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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG 1. Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung eines
magnetisch bedingten Geräusches
einer rotierenden Wechselstrommaschine.
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2. Beschreibung des zutreffenden
Standes der Technik
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In
den letzten Jahren haben elektrische Fahrzeuge, Hybridfahrzeuge,
Brennstoffzellenfahrzeuge u.s.w. das praktische Niveau oder das
Entwicklungsniveau erreicht. In diesen Fahrzeugen werden rotierende
Wechselstrommaschinen großer
Ausgangsleistung die Haupteinheiten zur Erzeugung der Antriebskraft,
doch leiden solche rotierenden Wechselstrommaschinen großer Ausgangsleistung
unter dem Problem, daß sie
ein sehr lautes magnetisch bedingtes Geräusch entwickeln. Als eine Maßnahme zur
Reduzierung dieses magnetisch bedingten Geräusches schlägt die ungeprüfte japanische
Patentveröffentlichung
(Kokai) Nr. 11-341864 vor, Stromwellenformen auf der Basis von Informationen
von Kraftschwankungen zu erzeugen, um die magnetischen Erschütterungskräfte auszulöschen, so
daß das
magnetisch bedingte Geräusch
reduziert wird.
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Das
Prinzip der Technologie zur Verminderung magnetisch bedingtem Geräusches durch Überlagerung
von Strom nach der japanischen ungeprüften Patentveröffentlichung
11-341864, welche oben erwähnt
wurde, ist leicht verständlich,
doch ist nicht klar, welche Stromwellenformen tatsächlich überlagert
werden müssen,
um das magnetisch bedingte Geräusch
der Eigenfrequenz zu reduzieren, welche in der rotieren den Wechselstrommaschine
vorherrscht. Es besteht die Möglichkeit,
daß das
magnetisch bedingte Geräusch
durch die Überlagerung
des Stromes sogar verstärkt
wird oder daß fast
keine Verminderungswirkung des magnetisch bedingten Geräusches erzielt
werden kann.
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Es
ist nämlich
für einen
Fachmann ohne weiteres denkbar, den Strom in irgendeiner Weise zu ändern, so
daß sich
das magnetisch bedingte Geräusch ändert, das
der durch den Strom erzeugten elektromagnetischen Kraft entspricht,
doch würde
der Fachmann nicht die Stromwellenformen in Betracht gezogen haben,
die vorzusehen sind, um das magnetisch bedingte Geräusch zu
vermindern, insbesondere dessen Frequenzen, so daß es schwierig
geworden wäre,
tatsächlich
das magnetisch bedingte Geräusch mit
guter Präzision
herabzusetzen. Dieses Problem wird noch schwieriger bei der Verminderung
des magnetisch bedingten Geräusches
einer rotierenden Wechselstrommaschine zur Erzeugung eines Antriebsdrehmomentes,
welches sich im Antriebszustand ständig ändert.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Ein
Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Steuerung
des magnetisch bedingten Geräusches
einer rotierenden Wechselstrommaschine zu schaffen, mit welchem
effektiv beispielsweise die Verminderung des magnetisch bedingten
Geräusches
verwirklicht werden kann, sowie eine rotierende elektrische Wechselstrommaschine
zu schaffen, bei der das magnetisch bedingte Geräusch frei steuerbar ist.
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Zum
Erreichen des obigen Zieles ist gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden
Erfindung ein Verfahren zur Steuerung des magnetisch bedingten Geräusches einer
rotierenden Wechselstrommaschine vorgesehen, welches, wenn man einer
Grundfrequenzkomponente eines mehrphasigen Wechselstromes, der zu
einem Anker einer mehrphasigen rotierenden Wechselstrommaschine
geführt
wird, eine Ordnung „1" zuteilt, das Hinzufügen eines
harmonischen Stromes zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung einer
(n-1)-ten Ordnung (n ist eine ganze Zahl) zu dem mehrphasigen Wechsel strom
vorsieht, wobei der harmonische Strom eine inverse Phasensequenz gegenüber der
Grundfrequenzkomponente hat, so daß unter den Radialrichtungs-Vibrationen,
welche Vibrationen umfassen, die radial um eine Achse einer Welle
der rotierenden Wechselstrommaschine aufgrund von Vibrationskräften erzeugt
werden, die durch die rotierende Wechselstrommaschine hervorgebracht
werden oder durch Eingänge
zu der rotierenden Wechselstrommaschine von außen hervorgerufen werden, harmonische
Radialrichtungs-Schwingungskomponenten n-ter Ordnung im Vergleich
zu dem Falle geändert
werden, in welchem die harmonischen Ströme zur Steuerung der Radialrichtungsvibration
nicht eingeführt
werden. Hierdurch wird es zum ersten Mal möglich, das magnetisch bedingte
Geräusch
rotierender Wechselstrommaschinen mit vielerlei Größen und
beliebigen Ausgangszustand wirkungsvoll zu beeinflussen.
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Es
sei bemerkt, daß der
Ausdruck „inverse Phasensequenz" eine Folge der Zuführung der
Phasenströme
bedeutet, wobei die Richtungen der rotierenden magnetischen Felder,
welche durch die harmonischen Ströme zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung,
erzeugt werden, entgegengesetzt sind.
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Es
kann eine offene Steuerung durchgeführt werden, wobei Werte verwendet
werden, die zuvor als Phasen oder Amplituden der harmonischen Ströme zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung
bestimmt worden sind, oder es kann eine rückgekoppelte Steuerung oder
Regelung vorgesehen sein, um die Unterschiede zwischen den detektierten
Werten der harmonischen Ströme
zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung und den Zielwerten der harmonischen
Ströme
zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung gegen Null gehen zu lassen.
Es sei bemerkt, daß die
zuvor bestimmten Werte entsprechend dem Antriebszustand basierend
auf zuvor gespeicherten Aufzeichnungen der Strom-Grundwellenamplitude oder der Drehzahl,
sowie Phase oder Amplitude geändert
werden können.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung kann nämlich
das magnetisch bedingte Geräusch
der n-ten Ordnung erhöht
oder vermindert werden, indem ein harmonischer Strom der (n-1)-ten
Ordnung (n ist eine natürliche
Zahl) zur Radialrichtungs-Vibrations steuerung überlagert wird, wobei dieser
harmonische Strom eine inverse Phasensequenz gegenüber derjenigen
der Grundfrequenzkomponente des Statorstroms der rotierenden Wechselstrommaschine
aufweist, welche im Motorbetrieb oder im Generatorbetrieb läuft. Aufgrund
dieser Maßnahme
kann eine extrem ruhig laufende rotierende Wechselstrommaschine
verwirklicht werden und es kann eine rotierende Wechselstrommaschine
geschaffen werden, die eine gewünschte
magnetisch bedingte Geräuschentwicklung
aufweist. In einem Hybridkraftfahrzeug beispielsweise kann, wenn
der Verbrennungsmotor gestoppt wird und das Fahrzeug durch die rotierende Wechselstrommaschine
angetrieben wird, ein Rotationsgeräusch erzeugt werden, so daß man dasselbe Empfinden
einer Beschleunigung erhält,
wie beim Betrieb des Verbrennungsmotors. Wenn weiter in dem Fahrzeug
oder der rotierenden Wechselstrommaschine eine Abnormität auftritt,
und sich die Antriebsbedingungen ändern, so kann das magnetisch bedingte
Geräusch
dementsprechend geändert
werden, um eine Information an den Fahrer zu geben. Weiter wird
der fahrenden Person die Möglichkeit
eröffnet
zuvor den Pegel oder die Frequenz des magnetisch bedingten Geräusches entsprechend
ihren Wünschen
einzustellen.
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Dies
wird weiter unten im einzelnen erläutert. Das magnetisch bedingte
Geräusch
wird durch die Vibration (auch als magnetische Vibration bezeichnet)
erzeugt, welche durch die magnetischen Kräfte (magnetische Vibrationskraft)
eines Kernes einer rotierenden Wechselstrommaschine hervorgerufen wird.
Diese magnetische Vibration wird zu einer kombinierten Schwingung
oder Vibration einer umfangsgerichteten Vibrationskomponente und
einer radial gerichteten Vibrationskomponente. Die umfangsgerichtete
Vibration des Kernes erzeugt eine Drehmomentwelligkeit. Da jedoch
der Statorkern oder der Rotorkern im wesentlichen zylindrische Gestalt
oder säulenförmige Gestalt
haben, ist, selbst wenn diese Kerne periodisch in der Umfangsrichtung
schwingen, die Schwingung der Luft in der Nachbarschaft zu den Kernen
aufgrund dieser Vibration, d. h., das Geräusch nur gering. Im Gegensatz
hierzu verursacht die Vibration in der Radialrichtung des Kernes
die Radialrichtungsvibration einer äußeren Umfangsfläche oder
einer inneren Umfangsfläche
des Statorkerns oder Rotorkerns, doch ist dieser Außenumfang oder
Innenumfang der Luft benachbart, so daß die Radialrichtungsvibration
des Statorkerns oder Rotorkerns die Außenumfangsfläche oder
Innenumfangsfläche
zu Schwingungen in der Radialrichtung veranlaßt und eine starke Geräuschbildung
verursacht. Dies bedeutet, daß die
Drehmomentwelligkeit durch Vermindern der Komponente der magnetischen
Vibrationskraft in Umfangsrichtung vermindert wird und daß das magnetisch
bedingte Geräusch
durch Vermindern der Radialrichtungskomponente der magnetischen
Vibrationskraft vermindert wird.
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Um
gemäß der vorliegenden
Erfindung harmonische Komponenten vorbestimmter Ordnung der Radialrichtungskomponenten
der magnetischen Vibrationskraft (auch als die „magnetische Radialrichtungs-Vibrationskraft" bezeichnet), welche
gewöhnlich
durch die magnetomotorische Kraft des Rotors und den Statorstrom
(Grundfrequenzkomponente) auf Zielwerte zu ändern oder herabzusetzen, wird
ein harmonischer Strom zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung mit
der Zahl der vorbestimmten Ordnung minus eins, welcher eine Ordnung
aufweist, die um eins kleiner als die vorbestimmte Ordnung ist und
der eine inverse Phasensequenz gegenüber derjenigen der Grundfrequenzkomponente
hat, zu dem Statorstrom (mehrphasiger Wechselstrom) hinzu addiert, so
daß magnetische
Vibrationskräfte
vorbestimmter Ordnung mit Phasen und Amplituden hinzu addiert werden,
welche eine Zielamplitude der Summe der Vektoren mit den harmonischen
Komponenten aufweist (vorzugsweise klein ist). Aufgrund dieser Tatsache
kann das magnetbedingte Geräusch
gesteuert (erhöht
oder verringert) werden.
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Wenn
nämlich
gemäß der vorliegenden
Erfindung der Ordnung einer Grundfrequenz eine „1" zugeordnet wird, wird ein harmonischer
Strom der Ordnung n-1 zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung mit
einer inversen Phasenfolge zu einem Anker einer rotierenden Wechselstrommaschine
hinzugefügt,
welche einen Grundfrequenzstrom aufnimmt. Dies bewirkt, daß die harmonische
Komponente n-ter Ordnung der Radialrichtungsvibration gesteuert
oder beeinflußt
wird. Der Grund hierfür
wird weiter unten erklärt.
Es sei bemerkt, daß die
Phasen und Amplituden der harmonischen Ströme zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung
zuvor durch Versuche aufgefunden werden können, daß Werte verwendet werden können, die
basierend auf den später
erläuterten
Gleichungen errechnet wurden und daß Werte verwendet werden können, die
durch numerische Rechnung, beispielsweise nach der Methode der endlichen
Elemente (FEM) ermittelt wurden.
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Vorzugsweise
umfaßt
das Verfahren das Hinzufügen
harmonischer Ströme
zur Steuerung der Radialrichtungsvibration mit vorbestimmten Amplituden
und Phasen zu der Grundfrequenzkomponente des mehrphasigen Wechselstromes,
zur Steuerung (Verminderung oder Vergrößerung) der harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten
in stärkeren
Maße als
im Falle, in welchem die harmonischen Ströme zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung
nicht hinzugefügt
werden. Aufgrund dieser Tatsache kann das magnetisch bedingte Geräusch gut und
zuverlässig
gesteuert (vermindert oder erhöht) werden.
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Vorzugsweise
ist die rotierende Wechselstrommaschine eine dreiphasige rotierende
Wechselstrommaschine. Die Ordnung der harmonischen Ströme zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung
ist eine (6k-1)-te Ordnung (k ist eine natürliche Zahl). Demgemäß können beispielsweise
beide harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten der 6k-Ordnung,
welche in einer dreiphasigen rotierenden Wechselstrommaschine vorherrschen,
gut verringert werden.
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Vorzugsweise
ist die Ordnung des harmonischen Stromes zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung
mindestens eine aus der durch die fünfte, elfte, siebzehnte und
dreiundzwanzigste Ordnung gebildeten Gruppe. Demgemäß kann mindestens
eine der harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten mit
einer Ordnung aus der von der sechsten, zwölften, achtzehnten und vierundzwanzigsten
Ordnung gebildeten Gruppe, welche in einer dreiphasigen rotierenden
Wechselstrommaschine vorherrschen, gut abgeschwächt werden.
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Bevorzugstermaßen umfaßt das Verfahren weiter
das Errechnen der Amplituden und Phasen der harmonischen Ströme zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung,
welche zu dem mehrphasigen Wechselstrom hinzuzufügen sind, um Zielwerte der
harmonischen Komponenten der Radialrichtungsvibration auf der Basis
vorbestimmter Auf zeichnungen oder Gleichungen zu erhalten, welche
die Beziehungen zwischen den harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten
und den harmonischen Strömen zur
Radialrichtungs-Vibrationssteuerung aufzeigen, so wie das Hinzufügen der
errechneten Werte der harmonischen Ströme zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung
zu dem mehrphasigen Wechselstrom.
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Gemäß diesem
Aspekt der Erfindung werden nämlich
durch Verwendung vorbestimmter Beziehungen (Aufzeichnungen oder
Gleichungen) zwischen den harmonischen Komponenten der Radialrichtungsvibration
und den harmonischen Strömen zur
Radialrichtungs-Vibrationssteuerung, welche im System gespeichert
sind, die harmonischen Ströme zur
Radialrichtungs-Vibrationssteuerung zur Erzeugung der beabsichtigten
harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten, d. h., der Zielwerte der
harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten errechnet und
diese errechneten harmonischen Ströme zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung
werden dann zugeführt,
um hierdurch die Zielwerte der harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten
zu erzeugen. Hierdurch können
die Zielwerte der harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten,
d. h. die gewünschten
harmonischen Radialrichtungskomponenten frei und unabhängig von
einer Änderung
des jeweiligen Fahrzustandes oder Antriebszustandes erzeugt werden.
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Vorzugsweise
umfaßt
das Verfahren weiter das Detektieren der harmonischen Stromkomponenten,
die zu dem Anker geführt
werden, so wie die Durchführung
einer Steuerung mit Rückkopplung oder
einer Regelung, so daß Abweichungen
der Amplitude und der Phasen zwischen den detektierten Werten der
harmonischen Stromkomponenten und den errechneten Werten der harmonischen
Ströme zur
Radialrichtungs-Vibrationssteuerung, die zu dem Mehrphasenwechselstrom
hinzu addiert werden sollen, zu Null werden, so daß man Zielwerte
der harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten erhält. Demgemäß können die
gewünschten
harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten
zuverlässig
erzeugt werden.
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Vorzugsweise
umfaßt
das Verfahren weiterhin das Detektieren der harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten
oder der diesen zugeordneten elektrischen Parameter, das Errechnen
der Amplituden und Phasen der harmonischen Ströme zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung
entsprechend den Differenzen der Radialrichtungs-Vibrationskomponenten oder der diesen
zuzuordnenden elektrischen Parametern entsprechend den Abweichungen
zwischen den detektierten Werten der harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten oder
der diesen zugeordneten elektrischen Parameter und den Zielwerten
der harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten oder der
diesen zugeordneten elektrischen Parameter basierend auf Aufzeichnungen
oder Gleichungen, sowie das Hinzu addieren der errechneten Werte
der harmonischen Ströme
zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung zu dem mehrphasigen Wechselstrom.
Demgemäß können die
gewünschten
harmonischen Radialrichtungs-Vibrationskomponenten zuverlässig erzeugt werden.
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(Modifikationen)
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- 1. Die Ordnung der inversen Phasenfolgen der harmonischen
Ströme
zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung (d. h. die Vielfachen der
Frequenzen der harmonischen Ströme
zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung mit Bezug auf die Frequenz
der Grundfrequenzkomponente) kann natürlich Toleranzen bei der Erzeugung
der harmonischen Ströme
in den erzeugenden Schaltungen umfassen. Beispielsweise kann die
Ordnung (n-1) zwischen
(n-1) – 0,1
und (n-1) + 0,1 liegen.
- 2. Als rotierende Wechselstrommaschinen werden vorzugsweise
verschiedene Arten von Synchronmaschinen verwendet. Die Arbeitsweise kann
entweder ein Motorbetrieb oder ein Leistungserzeugungsbetrieb sein.
Weiter können
die harmonischen Ströme
zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung bei allen Rotationsbereichen überlagert
werden oder die harmonischen Ströme
zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung können nur bei Rotationsbereichen überlagert
werden, bei welchem das vom Magnetfeld bedingte Geräusch ein
besonderes Problem ist.
- 3. Eine vorbestimmte Radialrichtungsvibration einer einzigen
Ordnung kann durch Überlagern
eines harmonischen Stromes zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung
einer vorbestimmten einzigen Ordnung vermindert werden, oder Radialrichtungs-Vibrationen
einer Mehrzahl von Ordnungen können
durch Überlagerungen
von harmonischen Strömen
zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung einer Mehrzahl von Ordnungen
reduziert werden.
- 4. Die Änderung,
insbesondere die Verminderung, der magnetisch bedingten Geräuschentwicklung, wie
dies oben beschrieben wurde, kann selektiv nur innerhalb einer bestimmten
eine Ruhe erfordernden Zeitdauer in dem Fahrzeug bewirkt werden,
welches die rotierende Wechselstrommaschine verwendet, beispielsweise
wenn das Fahrzeug unter Verwendung der Antriebsmaschine angehalten
wird, wenn das Fahrzeug bei geringem Motorengeräusch verzögert wird oder während eines
regenerativen Bremsens.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Diese
und weitere Ziele und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden
noch deutlicher aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele
unter Bezugnahme auf die zugehörigen
Zeichnungen. In diesen stellen dar:
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1 ein
Schaltbild einer schematisch herausgezeichneten einzelnen Phase
eines magnetischen Kreises einer dreiphasigen rotierenden Wechselstrommaschine;
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2 ein äquivalentes
Schaltbild des magnetischen Kreises des Systems nach 1;
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3 ein
Blockschaltbild einer Motorsteuerschaltung unter Verwendung des
Verfahrens zur Änderung
des magnetisch bedingten Geräusches
gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung;
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4 ein
Blockschaltbild einer Motorsteuerschaltung unter Verwendung des
Verfahrens zur Änderung
des magnetisch bedingten Geräusches
gemäß einer
anderen Ausführungsform
der Erfindung;
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5 ein
Blockschaltbild einer Motorsteuerschaltung unter Einsatz des Verfahrens
zur Änderung
des magnetisch bedingten Geräusches
gemäß wiederum
einer anderen Ausführungsform
der Erfindung;
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6 ein
Blockschaltbild einer Motorsteuerschaltung unter Einsatz des Verfahrens
zur Änderung
des verfahrensbedingten Geräusches
gemäß wiederum
einer anderen Ausführungsform
der Erfindung;
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7 ein
Blockschaltbild einer Motorsteuerschaltung unter Einsatz des Verfahrens
zur Änderung
des magnetisch bedingten Geräusches
gemäß abermals
einer anderen Ausführungsform
der Erfindung;
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8 eine
schematische Querschnittsansicht in der radialen Schnittebene einer
dreiphasigen Synchronmaschine in einer Versuchsanordnung;
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9 eine
graphische Darstellung von Wellenformen der Radialrichtungs-Vibrationskräfte, welche
in einer Versuchsanordnung unter Verwendung der dreiphasigen Synchronmaschine
nach 8 entstehen;
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10 eine
Gleichung 1 zur Definition eines magnetischen Flusses;
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11 eine
Gleichung 2 zur Definition der magnetischen Energie;
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12 eine
Gleichung 3 zur Definition einer magnetischen Vibrationskraft;
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13 eine
Gleichung 4 zur Definition einer magnetomotorischen Rotorkraft und
eines Statorstroms der Phase U;
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14 eine
Gleichung 5 zur Definition einer magnetomotorischen Rotorkraft und
eines Statorstroms der Phase V;
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15 eine
Gleichung 6 zur Definition einer magnetomotorischen Rotorkraft und
eines Statorstroms der Phase W;
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16 eine
Gleichung 7 zur Definition einer Vibrationskraft der Phase U;
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17 eine
Gleichung 8 zur Definition einer Vibrationskraft der Phase V;
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18 eine
Gleichung 9 zur Definition einer Vibrationskraft der Phase W;
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19 eine
Gleichung 10 zur Definition der Kombination der Vibrationskräfte der
drei Phasen;
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20 eine
Gleichung 11 zur Definition einer magnetomotorischen Rotorkraft
und eines Statorstroms mit zwei harmonischen Komponenten der Phase
U;
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21 eine
Gleichung 12 zur Definition einer magnetomotorischen Rotorkraft
und eines Statorstroms mit zwei harmonischen Komponenten der Phase
V;
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22 eine
Gleichung 13 zur Definition einer magnetomotorischen Rotorkraft
und eines Statorstroms mit zwei harmonischen Komponenten der Phase
W;
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23 eine
Gleichung 14 zur Definition einer Vibrationskraft der Phase U, errechnet
durch Gleichung 11;
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24 eine
Gleichung 15 zur Definition einer Vibrationskraft der Phase V, errechnet
durch die Gleichung 12;
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25 eine
Gleichung 16 zur Definition einer Vibrationskraft der Phase W, errechnet
durch die Gleichung 13;
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26 eine
Gleichung 17, welche durch Einsetzen von j=3, k=5, 1=7, m=5 und
n=11 in Gleichung 11 erhalten wird;
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27 eine
Gleichung 18, die durch Einsetzen von j=3, k=5, 1=7, m=5 und n=11
in Gleichung 12 erhalten wird;
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28 eine
Gleichung 19, die durch Einsetzen von j=3, k=5, 1=7, m=5 und n=11
in Gleichung 13 erhalten wird;
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29 eine
Gleichung 20, zur Definition einer Vibrationskraft der Phase U,
errechnet durch Gleichung 17;
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30 eine
Gleichung 21 zur Definition einer Vibrationskraft der Phase V, errechnet
durch Gleichung 18;
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31 eine
Gleichung 22 zur Definition einer Vibrationskraft der Phase W, errechnet
durch Gleichung 19;
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32 eine
Gleichung 23, welche durch Kombination der drei Vibrationskräfte erhalten
wird, die durch die Gleichungen 17 bis 19 erhalten wird;
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33 eine
Gleichung 24 für
die Löschung der
Vibrationskraftkomponente der sechsten Ordnung; und
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34 eine
Gleichung 25 zur Löschung
der Vibrationskraftkomponente der zwölften Ordnung.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Nachfolgend
werden bevorzugte Ausführungsformen
der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert.
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Erläuterung
des Prinzips
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Nachfolgend
wird das Prinzip der Erfindung bei der Anwendung auf eine dreiphasige
rotierende Wechselstrommaschine erklärt.
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1 ist
die schematische Ansicht des Teiles einer Phase eines magnetischen
Kreises einer dreiphasigen rotierenden Wechselstrommaschine, während 2 ein äquivalentes
magnetisches Schaltbild von 1 ist. In
einer Synchronmaschine wird ein magnetischer Fluß Φ durch einen Magnetpol des
Rotors (durch eine Spule oder einen Permanentmagneten gebildet)
erzeugt. Eine magnetomotorische Kraft des Rotors Fmag bezeichnet
die magnetomotorische Kraft des magnetischen Pols des Rotors im
magnetischen Schließungskreis,
d. h., eine Magnetfeldintensität,
und eine magnetomotorische Kraft des Stators Fcoil ist die magnetomotorische Kraft,
welche in dem magnetischen Schließungskreis durch den Statorstrom
erzeugt wird, d. h., wiederum eine Kraftflußdichte oder Magnetfeldintensität. Rg ist ein
magnetischer Widerstand eines Luftspaltes zwischen dem Stator und
dem Rotor. Es sei bemerkt, daß in
den oben genannten Figuren und den folgenden Gleichungen Icoil ein
Statorstrom (Phasenstrom des Ankers) bedeutet, x die Luftspaltweite
ist, S eine Fläche
bezeichnet, die dem Luftspalt gegenüber steht, μo die Permeabilität der Luft
ist und N die Anzahl von Windungen jeder Phasenspule des Ankers oder
Stators bezeichnet.
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Der
magnetische Fluß ist
durch Gleichung 1 definiert und die magnetische Energie ist durch
Gleichung 2 definiert. Die magnetische Vibrationskraft ist durch
Gleichung 3 definiert und die magnetomotorische Kraft der Phase
U des Rotors und der Statorstrom sind durch Gleichung 4 definiert.
Die magnetomotorische Kraft des Rotors für die Phase V und der Statorstrom
sind durch Gleichung 5 definiert. Die magnetomotorische Kraft des
Rotors und der Statorstrom für
die Phase W sind durch die Gleichung 6 definiert. Die Gleichungen
1 bis 6 sind in den 10 bis 15 wiedergegeben.
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Vorliegend
rotiert der schematisch in 1 dargestellte
Rotor in einer tatsächlich
vorgegebenen rotierenden elektrischen Maschine. Die magnetomotorische
Kraft des Rotors hat daher die Gestalt einer Sinuswelle. Die magnetische
Vibrationskraft f ist als die Summe eines Quadrates der magnetomotorischen
Kraft des Rotors, des Quadrates der magnetomotorischen Kraft des
Stators und des Produktes aus der magnetomotorischen Kraft des Rotors
und der magnetomotorischen Kraft des Stators definiert. Im vorliegenden
Beispiel enthält
die magnetomotorische Kraft des Rotors harmonische Komponenten der
dritten, fünften
und siebenten Ordnung, die aufgrund des Einflusses der Rotorgestalt
und dergleichen in der Grundwellenkomponente (Komponente der ersten Ordnung)
erzeugt werden. Es sei hier angenommen, daß der Statorstrom nur die Grundwellenkomponente
oder Grundfrequenzkomponente enthält. Natürlich können sowohl die magnetomotorische
Kraft des Rotors als auch der Statorstrom andere harmonische Komponenten
gegenüber
dem zuvor angesprochene Sachverhalt enthalten.
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Wenn
die magnetischen Vibrationskräfte (auch
einfach als „Vibrationskräfte" bezeichnet) der verschiedenen
Phasen aus den Gleichungen 4 bis 6 und Gleichung 3 errechnet werden,
so erhält
man die Gleichungen 7 bis 9.
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Die
Gleichungen 7 bis 9 sind jeweils in den 16 bis 18 wiedergegeben.
Es sei bemerkt, daß Fi
die Amplitude einer Komponente i-ter Ordnung der magnetomotorischen
Kraft des Rotors ist, Ii die Amplitude der Komponente i-ter Ordnung
des Statorstroms ist, θ der
Drehwinkel des Rotors ist und α, β, γ, δ, s, t und
u Phasenwinkel bedeuten. In den Gleichungen 7 bis 9 sind Ausdrücke, die
durch durchgehende Unterstreichungen gekennzeichnet sind, in Phase
befindliche Ausdrücke
in jeder Phase, während
die Ausdrücke,
die durch unterbrochene Unterstreichungen gekennzeichnet sind, Aus drücke bezeichnen,
die innerhalb jeder Phase um 120 Grad phasenverschoben sind. Ein
magnetisches Geräusch
wird durch die Vibrationskraft erzeugt, die durch Kombination der
Vibrationskräfte
dieser Phasen erhalten wird. Wenn man also die Gleichungen 7 bis
9 addiert, erhält
man Gleichung 10.
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Die
Gleichung 10 ist in 19 wiedergegeben. Nachfolgend
seien die Erläuterungen
zu den Ausdrücken
in Gleichung 10 angegeben.
- (1) Dieser Ausdruck
ist eine Gleichstromkomponente;
- (2) Dieser Ausdruck ist eine Komponente sechster Ordnung, welche
durch eine Harmonische dritter Ordnung der magnetomotorischen Kraft
des Rotors erzeugt wird;
- (3) Dieser Ausdruck ist eine Komponente sechster Ordnung, der
durch Harmonische der ersten Ordnung und der fünften Ordnung der magnetomotorischen
Kraft des Rotors erzeugt wird;
- (4) Dieser Ausdruck ist eine Komponente sechster Ordnung, welche
durch Harmonische der ersten Ordnung und der siebenten Ordnung der
magnetomotorischen Kraft des Rotors erzeugt wird;
- (5) Dieser Ausdruck ist eine Komponente zwölfter Ordnung, welche durch
harmonische Komponenten der fünften
Ordnung und der siebten Ordnung der magnetomotorischen Kraft des
Rotors erzeugt wird;
- (6) Dieser Ausdruck ist eine Komponente sechster Ordnung, welche
durch die magnetomotorische Kraft des Rotors der fünften Ordnung
und dem Statorstrom der ersten Ordnung erzeugt wird;
- (7) Dieser Ausdruck ist eine Komponente der sechsten Ordnung,
welche durch die magnetomotorische Kraft des Rotors der siebten
Ordnung und den Statorstrom der ersten Ordnung erzeugt wird.
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In
Gleichung 10 sind die Ausdrücke,
die in den Gleichungen 7 bis 9 durch durchgehende Unterstreichung
gekennzeichnet sind, in der Phase gleich, so daß sie einander verstärken. während die
Ausdrücke,
die in den Gleichungen 7 bis 9 durch unterbrochene Linien gekennzeichnet
sind, sich auslöschen, da
die Summe der drei Phasenvektoren zu Null wird. Das bedeutet, die
Komponenten der sechsten Ordnung, welche durch die Ausdrücke (2),
(3), (4), (6) und (7) in Gleichung 10 bezeichnet sind, und die zwölfte Komponente,
welche durch (5) bezeichnet ist, sind Ausdrücke, welche einander verstärken, so daß sie die
Ursache für
magnetbedingtes Geräusch der
dreiphasigen rotierenden Wechselstrommaschine sind. Wenn man eine
feinere Untersuchung der Rechnung vornimmt, so erkennt man, daß die kombinierte
Vibrationskraft der dreiphasigen rotierenden Wechselstrommaschine
ein ganzzahliges Vielfaches von sechs ist und daß die harmonischen Komponenten
des magnetisch bedingten Geräusches
eine Komponente der 6k-ten Ordnung (k ist eine natürliche Zahl)
enthalten.
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Als
nächstes
sei ein Fall betrachtet, in welchem zwei harmonische Stromkomponenten,
welche die m-te und n-te harmonische Stromkomponente sind und welche
inverse Phasenfolgen gegenüber derjenigen
der Grundfrequenzkomponente haben, dieser Grundfrequenzkomponente
(Komponente der ersten Ordnung) des Statorstroms überlagert
werden. Für
die Verallgemeinerung sei angenommen, daß die magnetomotorische Kraft
des Rotors die Komponente der ersten Ordnung, der j-ten Ordnung, der
k-ten Ordnung und der l-ten Ordnung enthalte. Die magnetomotorische
Kraft des Rotors und der Statorstrom jeder Phase sind in diesem
Falle durch Gleichung 11 bis Gleichung 13 dargestellt. Wenn man
daher diese Gleichungen 11 bis 13 in derselben Weise wie oben beschrieben
ausrechnet, erhält
man die Gleichungen 14 bis 16. Die Gleichungen 11 bis 16 sind in
den 20 bis 25 angegeben.
Es sei bemerkt, daß Fi
die Amplitude einer Komponente der i-ten Ordnung der magnetomotorischen
Kraft des Rotors ist, daß Ii
die Amplitude der Komponente i-ter Ordnung des Statorstroms ist, θ der Rotationswinkel des
Rotors ist und α, β, γ, δ, s, t und
u Phasenwinkel bedeuten. j, K, L, m und n sind ganze Zahlen.
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In
den Gleichungen 14 bis 16 sind die durch Unterstreichung mit durchgehenden
Linien bezeichneten Ausdrücke
solche, die in jeder Phase phasengleich sind und die Ausdrücke, die
durch Unterstreichung mit unterbrochener Linie unterzeichnet sind, sind
Ausdrücke,
die für
jede Phase eine Phasenverschiebung um 120 Grad haben. Magne tisch
bedingtes Geräusch
wird durch die Vibrationskraft gebildet, die durch Kombination der
Vibrationskräfte
unterschiedlicher Phasen erhalten wird. Die durch durchgehende Linien
unterstrichenen Ausdrücke
in den Gleichungen 14 bis 16 sind phasengleich, so daß sie einander
verstärken,
während
die mit unterbrochenen Linien unterstrichenen Ausdrücken in
den Gleichungen 14 bis 16 einander auslöschen, da die Summe der drei
Phasenvektoren zu Null wird. Man erkennt also, daß die Vibrationskräfte mit
der Ordnung (m+1), (n+1) und (m-n) erzeugt werden können, wenn
die harmonischen Stromkomponenten der m-ten und der n-ten Ordnung
in inverser Phasenfolge hinzugefügt
werden.
-
Das
bedeutet, daß die
Vibrationskräfte
der (m+1)-ten Ordnung, der (n+1)-ten Ordnung und der (m-n)-ten Ordnung
durch die harmonische Stromkomponenten der m-ten Ordnung und der n-ten Ordnung frei
erzeugt werden können.
Aufgrund dieser Tatsache kann das magnetisch bedingte Geräusch verstärkt oder
vermindert werden.
-
Durch
Verwendung der vorgenannten Ergebnisse der Analyse sei als nächstes ein
Fall untersucht, bei welchem die harmonischen Stromkomponenten der
fünften
Ordnung und der siebenten Ordnung in inverser Phasensequenz überlagert
werden, um magnetisch bedingte Geräusche der sechsten Ordnung
und der zwölften
Ordnung zu vermindern, welche sich als ein Problem in dreiphasigen
rotierenden Wechselstrommaschinen darstellen.
-
Setzt
man in den Gleichungen 11 bis 13 j=3, k=5, 1=7, m=5 und n=11 ein,
wenn man die magnetomotorischen Kräfte des Rotors der ersten Ordnung, der
dritten Ordnung, der fünften
Ordnung und der siebten Ordnung berücksichtigt und die Statorströme der ersten
Ordnung, der fünften
Ordnung und der elften Ordnung berücksichtigt, dann erhält man die
magnetomotorischen Kräfte
des Rotors und die Statorströme
der Phasen, wie in den Gleichungen 17, 18 und 19 angegeben ist,
die in den 26 bis 28 gezeigt
sind.
-
Man
sieht aus diesen Gleichungen, daß man durch Vorgehen in derselben
Weise, wie oben angegeben, die Vibrationskräfte der verschiedenen Phasen,
wie in den Gleichungen 20 bis 22 angegeben ist, erhält und daß die Vibrationskraft
durch Kombinieren der Vibrationskräfte der verschiedenen Phasen
erhalten wird, wie dies durch Gleichung 23 aufgezeigt ist.
-
Die
Gleichungen 20 bis 23 sind jeweils in den 29 bis 32 wiedergegeben.
Es sei bemerkt, daß die
Ausdrücke,
welche in den Gleichungen 20 bis 22 mit durchgezogenen Linien unterstrichen
sind, gleichphasig sind, so daß sie
einander verstärken, während die
Ausdrücke,
die in den Gleichungen 20 bis 22 mit unterbrochenen Linien unterstrichen
sind, einander auslöschen,
da die Summe der drei Phasenvektoren zu Null wird.
-
Im
folgenden sei eine Erläuterung
der Ausdrücke
von Gleichung 23 in 32 gegeben.
- (1)
Dieser Ausdruck ist eine Gleichstromkomponente;
- (2) Dieser Ausdruck ist eine Komponente der sechsten Ordnung,
welche durch die magnetomotorische Kraft des Rotors der dritten
Ordnung erzeugt wird;
- (3) Dieser Ausdruck ist eine Komponente der sechsten Ordnung,
welche durch eine magnetomotorische Kraft des Rotors der ersten
Ordnung und der fünften
Ordnung erzeugt wird;
- (4) Dieser Ausdruck ist eine Komponente der sechsten Ordnung,
welche durch die magnetomotorische Kraft des Rotors der ersten Ordnung
und der siebten Ordnung erzeugt wird;
- (5) Dieser Ausdruck ist eine Komponente der zwölften Ordnung,
welche durch die magnetomotorische Kraft des Rotors der fünften Ordnung
und der siebten Ordnung erzeugt wird;
- (6) Dieser Ausdruck ist eine Komponente der sechsten Ordnung,
welche durch die magnetomotorische Kraft des Rotors der fünften Ordnung
und durch den Statorstrom der ersten Ordnung erzeugt wird;
- (7) Dieser Ausdruck ist eine Komponente der sechsten Ordnung,
welche durch die magnetomotorische Kraft des Rotors der siebten
Ordnung und den Statorstrom der ersten Ordnung erzeugt wird;
-
Die
folgenden Ausdrücke
ergeben sich aus der Überlagerung
der Komponenten des Statorstroms der fünften Ordnung und der elften
Ordnung.
- (8) Dieser Ausdruck ist eine Komponente
der sechsten Ordnung, welche durch die magnetomotorische Kraft des
Rotors der ersten Ordnung und den Statorstrom der fünften Ordnung
erzeugt wird;
- (9) Dieses ist ein Ausdruck einer Komponente zwölfter Ordnung,
welche durch die magnetomotorische Kraft des Rotors der ersten Ordnung
und den Statorstrom der elften Ordnung erzeugt wird;
- (10) Dieses ist ein Ausdruck der Komponente der sechsten Ordnung,
welche durch die magnetomotorische Kraft des Rotors der fünften Ordnung
und dem Statorstrom der elften Ordnung erzeugt wird;
- (11) Dieses ist ein Ausdruck einer Komponente der zwölften Ordnung,
welche durch die magnetomotorische Kraft des Rotors der siebten
Ordnung und den Statorstrom der fünften Ordnung erzeugt wird;
- (12) Dieses ist ein Ausdruck einer Komponente der sechsten Ordnung,
welche durch Statorstromkomponenten der ersten Ordnung und der fünften Ordnung
erzeugt wird;
- (13) Dieses ist ein Ausdruck einer Komponente der zwölften Ordnung,
welche durch Statorstromkomponenten der ersten Ordnung und der elften Ordnung
erzeugt wird;
- (14) Dieses ist ein Ausdruck einer Komponente der sechsten Ordnung,
welche durch Statorstromkomponenten der fünften Ordnung und der elften Ordnung
erzeugt wird;
- (15) Dieses ist ein Ausdruck einer Komponente der achtzehnten
Ordnung, welche durch eine magnetomotorische Kraft des Rotors der
siebten Ordnung und eine Statorstromkomponente der elften Ordnung
erzeugt wird.
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Wenn
man also Gleichung 10 der kombinierten Vibrationskraft für den Fall,
in welchem keine harmonische Stromkomponente überlagert wird, und Gleichung
23 der kombinierten Vibrationskraft für den Fall, in welchem eine
harmonische Stromkomponente überlagert
wird, miteinander vergleicht, so erkennt man, daß die Vibrationskräfte der
sechsten Ordnung und der zwölften
Ordnung aufgrund der Überlagerung
der harmonischen Stromkomponenten der fünften Ordnung und der elften
Ordnung in der inversen Phasenfolge separat von den Vibrationskräften der sechsten
Ordnung und der zwölften
Ordnung gemäß Gleichung
10 neuerlich erzeugt werden.
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Das
bedeutet, daß erkennbar
wird, daß die Größen der
magnetisch bedingten Geräusche
der sechsten Ordnung und der zwölften
Ordnung (Radialrichtungs-Vibrationen), welche ein Problem in einer dreiphasigen
rotierenden Wechselstrommaschine werden können, durch Einstellung der
Amplituden und der Phasen der harmonischen Stromkomponenten der
fünften
Ordnung und der elften Ordnung in inverser Phasenfolge gesteuert
werden können.
Beispielsweise können
in Gleichung 23 die Amplituden und Phasen der harmonischen Stromkomponenten der
fünften
Ordnung und der elften Anordnung in inverser Phasenfolge, welche
zum Minimieren der Amplitude der Vibrationskraft der sechsten Ordnung
und der Amplitude der Vibrationskraft der zwölften Ordnung dienen, bestimmt
werden. Alternativ kann man jeder Vibrationskraft die Priorität geben
und die jeweils andere Vibrationskraft kann innerhalb eines zulässigen Rahmens
minimiert werden.
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Die
Bedingungen der harmonischen Phasenstromkomponenten der fünften Ordnung
und der elften Ordnung für
den Fall, in welchem die Vibrationskraft der sechsten Ordnung zu
Null wird, sind in Gleichung 24 festgehalten, welche in 33 gezeigt ist.
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Wenn
nämlich
die Summe der Vektoren der Ausdrücke
des magnetisch bedingten Schalls [(2)+(3)+(4)+(6)+(7)]+ Summe der
Vektoren der Auslöschungsausdrücke [(8)+(9)+(12)+(13)]=0,
so wird die Komponente der sechsten Ordnung ausgelöscht.
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Die
Amplituden und Phasen der harmonischen Stromkomponenten sollen so
bestimmt werden, daß die
Summe der Ausdrücke
des magnetisch bedingten Geräusches
und der Löschungsausdrücke in Gleichung
24 Null wird.
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Die
Bedingungen für
die harmonischen Stromkomponenten der fünften Ordnung und der elften
Ordnung in dem Fall, in welchem die Vibrationskraft der zwölften Ordnung
zu Null gemacht wird, ist in Gleichung 25 aufgezeigt, welche in 34 wiedergegeben
ist. Wenn die Vektorsumme (5) des Ausdrucks des magnetischen Geräusches und
die Vektorsumme [(10)+(11)+(14)] der Löschungsausdrücke Null
ist, dann wird die Komponente der zwölften Ordnung ausgelöscht.
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Die
Amplituden und Phasen der harmonischen Stromkomponenten sollen so
bestimmt werden, daß die
Summe des Ausdruckes des magnetischen Geräusches und des Löschungsausdruckes
in Gleichung 25 zu Null wird.
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(Abwandlung 1)
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Die
obige Verarbeitung von Gleichungen wurde am Beispiel einer dreiphasigen
rotierenden Wechselstrommaschine durchgeführt, doch resultiert dieselbe
Vorgehensweise auch bei gleichem Verfahren mit einer anderen Phasenzahl
der rotierenden Wechselstrommaschine. Bei der obigen Verarbeitung
der Gleichungen wurde der Fall erläutert, bei welchem die magnetomotorische
Kraft des Rotors Komponenten der ersten, dritten, fünften und
siebenten Ordnung enthielt, sowie harmonische Stromkomponenten der
fünften
Ordnung und der elften Ordnung der Grundfrequenzkomponente (Komponente der
ersten Ordnung) des Statorstroms überlagert wurden, doch ist
die Erfindung selbstverständlich nicht
hierauf beschränkt.
Die neunte und elfte Ordnung können
zu der magnetomotorischen Kraft des Rotors ebenso hinzugefügt werden
und die magnetomotorische Kraft des Rotors kann die erste, dritte
und fünfte
Ordnung enthalten und kann die erste, dritte und siebente Ordnung
ebenfalls enthalten. Mehr als zwei harmonische Ströme können dem
Statorstrom überlagert
werden. Weiter werden die sechste Ordnung und zwölfte Ordnung des magnetisch
bedingten Geräusches
reduziert oder geändert, doch
in ähnlicher
Weise können
die achtzehnte, die vierundzwanzigste und andere Ordnungen geändert werden.
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Der
wichtige Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung besteht darin,
daß eine
Vibrationskraft einer Ordnung gleich der (1-x)-ten Ordnung der harmonischen
Stromkomponente erzeugt werden kann, wenn eine harmonische Stromkomponente
der x-ten Ordnung der Grundfrequenzkomponente (erste Ordnung) des
Statorstroms in inverser Phasenfolge überlagert wird. Durch Überlagern
einer harmonischen Stromkomponente der x-ten Ordnung in inverser
Phasenfolge wird nämlich
eine Vibrationskraft der (1-(x))-ten Ordnung = 1+x erzeugt werden.
Es sei bemerkt, daß dann,
wenn die Phasenfolge der Grundfrequenzkomponente als Standard angenommen wird,
die harmonische Stromkomponente der x-ten Ordnung in der inversen
Phasenfolge eine (-x)-te Ordnung der harmonischen Stromkomponente
wird. Das bedeutet, eine Vibrationskraft hat eine Ordnung gleich
der Differenz der Ordnung gleich der Differenz der Ordnungen einer
Mehrzahl von Frequenzkomponenten. Wenn daher eine harmonische Stromkomponente
der x-ten Ordnung zur Grundfrequenzkomponente des Statorstroms in
inverser Phasenfolge addiert wird, dann wird eine Vibrationskraft
einer Ordnung von (x+1) der Differenz der beiden Ordnungen erzeugt.
Es wurde gefunden, daß die
harmonische Stromkomponente der Ordnung (n-1) in bevorzugten Phasen
und mit bevorzugten Amplituden in inverser Phasenfolge überlagert
werden kann, um das magnetische Geräusch der n-ten Ordnung einer
rotierenden Wechselstrommaschine zu erhöhen oder zu vermindern, was
in der Vergangenheit nie bekannt war und was für die Entwicklung bei der Entwicklung
eines leise laufenden Motors von nun an sehr bedeutsam ist. Weiter
war bisher die Tatsache nicht bekannt, daß die (m-1)-te Ordnung die
(n-1)-te Ordnung und die (m-n)-te Ordnung der magnetischen Vibrationskraftkomponenten
ebenfalls gleichzeitig geändert
(vermindert oder vermehrt) werden können, indem die m-ten und n-ten
Ordnungen der harmonischen Stromkomponenten der Grundfrequenzkomponente
in der inversen Phasenfolge überlagert
werden. Durch Einsatz dieser Erkenntnis wird es möglich, eine
Mehrzahl von Vibrationskräften
durch Einstellung der Amplitudenphasen der m-ten und n-ten Ordnungen
der harmonischen Stromkomponenten einzustellen, welche hinzuzufügen sind.
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(Schaltungskonfiguration
gemäß Beispiel
1)
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Ein
Beispiel einer Schaltung zur Überlagerung
von harmonischen Stromkomponenten in der oben beschriebenen Weise
ist in 3 gezeigt. Diese Motorsteuerschaltung ist eine
Ausfühungsform
mit einer Rückkopplungssteuerung
oder Regelung eines Motorstromes.
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Die
Bezugszahl 10 bezeichnet eine Motorstromsteuereinrichtung
zur Steuerung des Motorstromes einer dreiphasigen Synchronmaschine 107 und hat
folgenden Aufbau:
Die Bezugszahl 100 bezeichnet eine
Amplituden-/Phasen-Befehlsschaltungsblock zur Vorgabe der Amplitude
und der Phase des Strombefehlswertes (dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem) entsprechend
dem Basiswert. Die Bezugszahl 101 ist ein Amplituden-/Phasen-Instruktionsschaltungsblock
zur Vorgabe der Amplitude und der Phase des harmonischen Stromes
einer vorbestimmten Ordnung (dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem).
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Der
Amplituden-/Phasen-Instruktionsschaltungsblock 100 bestimmt
die Amplitude und die Phase auf der Basis einer Stromvorgabe (Basiswelle), welche
von einer äußeren Steuereinrichtung
empfangen wird, beispielsweise einer elektronischen Steuereinheit
(ECU) zur Fahrzeugsteuerung. Weiter kann auch der Schaltungsblock 100 durch
diese elektronische Steuereinheit zur Fahrzeugsteuerung konfiguriert
werden. Diese externe Steuereinrichtung errechnet den Stromvorgabewert
als diese Basiswelle auf der Basis des Rotationswinkelsignales (Drehstellungssignal)
und der Drehmomentvorgabe der dreiphasigen Synchronmaschine 107.
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Der
Schaltungsblock 101 gibt die Frequenz, die Amplitude und
die Phase der Stromvorgabe (Basiswellenstrom) in die obigen Gleichungen
zur Verarbeitung ein, um hierdurch die Frequenz, die Amplitude und
die Phase des harmonischen Stromes einer vorbestimmten Ordnung zu
ermitteln, welche vorausbestimmt wurde, und gibt eine Amplituden-/Phasen-Instruktion
aus. Die anderen Konstanten in diesen Gleichungen werden entsprechend
dem angestrebten Ziel zuvor eingestellt.
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Wenn
beispielsweise das magnetisch bedingte Geräusch der sechsten Ordnung und
der zwölften
Ordnung reduziert oder gelöscht
werden soll, dann werden die Amplituden und Phasen der harmonischen
Ströme
der fünften
Ordnung und/oder der siebenten Ordnung so zu bestimmen sein, daß die Werte
der Gleichung 24 und der Gleichung 25 zu vorbestimmten Werten werden
kleiner werden. Die anderen Konstanten werden zuvor als numerische Werte
eingestellt, welche für
die betreffende rotierende Wechselstrommaschine unterscheidend sind.
In jedem Falle kann durch Einstellung der Phasen-/Amplituden der
zu überlagernden
harmonischen Ströme der
fünften
Ordnung und/oder der elften Ordnung in inverser Phasenfolge das
magnetisch bedingte Geräusch
der sechsten Ordnung und/oder der zwölften Ordnung, d.h., der größte Teil
des magnetischen Geräusches
erhöht
werden, reduziert werden oder gelöscht werden.
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Es
sei bemerkt, daß anstelle
der Errechnung der Gleichungen es auch möglich ist die Frequenz, die
Phase und die Amplitude der Grundfrequenzkomponente in Aufzeichnungen
oder Tabellen entsprechend den genannten Gleichungen zuvor einzugeben
und die Werte der Phasen und Amplituden der harmonischen Ströme der fünften Ordnung
und/oder der elften Ordnung aufzusuchen. Die Instruktionen betreffend
dieser Grundwellenströme
und der harmonischen Ströme
werden in den Schaltungsblock 102 eingegeben. Der Schaltungsblock 102 addiert
die Grundwellenstromwerte und die harmonischen Stromwerte mit Phasen,
die auf der Basis der eingegebenen Information für jede Phase bestimmt werden
und errechnet periodisch die kombinierten dreiphasigen Wechselstromwerte.
-
Die
errechneten kombinierten dreiphasigen Wechselstromwerte werden in
Koordinaten in einem d-q-Achsensystem durch einen Schaltungsblock 103 für die Koordinatenumwandlung
umgesetzt und mit den detektierten Werten (d-q-Achse) in einem Subtrahierer 104 verglichen.
Die Differenz wird bezüglich eines
Verstärkungsgewinns durch
einen Stromverstärker 400 eingestellt
und in einem Schaltungsblock 104A für die Koordinatenumwandlung
für den
dreiphasigen Wechselstromwert ausgegeben.
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Der
Schaltungsblock 104A erzeugt PWM-Steuerspannungen unterschiedlicher
Phasen zur Eliminierung der obigen Differenz in einem Schaltungsblock 105,
steuert intermittierend Schalterelemente für einen dreiphasigen Inverter 106 durch
die Dreiphasen-PWM-Steuerspannungen und liefert Ausgangsspannungen
des dreiphasigen Inverters 106 an die Statorwicklung des
Leistungsgenerators, d.h., die dreiphasige Synchronmaschine 107.
Der dreiphasige Wechselstrom, welcher durch die dreiphasige Synchronmaschine 107 fließt, wird
zur Summe des Grundwellenstromes und der harmonischen Ströme gemacht,
welche Frequenzen, Amplituden und Phasen haben, welche durch die
Schaltungsblöcke 101 vorgegeben
werden. Diese Art einer PWM-Rückkopplungssteuerung
oder -regelung ist sich allgemein bekannt, so daß sich eine detaillierte Beschreibung
hier erübrigt.
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Die
dreiphasige Synchronmaschine 107 hat einen eingebauten
Drehwinkelsensor 108. Ein Verarbeitungsschaltungsblock 109 zur
Verarbeitung eines Drehzahl-/Positionssignales extrahiert ein Drehzahlsignal
und ein Positionssignal aus dem Ausgang bezüglich des Drehpositionssignales
von dem Drehwinkelsensor 108 und gibt diese Signale in
den Schaltungsblock 104A ein. Weiter wird der Statorwicklungsstrom
der dreiphasigen Synchronmaschine 107 an einem Stromsensor 110 detektiert,
in einen detektierten d-Achsen-Strom und einen q-Achsen-Strom in dem
Koordinatenumwandlungs-Schaltungsblock 111 umgewandelt
und in den Subtrahierer 104 eingegeben.
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(Schaltungskonfiguration
gemäß Beispiel
2)
-
Ein
Beispiel einer Schaltung zur Überlagerung
harmonischer Ströme
in der oben beschriebenen Weise ist in 4 wiedergegeben.
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Die
Bezugszahl 100 bezeichnet einen Amplituden-/Phasen-Instruktionsschaltungsblock
zur Vorgabe der Amplitude und der Phase, welche als Stromvorgabewerte (dreiphasiges
Wechselstromkoordinatensystem) entsprechend der Grundwelle eingegeben
werden. Der Vorgabewert, welcher aus dem Schaltungsblock 100 kommt,
wird zu dem Subtrahierer 104A über einen Schaltungsblock 300 zur
Umwandlung eines dreiphasigen Wechselstromkoordinatensystems in
ein d-q-Achsensystem in derselben Weise eingegeben, wie dies bei
der Schaltungskonfiguration gemäß Beispiel
1 der Fall war. Die FFT-Einheit 111 extrahiert den detektierten
Wert der Grundwellenkomponente (dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem)
von dem Phasenstromausgang aus der Stromdetektierung. Der detektierte
Wert wird in die Koordinaten durch einen Schaltungsblock 403 zur
Umwandlung des dreiphasigen Wechselstromkoordinatensystems in das
d-q-Achsensystem umgewandelt und dann mit dem Stromvorgabewert in
dem Subtrahierer 104A verglichen. Die Differenz wird zu einem
Schaltungsblock 104B für
die Koordinatenumwandlung durch eine Stromsteuereinrichtung 401 für die Verstärkungseinstellung
ausgegeben. Der Schaltungsblock 104B gibt einen dreiphasigen
Wechselstromvorgabewert zum Eliminieren der Differenz an einen Addierer 102 aus.
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Die
Bezugszahl 101 bezeichnet einen Amplituden-/Phasenvorgabeschaltungsblock
zur Vorgabe einer Amplitude und einer Phase als Stromvorgabewerte
(dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem entsprechend einer Harmonischen
einer vorbestimmten Ordnung. Dieser Vorgabewert, welcher aus dem
Schaltungsblock 100 kommt, wird zu dem Subtrahierer 104A über einen
Schaltungsblock 300 zur Umwandlung des dreiphasigen Wechselstromkoordinatensystems
in das b-q-Achsensystem
in derselben Weise eingegeben, wie das für die Schaltungskonfiguration
gemäß Beispiel
1 der Phase war. Die FFT-Einheit 111 extrahiert den detektierten
Wert der harmonischen Komponente (dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem
der vorbestimmten Ordnung aus dem Motorstrom. Der detektierte Wert
wird in die Koordinaten durch den Schaltungsblock 404 zur
Umwandlung eines dreiphasigen Wechselstromkoordinatensystems in
ein d-q-Achsensystem umgewandelt und dann mit dem Stromvorgabewert
in dem Subtrahierer 104B umgewandelt. Die Differenz wird über eine
Stromsteuereinrichtung 402 für die Verstärkungsgradeinstellung an einen
Schaltungsblock 104C für
die Koordinatenumwandlung ausgegeben. Der Schaltungsblock 104B gibt
einen dreiphasigen Wechselstromvorgabewert zur Eliminierung der
Differenz an den Addierer 112 aus. Der Schaltungsblock 104C gibt
den dreiphasigen Wechselstromvorgabewert zum Eliminieren der Differenz
an den Addierer 112 aus. Das Stellungssignal und das Drehzahlsignal werden
aus dem Drehstellungssignal extrahiert, das durch den Schaltungsblock 109 detektiert
wird, und an die Schaltungsblöcke 104B, 104C, 300 und 301 für die Koordinatenumwandlung
ausgegeben.
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Die
PWM-Steuerspannungen der verschiedenen Phasen entsprechend dem kombinierten
dreiphasigen Wechselstromvorgabewert, der in dem Addierer 112 hinzu
addiert wird, werden in einem Schaltungsblock 105 erzeugt,
die Schaltelemente des dreiphasigen Inverters 106 werden
intermittierend durch diese dreiphasige PWM-Steuerspannung gesteuert und
die Ausgangsspannung dieses dreiphasigen Inverters 106 wird
zu der Statorwicklung der dreiphasigen Synchronmaschine 107 geführt, welche
als Generator oder Motor arbeitet. Der dreiphasige Wechselstrom,
der durch die dreiphasige Synchronmaschine 107 fließt, ist
die Summe der Grundfrequenzkomponente und der harmonischen Ströme, welche die
Frequenzen, Amplituden und Phasen haben, welche an den Schaltungsblöcken 100 und 101 vorgegeben
werden.
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(Schaltungskonfiguration
gemäß Beispiel
3)
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Ein
Beispiel einer Schaltung zur Überlagerung
von harmonischen Strömen,
wie dies oben beschrieben wurde, ist in 5 gezeigt.
Diese Schaltung verwendet ein Tiefpassfilter 113 anstelle
des FFT-Elementes 111, das in 4 gezeigt
war, und extrahiert den detektierten Grundwellenstrom und die detektierten
Werte des harmonischen Stroms.
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Der
detektierte Wert der Grundwellenkomponente (dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem)
wird von dem Phasenstromsignal extrahiert, das an dem Stromsensor 110 ermittelt
worden ist. Dieser detektierte Wert wird in Koordinaten durch einen Schaltungsblock 403 zur
Umwandlung eines dreiphasigen Wechselstromkoordinatensystems in
ein d-q-Achsensystem umgewandelt und dann mit Stromvorgabewert der Grundwelle
in dem Subtrahierer 104A verglichen. Die Differenz wird
zu dem Schaltungsblock 104B für die Koordinatenumwandlung über die
Stromsteuereinrichtung 401 zur Verstärkungsgradeinstellung ausgegeben.
Der Schaltungsblock 104B gibt einen dreiphasigen Wechselstromvorgabewert
zum Eliminieren der Differenz an den Addierer 112 weiter.
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Der
Subtrahierer 117 subtrahiert die Grundwellenkomponente
(dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem) des Phasenstromsignals
von dem an dem Stromsensor 110 detektierten Phasenstromsignal
(dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem) und extrahiert dessen
harmonischen Komponenten. Die detektierten harmonischen Komponenten
werden in die Koordinaten durch den Schaltungsblock 404 zur
Umwandlung eines dreiphasigen Wechselstromkoordinatensystems in
ein d-q-Achsensystem umgewandelt und dann mit den Stromvorgabewerten
für die
harmonischen in dem Subtrahierer 104B verglichen. Die Differenz
wird über
die Stromsteuereinrichtung 402 zur Verstärkungsgradsteuerung
an den Schaltungsblock 104C für die Koordinatenumwandlung
ausgegeben. Der Schaltungsblock 104C gibt einen dreiphasigen
Wechselstromvorgabewert zum Beseitigen der Differenz an den Addierer 112 aus.
Hierdurch kann dieselbe Operation durchgeführt werden, wie bei der Schaltungskonfiguration
gemäß Beispiel
2.
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(Schaltungskonfiguration
gemäß Beispiel
4)
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Ein
Beispiel für
eine Schaltung zur Überlagerung
harmonischer Komponenten, wie dies oben beschrieben wurde, ist auch
in 6 gezeigt. Diese Motorsteuerschaltung ist eine
Ausführungsform
für eine
Rückkopplungssteuerung
oder -regelung des Motorstroms in lediglich einem dreiphasigen Wechselstromkoordinatensystem.
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Die
Bezugszahl 100 bezeichnet einen Amplituden-/Phasen-Instruktionsschaltungsblock
zur Vorgabe der Amplitude und der Phase des Stromvorgabewertes (dreiphasiges
Wechselstromkoordinatensystem) entsprechend der Grundwelle. Die
Bezugszahl 101 bezeichnet einen Amplituden-/Phasen-Instruktionsschaltungsblock
zur Vorga be der Amplitude und der Phase eines harmonischen Stroms
(dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem) einer vorbestimmten
Ordnung. Die Funktionen dieser Schaltungsblöcke sind dieselben wie diejenigen,
die im Fall von 3 angegeben worden. Der harmonische Schaltungsblock 101 errechnet
die Frequenz, die Phase und die Amplitude, welche von dem Schaltungsblock
ausgegeben werden, auf der Basis der oben genannten Gleichungen,
oder führt
im wesentlichen dieselbe Verarbeitung durch Verwendung von Aufzeichnungen
oder Tabellen durch.
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Die
Amplituden-/Phasen-Instrukionen, welche von den Schaltungsblöcken 100 und 101 ausgegeben
werden, werden in den Schaltungsblock 102 eingegeben. Der
Schaltungsblock 102 addiert den Stromvorgabewert entsprechend
der Grundwelle (dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem) und den
harmonischen Stromvorgabewert (dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem)
in der Phase U und der Phase V basierend auf der Amplituden-/Phasen-Instruktion
des eingegebenen Grundwellen-Stromvorgabewertes, des Amplituden-/Phasen-Vorgabewertes
des harmonischen Stromvorgabewertes und des detektierten Rotationsstellungssignals
und gibt diese Werte als den kombinierten Stromvorgabewert der U-Phase
(dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem), nämlich iu und den kombinierten
Stromvorgabewert der V-Phase (dreiphasiges Wechselstromkoordinatensystem),
nämlich iv.
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Der
Subtrahierer 300 ermittelt die Differenz zwischen dem detektierten
Stromwert iu' der
U-Phase und dem kombinierten Stromvorgabewert iu der U-Phase und
gibt diese Differenz an den Schaltungsblock 302 aus, der
die Stromsteuereinrichtung bildet. Der Subtrahierer 301 ermittelt
die Differenz zwischen dem detektierten Stromwert iv' der V-Phase und dem kombinierten
Stromvorgabewert iv der V-Phase und gibt diese Differenz an den
Schaltungsblock 302 aus, welcher die Stromsteuereinrichtung
bildet. Der Schaltungsblock 302 erzeugt die U-Phasen-Spannung
und die V-Phasen-Spannung unter Beseitigung der Differenz, während der
Schaltungsblock 105 die PWM-Spannungen der U-Phase und
der V-Phase entsprechend diesen U-Phasen-Spannungen und V-Phasen-Spannungen errechnet
und ausgibt. Weiter errechnet die Subtraktions-Inversionsschaltung 303 ein
analoges Inversionssignal mit der Differenz zwischen der U-Phasen-Span nung
und der V-Phasen-Spannung als W-Phasen-Spannung, während der
Schaltungsblock 105 die PWM-Spannung dieser W-Phasen-Spannung
errechnet und ausliefert. Der Dreiphaseninverter 106 wird
intermittierend in Entsprechung mit dem Lastzyklus der PWM-Spannungen
der Dreiphasen ausgesteuert.
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(Schaltungskonfiguration
gemäß Beispiel
5)
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Ein
Beispiel einer Schaltung zur Überlagerung
harmonischer Ströme,
wie dies oben beschrieben wurde, ist auch in 7 gezeigt.
Diese Schaltung unterscheidet sich von derjenigen nach 3, daß hier eine
offene Steuerung vorgesehen ist.
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Die
Instruktionen betreffend des Grundwellenstroms und der harmonischen
Ströme,
welche von dem Grundwellen-Schaltungsblock 100 und dem harmonischen
Schaltungsblock 101 ausgegeben werden, werden in den Schaltungsblock 102 eingegeben.
Der Schaltungsblock 102 addiert die Grundwellen-Stromwerte
und die Werte der harmonischen Ströme der Phasen, welche auf der
Basis der Eingangsinformation für
jede Phase bestimmt werden und errechnet periodisch den kombinierten
dreiphasigen Wechselstromwert. Der errechnete kombinierte dreiphasige
Wechselstromwert wird in den Koordinaten zu dem d-q-Achsensystem
durch den Schaltungsblock 103 umgewandelt, welcher die
Koordinatenumwandlung vornimmt und durch den Stromverstärker 400 bezüglich des
Verstärkungsgewinns
eingestellt und dann an den Schaltungsblock 104A für die Koordinatenumwandlung
als dreiphasiger Wechselstromwert ausgegeben.
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Der
Schaltungsblock 104A erzeugt die PWM-Steuerspannungen der
verschiedenen Phasen in dem Schaltungsblock 105, steuert
intermittierend die Schaltelemente des dreiphasigen Inverters 106 durch
diese Dreiphasen-PWM-Steuerspannungen, liefert die Ausgangsspannung
des dreiphasigen Inverters 106 an die Statorwicklung der
dreiphasigen Synchronmaschine 107, welche als Generator
arbeitet, und bewirkt, daß der
dreiphasige Wechselstromfluß durch
die dreiphasige Synchronmaschine 107 die Summe des Grundwellenstromes
und der harmonischen Ströme
ist, welche die Frequenzen, Ampli tuden und Phasen aufweisen, welche
durch die Schaltungsblöcke 100 und 101 zugeteilt
werden.
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Die
dreiphasige Synchronmaschine 107 besitzt einen eingebauten
Drehwinkelsensor 108. Der Schaltungsblock 109 zur
Verarbeitung des Drehzahl-/Phasensignales extrahiert das Drehzahlsignal und
das Positionssignal von dem Drehpositionssignalausgang des Drehwinkelsensors 108 und
gibt diese Signale in die Schaltungsblöcke 103 und 104A für die Koordinatenumwandlung
ein.
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(Experimentelles Beispiel)
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Eine
EM-Analyse zur Verminderung des magnetisch bedingten Geräusches wurde
unter Verwendung der Dreiphasen-Synchronmaschine durchgeführt, welche
in 8 gezeigt ist (8 Pole, 24 Nuten, IPM). 9 zeigt
die Wellenformen der Radialrichtungs-Magnetvibrationskräfte, welche halten werden, wenn
die Grundfrequenzkomponente des Statorstroms zu 70A eingestellt
wird und der Rotorphasenwinkel auf den Zustand eingestellt wird,
der das maximale Drehmoment im Falle der Überlagerung der harmonischen
Stromkomponenten zur Steuerung der Radialrichtungsvibration ergibt,
welche durch die oben genannten Gleichungen errechnet worden sind, hier
die Überlagerung
des harmonischen Stromes von 3A der 5-ten Ordnung zur Grundwelle
und die Nichtüberlagerung
irgendwelcher harmonischen Ströme
zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung.
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Diese
Vibrationskraft ist die Summe der Vibrationskräfte, die zu den drei Zähnen als
die Summe der dreiphasigen Wertigkeit addiert wird. Die Überlagerung
der harmonischen Ströme
zur Steuerung der Radialrichtungsvibration kann wirksam die magnetomotorische
Kraft reduzieren.
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Die
vorliegende Erfindung charakterisiert sich dadurch, daß magnetisch
bedingte Geräusche der
n-ten Ordnung durch Überlagerung
eines harmonischen Stromes zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung
der (n-1)-ten Ordnung mit inverser Phasenfolge ge genüber derjenigen
der Grundwelle gesteuert werden kann und daß diese Steuerung unabhängig der
Anzahl von Polen und der Anzahl von Nuten der rotierenden Maschine
angewendet werden kann. Im vorliegenden Beispiel wurde der Fall
aufgezeigt, in welchem die Anzahl von Zähnen für jeden Pol und jede Phase
1 war (24/8/3=1), weshalb eine Wertigkeit von 3 Zähnen aufsummiert
wurde, doch sind andere Fälle
ebenfalls möglich.
Beispielsweise im Fall von 8 Polen und 48 Nuten, wenn sechs aneinanderschließende Zähne aufsummiert
werden, erhält
man eine dreiphasige Wertigkeit. In dem Fall von 8 Polen und 96
Nuten, wenn 12 Zähne,
die aneinander anschließen,
aufsummiert werden, erhält
man eine dreiphasige Wertigkeit durch drei Zähne, welche aneinander angrenzen.
Weiter erhält
man eine dreiphasige Wertigkeit im Fall einer konzentrierten Wicklung
von 12 Polen und 18 Nuten u.s.w., durch drei aneinander angrenzende
Zähne.
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(Modifikation)
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In
dem oben angegebenen Beispiel der Steuerung wurden eine offene Steuerung
und eine rückgekoppelte
Steuerung oder Regelung unter Verwendung von Zielstromwerten erklärt, doch
ist es möglich,
eine rückgekoppelte
Steuerung vorzunehmen, bei welcher das magnetisch bedingte Geräusch beispielsweise
unmittelbar durch ein Mikrofon detektiert wird und die harmonischen
Komponenten der vorbestimmten Ordnungen davon extrahiert werden, die
Abweichungen zwischen diesen harmonischen Komponenten und vorbestimmten
Zielwerten aufgefunden werden, diese Abweichungen auf Null reduziert
werden, indem die Amplituden und Phasen der harmonischen Stromkomponenten
für die Überlagerung
zur Radialrichtungs-Vibrationssteuerung zu den Abweichung errechnet
werden oder diese aus Aufzeichnungen aufgefunden werden und die
vorbestimmten harmonischen Ströme
zur Überlagerung zwecks
Steuerung der Radialrichtungsvibration dem Statorstrom überlagert
werden.
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In
der selben Weise wie oben beschrieben ist es anstelle der direkten
Erfassung des magnetisch bedingten Geräusches durch ein Mikrofon auch
möglich,
die Rückkopplungssteuerung ähnlich der
oben angegebenen Vorgehensweise durchzuführen, um den Ausgang eines
Schwingungsfühlers
oder Vibrationsfühlers
oder eines Krafterfassungsfühlers
auf einen vorbestimmten Zielwert zu reduzieren, wobei die Fühler an
dem Statorkern, einer Untersuchungsspule oder einer Aufnahmespule
zur Detektierung des magnetischen Feldes u.s.w. vorgesehen sind.
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Während die
Erfindung unter Bezugnahme auf spezifische Ausführungsformen beschrieben wurde,
die zu Erläuterungszwecken
gewählt
wurden, ist es offensichtlich, daß vielerlei Abwandlungen demgegenüber von
der auf diesem Gebiet der Technik bewanderten Person vorgenommen
werden können,
ohne daß von
dem grundsätzlichen
Konzept und dem Grundgedanken der Erfindung abgewichen wird.