DE102005032982B4

DE102005032982B4 - Method and device for analog-to-digital conversion of an input signal

Info

Publication number: DE102005032982B4
Application number: DE102005032982A
Authority: DE
Inventors: Stephan Braun; Peter Russer
Original assignee: Technische Universitaet Muenchen
Current assignee: Gauss Instruments Gesellschaft fur Auto De GmbH
Priority date: 2004-07-14
Filing date: 2005-07-14
Publication date: 2010-04-22
Anticipated expiration: 2025-07-15
Also published as: DE102005032982A1

Abstract

Verfahren zur Analog-Digital-Wandlung eines Eingangssignals, wobei das Eingangssignal in eine Mehrzahl von Amplitudenbereichen aufgeteilt wird und einer Mehrzahl von Kanälen zur Digitalisierung bereitgestellt wird, wobei eine untere und eine obere Grenze zumindest eines der Mehrzahl von Kanälen einstellbar ist,
gekennzeichnet durch,
Abtasten des Eingangssignals durch zumindest einen Analog-Digital-Wandler;
basierend auf dem digitalisierten Eingangssignal, Ermitteln der statistischen Verteilung der Amplitudenwerte im gesamten Amplitudenbereich des Eingangssignals; und
basierend auf der statistischen Verteilung der Amplitudenwerte, Einstellen der unteren und der oberen Grenze des zumindest einen Kanals, um den Amplitudenbereich in Bereiche, die mit einer hohen Auflösung abgetastet werden, und in Bereiche, die mit einer niedrigen Auflösung abgetastet werden, aufzuteilen, so dass sich bei einer nachfolgenden Überlagerung der digitalisierten Signale von der Mehrzahl der Kanäle ein Signal-Rausch-Abstand oder ein verzerrungsfreier Dynamikbereich für das digitalisierte Eingangssignal einstellt, der gegenüber einer festgelegten Aufteilung des Eingangssignals in die Mehrzahl von Amplitudenbereichen erhöht...A method for analog-to-digital conversion of an input signal, wherein the input signal is divided into a plurality of amplitude ranges and provided to a plurality of channels for digitization, wherein a lower and an upper limit of at least one of the plurality of channels is adjustable,
marked by,
Sampling the input signal by at least one analog-to-digital converter;
based on the digitized input signal, determining the statistical distribution of the amplitude values over the entire amplitude range of the input signal; and
based on the statistical distribution of the amplitude values, adjusting the lower and upper limits of the at least one channel to divide the amplitude range into areas scanned at a high resolution and areas scanned at a low resolution such that In a subsequent superimposition of the digitized signals from the plurality of channels, a signal-to-noise ratio or a distortion-free dynamic range for the digitized input signal is established, which increases in relation to a defined division of the input signal into the plurality of amplitude ranges.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Analog-Digital-Wandlung eines Eingangssignals, insbesondere auf ein Verfahren und eine Vorrichtung bei der das Eingangssignal in eine Mehrzahl von Amplitudenbereichen aufgeteilt wird und einer Mehrzahl von Kanälen zur Digitalisierung bereitgestellt wird, wobei die Eingangssignale vorzugsweise aus einer Zeitbereichsmessung von Störaussendungen im Bereich der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) auftreten.The The present invention relates to a method and an apparatus for analog-to-digital conversion of an input signal, in particular to a method and apparatus in which the input signal is divided into a plurality of amplitude ranges and one Plurality of channels is provided for digitization, wherein the input signals preferably from a time domain measurement of interference emissions in the field of electromagnetic compatibility (EMC).

Aufgrund der rapiden Entwicklung von neuen elektronischen Produkten und aufgrund des Entstehens neuer Technologien stellt die Fähigkeit, eine elektromagnetische Verträglichkeit zu erreichen und zu verbessern, eine Hauptherausforderung bei der Entwicklung elektronischer Produkte dar. Zur Messung der Störaussendungen elektrischer und elektronischer Systeme zur Untersuchung der elektromagnetischen Verträglichkeit derselben werden gegenwärtig hauptsächlich Messempfänger verwendet, die sequentiell enge Frequenzbänder der Störsendung messen, wodurch eine genaue Messung des Leistungsspektrums der Störaussendungen ermöglicht wird. Solche Messempfänger sind beispielsweise von P. Weiß, u. a., in „EMVU-Messtechnik”, Vieweg Verlag, ISBN 3-528-03901-9, 2000 beschrieben und basiert auf dem Standard CISPR 16-1 und CISPR 16-2 (CISPR = Specification for Radio Disturbance and Immunity Measuring Apparatus and Methods; Part 1: Radio Disturbance and Immunity Measuring Apparatus; Part 2: Methods of Measurements of Disturbances and Immunity). Aufgrund der sequentiellen Messung ist diese Vorgehensweise jedoch mit dem Nachteil behaftet, dass die sich einstellenden Messzeiten sehr lang sind.by virtue of the rapid development of new electronic products and due the emergence of new technologies represents the ability to create an electromagnetic compatibility To reach and improve, a major challenge in the Development of electronic products. For the measurement of emissions electrical and electronic systems for the study of electromagnetic compatibility they become the same mainly measuring receivers used to measure sequentially narrow frequency bands of the jamming, creating a accurate measurement of the power spectrum of the emissions is possible. Such measuring receivers are for example from P. White, u. a., in "EMVU-Messtechnik", Vieweg Publisher, ISBN 3-528-03901-9, 2000 described and based on the Standard CISPR 16-1 and CISPR 16-2 (CISPR = Specification for Radio Disturbance and Immunity Measuring Apparatus and Methods; Part 1: Radio Disturbance and Immunity Measuring Apparatus; Part 2: Methods of Measurements of Disturbances and Immunity). Due to the sequential Measurement, however, this procedure has the disadvantage that that the measuring times are very long.

Ein bekanntes Verfahren, welches zu wesentlich verkürzten Messzeiten führt, besteht darin, die zu messenden Störsignale im Zeitbereich zu erfassen, breitbandig zu digitalisieren und durch eine digitale Signalauswertung das Leistungsspektrum sowie andere relevante Daten zu berechnen.One known method, which leads to significantly shorter measurement times exists in it, the interfering signals to be measured to record in the time domain, to digitize in broadband and by a digital signal evaluation the power spectrum as well as others calculate relevant data.

Auf dem Gebiet der EMV-Messtechnik im Zeitbereich existieren bereits einige wissenschaftliche Vorarbeiten, wie beispielsweise von C. Keller, K. Feser, „Fast Emission Measurement In Time Domain”, EMC Zürich, Papier Nr. 70K7, 2/2001, E. L. Bronaugh, „An Advanced Electromagnetic Interference Meter for the Twenty-First Century”, EMC Zürich, Papier Nr. 42H5, 3/1989, U. Reinhardt, K. Feser, K. Feurer, „Vergleich von EMV-Messungen im Frequenz- und Zeitbereich anhand praktischer Beispiele aus der Fahrzeugtechnik”, S. 729–738, EMV 96, ISBN 3-8007-2164-3, VDE Verlag, A. S. Podgorski, A. Kälin, J. Baran, „Neuartige elektromagnetische Systeme für Emissions- und Suszeptibilitätsprüfungen mittels breitbandigen CW- und Impulsmessungen”, S. 475–482, EMV 98, ISBN 3-8007-2324-7, VDE Verlag, J. Wilbert, H. Henning, H. Schwarz, „Eine schnelle Methode im Zeitbereich zur Emissionsmessung bei Schienenfahrzeugen”, S. 649–656, EMV 98, ISBN 3-8007-2324-7, VDE Verlag, und A. Schütte, H. C. Kärner, „Comparison of Time Domain and Frequency Domain Electromagnetic Susceptibility Testing”, IEEE EMC, S. 64–67, Chicago, Aug. 1994.On In the field of EMC measurement technology in the time domain already exist some scientific preparatory work, such as C. Keller, K. Feser, "Almost Emission Measurement In Time Domain ", EMC Zurich, paper no. 70K7, 2/2001, E.L. Bronaugh, "An Advanced Electromagnetic Interference Meter for the Twenty-First Century " EMC Zurich, Paper No. 42H5, 3/1989, U. Reinhardt, K. Feser, K. Feurer, "Vergleich of EMC measurements in the frequency and time domain based on practical Examples from the vehicle technology ", S. 729-738, EMV 96, ISBN 3-8007-2164-3, VDE Verlag, A.S. Podgorski, A. Kälin, J. Baran, "Novel electromagnetic systems for Emission and susceptibility checks by means of broadband CW and pulse measurements ", p. 475-482, EMV 98, ISBN 3-8007-2324-7, VDE Verlag, J. Wilbert, H. Henning, H. Schwarz, "A Fast Method in Time range for emission measurement in rail vehicles ", p. 649-656, EMC 98, ISBN 3-8007-2324-7, VDE Verlag, and A. Schütte, H.C. Kärner, "Comparison of Time Domain and Frequency Domain Electromagnetic Susceptibility Testing " IEEE EMC, pp. 64-67, Chicago, Aug. 1994.

Der Nachteil dieser gerade beschriebenen Verfahren zur Messungen von Störaussendungen im Zeitbereich besteht darin, dass aufgrund der begrenzten Bitzahl breitbandiger Analog-Digital-Wandler der Dynamikumfang solcher Zeitbereichsmesssysteme wesentlich geringer ist als die Dynamik analoger Systeme.Of the Disadvantage of these just described methods for the measurements of Emissions in the time domain is that due to the limited number of bits broadband analog-to-digital converter the dynamic range of such time domain measuring systems much lower is the dynamics of analog systems.

Zur Erhöhung der Dynamik von Analog-Digital-Wandlern kann in diesem Zusammenhang beispielsweise die Bitzahl erhöht werden, was jedoch zu einer exponentiellen Erhöhung der Komplexität der sich ergebenden Spaltung führt. So verdoppelt sich pro Bit bei einem Analog-Digital-Wandler, der nach dem Flash-Prinzip arbeitet, die Komplexität der Wandlerschaltung und aus diesem Grund stehen derzeit keine hochauflösenden Analog-Digital-Wandler mit hohen Abtastraten zur Verfügung.to increase The dynamics of analog-to-digital converters may be in this context for example, the number of bits are increased, which, however, leads to an exponential increase in the complexity of itself resulting splitting leads. So doubles per bit in an analog-to-digital converter, the After the flash principle works, the complexity of the converter circuit and For this reason, there are currently no high-resolution analog-to-digital converters with high sampling rates available.

Im Stand der Technik sind andere Konzepte zur Erhöhung der Dynamik von Analog-Digital-Wandlern bekannt. Gemäß der DE 29 46 502 A1 werden mehrere Analog-Digital-Wandler mit festen Verstärkungen parallel geschaltet. In der DE 36 11 922 A1 wurde 1987 ein Verfahren vorgestellt, welches mehrere Analog-Digital-Wandler verwendet. Ferner wird ein Verfahren beschrieben, welches die Signale der verschiedenen Analog-Digital-Wandler zu einem Signal zusammenfügt. Aus der DE 38 20 144 A1 ist ein System bekannt, welches zusätzlich einstellbare Verstärker verwendet. Die DE 195 02 047 C2 beschreibt zusätzlich eine Korrektur bei unbekannten Verstärkungsfaktoren. Ähnliche Ansätze finden sich in der WO 01/28106 A1 , der US 6,707,402 B1 , der DE 44 20 713 A1 und der US 2004/0116092 A .Other concepts for increasing the dynamics of analog-to-digital converters are known in the art. According to the DE 29 46 502 A1 Several analog-to-digital converters with fixed gains are connected in parallel. In the DE 36 11 922 A1 1987, a method was presented which uses several analog-to-digital converters. Furthermore, a method is described, which assembles the signals of the various analog-to-digital converters into a signal. From the DE 38 20 144 A1 a system is known which additionally uses adjustable amplifiers. The DE 195 02 047 C2 additionally describes a correction for unknown gain factors. Similar approaches can be found in the WO 01/28106 A1 , of the US 6,707,402 B1 , of the DE 44 20 713 A1 and the US 2004/0116092 A ,

Somit lässt sich der Nachteil der begrenzten Bitzahl breitbandiger Analog-Digital-Wandler dadurch umgehen, dass das zu wandelnde Analogsignal in zwei oder mehrere unterschiedlich verstärkte analoge Signalzweige aufgeteilt wird und die Signale in den Zweigen anschließend digitalisiert werden, wobei in jedem Kanal ein unterschiedlicher Amplitudenbereich des Analogsignals erfasst wird. Bei der nachfolgenden digitalen Verarbeitung kann dann in bekannter Weise aus den einzelnen digitalisierten Analogkanälen ein digitales Signal gewonnen werden, welches das ursprüngliche Analogsignal mit einer hohen Dynamik wiedergibt.Thus, the disadvantage of the limited number of bits of broadband analog-to-digital converters can be circumvented by dividing the analog signal to be converted into two or more differently amplified analog signal branches and then digitizing the signals in the branches, each channel having a different amplitude range Analog signal is detected. In the following digital Processing can then be obtained in a known manner from the individual digitized analog channels, a digital signal, which reproduces the original analog signal with high dynamics.

Der Nachteil dieser Vorgehensweise besteht darin, dass im Stand der Technik festgelegte Kanäle vorgesehen sind, die vorbestimmte Amplitudenbereiche aufweisen, also eine Auf teilung des Analogsignals in zwei oder mehrere unterschiedlich verstärkte analoge Signalzweige und eine anschließenden Digitalisierung vorgenommen wird, wobei die Aufteilung der Amplitudenbereiche problematisch ist.Of the Disadvantage of this procedure is that in the state of Engineering channels are provided which have predetermined amplitude ranges, So a division of the analog signal in two or more different increased analog signal branches and a subsequent digitization made becomes, where the division of the amplitude ranges problematic is.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein verbessertes Verfahren und eine verbesserte Vorrichtung zu schaffen.outgoing from this prior art, the present invention is the Task, an improved method and an improved To create device.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und durch eine Vorrichtung nach Anspruch 13 gelöst.These The object is achieved by a method according to claim 1 and by a Device according to claim 13 solved.

Erfindungsgemäß wird somit ein Ansatz gelehrt, bei dem die in der Beschreibungseinleitung beschriebenen Nachteile der Aufbereitung eines Signals dadurch gelöst werden, dass das Eingangssignal in analoger Form an eine Mehrzahl von unterschiedlich verstärkten analogen Signalzweigen angelegt wird und anschließend einer Digitalisierung unterworfen wird. Jedem Kanal ist ein unterschiedlicher Amplitudenbereich des Analogsignals zugeordnet, wobei nach der digitalen Verarbeitung aus den einzelnen digitalisierten Audiokanälen ein digitales Signal gewonnen werden kann, welches das ursprüngliche Analogsignal mit hoher Dynamik weitergibt. Aufgrund der Auswahl der Amplitudenbereiche für die einzelnen Kanäle basierend auf den statistischen Verfahren können die Amplitudenbereiche so festgelegt werden, dass das Eingangssignal mit einem maximalen Signal-Rausch-Abstand digitalisiert wird.Thus, according to the invention taught an approach in which the described in the introduction to the description Disadvantages of preparing a signal are solved by that the input signal in analog form to a plurality of different increased analog signal branches is applied and then one Subject to digitization. Each channel is a different one Assigned amplitude range of the analog signal, wherein after the digital Processing from the individual digitized audio channels digital signal can be obtained, which is the original Analog signal with high dynamics weiterergibt. Because of the selection the amplitude ranges for the individual channels based on the statistical method, the amplitude ranges be set so that the input signal with a maximum Signal-to-noise ratio is digitized.

Vorzugsweise sind die Amplitudenbereiche so festgelegt, dass bei der der Wandlung folgenden Fouriertransformation bei einer geeigneten Fensterfunktion der maximale Dynamikbereich erreicht wird, vorzugsweise bei einer Berechnung eines Spitzenwertes, eines Mittelwertes, eines Effektivwertes oder eines Quasi-Spitzenwertes.Preferably the amplitude ranges are set so that at the conversion following Fourier transformation with a suitable window function the maximum dynamic range is achieved, preferably at a Calculation of a peak value, an average value, an effective value or a quasi-peak.

Gemäß einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel basiert die Aufteilung der Amplitudenbereiche ferner auf der erwünschten Quantisierungsgenauigkeit für die nachfolgende Analog-Digital-Wandlung der Teilsignale.According to one another preferred embodiment the division of the amplitude ranges is further based on the desired one Quantization accuracy for the subsequent analog-to-digital conversion of the sub-signals.

Eine statistische Verteilung wird vorzugsweise basierend auf einer diskreten Verteilung der Amplitudenwerte bestimmt, die durch eine Analog-Digital-Wandlung unter Verwendung eines oder mehrerer der Wandler erhalten wird. Vorzugsweise wird hierbei anfänglich die statistische Verteilung der Amplitudenwerte durch einen Wandler bestimmt und nachfolgend eine sukzessive Ermittlung der optimalen Bereiche durchgeführt.A statistical distribution is preferably based on a discrete Distribution of amplitude values determined by an analog-to-digital conversion is obtained using one or more of the transducers. Preferably, this is initially the statistical distribution of the amplitude values by a transducer determines and subsequently a successive determination of the optimum Areas performed.

Die erfindungsgemäße Vorgehensweise ist im Zusammenhang mit Funkstörmessempfängern dahin gehend vorteilhaft, dass sich eine Verkürzung der Messzeit um bis zu 4 Größenordnungen einstellt. Im Zusammenhang mit den oben beschriebenen Zeitbereichsmesssystemen lässt sich eine Erhöhung der Dynamik für beliebige Eingangssignale erreichen, wodurch es ermöglicht wird, dass Zeitbereichsmesssysteme mit so viel Dynamik ausgestattet sind, dass sie für offizielle Abnahmemessungen anstatt von Messempfängern verwendet werden können. Die hierdurch entstehenden Einsparungen der Messzeit, z. B. für einen PKW ca. 5 Wochen, führen zu einer erheblichen Reduzierung von Kosten für Produktentwicklungen und zu einer erheblichen Beschleunigung der Markteinführung.The inventive approach is related to radio frequency sensors advantageous that a shortening the measuring time by up to 4 orders of magnitude established. In connection with the time domain measuring systems described above let yourself an increase dynamics for any Reach input signals, thereby allowing time domain measurement systems are equipped with so much dynamism that they are for official Acceptance measurements can be used instead of test receivers. The resulting savings of the measuring time, z. B. for one Car about 5 weeks, lead to a significant reduction in product development costs and costs to a significant acceleration of market introduction.

Vorzugsweise wird die vorliegende Erfindung zur Digitalisierung von Eingangssignalen verwendet, die durch eine Zeitbereichsmessung von Störmessungen im Bereich der elektromagnetischen Verträglichkeit erhalten werden. Alternativ werden die Eingangssignale durch eine Messung einer ESD-Entladung oder durch eine Messung einer Störfestigkeit erhalten.Preferably The present invention is used to digitize input signals used by a time domain measurement of interference measurements be obtained in the field of electromagnetic compatibility. Alternatively, the input signals are determined by a measurement of an ESD discharge or by a Measurement of interference immunity receive.

Allgemein ist die vorliegende Erfindung aber für alle Eingangssignale einsetzbar, die durch eine Zeitbereichsmessung erhalten werden, z. B. allgemeine Störsignale oder Datenübertragungssignale im Ultra Wide Band.Generally However, the present invention can be used for all input signals, obtained by a time domain measurement, e.g. General noise or data transmission signals in the Ultra Wide Band.

Bevorzugte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.preferred Further developments of the present invention are defined in the subclaims.

Nachfolgend werden anhand der beiliegenden Zeichnung bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung näher erläutert. Es zeigen:Hereinafter, preferred embodiments of the above with reference to the accompanying drawings underlying invention explained in more detail. Show it:

1 ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen EMV-Zeitbereichsmesssystems; 1 an embodiment of the EMC time domain measuring system according to the invention;

2 die Intervalle für eine Konfiguration von drei Analog-Digital-Wandlern gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel; 2 the intervals for a configuration of three analog-to-digital converters according to a preferred embodiment;

3 eine graphische Darstellung der optimalen Amplitudenintervalle sowie der absoluten Häufigkeit der Amplitudenwerte; 3 a graphical representation of the optimal amplitude intervals and the absolute frequency of the amplitude values;

4 eine graphische Darstellung des Signal-Rausch-Abstands und des Dynamikbereichs für ein EMV-Zeitbereichsmesssystems mit einem, zwei und drei Analog-Digital-Wandlern; 4 a plot of signal-to-noise ratio and dynamic range for an EMC time domain measurement system with one, two, and three analog-to-digital converters;

5 eine graphische Darstellung der absoluten Häufigkeit von Quantisierungswerten für ein sinusförmiges Eingangssignal; 5 a graphical representation of the absolute frequency of quantization values for a sinusoidal input signal;

6 eine graphische Darstellung der absoluten Häufigkeit von Quantisierungswerten für ein Signal, das von einem Laptop-Computer abgestrahlt wird; 6 Fig. 12 is a graph showing the absolute frequency of quantization values for a signal emitted from a laptop computer;

7 ein Blockschaltbild eines realen Analog-Digital-Wandlers; 7 a block diagram of a real analog-to-digital converter;

8 eine schematische Darstellung eines Systems mit zwei Analog-Digital-Wandlern mit zugeordneter Frequenzantwort; 8th a schematic representation of a system with two analog-to-digital converters with associated frequency response;

9 eine graphische Darstellung des Dynamikbereichs eines Messsystems mit einem und drei Analog-Digital-Wandlern; 9 a graphical representation of the dynamic range of a measuring system with one and three analog-to-digital converters;

10 eine graphische Darstellung eines Störemissionssignals im Zeitbereich von einem Rührgerät, wie es durch ein Messsystem mit einem und mit drei Analog-Digital-Wandlern erfasst wird; und 10 a graphical representation of a noise emission signal in the time domain of a stirrer, as detected by a measuring system with one and with three analog-to-digital converters; and

11 eine graphische Darstellung des Spektrums, das basierend auf dem in 10 gezeigten Signal erhalten wurde. 11 a graphical representation of the spectrum based on the in 10 signal received was obtained.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Eingangssignal in analoger Form vor dessen Analog-Digital-Wandlung in eine Mehrzahl von Amplitudenbereichen zerlegt. Die Amplitudenbereiche werden derart eingestellt, dass sich ein maximaler Signal-Rausch-Abstand oder ein maximaler verzerrungsfreier Dynamikbereich des digitalisierten Ausgangssignals ergibt.According to the present Invention is an input signal in analog form before its analog-to-digital conversion decomposed into a plurality of amplitude ranges. The amplitude ranges are set so that there is a maximum signal-to-noise ratio or a maximum distortion-free dynamic range of the digitized Output signal results.

1 zeigt ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen EMV-Zeitbereichsmesssystems. Das in 1 gezeigte System empfängt ein Eingangssignal HF, welches einem Leistungsteiler 10 bereitgestellt wird, der das Eingangssignal in drei Kanäle 12, 14 und 16 aufteilt. Der erste und der zweite Kanal umfassen jeweils einen Begrenzer 12₁ , 14₁ , einen nachgeschalteten Verstärker 12₂ , 14₂ und einen folgenden Analog-Digital-Wandler 12₃ , 14₃ . Der dritte Kanal 16 umfasst den Begrenzer 16₁ sowie den Analog-Digital-Wandler 16₃ . Die Ausgangssignale der drei Kanäle 12, 14 und 16 werden in einer Ausgangsstufe 18 zu einem digitalisierten Ausgangssignal zusammengesetzt und ausgegeben. Der dritte Kanal 16 verwendet einen Analog-Digital-Wandler 16₃ , der den gesamten Amplitudenbereich digitalisiert, und die Analog-Digital-Wandler 12₃ und 14₃ sind eingestellt, um lediglich bestimmte Teile des Amplitudenbereichs mit einer höheren Auflösung zu digitalisieren. Beispielsweise digitalisiert der dritte Kanal 16 einen Amplitudenbereich von 0 bis 6,4 V, der erste Kanal digitalisiert den Amplitudenbereich von 0 bis 5 mV, und der zweite Kanal digitalisiert den Zwischenamplitudenbereich von 0 bis 790 mV. 1 shows an embodiment of the EMC time domain measuring system according to the invention. This in 1 The system shown receives an input signal HF, which is a power divider 10 is provided, which converts the input signal into three channels 12 . 14 and 16 divides. The first and second channels each include a limiter 12 ₁ . 14 ₁ , a downstream amplifier 12 ₂ . 14 ₂ and a following analog-to-digital converter 12 ₃ . 14 ₃ , The third channel 16 includes the limiter 16 ₁ as well as the analog-to-digital converter 16 ₃ , The output signals of the three channels 12 . 14 and 16 be in an output stage 18 assembled and output to a digitized output signal. The third channel 16 uses an analog-to-digital converter 16 ₃ that digitizes the entire amplitude range, and the analog-to-digital converters 12 ₃ and 14 ₃ are set to digitize only certain portions of the amplitude range at a higher resolution. For example, the third channel is digitized 16 an amplitude range of 0 to 6.4V, the first channel digitizes the amplitude range from 0 to 5 mV, and the second channel digitizes the intermediate amplitude range from 0 to 790 mV.

Das Signal wird in allen drei Kanälen 12 bis 16 gleichzeitig aufgezeichnet und ein Signal, das mit einer hohen Auf lösung digitalisiert wurde, wird dadurch rekonstruiert, dass jeder abgetastete Wert von dem Analog-Digital-Wandler verwendet wird, bei dem das Signal einen maximalen, nichtabgeschnittenen Wert zeigt.The signal will be in all three channels 12 to 16 is simultaneously recorded and a signal that has been digitized with a high resolution is reconstructed by using each sampled value from the analog-to-digital converter, where the signal shows a maximum uncut value.

Zur Abschätzung des Signal-Rausch-Abstands wird die statistische Verteilung der Amplitudenwerte im Amplitudenbereich durch eine Analog-Digital-Wandlung ermittelt. 2 zeigt die unterschiedlichen Amplitudenbereiche und die absolute Häufigkeit der Amplitudenwerte beispielhaft. Hier wird der Bereich a₁₁-a₁₂ mit einem ersten Analog-Digital-Wandler abgetastet. Die Bereiche a₂₁-a₂₂ und a_N1-a_N2 werden von einem weiteren Analog-Digital-Wandler abgetastet. Durch Digitalisierung des Eingangssignals kann hiermit die statistische Verteilung der Amplitudenwerte im gesamten Amplitudenbereich des Eingangssignals ermittelt werden. Basierend auf der so festgestellten statistischen Verteilung der Amplitudenwerte kann der Amplitudenbereich in Unterbereiche unterteilt werden, die mit einer hohen Auflösung abgetastet werden (viele Amplitudenwerte im Bereich), und Bereiche, welche mit einer niedrigen Auflösung digitalisiert werden (geringe Anzahl von Amplitudenwerten). Dabei hängt bei vorgegebenen Analog-Digital-Wandlern die jeweilige Quantisierungsgenauigkeit von der Größe des ausgewählten Intervalls ab. Zusammen mit der statistischen Verteilung der Amplitudenwerte kann auch ein Fehler berechnet werden, der sich bei einer Analog-Digital-Wandlung für eine bestimmte Unterteilung des Amplitudenbereichs ergibt. Dabei kann ermittelt werden, bei welcher Amplitudenbereichsunterteilung der Fehler minimal ist, was gleichbedeutend mit einem maximalen Signal-Rausch-Abstand ist.To estimate the signal-to-noise ratio, the statistical distribution of the amplitude values in the amplitude range is determined by an analog-to-digital conversion. 2 shows the different amplitude ranges and the absolute frequency of the amplitude values by way of example. Here, the area a ₁₁ -a _{12 is} scanned with a first analog-to-digital converter. The areas a ₂₁ -a ₂₂ and a _N1 -a _N2 are scanned by another analog-to-digital converter. By digitizing the input signal hereby the statistical Distribution of the amplitude values in the entire amplitude range of the input signal can be determined. Based on the statistical distribution of the amplitude values thus determined, the amplitude range can be divided into sub-ranges sampled at high resolution (many amplitude values in the range) and ranges digitized at low resolution (low number of amplitude values). In the case of given analog-to-digital converters, the respective quantization accuracy depends on the size of the selected interval. Together with the statistical distribution of the amplitude values, it is also possible to calculate an error that results in an analog-to-digital conversion for a specific subdivision of the amplitude range. It can be determined at which amplitude range division the error is minimal, which is synonymous with a maximum signal-to-noise ratio.

Vorzugsweise wird ein Eingangssignal in zwei oder mehrere Amplitudenbereiche aufgeteilt und in jedem Amplitudenbereich digitalisiert. Die obere und untere Grenze des Amplitudenbereichs eines oder mehrerer oder aller Kanäle sind variabel und werden in Abhängigkeit von der statistischen Amplitudenverteilung eingestellt. Erfindungsgemäß wird die statistische Verteilung als diskrete Verteilung der Amplitudenwerte durch die Verwendung eines oder mehrerer Analog-Digital-Wandler ermittelt. Das erfindungsgemäße Verfahren ermittelt hierbei zunächst die statistische Verteilung der Amplitudenwerte mit einem Analog-Digital-Wandler, wobei durch eine sukzessive Ermittlung der optimalen Bereiche die statistische Verteilung der Amplitudenwerte vorgenommen wird.Preferably becomes an input signal in two or more amplitude ranges divided and digitized in each amplitude range. The upper and lower limit of the amplitude range of one or more or all channels are variable and are dependent set by the statistical amplitude distribution. According to the statistical Distribution as a discrete distribution of the amplitude values by the Using one or more analog-to-digital converter determined. The inventive method determined here first the statistical distribution of the amplitude values with an analog-to-digital converter, wherein by a successive determination of the optimal areas the statistical distribution of the amplitude values is made.

Das erfindungsgemäße System wählt vorzugsweise Verstärkungen für die einzelnen Kanäle aus einer Konfiguration aus, bei der die Bereichswahl durch vorgegebene Verstärkungen realisiert ist, so dass das Signal mit einem Signal-Rausch-Abstand digitalisiert wird.The inventive system chooses preferably reinforcements for the individual channels from a configuration in which the range selection by default reinforcements is realized, so that digitizes the signal with a signal-to-noise ratio becomes.

Erfindungsgemäß wird die Amplitudenverteilung vorzugsweise so eingestellt, dass ein maximaler Dynamikbereich erzielt werden kann, und dass eine maximale Dynamik bei Anwendung einer entsprechenden Fensterfunktion bei der Durchführung einer Fouriertransformation erzielt werden kann.According to the invention Amplitude distribution preferably adjusted so that a maximum Dynamic range can be achieved, and that maximum dynamics when applying a corresponding window function when performing a Fourier transformation can be achieved.

Das Verfahren berücksichtigt mehrere fouriertransformierte Spektren und wählt dabei die Amplitudenbereiche so aus, dass nach der Berechnung des Spitzenwertes, des Mittelwertes, des Effektivwertes bzw. des Quasi-Spitzenwertes aus allen Spektren eine maximale Dynamik erzielt wird.The Considered procedure several Fourier-transformed spectra and selects the amplitude ranges so that after calculating the peak, the mean, the rms value or the quasi-peak value from all spectra maximum dynamics are achieved.

Nachfolgend wird das dynamische Verhalten des in 1 gezeigten EMV-Zeitbereichsmesssystems, welches eine Mehrzahl von Analog-Digital-Wandlern aufweist, näher erläutert. Mehrere Analog-Digital-Wandler werden parallel verwendet, um das analoge Eingangssignal zu digitalisieren. Nachfolgend wird ein Algorithmus beschrieben, der einen Gleitkommawert aus den diskreten Werten, die von allen Analog-Digital-Wandlern erhalten werden, herauszieht.Below is the dynamic behavior of the in 1 shown EMV time domain measuring system, which has a plurality of analog-to-digital converters, explained in more detail. Several analog-to-digital converters are used in parallel to digitize the analog input signal. The following describes an algorithm that extracts a floating-point value from the discrete values obtained by all analog-to-digital converters.

2 zeigt die Intervalle, die sich aus einer Konfiguration von drei Analog-Digital-Wandlern ergeben. Jeder Ana logwert wird gleichzeitig durch alle Analog-Digital-Wandler digitalisiert. Wenn der Wert innerhalb des Bereichs [a₁₁, a₁₂] ist, wird der digitale Wert von dem ersten Analog-Digital-Wandler verwendet. Wenn der Wert zwischen [a₂₁, a₁₁[U]a₁₂, a₂₂,] liegt, wird der Wert des zweiten Analog-Digital-Wandlers verwendet, usw. Jeder herausgezogene Wert wird durch den bekannten Gewinn des Analog-Digital-Wandlers korrigiert. Beginnend mit dem ersten Analog-Digital-Wandler, der den niedrigsten Amplitudenbereich aufweist, wird zunächst überprüft, ob der derzeitige Analog-Digital-Wandler das Signal abgeschnitten hat oder nicht. Bei Verwendung eines 8-Bit-Analog-Digital-Wandlers wird dies auch, wenn der Wert Null oder 255 ist. Wenn der Analog-Digital-Wandler ein Überbereichsbit (Overrange-Bit) bereitstellt, kann dieses verwendet werden, um ein Abschneiden zu erfassen. Wenn das Signal nicht abgeschnitten wurde, wird der digitalisierte Wert des derzeitigen Analog-Digital-Wandlers verwendet, und unter Verwendung des bekannten Gewinns korrigiert. Hat der Analog-Digital-Wandler das Signal abgeschnitten, so wird die Prozedur für die nächsten Analog-Digital-Wandler wiederholt, bis ein nicht-abgeschnittener Wert erhalten werden kann. Das Ergebnis ist ein Signal, welches als ein Gleitkommasignal mit höherem dynamischen Bereich digitalisiert ist. 2 shows the intervals that result from a configuration of three analog-to-digital converters. Each analog value is simultaneously digitized by all the analog-to-digital converters. If the value is within the range [a ₁₁ , a ₁₂ ], the digital value is used by the first analog-to-digital converter. If the value is between [a ₂₁ , a ₁₁ [U] a ₁₂ , a ₂₂ ,], the value of the second analog-to-digital converter is used, etc. Each value extracted is determined by the known gain of the analog-to-digital converter corrected. Beginning with the first analog-to-digital converter having the lowest amplitude range, it is first checked whether the current analog-to-digital converter has cut off the signal or not. When using an 8-bit analog-to-digital converter, this also becomes when the value is zero or 255. If the analog-to-digital converter provides an overrange bit, it can be used to detect clipping. If the signal has not been cut off, the digitized value of the current analog-to-digital converter is used and corrected using the known gain. If the analog-to-digital converter has cut off the signal, the procedure for the next analog-to-digital converters is repeated until a non-truncated value can be obtained. The result is a signal digitized as a higher dynamic range floating point signal.

Nachfolgend wird die Einstellung des Gewinns jedes Analog-Digital-Wandlers beschrieben, um das Signal mit mehreren Analog-Digital-Wandlern bei einem maximalen Signal-Rausch-Abstand (SNR) zu digitalisieren. Um die Berechnung des optimalen Gewinns jedes Kanals durchzuführen, wird eine Einzelmessung (single shot measurement) eines einzelnen Analog-Digital-Wandlers verwendet, welche die komplette Amplitudenauflösung digitalisiert. Es sei angenommen, dass diese Einzelmessung eine ähnliche absolute Frequenz der digitalisierten Werte H[k] aufweist, wie dies weitere Messungen zeigen werden.following For example, the setting of the gain of each analog-to-digital converter is described Signal with several analog-to-digital converters at a maximum Signal-to-noise ratio To digitize (SNR). To calculate the optimal profit to do each channel is a single shot measurement of a single Analog-to-digital converter used, which digitizes the complete amplitude resolution. It is assumed that this single measurement is a similar one absolute frequency of the digitized values H [k], as this will show more measurements.

Das Quantisierungsrauschen P_N,I eines Systems mit I Analog-Digital-Wandlern wird wie folgt beschrieben:

mit

unter der Annahme, dass das Eingangssignal x(t) keine Gleichstrom-Verschiebung aufweist, und ferner unter der Annahme, dass gilt H[k] ungefähr gleich H[-k], ergibt sich aus Gleichungen (1) und (2).

mit r0 = 0. The quantization noise P _{N, I of} a system with I analog-to-digital converters is described as follows ben:

With

Assuming that the input signal x (t) has no DC offset, and further assuming that H [k] is approximately equal to H [-k], it follows from equations (1) and (2).

With r 0 = 0.

Der Quantisierungsschritt d_i des Analog-Digital-Wandlers i kann somit wie folgt berechnet werden:

wobei b_i die Anzahl von Bits des Analog-Digital-Wandlers i ist. Um das Signal-Rausch-Verhältnis zu maximieren, muss das Quantisierungsrauschen minimiert werden. Durch einen numerischen Algorithmus werden diejenigen r₁, ..., r_i-1 erhalten, bei denen P_N,I ein absolutes Minimum aufweist. Ein Beispiel der für eine Konfiguration von drei Analog-Digital-Wandlern erhaltenen Parameter ist in 3 gezeigt. Der Analog-Digital-Wandler 3 digitalisiert den gesamten Amplitudenbereich, wohingegen der Analog-Digital- Wandler 2 den Bereich zwischen den Werten –26 und +26 digitalisiert. Das Intervall zwischen –2 und +2 wird durch den Analog-Digital-Wandler 1 digitalisiert.The quantization step d _{i of} the analog-to-digital converter i can thus be calculated as follows:

where b _{i is} the number of bits of the analog-to-digital converter i. To maximize the signal-to-noise ratio, quantization noise must be minimized. By a numerical algorithm, those r ₁ , ..., r _i-1 are obtained in which P _{N, I has} an absolute minimum. An example of the parameters obtained for a configuration of three analog-to-digital converters is in FIG 3 shown. The analog-to-digital converter 3 digitizes the entire amplitude range, whereas the analog-to-digital converter 2 digitizes the range between the values -26 and +26. The interval between -2 and +2 is through the analog-to-digital converter 1 digitized.

Um die Parameter r_i noch genauer zu erhalten, kann der oben beschriebene Algorithmus iterativ durchgeführt werden. Für die erste Bestimmung der optimalen Parameter r_i wird eine Einzelmessung eines Analog-Digital-Wandlers verwendet. Die bestimmten Parameter werden verwendet, um die Intervalle einzustellen und das analoge Signal mit einer höheren Auflösung zu digitalisieren. Im nächsten Schritt wird H[k] erneut bestimmt, jedoch mit einem kleineren Schritt. Die Parameter r_i werden berechnet, und die gerade beschrieben Prozedur wird mehrere Male durchgeführt.In order to obtain the parameters r _i more precisely, the algorithm described above can be carried out iteratively. For the first determination of the optimal parameters r _i , a single measurement of an analog-to-digital converter is used. The specific parameters are used to set the intervals and to digitize the analog signal with a higher resolution. In the next step, H [k] is redetermined, but with a smaller step. The parameters r _i are calculated, and the procedure just described is performed several times.

Nachfolgend wird das Signal-Rausch-Verhältnis eines Systems aus mehreren Analog-Digital-Wandlern erläutert. Es sei angenommen, dass das Eingangssignal x(t) keine Gleichstromverschiebung aufweist, so dass gilt: 〈x(t)〉 = 0 (5) The signal-to-noise ratio of a system of several analog-to-digital converters is explained below. Assume that the input signal x (t) has no DC offset, so that <X (t)> = 0 (5)

Basierend auf Gleichung 5 ergibt sich für die Leistung des Eingangssignals: PSignal = σ2s = 〈(x(t))2〉 (6)unter Verwendung der Gleichungen (6) und (3) kann damit das zeitabhängige Signal-Rausch-Verhältnis des digitalisierten Signals bestimmt werden. Ein Beispiel des so berechneten Signal-Rausch-Verhältnisses für Systeme mit einer verschiedenen Anzahl von Wandlern ist in 4 gezeigt.Based on equation 5, the power of the input signal is given by: P signal = σ 2 s = <(X (t)) 2 > (6) using Equations (6) and (3), the time-dependent signal-to-noise ratio of the digitized signal can be determined. An example of the thus calculated signal-to-noise ratio for systems with a different number of transducers is shown in FIG 4 shown.

Um den Dynamikbereich zu erhalten, wird der maximale Abstand bzw. die maximale Differenz zwischen dem Grundrauschen und dem Signal berechnet. Ein Beispiel für den zeitabhängigen dynamischen Bereich für einen Impuls gemäß der CISPR-Norm, der mittels eines Band-Stop-Filters gefiltert wurde, ist in 4 gezeigt. Ein System mit einem einzelnen 8-Bit-Analog-Digital-Wandler zeigt ein maximales Signal-Rausch-Verhältnis von 10 dB. Ein System mit drei 8-Bit-Analog-Digital-Wandlern digitalisiert das Eingangssignal mit einem maximalen Signal-Rausch-Verhältnis von 50 dB. Dieser liegt um 9 dB höher als bei der Verwendung eines einzelnen 13-Bit-Analog-Digital-Wandlers, wobei lediglich die dreifache Komplexität im Vergleich mit dem System mit einem einzelnen 8-Bit-Analog-Digital-Wandler gegeben ist, im Gegensatz zur 32-fachen Komplexität des 13-Bit-Analog-Digital-Wandlers im Vergleich zu dem System mit dem einzelnen 8-Bit-Analog-Digital-Wandlers. Ferner lässt sich das minimale Signal-Rausch-Verhältnis in diesem Fall um 20 dB verbessern.In order to obtain the dynamic range, the maximum distance or the maximum difference between the background noise and the signal is calculated. An example of the time-dependent dynamic range for a pulse according to the CISPR standard filtered by means of a band-stop filter is shown in FIG 4 shown. A system with a single 8-bit analog-to-digital converter exhibits a maximum signal-to-noise ratio of 10 dB. A system with three 8-bit analog-to-digital converters digitizes the input signal with a maximum signal-to-noise ratio of 50 dB. This is 9 dB higher than the Ver using a single 13-bit analog-to-digital converter with only three times the complexity of the system with a single 8-bit analog-to-digital converter versus 32 times the complexity of the 13-bit analog-to-digital converter. Analog-to-digital converter compared to the system with the single 8-bit analog-to-digital converter. Furthermore, the minimum signal-to-noise ratio can be improved by 20 dB in this case.

Bisher wurden das Signal-Rausch-Verhältnis und der Dynamikbereich für transiente Signale beschrieben. Nachfolgend wird das Signal-Rausch-Verhältnis für ein stationäres Signal diskutiert.So far were the signal-to-noise ratio and the dynamic range for described transient signals. Below is the signal-to-noise ratio for a stationary signal discussed.

In 5 ist die absolute Frequenz H[k] der Quantisierungswerte für ein sinusförmiges Eingangssignal dargestellt. In diesem Fall wird ein zweiter Analog-Digital-Wandler, das bereits hohe Signal-Rausch-Verhältnis von 49 dB nur um 1 dB verbessern.In 5 the absolute frequency H [k] of the quantization values for a sinusoidal input signal is shown. In this case, a second analog-to-digital converter, the already high signal-to-noise ratio of 49 dB only improve by 1 dB.

6 zeigt die absolute Frequenz H[k] der Quantisierungswerte für ein Signal, das durch einen Laptop-Computer abgestrahlt wird. Das Signal wird durch einen einzelnen Analog-Digital-Wandler mit einem Signal-Rausch-Verhältnis von 39,0 dB digitalisiert. Das optimale Intervall für den zweiten Analog-Digital-Wandler liegt bei Werten zwischen –45 und +45, wodurch sich das Signal-Rausch-Verhältnis um 7,2 dB verbessern lässt. 6 shows the absolute frequency H [k] of the quantization values for a signal emitted by a laptop computer. The signal is digitized by a single analog to digital converter with a signal-to-noise ratio of 39.0 dB. The optimal interval for the second analog-to-digital converter is between -45 and +45, which improves the signal-to-noise ratio by 7.2 dB.

Basierend auf den Gleichungen (6) und (3) kann das maximale Signal-Rausch-Verhältnis erhalten werden, wobei der er reichbare Dynamikbereich gemäß der nachfolgenden Gleichung erhalten wird:

Based on the equations (6) and (3), the maximum signal-to-noise ratio can be obtained, and the dynamic range which can be obtained is obtained according to the following equation:

Typischerweise ist der Dynamikbereich durch Störsignale begrenzt. Die nicht-linearen Effekte des gesamten Systems bestimmen den maximal erreichbaren Dynamikbereich, wie dies nachfolgend erläutert wird.typically, is the dynamic range due to interfering signals limited. Determine the non-linear effects of the entire system the maximum achievable dynamic range, as explained below.

Bisher wurde lediglich das Quantisierungsrauschen des Analog-Digital-Wandlers berücksichtigt. Nachfolgend wird das Verhalten der Analog-Digital-Wandler beschrieben, die zusätzlich thermisches Rauschen und nicht-lineare Effekte aufweisen. Ein realer Analog-Digital-Wandler wird durch eine Kaskade eines nicht-linearen Rausch-behafteten Verstärkers und eines idealen Analog-Digital-Wandlers modelliert, wie dies in 7 gezeigt ist.So far, only the quantization noise of the analog-to-digital converter has been taken into account. The following describes the behavior of analog-to-digital converters, which additionally exhibit thermal noise and non-linear effects. A real analog-to-digital converter is modeled by a cascade of a non-linear noise-prone amplifier and an ideal analog-to-digital converter, as shown in FIG 7 is shown.

Das maximal erreichbare Signal-Rausch-Verhältnis wird durch das zusätzliche thermische Rauschen, das durch den Verstärker erzeugt wird, reduziert. Das reale Signal-Rausch-Verhältnis ergibt sich gemäß: SNRADC = SNRq – SNRs (8)wobei SNR_s das Signal-Rausch-Verhältnis des Signals nach dem Verstärker darstellt, und wobei SNR_q das theoretische Signal-Rausch-Verhältnis des idealen Analog-Digital-Wandlers darstellt, wie es durch das Quantisierungsrauschen und das Eingangssignal gegeben ist.The maximum achievable signal-to-noise ratio is reduced by the additional thermal noise generated by the amplifier. The real signal-to-noise ratio results according to: SNR ADC = SNR q - SNR s (8th) where SNR _{s represents} the signal-to-noise ratio of the signal after the amplifier, and where SNR _{q represents} the theoretical signal-to-noise ratio of the ideal analog-to-digital converter as given by the quantization noise and the input signal.

Der Verstärker hat einen Gewinn g_a und eine Rauschzahl N_a. Am Eingang wird ein Eingangssignal mit einer Signalleistung P_i angelegt, wobei das thermische Rauschen mit P_N0 bezeichnet wird. Das Signal-Rauschen-Verhältnis am Eingang des Verstärkers berechnet sich zu:

The amplifier has a gain g _a and a noise figure N _a . At the input, an input signal with a signal power P _{i is} applied, the thermal noise being designated P _N0 . The signal-to-noise ratio at the input of the amplifier is calculated as:

Das Signal-Rausch-Verhältnis wird durch den Verstärker wie folgt verschlechtert:

wobei PS das gesamte thermische Rauschen nach dem Verstärker ist, und wobei P_Ns die Leistung des Signals nach dem Verstärker ist.The signal-to-noise ratio is degraded by the amplifier as follows:

where PS is the total thermal noise after the amplifier, and where P _{Ns is} the power of the signal after the amplifier.

Um die nicht-linearen Effekte des Analog-Digital-Wandlers zu berücksichtigen, wird der Analog-Digital-Wandler in einen nicht-linearen Verstärker und einen idealen Analog-Digital-Wandler unterteilt. Der nicht-lineare Verstärker bewirkt Störsignale mit der Gesamtleistung P_H. Das Signalzu-Rausch- und Störungs-Verhältnis (SINAD) ist wie folgt definiert:

To account for the non-linear effects of the analog-to-digital converter, the analog-to-digital converter is divided into a non-linear amplifier and an ideal analog-to-digital converter. The non-linear amplifier causes spurious signals with the total power P _H. The signal-to-noise and disturbance behavior nis (SINAD) is defined as follows:

Ein idealer Analog-Digital-Wandler hat eine effektive Anzahl von Bits (ENOB = Effective Numbers of Bits). Dieser Analog-Digital-Wandler hat ein Signal-Rausch-Verhältnis, welches gleich dem SINAD des realen Analog-Digital-Wandlers für ein sinusförmiges Eingangssignal ist. ENOB berechnet sich somit wie folgt:

An ideal analog-to-digital converter has an effective number of bits (ENOB = Effective Numbers of Bits). This analog-to-digital converter has a signal-to-noise ratio equal to the SINAD of the real analog-to-digital converter for a sinusoidal input signal. ENOB is calculated as follows:

Die effektive Anzahl von Bits kann verwendet werden, um das Signal-Rausch-Verhältnis während des Einstellens der Amplitudenintervalle zu maximieren.The effective number of bits can be used to adjust the signal-to-noise ratio during setup to maximize the amplitude intervals.

Für jeden verwendeten Analog-Digital-Wandler können für den Optimierungsprozess die Anzahl von Bits b_i durch die effektive Anzahl von Bits ENOB ersetzt werden, wodurch die nicht-linearen Effekte jedes individuellen Analog-Digital-Wandlers während der Auswahl der Intervalle berücksichtigt werden können.For each analog-to-digital converter used, for the optimization process, the number of bits b _{i can be} replaced by the effective number of bits ENOB, whereby the non-linear effects of each individual analog-to-digital converter can be taken into account during the selection of the intervals.

Jeder verwendete Analog-Digital-Wandler zeigt eine Frequenzantwort H[s]. Wird lediglich ein einzelner Analog-Digital-Wandler verwendet, so wird die Frequenzantwort im Frequenzbereich nach der Spektralabschätzung korrigiert. Ein System, welches zwei Analog-Digital-Wandler verwendet, ist in 8 gezeigt. Die Eingangssignale werden auf zwei Kanäle aufgeteilt. Der erste Kanal besteht aus einem Verstärker mit einem Gewinn von 1 und hat eine Frequenzantwort H(f). Das Ausgangssignal ergibt sich folglich zu: s1(t) = x(t)·h(t). Each analog-to-digital converter used shows a frequency response H [s]. If only a single analog-to-digital converter is used, the frequency response in the frequency domain is corrected after the spectral estimation. A system using two analog-to-digital converters is in 8th shown. The input signals are split into two channels. The first channel consists of an amplifier with a gain of 1 and has a frequency response H (f). The output signal therefore results in: s 1 (t) = x (t) · h (t).

Der zweite Kanal hat einen Begrenzer mit der Funktion l(x), wodurch sich das Ausgangssignal wie folgt ergibt: s2(t) = l(x(t))·h(t). The second channel has a limiter with the function l (x), which gives the output signal as follows: s 2 (t) = 1 (x (t)) * h (t).

Um die Fehler während der Rekonstruktion zu minimieren, ist das Signal jedes Kanals mit der Übertragungsfunktion H^–1(f) vor und nach der Analog-Digital-Wandlung gefiltert.To minimize the errors during reconstruction, the signal of each channel with the transfer function H ^-1 (f) is filtered before and after the analog-to-digital conversion.

Nachfolgend werden Messergebnisse unter Verwendung des erfindungsgemäßen Systems erläutert. Messungen wurden im Frequenzbereich von 30 MHz bis 1 GHz durchgeführt. Um den Dynamikbereich des Systems zu messen, wurde ein Pulsgenerator (IGU 2912) verwendet, der der CISPR-Norm entspricht. Der Generator wurde verwendet, um Pulse zu erzeugen, die bis zu einem GHz ein flaches Spektrum aufweisen. Ein Kerbfilter bestehend aus zwei abgestimmten Resonatoren wurde verwendet, um eine Sperrbanddämpfung bei 500 MHz von zumindest 50 dB zu erhalten. Ein Oszilloskop, das drei parallele Kanäle verwendete, wurde zur Digitalisierung des Signals eingesetzt. Die Ergebnisse wurden mit Messungen verglichen, die durch einen herkömmlichen EMI-Empfänger erhalten wurden. 9 zeigt die Ergebnisse. Der Dynamikbereich eines Systems mit einem Analog-Digital-Wandler zeigt einen typischen Dynamikbereich von weniger als 10 dB für das gemessene transiente Signal. Die Verwendung eines Systems mit drei Analog-Digital-Wandlern führt zu eine Dynamikbereich zwischen 30 dB und 40 dB während verschiedener Einzelmessungen. Der Dynamikbereich wird durch Störsignale bei 980 MHz auf 30 dB begrenzt, die aufgrund der Frequenzantwort der Analog-Digital-Wandler hervorgerufen werden, jedoch durch eine Kompensation der Frequenzantwort jedes Kanals ausgeräumt werden können.Hereinafter, measurement results using the system of the present invention will be explained. Measurements were made in the frequency range from 30 MHz to 1 GHz. To measure the dynamic range of the system, a pulse generator (IGU 2912) conforming to the CISPR standard was used. The generator was used to generate pulses that have a flat spectrum up to 1 GHz. A notch filter consisting of two tuned resonators was used to obtain a stopband attenuation at 500 MHz of at least 50 dB. An oscilloscope using three parallel channels was used to digitize the signal. The results were compared with measurements obtained by a conventional EMI receiver. 9 shows the results. The dynamic range of a system with an analog-to-digital converter shows a typical dynamic range of less than 10 dB for the measured transient signal. Using a system with three analog-to-digital converters results in a dynamic range between 30 dB and 40 dB during several individual measurements. The dynamic range is limited by spurious signals at 980 MHz to 30 dB, which are due to the frequency response of the analog-to-digital converters, but can be eliminated by compensating the frequency response of each channel.

Um den Dynamikbereich des Systems zu beurteilen, wurde eine Messung einer abgestrahlten Emission eines handgehaltenen Rührgeräts durchgeführt. Das oben erwähnte Kerbfilter wurde verwendet, um den Dynamikbereich des EMV-Zeitbereichsmesssystems (siehe 1) zu messen. In 10 ist eine Einzelmessung eines Burst dargestellt. Das Signal im Zeitbereich enthält Rauschen, der kleine Bursts maskiert bzw. überdeckt. Werden mehrere Analog-Digital-Wandler verwendet, um die Dynamik zu verbessern, werden auch die kleinen Bursts sichtbar, wie dies in dem Signal in 11 zu sehen ist.To assess the dynamic range of the system, a measurement of radiated emission from a hand-held stirrer was performed. The notch filter mentioned above was used to determine the dynamic range of the EMV time domain measurement system (see 1 ) to eat. In 10 is a single measurement of a burst shown. The signal in the time domain contains noise that masks or covers small bursts. If several analog-to-digital converters are used to improve the dynamics, even the small bursts will be visible, as in the signal in 11 you can see.

Die obige Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele erfolgte anhand von Eingangssignalen, die durch eine Zeitbereichsmessung von Störmessungen im Bereich der elektromagnetischen Verträglichkeit erhalten wurden. Die vorliegende Erfindung ist nicht hierauf beschränkt. Alternativ werden die Eingangssignale durch eine Messung einer ESD-Entladung oder durch eine Messung einer Störfestigkeit erhalten. Allgemein ist die vorliegende Erfindung aber für alle Eingangssignale einsetzbar, die durch eine Zeitbereichsmessung erhalten werden, z. B. allgemeine Störsignale oder Datenübertragungssignale im Ultra Wide Band.The The above description of the preferred embodiments was made with reference to of input signals obtained by a time domain measurement of interference measurements were obtained in the field of electromagnetic compatibility. The present invention is not limited thereto. alternative The input signals are measured by an ESD discharge or by measuring immunity to interference receive. Generally, however, the present invention is applicable to all input signals usable, which are obtained by a time domain measurement, z. B. general interference or data transmission signals in the Ultra Wide Band.

Claims

Method for analog-to-digital conversion of an input signal, wherein the input signal is in a plurality of amplitude ranges divided and provided to a plurality of channels for digitization, wherein a lower and an upper limit of at least one of the plurality of channels is adjustable, marked by, Sampling the input signal by at least one analog-to-digital converter; based on the digitized input signal, determining the statistical Distribution of the amplitude values in the entire amplitude range of the Input signal; and based on the statistical distribution of the amplitude values, setting the lower and upper limits of the at least one channel to the amplitude range in areas that with a high resolution be sampled, and in areas sampled at a low resolution be split, so that in a subsequent overlay the digitized signals from the plurality of channels have a signal-to-noise ratio or a distortion-free dynamic range for the digitized input signal adjusts the opposite a fixed distribution of the input signal in the plurality increased amplitude ranges is.

Method according to claim 1, wherein it is determined at which distribution of the input signal an error at a subsequent analog-to-digital conversion is minimized.

The method of claim 1, wherein suitable gain factors for the Processing of the input signal in the plurality of channels set become.

Method according to one of claims 1 to 3, wherein the amplitude ranges be set so that in one of the analog-to-digital conversion of the input signal following Fourier transformation at a suitable Window function sets a maximum dynamic range.

The method of claim 4, wherein the amplitude ranges be set so that after the calculation of a peak value, an average value, a selective value or a quasi-peak value sets a maximum dynamic.

Method according to one of claims 1 to 5, wherein the division the amplitude ranges also on the desired quantization accuracy the for The analog-to-digital conversion based analog-to-digital converter based.

Method according to one of claims 1 to 6, wherein the input signal is obtained by a time domain measurement.

Method according to one of claims 1 to 6, wherein the input signal is a data transmission signal.

Method according to claim 8, wherein the data transmission signal is a signal in the ultra wide band.

Method according to one of claims 1 to 6, wherein the input signal by measuring an ESD discharge is obtained.

Method according to one of claims 1 to 6, wherein the input signal by measuring immunity to interference is obtained.

Method according to one of claims 1 to 6, wherein the input signal by a time domain measurement of interference measurements in the electromagnetic field compatibility is obtained.

Apparatus for analog-to-digital conversion of an input signal, wherein the input signal into a A plurality of amplitude ranges is divided and a plurality of channels is provided for digitization, wherein a lower and an upper limit of at least one of the plurality of channels is adjustable, characterized in that the device is configured to the input signal by at least one analog-digital To scan transducers; based on the digitized input signal, to determine the statistical distribution of the amplitude values over the entire amplitude range of the input signal; and, based on the statistical distribution of the amplitude values, adjusting the lower and upper limits of the at least one channel to divide the amplitude range into areas scanned at a high resolution and areas scanned at a low resolution in a subsequent superimposition of the digitized signals of the plurality of channels adjusts a signal-to-noise ratio or a distortion-free dynamic range for the digitized input signal, which is increased over a fixed distribution of the input signal in the plurality of amplitude ranges.

Apparatus according to claim 13, wherein it is determined at which distribution of the input signal an error at a subsequent analog-to-digital conversion is minimized.

Apparatus according to claim 13, wherein suitable gains for the Processing of the input signal in the plurality of channels set become.

Device according to one of claims 13 to 15, in which the Amplitude ranges are set so that at a the analog-to-digital conversion of the input signal following Fourier transformation a suitable window function sets a maximum dynamic range.

Apparatus according to claim 16, wherein the amplitude ranges be set so that after the calculation of a peak value, an average value, a selective value or a quasi-peak value sets a maximum dynamic.

Device according to one of claims 13 to 17, in which the Division of the amplitude ranges further on the desired Quantization accuracy of for The analog-to-digital conversion based analog-to-digital converter based.

Device according to one of claims 13 to 18, wherein the Input signal from a time domain measurement comes.

Device according to one of claims 13 to 18, wherein the Input signal is a data transmission signal is.

Apparatus according to claim 20, wherein the data transmission signal is a signal in the ultra wide band.

Device according to one of claims 13 to 18, wherein the Input signal comes from a measurement of ESD discharge.

Device according to one of claims 13 to 18, wherein the Input signal from a measurement of immunity stems.

Device according to one of claims 13 to 18, wherein the Input signal from a system for time domain measurement of noise emissions in the field of electromagnetic compatibility.