer getakteten Leistungsversorgungsschaltung und Resonanzkonverter" beschrieben sind.
Die vorliegende Erfindung schafft also insgesamt eine Schaltungsanordnung zum vorteilhaften Betrieb von Konstantstromlasten und ermöglicht gemäß verschiedenen Aspekten einen hohen Wirkungsgrad, eine niedrige Störabstrahlung und eine präzise Regelung.

Claims

Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) mit folgenden Merkmalen: einer Konvertereinrichtung (520; 620; 520a; 1312; 2120; RK) zum Erzeugen eines Wechselstromsignals aus einer Energie von einer Energiequelle (510; 610; 510a; 1311, 2110; 1610); einem Piezotransformator (540; 630; 540a; 1300; 1313; 2130; PT) mit einem Eingang (1302) und einem Ausgang, wobei der Eingang des Piezotransformators mit der Konvertereinrichtung elektrisch gekoppelt ist, um von der Konvertereinrichung das Wechselstromsignal als eine eingangsseitige Anregung zu empfangen, und wobei der Ausgang des Piezotransformators ausgelegt ist, um einen Ausgangsstrom (50) bereitzustellen; und einer Last (560; 640; 550a; 694; 791; 2136; 1616; 800; 850; 900; 1000; 1100; KS) die mit dem Ausgang des Piezotransformators gekoppelt ist, um von dem Ausgangsstrom durchflossen zu werden, die ausgelegt ist, um zumindest einen Teil einer durch den durch die Last fließenden Ausgangsstrom zugeführten elektrischen Energie in eine andere Energieform umzuwandeln, und die ferner so ausgelegt ist, dass eine in der Nutz-Energieform bereitgestellte Nutzleistung im Wesentlichen proportional zu dem Ausgangsstrom ist; und wobei die Schaltungsanordnung ausgelegt ist, um den Ausgangsstrom auf einen vorgegebenen Wert einzustellen.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 1, die ferner eine Ausgangsstrom-Bestimmungseinrichtung (684; R_LS) zum Bestimmen des Ausgangsstroms (I₀) und eine Regeleinrichtung (690) umfasst, wobei die Regeleinrichtung ausgelegt ist, um von der Ausgangsstrom-Bestimmungseinrichtung eine Information über eine Größe des Ausgangsstroms zu erhalten, und um die Konvertereinrichtung (520) in Abhängigkeit von dem Ausgangsstrom anzusteuern, um den Ausgangsstrom auf einen vorgegebenen Stromwert zu regeln.
Schaltungsanordnung (500; 682; 700; 750) gemäß Anspruch 2, die ferner eine Last-Bestimmungseinrichtung aufweist, die ausgelegt ist, um eine Größe der Last (560; 640) zu bestimmen, und um den vorgegebenen Stromwert in Abhängigkeit von der Größe der Last einzustellen.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 1, die eine Ausgangsstrom-Bestimmungseinrichtung (684; R_LS) zum Ableiten eines Ausgangsstroms-Beschreibungssignals (688), das zu dem Ausgangsstrom (I₀) proportional ist, sowie eine Eingangsstrom-Bestimmungseinrichtung (672, 674, R_S) zum Ableiten eines Eingangsstrom-Beschreibungssignals (676), das eine Phasenlage eines Stromflusses (I_s) in der Konvertereinrichtung (520) oder eine Phasenlage des von der Konvertereinrichtung an den Eingang des Piezotransformators (540; 630) gelieferten Wechselstromsignals beschreibt, sowie eine Regeleinrichtung (690) umfasst, wobei die Regeleinrichtung ausgelegt ist, um die Konvertereinrichtung (520; RH) anzusteuern, um eine Phasendifferenz zwischen dem Ausgangsstrom- Beschreibungssignal und der durch das Eingangsstrom-Beschreibungssignal beschriebenen Phasenlage auf einen vorgegebenen Wert zu regeln.
Schaltungsanordnung ((500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 4, bei der die Eingangsstrom-Bestimmungseinrichtung (672, 674, R_S) ausgelegt ist, um das Eingangsstrom-Bestimmungssignal (672, 674, R_S) so abzuleiten, dass das Eingangsstrom-Bestimmungssignal eine Phasenlage eines Stromflusses (I_s) durch einen Schalter (570; 670, S; S1) in der Konvertereinrichtung (520; RH) beschreibt.
Schaltungsanordnung (600) gemäß Anspruch 1, die eine Eingangsstrom-Bestimmungseinrichtung (672, 674, R_S) zum Ableiten eines Eingangsstrom-Beschreibungssignals (676), das eine Größe eines Stromflusses (I_S) in der Konvertereinrichtung (620) oder eine Größe des von der Konvertereinrichtung an den Eingang des Piezotransformators gelieferten Wechselstromsignals beschreibt, und eine Regeleinrichtung (666) umfasst, wobei die Regeleinrichtung ausgelegt ist, um die Konvertereinrichtung anzusteuern, um basierend auf dem Eingangsstrom-Beschreibungssignal die Größe des Stromflusses in der Konvertereinrichtung oder die Größe von der Konvertereinrichtung an den Eingang des Piezotransformators gelieferten Wechselstromsignals auf einem vorgegebenen Wert zu regeln.
Schaltungsanordnung (600) gemäß Anspruch 6, bei der die Regeleinrichtung ausgelegt ist, um eine Frequenz (f), mit der ein Schalter (670) in der Konvertereinrichtung (620) zum Erzeugen des Wechselstromsignals geschaltet wird, einzustellen, um basierend auf dem Eingangsstrom-Beschreibungssignal (676) die Größe des Stromflusses in der Konvertereinrichtung oder die Größe des von der Konvertereinrichtung an den Eingang des Piezotransformators gelieferten Wechselstromsignals auf den vorgegebenen Wert zu regeln.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der der Piezotransformator (540; 630; 540a; 1300; 1313; 2130; PT) einen Hilfsausgang (2138; 1309a; ZA) zum transformatorischen Bereitstellen eines Hilfssignals (U₃), dessen Amplitude im Wesentlichen proportional zu einem Lastwechselstrom (I_L) durch einen Resonanzkreis (LC) des Piezotransformators ist, aufweist, und die ferner eine Regeleinrichtung (560a; 1315; 2150; 1400; 1618) umfasst, die ausgelegt ist, um die Konvertereinrichtung (520a; 1312; 2120; RK) in Abhängigkeit von dem Hilfssignal anzusteuern.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 8, bei der die Regeleinrichtung (560a; 1315; 2150; 1400; 1618) ausgelegt ist, um eine Phasendifferenz zwischen dem Hilfssignal (U₃) und Ausschaltzeitpunkten (1378, A1; 1379, A2), zu denen ein Schalter (530a; 693b; 782, 784; S; S1, S2) in der Konvertereinrichtung (520a; 1312; 2120; RK), der eine Erzeugung des Wechselstromsignals dient, ausgeschaltet wird, zu bestimmen, und um ein Regelziel in Abhängigkeit von der Phasendifferenz einzustellen.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682;700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 8 oder 9, bei die Konvertereinrichtung (520a; 1312; 2120; RK) eine Schaltereinheit (530a; 693b; 782, 784; 2120; 1312; S; S1, S2; 1612) umfasst, die ausgelegt ist, um das Wechselstromsignal durch Schalten zumindest eines Schalters (530a; 693b; 782, 784; S; S1, S2) zu erzeugen, wobei die Schaltungsanordnung ferner einen Treiber (786; 2160; 1318; TR) umfasst, der steuerbar ist, um die Schaltereinheit zu schalten, bei der die Regeleinrichtung (560a; 1315; 2150; 1400; 1618) einen Detektor (1630; 2170, 2180, 2184, 2190; 1320a, 1321a, 1323, 1325) umfasst, der ausgelegt ist, um eine Amplitudeninformation (1326; 2194; U_RR; 1632), die von einer Amplitude oder einem Mittelwert des Hilfssignals (U₃) abhängt, zu bestimmen, und bei der die Regeleinrichtung ferner einen Regler (588a; 1638; 2199; 1330; 1430, 1432; 1638) umfasst, der ausgelegt ist, um eine Arbeitsfrequenz (f), abhängig von der von dem Detektor gelieferten Amplitudeninformation zu verändern, um eine Periodendauer (T) zwischen Ausschaltzeitpunkten (1378, 1379; A1, A2), an denen der Treiber die Schaltereinheit ausschalten soll, als Kehrwert der Arbeitsfrequenz zu bestimmen.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 10, bei der der Detektor (1630; 2170, 2180, 2184, 2190; 1320a, 1321a, 1323, 1325) ausgelegt ist, um einen ersten Detektor-Referenzwert-Kreuzungszeitpunkt zu erhalten, an dem das Hilfssignal (U₃) einen vorgegeben ersten Detektor-Referenzwert kreuzt, und um einen zweiten Detektor-Referenzwert-Kreuzungszeitpunkt zu erhalten, an dem das Hilfssignal einen vorgegeben zweiten Detektor-Referenzwert kreuzt, um eine Detektor-Phasenverschiebung (Δφ) zwischen dem ersten Detektor-Referenzwert-Kreuzungszeitpunkt und dem zweiten Detektor-Referenzwert-Kreuzungszeitpunkt zu bestimmen, und um aus der Detektor-Phasenverschiebung einen Näherungswert für eine Amplitude des Hilfssignals zu ermitteln, der die Amplitudeninformation (1326; 2194; U_RR; 1632) bildet.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 11, bei der der Detektor (1630; 2170, 2180, 2184, 2190; 1320a, 1321a, 1323, 1325) ausgelegt ist, um den ersten Detektor-Referenzwert-Kreuzungszeitpunkt von dem Phasendetektor zu empfangen, und um den zweiten Detektor-Referenzwert-Kreuzungszeitpunkt von einem Detektor-Referenzwertvergleicher (2180; 1321a) zu empfangen, der ausgelegt ist, um das Hilfssignal (U₃) mit einem Detektor-Referenzspannungswert (U_R0; 2192) oder einem Detektor-Referenzstromwert zu vergleichen, wobei die Detektor-Referenzwert-Kreuzungszeitpunkte als Zeitpunkte definiert sind, zu denen sich das Vergleichsergebnis des Phasendetektors oder des Detektor-Referenzwert-Vergleichers ändert.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600)) gemäß Anspruch 12, bei der der Detektor ausgelegt ist, um erste Detektor-Referenzwertkreuzungszeitpunkte zu erkennen, wenn das Hilfssignal (U₃) einen Nulldurchgang aufweist, und um den Näherungswert (U_RR) für die Amplitude des Hilfssignals (U₃) durch Auswertung des Zusammenhangs
zu bestimmen, wobei UI_R0 den Detektor-Referenzspannungswert (U_R0) oder den Detektor-Referenzstromwert bezeichnet, wobei sin eine Sinus-Funktion bezeichnet, und wobei Δφ die Detektor-Phasenverschiebung bezeichnet.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 10 bis 13, bei der der Regler (560a; 1315; 2150; 1400; 1618) ausgelegt ist, um die Amplitudeninformation (1326; 2194; U_RR; 1632) mit einem Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF; V_REF) zu vergleichen, um ein Amplitudenvergleichsergebnis (586a; 1328; 1637) zu erhalten, und um die Arbeitsfrequenz (f) um einen Veränderungsschritt zu einer Resonanzfrequenz des Piezotransformators (540a; 1313; 2130; 1300) hin zu verändern, wenn die Amplitudeninformation kleiner als der Amplitudenreferenzwert ist, und um die Arbeitsfrequenz um einen Veränderungsschritt von der Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung weg zu verändern, wenn die Amplitudeninformation größer als der Amplitudenreferenzwert ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 14, bei der der Regler (560a; 1315; 2150; 1400; 1618) ausgelegt ist, um den Veränderungsschritt abhängig von der Detektor-Phasenverschiebung (Δφ) derart festzulegen, dass der Veränderungsschritt um so kleiner ist, je größer die Detektor-Phasenverschiebung ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600 gemäß Anspruch 14 oder 15, bei der Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) ein fester vorgegebener Wert ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 11 bis 15, bei der der Regler (588a; 1638; 2199; 13330; 1430; 1432; 1638) ausgelegt ist, um einen variablen Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF; V_REF) basierend auf einer lastabhängigen Korrektur eines festen Amplitudenreferenzwerts (2192; U₀) unter Verwendung der Detektor-Phasenverschiebung (Δφ) zu er mitteln, und um die Arbeitsfrequenz (f) zu regeln, um eine Abweichung der Amplitudeninformation (2194; 1326; 1632) von dem variablen Amplitudenreferenzwert zu minimieren.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 10 bis 17, bei der der Regler (588a; 1638; 2199; 13330; 1430; 1432; 1638) ausgelegt ist, um die Arbeitsfrequenz (f) abhängig von einer Relation zwischen der Amplitudeninformation (2194; 1326; 1632) und einem Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF; V_REF) oder abhängig von einer Differenz zwischen der Amplitudeninformation und dem Amplitudenreferenzwert zu regeln, und um den Amplitudenreferenzwert derart einzustellen, dass der Amplitudenreferenzwert mit steigendem Lastwiderstand (R) an einem Ausgang (2134; 1308a) des Piezotransformators (540a; 1313; 2130; 1300) abnimmt.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 18, bei der der Regler (588a; 1638; 2199; 13330; 1430; 1432; 1638) ausgelegt ist, um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF; V_REF) in Abhängigkeit von einem Ausschaltwinkel zwischen einem Nulldurchgang des Hilfssignals (U₃) und einem Zeitpunkt, an dem die Schaltereinheit (530a; 693b; 782, 784; S; S1, S2) ausgeschaltet wird, einzustellen.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 10 bis 19, bei der der Detektor (1630; 2170, 2180, 2184, 2190; 1320a, 1321a, 1323, 1325) ausgelegt ist, um einen ersten Detektor-Referenzkreuzungszeitpunkt zu erhalten, an dem das Hilfssignal (U₃) einen vorgegebenen ersten Detektor-Referenzwert kreuzt, um einen zweiten Detektor-Referenzkreuzungszeitpunkt zu erhalten, an dem das Hilfssignal einen vorgegebenen zweiten Detektor-Referenzwert (U_R0) kreuzt, um eine Detektor-Phasenverschiebung (Δφ) zwischen dem ersten Detektor-Referenzkreuzungszeitpunkt und dem zweiten Detektor-Referenzkreuzungszeitpunkten zu bestimmen, um die Detektor-Phasenverschiebung mit einem minimal zulässigen Detektor-Phasenverschiebungs-Grenzwert (Δφ_min) zu vergleichen, und um eine Veränderung der Arbeitsfrequenz (f) hin zu einer Resonanzfrequenz des Piezotransformators (540a; 1313; 2130; 1300) zu begrenzen, wenn die Detektor-Phasenverschiebung den Detektor-Phasenverschiebungs-Grenzwert erreicht oder unterschreitet.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 10 bis 20, bei der der Regler (588a; 1638; 2199; 13330; 1430; 1432; 1638) ausgelegt ist, um eine aktualisierte Arbeitsfrequenz (f) durch Festlegung einer zugehörigen aktualisierten Periodendauer (T) zu bestimmen, wobei der Regler ferner ausgelegt ist, um die aktualisierte Periodendauer durch Inkrementieren oder Dekrementieren einer zu einer vorherigen Arbeitsfrequenz gehörigen vorherigen Periodendauer zu ermitteln.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 10 bis 21, bei der der Regler (588a; 1638; 2199; 13330; 1430; 1432; 1638) ausgelegt ist, um die Arbeitsfrequenz (f) abhängig von einer Relation zwischen der Amplitudeninformation ((1326; 2194; U_RR; 1632) und einem Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF, V_REF) zu regeln, wobei der Regler ferner ausgelegt ist, um ein Maß für einen an einem Ausgang (2134, 1308a) des Piezotransformators (540a; 1313; 2130; 1300) angeschlossenen Lastwiderstand (R) bereitzustellen, und um den Amplitudenreferenzwert basierend auf dem Maß für den Lastwiderstand so einzustellen, dass der Amplitudenreferenzwert gemäß einem linearen Zusammenhang von einem Logarithmus eines Werts des Lastwiderstands abhängig ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 22, die ferner ausgelegt ist, um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF, V_REF) in Abhängigkeit von einer Vorwärtsstrom-Zeitdauer (t_on), während der ein Strom (I_S) in eine Vorwärtsrichtung durch einen Schalter (S1) der Schaltereinheit (530a; 693b; 782, 784; 2120; 1312; S; S1, S2; 1612) fließt, und einer Reversstrom-Zeitdauer (t_rev), während der ein Strom in einer Reversrichtung durch den Schalter der Schaltereinheit fließt, so einzustellen, dass der Amplitudenreferenzwert mit wachsendem Verhältnis (v_RE) zwischen Reversstrom-Zeitdauer und Vorwärtsstrom-Zeitdauer abnimmt.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 23, die ferner ausgelegt ist, um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF, V_REF) auf einen von der Vorwärtsstrom-Zeitdauer und der Reversstrom-Zeitdauer unabhängigen Endwert einzustellen, wenn die Reversstrom-Zeitdauer größer oder gleich der Vorwärtsstrom-Zeitdauer ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 22, 23 oder 24, die ferner ausgelegt ist, um ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis (v_RE) zwischen einer Reversstrom-Zeitdauer, während der ein Strom in einer Reversrichtung durch einen Schalter (S1) der Schaltereinheit (530a; 693b; 782, 784; 2120; 1312; S; S1, S2; 1612) fließt, und einer Vorwärtsstrom-Zeitdauer (t_on), während der ein Strom in Vorwärtsrichtung durch einen Schalter (S1) der Schaltereinheit fließt, zu ermitteln, und um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U- _REF; V_REF) basierend auf dem Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis so einzustellen, dass einem kleinen Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis ein großer Amplitudenreferenzwert zugeordnet ist, und dass einem größeren Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis ein kleinerer Amplitudenreferenzwert zugeordnet ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 25, wobei die Schaltungsanordnung ausgelegt ist, um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF, V_REF) als eine lineare Funktion des Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnisses (v_RE) zu ermitteln, falls das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis kleiner als ein vorgegebener Wert ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 26, wobei die Ansteuerschaltung ferner ausgelegt ist, um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF, V_REF) unabhängig von dem Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis (v_RE) festzulegen, falls das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis größer als der vorgegebene Wert ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 25, 26 oder 27, wobei die Schaltungsanordnung ausgelegt ist, um eine Quellenspannung (U_in, V_in) der Energiequelle (510a; 1311; 1610) zu ermitteln und um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF, V_REF) in Abhängigkeit von der Quellenspannung (U_in, V_in) und dem Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis (v_RE) einzustellen.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 28, wobei die Schaltungsanordnung ausgelegt ist, um das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis (v_RE) durch einen linearen funktionalen Zusammenhang auf den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF, V_REF) abzubilden, wobei die Schal tungsanordnung ausgelegt ist, um Parameter des linearen funktionalen Zusammenhangs von der Quellenspannung (U_in, V_in) abhängig einzustellen, so dass für einen maximalen zulässigen Wert (U_in,max) der Quellenspannung ein vorgegebenes Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis (v_RE) in einem Bereich zwischen 0,4 und 0,7 auf einen vorgegebenen Amplitudenreferenzwert (U_REF,1) abgebildet wird, so dass für einen minimal zulässigen Wert (U_in,min) der Quellenspannung ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis in einem Bereich zwischen 0,0 und 0,2 auf den vorgegebenen Amplitudenreferenzwert abgebildet wird, so dass bei einem maximal zulässigen Wert der Quellenspannung ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis aus einem Bereich zwischen 0,9 und 1,0 auf einen minimalen Amplitudenreferenzwert abgebildet wird, und dass bei einem minimal zulässigen Wert der Quellenspannung ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis aus einem Bereich zwischen 0,9 und 1,0 auf den minimalen Amplitudenreferenzwert abgebildet wird.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 29, wobei die Schaltungsanordnung ausgelegt ist, um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF, V_REF) so einzustellen, dass ein Verhältnis zwischen einem maximalen Amplitudenreferenzwert und dem minimalen Amplitudenreferenzwert in einem Bereich zwischen 2,0 und 2,3 liegt.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 8 bis 30, bei der die Konvertereinheit (520a; 1312; 2120; RK) eine Schaltereinheit 530a; 693b; 782, 784; 2120; 1312; S; S1, S2; 1612) umfasst, die ausgelegt ist, um das Wechselstromsignal, durch Schalten zumindest eines Schalters zu erzeugen, wobei die Schaltungsanordnung ferner einen Phasendetektor (1320a; 2170), der ausgelegt ist, um Referenzkreuzungszeitpunkte zu erkennen, an denen das Hilfssignal (U₃) einen vorgegebenen Referenzwert (0) kreuzt, einen Treiber (786; 1318; TR), der steuerbar ist, um die Schaltereinheit zu schalten, und eine Synchronisationseinrichtung (580a; 1322; 2172) umfasst, wobei die Synchronisationseinrichtung (580a; 1322; 2172) ausgelegt ist, um ein Einschalten der Schaltereinheit durch den Treiber hinsichtlich einer Phasenlage mit dem Hilfssignal zu synchronisieren, um ein Einschalten der Schaltereinheit innerhalb eines vorbestimmten Zeitintervalls um einen Nulldurchgang einer Spannung über der Schaltereinheit und eines Stromes durch die Schaltereinheit (530a; 693b; 782, 784; 2120; 1312; S; S1, S2; 1612) herum zu erreichen, wobei die Synchronisationseinrichtung (580a; 1322; 2172) ausgelegt ist, um von dem Phasendetektor eine Information über die Referenzkreuzungszeitpunkte zu empfangen, und um mit einer festen Phasenverzögerung ein Einschaltsignal (582a; 1319b; 2164) an den Treiber zu liefern, um Einschaltzeitpunkte zu definieren, zu denen der Treiber die Schaltereinheit (530a; 693; 782, 784; 2120; 1312; S; S1, S2; 1612) einschalten soll.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 31, bei der Synchronisationseinrichtung (580a; 1322; 2172) ausgelegt ist, um das Einschaltsignal (582a; 1319b; 2164) so bereitzustellen, dass der Treiber (786; 1318; TR), die Schaltereinheit (530a; 693b; 782, 784; 2120; 1312; S; S1, S2; 1612) mit einer Phasenverzögerung zwischen 60° und 90° zu den Referenzkreuzungszeitpunkten einschaltet.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 31 oder 32, bei der das vorbestimmte Zeitintervall ein Zwölftel einer Periodendauer (T) der Arbeitsfrequenz (f) vor dem Nulldurchgang der Spannung (U_S) über der Schaltereinheit beginnt, mit dem Nulldurchgang der Spannung über die Schaltereinheit oder des Stroms durch die Schaltereinheit (530a; 693b; 782, 784; 2120; 1312; S; S1, S2; 1612) endet und zugehörige Intervallgrenzen mit umfasst.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 31 bis 33, bei der die Synchronisationseinrichtung (580a; 1322; 2172) eine Verzögerungseinrichtung umfasst, die ausgelegt ist, um das Einschaltsignal (582a; 1319b; 2164) um eine Phasenverzögerung in einem Bereich zwischen 50° und 80°, bezogen auf eine Periode der Arbeitsfrequenz (f), gegenüber den Referenzkreuzungspunkten zu verzögern.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 31 bis 33, bei der die Synchronisationseinrichtung ((580a; 1322; 2172) eine Verzögerungseinrichtung umfasst, die ausgelegt ist, um das Einschaltsignal (582a; 1319b; 2164) um eine Phasenverzögerung in einem Bereich zwischen 60° und 70°, bezogen auf eine Periode der Arbeitsfrequenz (f), gegenüber den Referenzkreuzungspunkten zu verzögern.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 31 bis 35, bei der Treiber (786; 1318; TR) so ausgelegt ist, dass eine Summe von Phasenverzögerungen der Schaltereinheit (530a; 693b; 782, 784; 2120; 1312; S; S1, S2; 1612) und des Treibers (786; 1318; TR), bezogen auf eine Periode der Arbeitsfrequenz (f), zwischen 10° und 40° beträgt.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 31 bis 35, bei der Treiber (786; 1318; TR) so ausgelegt ist, dass eine Summe von Phasenverzögerungen der Schaltereinheit (530a; 693b; 782, 784; 2120; 1312; S; S1, S2; 1612) und des Treibers (786; 1318; TR), bezogen auf eine Periode der Arbeitsfrequenz (f) zwischen 20° und 30° beträgt.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 8 bis 37, bei der der Piezotransformator (540; 630; 540a; 1300; 1313; 2130; PT) eine erste Transformatoreinheit und eine zweite Transformatoreinheit umfasst, wobei die erste Transformatoreinheit (1306a) und die zweite Transformatoreinheit (1306) eingangsseitig in Serie geschaltet sind, wobei ein Ausgang (1308a) der ersten Transformatoreinheit den Ausgangsstrom (I₀) bereitstellt, und wobei ein Ausgang der zweiten Transformatoreinheit das Hilfssignal (U₃) bereitstellt.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 38, bei der dem Ausgang (1309a) der zweiten Transformatoreinheit eine Kapazität (C₃) parallel geschaltet ist, die ausgelegt ist, um zu erreichen, dass die Hilfsspannung (U₃) gegenüber einem Strom (I_L) in einem Resonanz kreis des Piezotransformators eine Phasenverschiebung in einem Bereich zwischen 80° und 100° aufweist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 38 oder 39, bei dem die erste Transformatoreinheit (1306a) und die zweite Transformatoreinheit (1306b) zwei piezoelektrische Transformatoren oder Teil eines einzigen piezoelektrischen Transformators sind.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 38 bis 40, bei dem die Schaltereinheit (530a; 693b; 782, 784; 2120; 1312; S; S1, S2; 1612), der Treiber (786; 1318; TR) und die Synchronisationseinrichtung (580a; 1322; 2172) derart ausgelegt sind, dass eine Summe von Phasenverzögerung der Synchronisationseinrichtung, des Treibers und der Schaltereinheit in einem Bereich zwischen 80° und 100° liegt, wobei die Phasenverzögerung des Treibers eine Zeitverzögerung zwischen einem Einschaltsignal (582a; 1319b; 2164) und einer Erzeugung eines Steuersignals (570a; 1316; 1319b; 2152) zum Einschalten des Schalters (S1) der Schaltereinheit beschreibt, und wobei die Phasenverzögerung des Schalters eine Zeitverzögerung zwischen der Erzeugung des Steuersignals zum Einschalten des Schalters und einem tatsächlichen Einschalten des Schalters beschreibt.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 41, bei der Konvertereinheit (520; 620; 520a; 1312; 2120; RK) eine Induktivität (693a, L_f) umfasst, die zwischen einen Versorgungsspannungsanschluss zum Empfangen einer Versorgungs-Gleichspannung und einen ersten Eingangsanschluss des Piezotransformators (540a; 1313; 2130; 1300) geschaltet ist, so dass ein erster Anschluss der Induktivi tät mit dem ersten Versorgungsanschluss gekoppelt ist, und so dass ein zweiter Anschluss der Induktivität mit dem ersten Eingangsanschluss des Piezotransformators (540a; 1313; 2130; 1300) gekoppelt ist; und bei der die Konvertereinrichtung (520; 620; 520a; 1312; 2120; RK) ferner einen Schalter umfasst, dessen erster Anschluss mit dem zweiten Anschluss der Induktivität und dem ersten Eingangsanschluss des Piezotransformators gekoppelt ist, und dessen zweiter Anschluss mit einem zweiten Eingangsanschluss des Piezotransformators und einem zweiten Versorgungsanschluss zum Empfangen der Versorgungsgleichspannung gekoppelt ist, so dass die Konvertereinheit einen Klasse-E-Konverter bildet.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 8 bis 42, bei der die Regeleinrichtung (560a; 1315; 2150; 1400; 1618) ausgelegt ist, um eine Phasendifferenz zwischen dem Hilfssignal (U₃) und Ausschaltzeitpunkten (1378, 1379; A1, A2), zu denen ein Schalter (530a; 693b; 782, 784; S; S1, S2;) der Konvertereinrichtung (520; 620; 520a; 1312; 2120; RK), der einer Erzeugung des Wechselstromsignals dient, ausgeschaltet wird, zu bestimmen, und um die Konvertereinrichtung abzuschalten, wenn die Phasendifferenz einen vorgegebenen zulässigen Bereicht verlässt.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 8 bis 42, bei der die Regeleinrichtung (560a; 1315; 2150; 1400; 1618) ausgelegt ist, um eine Phasendifferenz zwischen dem Hilfssignal (U₃) und Ausschaltzeitpunkten (1378, 1379; A1, A2), zu denen ein Schalter (530a; 693b; 782, 784; S; S1, S2;) der Konvertereinrichtung (520; 620; 520a; 1312; 2120; RK), der einer Erzeugung des Wechselstromsignals dient, ausgeschaltet wird, zu bestimmen, und um den vorgegebenen Wert für den Ausgangsstrom zu verändern, wenn die Phasendifferenz einen vorgegebenen Bereich verlässt
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 44, bei der die Regeleinrichtung (560a; 1315; 2150; 1400; 1618) ausgelegt ist, um den vorgegebenen Wert für den Ausgangsstrom (I₀) zu verringern, wenn die Phasendifferenz eine gegenüber einem Nennwert um zumindest eine vorgegebene Abweichung verringerte Last anzeigt.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 45, bei der die Last (560; 640; 550a; 694; 791; 2136; 1616; 800; 850; 900; 1000; 1100; KS) eine oder mehrere lichtemittierende Dioden umfasst, und bei der die Nutz-Energieform eine Lichtenergie ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 46, bei der die Last eine Serienschaltung aus zumindest zwei Abschnitten (870, 872) umfasst, wobei der erste Abschnitt eine Parallelschaltung aus zwei Zweigen (880, 882) umfasst, wobei der erste Zweig des ersten Abschnitts eine oder mehrere lichtemittierende Dioden 890 umfasst, die in einer ersten Richtung zwischen einen ersten Anschluss des ersten Abschnitts und einen zweiten Anschluss des ersten Abschnitts geschaltet sind, und wobei der zweite Zweig des ersten Abschnitts eine oder mehrere lichtemittierende Dioden (892) umfasst, die in einer zweiten Richtung, die der ersten Richtung entgegengesetzt ist, zwischen den ersten Anschluss des ersten Abschnitts und den zweiten Anschluss des ersten Abschnitts geschaltet sind, und wobei der zweite Abschnitt (872) eine Parallelschaltung aus zwei Zweigen umfasst, wobei der erste Zweig des zweiten Abschnitts eine oder mehrere lichtemittierende Dioden umfasst, die in einer ersten Orientierung zwischen einen ersten Anschluss des zweiten Abschnitts und einen zweiten Anschluss des zweiten Abschnitts geschaltet sind, und wobei der zweite Zweig des zweiten Abschnitts eine oder mehrere lichtemittierende Dioden umfasst, die in einer zweiten Orientierung, die der ersten Orientierung entgegengesetzt ist, zwischen den ersten Anschluss des zweiten Abschnitts und den zweiten Anschluss des zweiten Abschnitts geschaltet sind.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 46 oder 47, bei der die Last (560; 640; 550a; 694; 791; 2136; 1616; 800; 850; 900; 1000; 1100; KS) einen Brückengleichrichter (920) umfasst, dessen Eingang (910; 912) mit dem Ausgang (2134; 1308a) des Piezotransformators (540a; 1313; 2130; 1300) gekoppelt ist, um den Ausgangsstrom (I₀) zu empfangen, und dessen Ausgang (924, 928) mit einer Brückengleichrichter-Ausgangslast (930, 940) gekoppelt ist, wobei Dioden (960, 962, 964, 966) des Brückengleichrichter als lichtemittierende Dioden ausgeführt sind.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 48, bei der die Brückengleichrichter-Ausgangslast eine Parallelschaltung aus einer Kapazität (930) und einer lichtemittierenden Diode oder einer Serienschaltung aus zumindest zwei lichtemittierenden Dioden (940) umfasst.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 49, bei der die Last (560; 640; 550a; 694; 791; 2136; 1616; 800; 850; 900; 1000; 1100; KS) einem Akkumulator (1032, 1042) umfasst, und bei der Nutz-Energieform eine chemische Energie ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 50, bei der die Last (560; 640; 550a; 694; 791; 2136; 1616; 800; 850; 900; 1000; 1100; KS) eine Parallelschaltung eines ersten Akkumulatorzweigs (1020) und eines zweiten Akkumulatorzweigs (1022) umfasst, wobei der erste Akkumulatorzweig eine Serienschaltung einer ersten Diode (1030) und eines ersten Akkumulators (1032) umfasst, die in einer ersten Polarität zwischen einem ersten Anschluss (1010) der Last und einem zweiten Anschluss (1012) der Last geschaltet sind, und wobei der zweite Akkumulatorzweig eine Serienschaltung einer zweiten Diode (1040) und eines zweiten Akkumulators (1042) umfasst, die in einer der ersten Polarität entgegengesetzten zweiten Polarität zwischen den ersten Anschluss der Last und den zweiten Anschluss der Last geschaltet sind.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 51, bei der eine positive Elektrode des ersten Akkumulators (1032) über die erste Diode (1030) mit dem ersten Anschluss (1010) der Last gekoppelt ist, und bei der eine negative Elektrode des ersten Akkumulators mit dem zweiten Anschluss (1012) der Last gekoppelt ist, bei der eine negative Elektrode des zweiten Akkumulators über die zweite Diode (1040) mit dem ersten Anschluss der Last gekoppelt ist, und bei der eine positive Elektrode des zweiten Akkumulators mit der negativen Elektrode des ersten Akkumulators und dem zweiten Anschluss der Last gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 52, bei der ein Stromverbraucher mit der positiven Elektrode des ersten Akkumulators (1032) gekoppelt ist, und bei der der Stromverbraucher ferner mit der negativen Elektrode des zweiten Akkumulators gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß Anspruch 53, bei der der Stromverbraucher ferner mit dem zweiten Anschluss (1012) der Last gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung (500; 600; 682; 700; 750; 500a; 692; 780; 790; 2100; 1310; 1600) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 54, bei der die Last (560; 640; 550a; 694; 791; 2136; 1616; 800; 850; 900; 1000; 1100; KS) bei einer ersten an der Last anliegenden Lastspannung einen ersten differenziellen Leitwert aufweist, und bei dem die Last bei einer zweiten an der Last anliegenden Lastspannung, die betragsmäßig größer als die erste Lastspannung ist, einen zweiten differenziellen Leitwert aufweist, der betragsmäßig größer als der erste differenzielle Leitwert ist.