DE102006024422B4

DE102006024422B4 - Schaltungsanordnung und Verfahren zur Spannungskonversion

Info

Publication number: DE102006024422B4
Application number: DE102006024422A
Authority: DE
Inventors: Thomas Jessenig; Manfred Lueger
Original assignee: Austriamicrosystems AG
Current assignee: Ams Osram AG
Priority date: 2006-05-24
Filing date: 2006-05-24
Publication date: 2009-10-22
Anticipated expiration: 2026-05-25
Also published as: KR20090016025A; US20090284178A1; DE102006024422A1; WO2007134871A1; US8471490B2

Abstract

Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion, umfassend
– einen Vorwärtszweig (60) mit einem ersten Lastanschluss (45), an den eine elektrischen Last (47) ankoppelbar ist, die pulsweitenmoduliert betreibbar ist, und
– einen Rückkopplungszweig (61) mit einer Abtastvorrichtung (30) zum Abtasten einer an der elektrischen Last (47) abgreifbaren Spannung, der mit dem Vorwärtszweig (60) verbunden ist,
wobei die elektrische Last (47) zwischen den ersten Lastanschluss (45) und einen zweiten Lastanschluss (46) angeordnet ist, der zweite Lastanschluss (46) über eine Stromsenkenanordnung (50) mit einem Bezugspotenzialanschluss (8) verbunden ist sowie die Abtastvorrichtung (30) einen ersten Schalter (31), der an einem ersten Anschluss (32) mit dem zweiten Lastanschluss (46) zum Anschließen der elektrischen Last (47) gekoppelt ist, und einen ersten Kondensator (35) umfasst, der an einer Elektrode (36) mit einem zweiten Anschluss (33) des ersten Schalters (31) verbunden ist und an einer weiteren Elektrode (37) mit dem ersten Lastanschluss (45) des Vorwärtszweigs (60) gekoppelt...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion, einen Spannungskonverter, eine Verwendung eines Spannungskonverters und ein Verfahren zur Spannungskonversion.
Schaltungsanordnungen zur Versorgung elektrischer Lasten finden beispielsweise Einsatz in Geräten der Mobilkommunikation und in Kameras. Sie werden unter anderem zur Versorgung von Leuchtdioden, abgekürzt LEDs, verwendet.
Dokument US 6,844,760 B2 befasst sich mit einem Treiber für eine Leuchtdiode. Ein Knoten zwischen einer elektrischen Last und einem Widerstand ist über einen Schalter mit einem ersten Anschluss eines Kondensators gekoppelt. Ein zweiter Anschluss des Kondensators ist mit einem Bezugspotentialanschluss verbunden. Ein pulsweitenmoduliertes Signal wird sowohl dem Schalter als auch einem Lastschalter zugeleitet, mit dem die elektrische Last ausgeschaltet werden kann. In einem Zeitraum, in dem die elektrische Last ausgeschaltet ist, werden in einem Schaltwandler keine Impulse erzeugt und somit die Ausgangsspannung nicht erhöht.
Dokument US 2006/0001381 A1 beschreibt eine getaktete Versorgung einer elektrischen Last. Die Anordnung umfasst einen Spannungskonverter, dessen Ausgang über eine elektrische Last und einen Widerstand mit einem Bezugspotentialanschluss verbunden ist. Ein Abgriff zwischen der elektrischen Last und dem Widerstand ist über einen Signalverarbeitungsschaltkreis mit einem Eingang des Spannungskonverters gekoppelt. Gemäß
6b umfasst der Signalverarbeitungsschaltkreis einen Schalter, der an einem ersten Anschluss mit dem Abgriff verbunden ist. Ein zweiter Anschluss des Schalters ist über einen Kondensator mit dem Bezugspotentialanschluss gekoppelt.
Dokument US 6,734,639 B2 gibt ein Abtastverfahren für den Betrieb von Leuchtdioden an. Gemäß 3 werden eine elektrische Last, ein Transistor und ein Messwiderstand von einer Versorgungsspannung versorgt. Eine Rückkopplungsspannung wird aus der Versorgungsspannung sowie aus dem durch den Messwiderstand fließenden Strom mittels eines Spitzenwertdetektors erzeugt. Bei einer eingeschalteten Last wird der Strom durch die Last mittels des Rückkopplungssignals geregelt. Wenn die Last ausgeschaltet ist, bleibt die Versorgungsspannung konstant.
In Dokument US 2006/0022607 A1 ist ein Bauelement zum Ansteuern von Leuchtdioden gezeigt. Laut 4 ist ein Versorgungsanschluss über die Leuchtdioden, einen Schalter und einen Messwiderstand mit einem Bezugspotentialanschluss verbunden. Eine am Messwiderstand abfallende Spannung wird über eine Diode einem Eingang eines Pulsweitenmodulators zugeleitet. Der Versorgungsanschluss ist über einen Spannungsteiler mit dem Bezugspotentialanschluss gekoppelt. Ein Abgriff des Spannungsteilers ist ebenfalls mit dem Eingang des Pulsweitenmodulators verbunden. Eine Spannung am Eingang des Pulsweitenmodulators ist nach dem Ausschalten der Leuchtdioden ausschließlich von der vom Spannungsteiler bereitgestellten Spannung und nicht von der über dem Messwiderstand abfallenden Spannung abhängig.
Die Dokumente US 2005/0002134 A1 und US 2004/0212420 A1 befassen sich mit einer getakteten Spannungsversorgung. Die Spannungsversorgung versorgt eine elektrische Last und einen Stromdetektor. Ein Ausgang der Spannungsversorgung ist über einen Spannungsteiler mit einem Bezugspotentialanschluss gekoppelt. Ein Signal an einem Abgriff des Spannungsteilers und ein Signal des Stromdetektors werden einem Rückkopplungsschaltkreis zugeleitet.
In Dokument US 2006/0097705 A1 ist eine getaktete Leistungsversorgung beschrieben. Eine Ausgangsspannung versorgt eine Last, einen Lastschalter und einen Widerstand. Eine am Widerstand abfallende Spannung wird über einen Schalter einem Kondensator zugeführt. Ein pulsweitenmoduliertes Signal steuert den Schalter und den Lastschalter an sowie wird einem UND-Gatter zugeführt. Ist die elektrische Last ausgeschaltet, so ist aufgrund des UND-Gatters die Spannungskonversion ebenfalls ausgeschaltet.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion, einen Spannungskonverter und ein Verfahren zur Spannungskonversion bereitzustellen, die eine hohe Flexibilität bei der Versorgung einer elektrischen Last gewährleisten.
Diese Aufgabe wird mit den Gegenständen der Patentansprüche 1 und 18 sowie dem Verfahren gemäß Patentanspruch 21 gelöst. Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind jeweils Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Erfindungsgemäß umfasst eine Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion einen Vorwärtszweig und einen Rückkopplungszweig, der mit dem Vorwärtszweig gekoppelt ist. Der Vorwärtszweig weist einen ersten Lastanschluss auf. An den ersten Lastanschluss ist eine elektrische Last anschließbar. Der Rückkopplungszweig umfasst eine Abtastvorrichtung. Die Abtastvorrichtung ist zum Abtasten einer Spannung, die an der elektrischen Last abgreifbar ist, ausgelegt. Die elektrische Last ist pulsweitenmoduliert mit elektrischer Energie versorgbar.
Dabei ist die elektrische Last zwischen den ersten Lastanschluss und einen zweiten Lastanschluss angeordnet. Der zweite Lastanschluss ist über eine Stromsenkenanordnung mit einem Bezugspotenzialanschluss verbunden. Die Abtastvorrichtung umfasst einen ersten Schalter, der an einem ersten Anschluss mit dem zweiten Lastanschluss zum Anschließen der elektrischen Last gekoppelt ist, und einen ersten Kondensator. Der erste Kondensator ist an einer Elektrode mit einem zweiten Anschluss des ersten Schalters verbunden und an einer weiteren Elektrode mit dem ersten Lastanschluss des Vorwärtszweigs gekoppelt.
Mittels des Vorwärtszweigs der Schaltungsanordnung wird an dem ersten Lastanschluss eine Ausgangsspannung bereitgestellt. Aufgrund des pulsweitenmodulierten Betriebs der elektrischen Last weist die Energie, die von dem Vorwärtszweig der Schaltungsanordnung an die elektrische Last abgegeben wird, ebenfalls eine pulsweitenmodulierte Form auf. Mittels der Abtastvorrichtung in dem Rückkopplungszweig kann ein Zeitpunkt eingestellt werden, an dem eine an der elektrischen Last abgreifbare Spannung abgetastet wird und von dem Rückkopplungszweig dem Vorwärtszweig zur Steuerung der Spannungskonversion bereitgestellt wird.
Mit Vorteil kann mittels der Abtastvorrichtung eine Taktphase und ein Zeitpunkt in der Taktphase, an dem das an der elektrischen Last abgreifbare Signal abgetastet wird, eingestellt werden, so dass von dem Rückkopplungszweig dem Vorwärtszweig eine Information bereitgestellt wird, die in erster Näherung unabhängig von den beiden Taktphasen des pulsweitenmodulierten Betriebs der elektrischen Last ist.
Die Schaltungsanordnung kann zum Betrieb von mindestens einer Leuchtdiode als elektrischer Last vorgesehen sein. Mit Vorteil kann mittels des Tastverhältnisses eine Helligkeit, welche die LED zur Verfügung stellt, eingestellt werden. Dabei kann eine lineare Beziehung zwischen der Helligkeit und dem Tastverhältnis bestehen. Mit Vorteil wird die Leuchtdiode in einer eingeschalteten Phase des pulsweitenmodulierten Betriebs mit jeweils dem gleichen Strom betrieben, so dass sich ein Farbspektrum der Leuchtdiode auch bei einer Änderung der Helligkeit nicht verändert. Mit Vorteil können beispielsweise Frequenzen über 20 Kilohertz für den pulsweitenmodulierten Betrieb verwendet werden, da bei derartigen Frequenzen keine hörbaren mechanischen Schwingungen von Bauelementen in einem System wie etwa einem Gerät der Mobilkommunikation auftreten. Mit Vorteil ist aufgrund der Abtastvorrichtung im Rückkopplungszweig ein Signal, das dem Vorwärtszweig zur Steuerung bereitgestellt wird, von der Frequenz der Pulsweitenmodulation näherungsweise unabhängig.
In einer Ausführungsform weist der erste Schalter einen Steueranschluss auf, der mit einem Takteingang der Schaltungsanordnung verbunden ist. Der Takteingang ist zur Zuführung eines pulsweitenmodulierten Taktsignals an die Schaltungsanordnung vorgesehen. Der erste Schalter kann als Bipolar-Transistor ausgebildet sein. Alternativ kann der erste Schalter als Metall-Oxid-Halbleiter Feldeffekttransistor, abgekürzt MOSFET, realisiert sein. Der erste Schalter kann als p-Kanal MOSFET ausgebildet sein. Mit Vorteil ist der erste Schalter als n-Kanal MOSFET ausgebildet. In einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist der erste Schalter als Transmission-Gate realisiert und weist eine Parallelschaltung eines n-Kanal und eines p-Kanal MOSFETs auf.
Die Abtastvorrichtung kann als Abtasthalteschaltung realisiert sein und kann ein Halteglied umfassen.
Mit Vorteil weist die Abtastvorrichtung den ersten Kondensator auf. Eine Elektrode des ersten Kondensators ist an einem zweiten Anschluss des ersten Schalters angeschlossen.
In einer Ausführungsform ist die weitere Elektrode des ersten Kondensators an dem ersten Lastanschluss angeschlossen. In einer anderen Ausführungsform ist die weitere Elektrode des ersten Kondensators mit dem ersten Lastanschluss gekoppelt. Ein zweiter Kondensator kann vorgesehen sein, der die weitere Elektrode des ersten Kondensators mit dem ersten Lastanschluss verbindet. Somit wird mit Vorteil ein Spannungssprung an der Ausgangsspannung über den ersten beziehungsweise über den ersten und den zweiten Kondensator dem zweiten Anschluss des ersten Schalters zugeführt.
In einer Ausführungsform umfasst der Rückkopplungszweig einen Verstärker, der an einem zweiten Eingang mit dem zweiten Anschluss des ersten Schalters verbunden ist. Ein Ausgang des Verstärkers ist mit dem Vorwärtszweig verbunden. Einem ersten Eingang des Verstärkers ist eine Referenzspannung zuführbar. Ein Signal an dem Ausgang des Verstärkers kann in Abhängigkeit einer Differenz der Signale an dem ersten und dem zweiten Eingang des Verstärkers bereitgestellt werden. Der Verstärker kann als Differenzverstärker realisiert sein, der eine Differenz der beiden anliegenden Eingangsspannungen ver stärkt und ein analoges Signal an dem Ausgang des Verstärkers bereitstellt. Der Verstärker kann als Operationsverstärker, englisch voltage feedback operational amplifier, vorgesehen sein. Alternativ kann der Verstärker als Komparator ausgebildet sein und an dem Ausgang ein digitales Signal bereitstellen. In einer weiteren alternativen Ausführungsform kann der Verstärker als Transkonduktanzverstärker, englisch operational transconductance amplifier, abgekürzt OTA, realisiert sein.
In einer Ausführungsform weist der Rückkopplungszweig eine Stromsenkenanordnung auf, die über einen zweiten Lastanschluss mit der elektrischen Last gekoppelt ist. Die Stromsenkenanordnung ist dazu ausgelegt, einen durch die elektrische Last fließenden Laststrom in Pulsweitenform zu modulieren. Die elektrische Last ist zwischen dem ersten Lastanschluss und dem zweiten Lastanschluss angeordnet. In einer Ausführungsform ist der erste Anschluss des ersten Schalters mit dem zweiten Lastanschluss verbunden. Die Stromsenkenanordnung kann mit dem Takteingang verbunden sein.
Bevorzugt ist in der Stromsenkenanordnung ein Stromsenkenschalter angeordnet, der mit dem Takteingang der Schaltungsanordnung zur Zuführung des pulsweitenmodulierten Taktsignals verbunden ist. Die Stromsenkenanordnung kann einen Widerstand aufweisen, der seriell zu dem Stromsenkenschalter geschaltet ist, sodass eine Serienschaltung, umfassend den Widerstand und den Stromsenkenschalter, den zweiten Lastanschluss mit dem Bezugspotenzialanschluss verbindet.
In einer Ausführungsform weist die Stromsenkenanordnung einen MOSFET auf, der mittels einer Steuerspannung an einem Steueranschluss entsprechend dem pulsweitenmodulierten Taktsignal ein- beziehungsweise ausgeschaltet wird. Mittels eines Werts der Steuerspannung in der eingeschalteten Phase des Taktsignals kann ein Wert für den Laststrom eingestellt werden.
Mit Vorteil umfasst die Stromsenkenanordnung einen Stromspiegel. In einer Ausführungsform umfasst der Stromspiegel der Stromsenkenanordnung den Stromsenkenschalter.
In einer Ausführungsform kann der Vorwärtszweig zur Spannungswandlung einer Wechselspannung in eine Gleichspannung vorgesehen sein. In einer anderen Ausführungsform dient der Vorwärtszweig zur Abwärtskonversion einer Gleichspannung. In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Vorwärtszweig für eine Aufwärtskonversion einer Gleichspannung ausgebildet.
Der Vorwärtszweig umfasst einen Eingang zum Koppeln mit einer Versorgungsquelle. Der Vorwärtszweig kann einen Steuerschalter aufweisen, der an einem ersten Anschluss mit dem Eingang und an einem zweiten Anschluss mit dem Bezugspotenzialanschluss verbunden ist. Der Vorwärtszweig kann eine Steuerungsanordnung aufweisen, die zwischen der Rückkopplungsanordnung und einen Steueranschluss des Steuerschalters geschaltet ist.
Eine Periodendauer eines Steuersignals, welches dem Steueranschluss des Steuerschalters zugeführt wird, kann unabhängig von einer Periodendauer des pulsweitenmodulierten Taktsignals sein. Das pulsweitenmodulierte Taktsignal kann somit mit Vorteil eine geringere Periodendauer und damit eine höhere Frequenz als das Steuersignal aufweisen. Somit kann eine elektrische Last mit einer Spannung versorgt werden, die nur wenige Frequenzanteile in einem hörbaren Spektrum aufweist, welches Frequenzen kleiner als zwanzig Kilohertz umfasst.
In einer Ausführungsform weist der Vorwärtszweig eine Diode auf, die den Eingang der Schaltungsanordnung mit dem ersten Lastanschluss koppelt. Bevorzugt ist die Diode als Schottky-Diode ausgebildet und zeigt eine geringe Durchlassspannung. Alternativ weist der Vorwärtszweig einen zweiten Schalter zur Kopplung des Eingangs der Schaltungsanordnung mit dem ersten Lastanschluss auf. Der zweite Schalter kann als MOSFET realisiert sein.
Die Schaltungsanordnung kann auf einem Halbleiterkörper realisiert sein. Zur Herstellung der Schaltungsanordnung auf dem Halbleiterkörper kann eine Bipolar-Integrationstechnik verwendet werden. Bevorzugt wird zur Herstellung der Schaltungsanordnung auf dem Halbleiterkörper eine Complementary Metal Oxide Semiconductor Integrationstechnik, abgekürzt CMOS-Integrationstechnik, eingesetzt.
In einer Ausführungsform nach dem vorgeschlagenen Prinzip umfasst ein Spannungskonverter die Schaltungsanordnung und eine Induktivität, die eine Versorgungsquelle mit dem Eingang der Schaltungsanordnung verbindet. In einer Ausführungsform kann die elektrische Last eine Leuchtdiode aufweisen. Alternativ kann die elektrische Last mehrere in Serie geschaltete Leuchtdioden umfassen.
Der Spannungskonverter kann für eine Anzeige- oder Beleuchtungseinrichtung eingesetzt sein. Der Spannungskonverter kann als Gleichspannungs-/Gleichspannungswandler, englisch direct current/direct current-converter, abgekürzt DC/DC-Converter, verwendbar sein.
Erfindungsgemäß sieht ein Verfahren zur Spannungskonversion folgende Schritte vor: Einer elektrischen Last wird elektrische Energie pulsweitenmoduliert bereitgestellt. Die elektrische Last ist zwischen einen ersten Lastanschluss und einen zweiten Lastanschluss angeordnet. Der zweite Lastanschluss ist über eine Stromsenkenanordnung mit einem Bezugspotenzialanschluss verbunden. Eine Rückkoppelspannung, die an dem zweiten Lastanschluss der elektrischen Last abgreifbar ist, wird abgetastet. Die Abtastung erfolgt in einer ersten Taktphase, während der die elektrische Last mit elektrischer Energie versorgt wird. Der Wert der Rückkoppelspannung, welcher an dem Ende der ersten Taktphase abgreifbar ist, wird in einer zweiten Taktphase gehalten. Während der zweiten Taktphase wird die elektrische Last nicht mit elektrischer Energie versorgt. Eine Spannungskonversion wird in Abhängigkeit von der Rückkoppelspannung gesteuert. Mittels der Spannungskonversion wird elektrische Energie für die elektrische Last bereitgestellt. Dabei erhöht sich die Rückkoppelspannung während der zweiten Taktphase, sofern eine Ausgangsspannung, die an dem ersten Lastanschluss bereitgestellt wird, in der zweiten Taktphase ansteigt.
In einer Weiterbildung wird der Wert der Rückkoppelspannung in der zweiten Taktphase um näherungsweise den Wert erhöht, um den eine Ausgangsspannung des Spannungskonverters ansteigt.
In einer Weiterbildung wird nicht in jeder ersten Taktphase die Rückkoppelspannung abgetastet, sondern erfolgt ein Abtasten in jeder zweiten der ersten Taktphasen. Alternativ erfolgt das Abtasten in jeder n-ten ersten Taktphase.
In einer Ausführungsform wird während der gesamten ersten Taktphase die elektrische Last mit Energie versorgt und die Rückkoppelspannung an dem Anschluss der elektrischen Last abgegriffen. In einer anderen Ausführungsform kann eine Zeitspanne, während der die Rückkoppelspannung abgegriffen wird, kleiner als eine Zeitspanne der ersten Taktphase sein, aber innerhalb der ersten Taktphase liegen.
Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Figuren näher erläutert. Funktions- beziehungsweise wirkungsgleiche Bauelemente tragen gleiche Bezugszeichen. Insoweit sich Schaltungsteile oder Bauelemente in ihrer Funktion entsprechen, wird deren Beschreibung nicht in jeder der folgenden Figuren wiederholt.
1A zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion,
1B zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
2A zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform einer Abtastvorrichtung,
2B zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform eines Verstärkers,
3 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Stromsenkenanordnung und
4A und 4B zeigen beispielhafte Ausführungsformen eines ersten Schalters.
1A zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion. Die Schaltungsanordnung 1 umfasst einen Vorwärtszweig 60 und einen Rückkopplungszweig 61. Der Rückkopplungszweig 61 weist eine Stromsenkenanordnung 50 auf, der eine Abtastvorrichtung 30 nachgeschaltet ist, der wiederum ein Verstärker 20 nachgeschaltet ist. Der Rückkopplungszweig 61 ist ausgangsseitig mit dem Vorwärtszweig 60 gekoppelt. Der Vorwärtszweig 60 weist eine Steuerungsanordnung 14 auf, die eingangsseitig mit dem Rückkopplungszweig 61 gekoppelt ist und der ein Steuerschalter 10 nachgeschaltet ist, dem wiederum eine Diode 15 nachgeschaltet ist. Ein Anschluss der Diode 15 ist mit einem ersten Lastanschluss 45 verbunden. Eine elektrische Last 47 ist zwischen dem ersten Lastanschluss 45 und einem zweiten Lastanschluss 46 angeordnet. Die elektrische Last 47 umfasst in dieser Ausführungsform fünf Leuchtdioden, die in Serie zueinander geschaltet sind.
Der zweite Lastanschluss 46 ist über die Stromsenkenanordnung 50 mit einem Bezugspotenzialanschluss 8 verbunden. Die Stromsenkenanordnung 50 weist einen Stromsenkenschalter 51 und eine Stromquelle 52 auf, die seriell zueinander und zwischen den zweiten Lastanschluss 46 und den Bezugspotenzialanschluss 8 geschaltet sind. Ein Steueranschluss des Stromsenkenschalters 51 ist mit einem Takteingang 44 der Schaltungsanordnung 1 verbunden. Die Abtastvorrichtung 30 weist einen ersten Schalter 31 auf, der an einem ersten Anschluss 32 mit dem zweiten Lastanschluss 46, an einem zweiten Anschluss 33 über einen ersten Kondensator 35 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 und an einem Steueranschluss 34 mit dem Takteingang 44 der Schaltungsanordnung 1 gekoppelt ist. Der zweite Anschluss 33 des ersten Schalters 31 ist an einem zweiten Eingang 22 des Verstärkers 20 angeschlossen. Der Verstärker 20 ist an einem Ausgang 23 mit der Steuerungsanordnung 14 verbunden. Der Steuerschalter 10 ist als n-Kanal MOSFET realisiert und umfasst einen Steueranschluss 13, der mit der Steuerungsanordnung 14 verbunden ist, einen ersten Anschluss 11, der mit einem Eingang 2 der Schaltungsanordnung 1 und mit einem weiteren Anschluss der Diode 15 verbunden ist und einen zweiten Anschluss 12, der mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 verbunden ist. Die Diode 15 koppelt den Eingang 2 der Schaltungsanordnung mit dem ersten Lastanschluss 45. An dem ersten Lastanschluss 45 ist ein erster Stützkondensator 48 angeschlos sen. Der Eingang 2 der Schaltungsanordnung 1 ist über eine Induktivität 3 mit einer Versorgungsquelle 5 verbunden. An der Versorgungsquelle 5 ist ein zweiter Stützkondensator 4 angeschlossen. Die Induktivität 3 ist als Spule ausgebildet.
An dem Takteingang 44 wird der Schaltungsanordnung 1 ein pulsweitenmoduliertes Signal PWM zugeführt. Das pulsweitenmodulierte Signal PWM weist eine Periodendauer Tpwm auf. In einer ersten Taktphase ist der Stromsenkenschalter 51 geschlossen, so dass durch die elektrische Last 47 ein Laststrom Iled fließt, der mittels der Stromquelle 52 eingestellt wird. Während der ersten Taktphase ist ebenso der erste Schalter 31 geschlossen, so dass eine Senkenspannung Vsink, welche an dem zweiten Lastanschluss 46 abgreifbar ist, über den ersten Schalter 31 als Rückkoppelspannung Vfb dem zweiten Eingang 22 des Verstärkers 20 zugeführt wird und an dem ersten Kondensator 35 anliegt. In einer zweiten Taktphase sind der Stromsenkenschalter 51 und der erste Schalter 31 offen. Somit weist der Laststrom Iled, welcher in der zweiten Taktphase durch die elektrische Last 47 fließt, den Wert Null auf. Da der erste Schalter 31 in der zweiten Taktphase offen geschaltet ist, hat ein Anstieg der Senkenspannung Vsink an dem zweiten Lastanschluss 46 keinen Einfluss auf die Steuerung der Schaltungsanordnung 1. Mittels des ersten Kondensators 35 wird ein Wert der Rückkoppelspannung Vfb, der am Ende der ersten Taktphase an dem ersten Kondensator 35 anlag, während der zweiten Taktphase gehalten. Da ein Eingangswiderstand des zweiten Anschlusses 22 des Verstärkers 20 und ein Eingangswiderstand des zweiten Anschlusses 33 des ersten Schalters 31 sehr hohe Werte aufweisen, sinkt die Rückkoppelspannung Vfb während der zweiten Taktphase nur geringfügig ab. Dem ersten Anschluss 21 des Verstärkers 20 wird eine Referenzspannung Vref zugeführt.
Ein mittels des Verstärkers 20 bereitgestelltes Signal, das in Abhängigkeit von der Differenz der Referenzspannung Vref und der Rückkoppelspannung Vfb bereitgestellt wird, wird der Steueranordnung 14 zugeleitet. Sinkt die Rückkoppelspannung Vfb unter die Referenzspannung Vref, so steuert die Steuerungsanordnung 14 den Steuerschalter 10 mittels eines Steuersignals St so an, dass er leitend geschaltet ist. Somit kann ein Ladestrom 11 von der Versorgungsquelle 5 über die Induktivität 3 und den Steuerschalter 10 zu dem Bezugspotenzialanschluss 8 fließen. In der Induktivität 3 wird somit elektrische Energie gespeichert. Nach Ablauf einer einstellbaren Zeit, während der der Steuerschalter 10 geschlossen ist, wird der Steuerschalter 10 geöffnet. Der Ladestrom Il fließt in einer folgenden Phase, während der der Steuerschalter 10 offen ist, anstelle durch den Steuerschalter 10 durch die Diode 15 und lädt den ersten Stützkondensator 48 auf. An dem ersten Stützkondensator 48 ist eine Ausgangsspannung Vdc der Schaltungsanordnung 1 abgreifbar. Mittels der Ausgangsspannung Vdc wird die elektrische Last 47 und die Stromsenkenanordnung 50 mit elektrischer Energie versorgt.
Somit wird mit Vorteil Energie im ersten Stützkondensator 48 vor allem dann gespeichert, wenn sich während der ersten Taktphase die Senkenspannung Vsink unter dem Wert der Referenzspannung Vref befindet. Das Aufladen des ersten Stützkondensators 48 erfolgt somit unabhängig von der Periodendauer Tpwm sowie der Dauer der ersten und der Dauer der zweiten Taktphase des pulsweitenmodulierten Signals PWM. Das Öffnen des Stromsenkenschalters 51 kann einen Anstieg der Stromsenkenspannung Vsink bis nahezu auf den Wert der Ausgangsspannung Vdc zur Folge haben. Mit Vorteil ist daher der erste Schalter 31 ebenfalls offen, sofern der Stromsenkenschalter 51 offen ist. Damit wird vermieden, dass ein Aufladen des ersten Stützkondensators 48 in der zweiten Taktphase unterbleibt, obwohl das Aufladen für die Versorgung der elektrischen Last 47 in der folgenden erste Taktphase gewünscht ist.
1B zeigt eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung 1 gemäß 1A. Gemäß 1B weist die Abtastvorrichtung 30' den ersten Schalter 31 und die erste Kapazität 35, die an einer ersten Elektrode 36 mit dem zweiten Anschluss 33 des ersten Schalters 31 verbunden ist, auf. Im Unterschied zu 1A ist in der Schaltungsanordnung 1 gemäß 1B eine zweite Elektrode 37 der ersten Kapazität 35 mit einem Knoten gekoppelt, welcher über einen zweiten Kondensator 38 und einen ersten Widerstand 39 mit dem ersten Lastanschluss 45 und über einen zweiten Widerstand 40 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 verbunden ist.
Wie in der Schaltungsanordnung gemäß 1A wird das pulsweitenmodulierte Signal PWM über den Takteingang 44 dem ersten Schalter 31 und dem Stromsenkenschalter 51 zugeführt. In der ersten Taktphase sind beide Schalter 31, 51 geschlossen und in der zweiten Taktphase offen. Der Strom Iled durch die elektrische Last 47 aus Leuchtdioden wird somit gemäß dem pulsweitenmodulierten Signal PWM moduliert und dadurch die durchschnittliche Helligkeit eingestellt.
Beim Ausschalten des Steuerschalters 10 tritt eine Spannungsüberhöhung an dem Eingang 2 auf, die zu einem Stromfluss durch die Diode 15 und einem schnellen Anstieg der Ausgangsspannung Vdc an dem ersten Lastanschluss 45 führt. Dieser schnelle Anstieg der Ausgangsspannung Vdc wird mittels der Serienschaltung, umfassend den ersten und den zweiten Kondensator 37, 38, auf die Rückkoppelspannung Vfb übertragen. Somit erhöht sich die Rückkoppelspannung Vfb während der zwei ten Taktphase des pulsweitenmodulierten Signals PWM, sofern die Ausgangsspannung Vdc in der zweiten Taktphase erhöht wird. In der ersten Taktphase wird die Rückkoppelspannung Vfb durch die niederohmige Verbindung des zweiten Eingangs 22 des Verstärkers 20 zu dem zweiten Lastanschluss 46 auf den Wert der Senkenspannung Vsink eingestellt, so dass die Serienschaltung, umfassend den ersten und den zweiten Kondensator 37, 38, nur einen geringen Einfluss auf die Rückkoppelspannung Vfb aufweist.
Steigt die Rückkoppelspannung Vfb über die Referenzspannung Vref, wird somit von der Steuerungsanordnung 14 weder in der ersten noch in der zweiten Taktphase ein weiterer Aufladevorgang zum Erhöhen der Ausgangsspannung Vdc initiiert. Mit Vorteil folgt eine Erhöhung der Ausgangsspannung Vdc somit ausschließlich dann, wenn die Ausgangsspannung Vdc derart klein ist, dass die Rückkoppelspannung Vfb unter dem Wert der Referenzspannung Vref ist.
In einer alternativen Ausführungsform ist anstelle der Diode 15 ein zweiter Schalter 16 vorgesehen, der den Eingang 2 mit dem ersten Lastanschluss 45 verbindet, und offen geschaltet ist, wenn der Steuerschalter 10 geschlossen wird.
2A zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform der Rückkopplungsschaltung, wie sie in den Schaltungsanordnungen gemäß den 1A und 1B eingesetzt werden kann. Die Rückkopplungsschaltung 30'' gemäß 2A weist den ersten Schalter 31 und den ersten Kondensator 35 auf. Die zweite Elektrode 37 des ersten Kondensators 35 ist mit dem zweiten Lastanschluss 45 verbunden. Ein schneller Anstieg der Ausgangsspannung Vdc wird bei einem offenen Zustand des ersten Schalters 31 mittels des ersten Kondensators 37 auf die Rück koppelspannung Vfb übertragen. Somit erhöht sich die Rückkoppelspannung Vfb während der zweiten Taktphase des pulsweitenmodulierten Signals PWM, sofern die Ausgangsspannung Vdc in der zweiten Taktphase erhöht wird.
2B zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform des Verstärkers, wie sie in den Schaltungsanordnungen gemäß den 1A und 1B eingesetzt werden kann. Der Verstärker 20' gemäß 2B umfasst einen Transkonduktanzverstärker 24, dem eine Impedanz 65 nachgeschaltet ist. Die Impedanz 65 verbindet einen Ausgang 27 des Transkonduktanzverstärkers 24 mit dem Bezugspotentialanschluss 8 und ist als Tiefpass ausgebildet. Die Impedanz 65 umfasst einen Kondensator 66, der zwischen den Ausgang 27 des Transkonduktanzverstärkers 24 und den Bezugspotentialanschluss 8 geschaltet ist, sowie eine Serienschaltung aus einem Widerstand 67 und einem weiteren Kondensator 68, die ebenfalls zwischen den Ausgang 27 des Transkonduktanzverstärkers 24 und den Bezugspotentialanschluss 8 geschaltet ist. Ein zweiter Eingang 26 des Transkonduktanzverstärkers 24 ist mit dem zweiten Anschluss 33 des ersten Schalters 31 und der Ausgang 27 des Transkonduktanzverstärkers 24 ist mit der Steuerungsanordnung 14 verbunden.
Dem Transkonduktanzverstärker 24 wird an einem ersten Eingang 25 die Referenzspannung Vref und an dem zweiten Eingang 26 die Rückkoppelspannung Vfb zugeführt. Ist die Referenzspannung Vref größer als die Rückkoppelspannung Vfb, so gibt der Transkonduktanzverstärkers 24 ausgangsseitig einen positiven Strom Itr ab, der zu einem Anstieg einer Spannung an dem Eingang der Steuerungsanordnung 14 führt. Ist hingegen die Referenzspannung Vref kleiner als die Rückkoppelspannung Vfb, so gibt der Transkonduktanzverstärkers 24 ausgangsseitig einen negativen Strom Itr ab, der zu einer Verringerung der Spannung an dem Eingang der Steuerungsanordnung 14 führt. Durch die Tiefpassfunktion der Impedanz 65 wird die Spannung geglättet.
3 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Stromsenkenanordnung 50. Die Stromsenkenanordnung 50 weist den Stromsenkenschalter 51 und die Stromquelle 52 auf, die seriell zueinander und zwischen den zweiten Lastanschluss 46 und den Bezugspotenzialanschluss 8 geschaltet sind. Die Stromquelle 52 umfasst einen Stromspiegel 53. Der Stromspiegel 53 ist als Kaskode-Stromspiegel ausgebildet und weist einen ersten und einen zweiten Transistor 54, 55 auf, die in Serie zueinander geschaltet sind. Die Serienschaltung, umfassend den ersten und den zweiten Transistor 54, 55, koppelt den Stromsenkenschalter 51 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8. Darüber hinaus weist der Stromspiegel 53 einen dritten und einen vierten Transistor 56, 57 auf, die seriell zueinander geschaltet sind und einen Anschluss 58 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 verbinden. Die Steueranschlüsse des ersten und des dritten Transistors 54, 56 sind miteinander und mit einem ersten Anschluss des dritten Transistors 56 verbunden. Ebenso sind die Steueranschlüsse des zweiten und des vierten Transistors 55, 57 miteinander und mit einem ersten Anschluss des vierten Transistors 57 verbunden.
An dem Anschluss 58 wird dem Stromspiegel 53 ein Steuerstrom Ie zugeführt. Ein Wert des Laststromes Iled ist proportional zu dem Wert des Steuerstroms Ie multipliziert mit dem Größenverhältnis des ersten und des zweiten Transistors 55, 56 zu dem dritten und dem vierten Transistor 56, 57. Die vier Transistoren 54 bis 57 sind als MOSFETs ausgebildet. Sie sind bevorzugt als n-Kanal MOSFETs realisiert. Der Stromsenkenschal ter 51 ist ebenfalls bevorzugt als n-Kanal MOSFET realisiert. Mit Vorteil lässt sich mittels der Stromsenkenanordnung 50 der durch die elektrische Last 47 fließende Strom Iled begrenzen, so dass eine Überlastung der elektrischen Last 47 vermieden wird.
4A zeigt eine beispielhafte Ausführungsform des ersten Schalters 31. Der erste Schalter 31 ist als n-Kanal MOSFET ausgebildet. Alternativ kann der erste Schalter 31 als p-Kanal MOSFET realisiert sein.
4B zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform des ersten Schalters 31. Der erste Schalter 31 ist gemäß 4b als Transmission-Gate realisiert und umfasst somit einen p-Kanal Feldeffekttransistor 70 und einen n-Kanal Feldeffekttransistor 71, die beide an einem ersten Anschluss mit dem ersten Anschluss 32 des ersten Schalters 31 und an einem zweiten Anschluss mit dem zweiten Anschluss 33 des ersten Schalters 31 verbunden sind. Der Takteingang 44 ist direkt mit einem Steueranschluss des Transistors 71 und über einen Inverter 72 mit einem Steueranschluss des Transistors 70 verbunden. Mit Vorteil ist aufgrund der Ausbildung des ersten Schalters 31 als Transmission-Gate ein Spannungsabfall über dem ersten Schalter 31 gering.

1: Schaltungsanordnung
2: Eingang
3: Induktivität
4: zweiter Stützkondensator
5: Versorgungsquelle
6: Versorgungsspannungsanschluss
8: Bezugspotentialanschluss
10: Steuerschalter
11: erster Anschluss
12: zweiter Anschluss
13: Steueranschluss
14: Steuerungsanordnung
15: Diode
16: zweiter Schalter
20, 20': Verstärker
21: erster Eingang
22: zweiter Eingang
23: Ausgang
24: Transkonduktanzverstärker
25: erster Eingang
26: zweiter Eingang
27: Ausgang
30, 30', 30'': Abtastvorrichtung
31: erster Schalter
32: erster Anschluss
33: zweiter Anschluss
34: Steueranschluss
35: erster Kondensator
36: erste Elektrode
37: zweite Elektrode
38: zweiter Kondensator
39: erster Widerstand
40: zweiter Widerstand
44: Takteingang
45: erster Lastanschluss
46: zweiter Lastanschluss
47: elektrische Last
50: Stromsenkenanordnung
51: Stromsenkenschalter
52: Stromquelle
53: Stromspiegel
54, 55, 56, 57: Transistor
58: Anschluss
60: Vorwärtszweig
61: Rückkopplungszweig
65: Impedanz
66, 68: Kondensator
67: Widerstand
70: p-Kanal Feldeffekttransistor
71: n-Kanal Feldeffekttransistor
Ie: Steuerstrom
Il: Ladestrom
Iled: Laststrom
Itr: Strom
PWM: pulsweitenmoduliertes Signal
St: Steuersignal
t: Zeit
Tpwm: Periodendauer
Vdc: Ausgangsspannung
Vfb: Rückkoppelspannung
Vref: Referenzspannung
Vsink: Senkenspannung

Claims

Schaltungsanordnung zur Spannungskonversion, umfassend – einen Vorwärtszweig (60) mit einem ersten Lastanschluss (45), an den eine elektrischen Last (47) ankoppelbar ist, die pulsweitenmoduliert betreibbar ist, und – einen Rückkopplungszweig (61) mit einer Abtastvorrichtung (30) zum Abtasten einer an der elektrischen Last (47) abgreifbaren Spannung, der mit dem Vorwärtszweig (60) verbunden ist, wobei die elektrische Last (47) zwischen den ersten Lastanschluss (45) und einen zweiten Lastanschluss (46) angeordnet ist, der zweite Lastanschluss (46) über eine Stromsenkenanordnung (50) mit einem Bezugspotenzialanschluss (8) verbunden ist sowie die Abtastvorrichtung (30) einen ersten Schalter (31), der an einem ersten Anschluss (32) mit dem zweiten Lastanschluss (46) zum Anschließen der elektrischen Last (47) gekoppelt ist, und einen ersten Kondensator (35) umfasst, der an einer Elektrode (36) mit einem zweiten Anschluss (33) des ersten Schalters (31) verbunden ist und an einer weiteren Elektrode (37) mit dem ersten Lastanschluss (45) des Vorwärtszweigs (60) gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastvorrichtung (30) als Abtasthalteschaltung ausgebildet ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Schalter (31) einen Steueranschluss (34) umfasst, der mit einem Takteingang (44) der Schaltungsanordnung (1) zur Zuführung eines pulsweitenmodulierten Taktsignals (PWM) an den ersten Schalter (31) gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Schalter (31) als Metall-Oxid-Halbleiter Feldeffekttransistor oder als Parallelschaltung eines n-Kanal und eines p-Kanal Metall-Oxid-Halbleiter Feldeffekttransistors ausgebildet ist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die weitere Elektrode (37) des ersten Kondensators (35) mittels eines zweiten Kondensators (38) mit dem ersten Lastanschluss (45) gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die weitere Elektrode (37) des ersten Kondensators (35) mittels eines ersten Widerstands (39) mit dem ersten Lastanschluss (45) gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die weitere Elektrode (37) des ersten Kondensators (35) mittels eines zweiten Widerstands (40) mit dem Bezugspotentialanschluss (8) gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Rückkopplungszweig (61) einen Verstärker (20) umfasst, dem an einem ersten Eingang (21) eine Referenzspannung (Vref) zuleitbar ist, der an einem zweiten Anschluss (22) mit dem zweiten Anschluss (33) des ersten Schalters (31) und an einem Ausgang (23) mit dem Vorwärtszweig (60) gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärker (20) als Transkonduktanzverstärker (24) realisiert ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärker (20, 24) ausgangsseitig mit einer Impedanz (65) verbunden ist, die als Tiefpass realisiert ist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Rückkopplungszweig (61) die Stromsenkenanordnung (50) umfasst, die mit dem zweiten Lastanschluss (46) gekoppelt und zum pulsweitenmodulierten Betrieb der elektrischen Last (47) ausgelegt ist, wobei die elektrische Last (47) zwischen den ersten Lastanschluss (45) und den zweiten Lastanschluss (46) schaltbar ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromsenkenanordnung (50) einen Stromsenkenschalter (51) umfasst, der mit dem Takteingang (44) der Schaltungsanordnung (1) zur Zuführung des pulsweitenmodulierten Taktsignals (PWM) an den Stromsenkenschalter (51) gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromsenkenanordnung (50) einen Stromspiegel (53) umfasst.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Vorwärtszweig (60) für eine Aufwärtskonversion einer Gleichspannung (Vb) ausgelegt ist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Vorwärtszweig (60) – einen Eingang (2) zum Koppeln mit einer Versorgungsquelle (5), – einen Steuerschalter (10) mit einem ersten Anschluss (11), der mit dem Eingang (2) gekoppelt ist, und mit einem zweiten Anschluss (12), der mit dem Bezugspotentialanschluss (8) gekoppelt ist, und – eine Steuerungsanordnung (14), die eingangsseitig mit der Rückkopplungsanordnung (61) und ausgangsseitig mit einem Steueranschluss (13) des Steuerschalters (10) gekoppelt ist, umfasst.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass eine Periodendauer eines Steuersignals (St), das dem Steueranschluss (13) des Steuerschalters (10) zugeleitet wird, unabhängig von einer Periodendauer des pulsweitenmodulierten Taktsignals (PWM) ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Vorwärtszweig (60) eine Diode (15) oder einen zweiten Schalter (16) umfasst, die zwischen den Eingang (2) und den ersten Lastanschluss (45) geschaltet sind.
Spannungskonverter, umfassend eine Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 15 bis 17 und eine Induktivität (3), die zwischen einer Versorgungsquelle (5) und den Eingang (2) der Schaltungsanordnung (1) geschaltet ist.
Verwendung eines Spannungskonverters nach Anspruch 18 zur Aufwärtsspannungswandlung für eine Anzeige- oder Beleuchtungseinrichtung.
Verwendung eines Spannungskonverters nach Anspruch 18 zur Aufwärtsspannungswandlung für eine elektrische Last (47), die eine Leuchtdiode umfasst.
Verfahren zur Spannungskonversion, umfassend folgende Schritte: – pulsweitenmoduliertes Versorgen einer elektrischen Last (47) mit elektrischer Energie, wobei die elektrische Last (47) zwischen einen ersten Lastanschluss (45) und einen zweiten Lastanschluss (46) angeordnet ist und der zweite Lastanschluss (46) über eine Stromsenkenanordnung (50) mit einem Bezugspotenzialanschluss (8) verbunden ist, – Abtasten einer an dem zweiten Lastanschluss (46) der elektrischen Last (47) abgreifbaren Rückkoppelspannung (Vfb) in einer ersten Taktphase, während der die elektrische Last (47) mit elektrischer Energie versorgt wird, – Halten des Werts der abgetasteten Rückkoppelspannung (Vfb) in einer zweiten Taktphase, während der die elektrische Last (47) nicht mit elektrischer Energie versorgt wird, und – Steuern der Spannungskonversion in Abhängigkeit von der Rückkoppelspannung (Vfb), wobei sich die Rückkoppelspannung (Vfb) während der zweiten Taktphase erhöht, sofern eine Ausgangsspannung (Vdc), die an dem ersten Lastanschluss (45) bereitgestellt wird, in der zweiten Taktphase ansteigt.
Verfahren nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch Erhöhen des Werts der Rückkoppelspannung (Vfb) in der zweiten Taktphase um näherungsweise einen Wert einer Spannungserhöhung an einem Anschluss der elektrischen Last (47) während der zweiten Taktphase.
Verfahren nach Anspruch 21 oder 22, gekennzeichnet durch – Aufladen einer Induktivität (3) mit elektrischer Energie durch Schalten eines Steuerschalters (10), der in Serie mit der Induktivität (3) zwischen einer Versorgungsquelle (5) und einen Bezugspotentialanschluss (8) geschaltet ist, in einen niederohmigen Betriebszustand, – Abgeben von in der Induktivität (3) gespeicherter elektrischer Energie an eine elektrische Last (47) durch Schalten des Steuerschalters (10) in einen hochohmigen Betriebszustand.
Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 23, gekennzeichnet durch unabhängiges Einstellen einer Periodendauer eines Steuersignals (St), das dem Steuerschalter (10) zugeleitet wird, und einer Periodendauer eines pulsweitenmodulierten Taktsignals (PWM), mit welchem die elektrische Last (47) betrieben wird.