DE102005006928B3

DE102005006928B3 - Nanometer scale electrical characterization method for semiconductor components involves determining concentration of free charges according to capacitance and conductance as function of sample temperature

Info

Publication number: DE102005006928B3
Application number: DE102005006928A
Authority: DE
Inventors: Stefan Dipl.-Ing. Jaensch; Heidemarie Dr. Schmidt
Original assignee: Universitaet Leipzig
Current assignee: Helmholtz Zentrum Dresden Rossendorf eV
Priority date: 2005-02-16
Filing date: 2005-02-16
Publication date: 2006-09-28
Anticipated expiration: 2025-02-17

Abstract

The periodic impedances of a resonator with and without a sample are determined. The alternate circuit diagram parameters of the resonator with and without the sample are determined. A sample pulsed voltage is applied. The time-dependent impedance of the resonator with a sample is determined from the alternate circuit diagram parameters while capacitance and conductance are determined based on the applied pulsed voltage. The concentration of free charges in the nanometer scale is determined based on the capacitance and conductance as a function of the temperature of the sample.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Charakterisierung von elektrisch wirksamen Störstellen von Halbleiterbauelementen, in dem die Kapazitätstransienten auf der Nanometerskala bestimmt werden. Damit lassen sich die elektrisch wirksamen Zustände in der Bandlücke des Halbleitermaterials hinsichtlich ihrer Verteilung, Einfangquerschnittes und Emissionsbarrierenenergie charakterisieren. Somit dient das Verfahren unmittelbar der Prozessoptimierung bei der Herstellung von Halbleiterbauelementen und deren Gütekontrolle. Weiterhin wird eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens dargestellt.The The invention relates to a method for the characterization of electrical effective impurities of semiconductor devices in which the capacitance transients on the nanometer scale be determined. This allows the electrically effective states in the bandgap of the semiconductor material with regard to their distribution, capture cross-section and characterize emission barrier energy. Thus, that serves Process directly for process optimization during production of semiconductor devices and their quality control. Continue a device for carrying out of the method.

Die Funktionsfähigkeit von Halbleiterbauelementen ist durch die Verteilung von freien Ladungsträgern und Eigenschaften elektrisch wirksamer Störstellen auf der Nanometerskala bestimmt. Damit sind Halbleiterbauelemente erst durch die Bestimmung der Konzentration freier Ladungsträger sowie die Detektierung und Charakterisierung von elektrisch wirksamen Störstellen auf der Nanometerskala umfassend charakterisiert.The operability of semiconductor devices is characterized by the distribution of free charge carriers and Properties of electrically effective impurities on the nanometer scale certainly. Semiconductor components are thus only by the determination the concentration of free charge carriers and the detection and characterization of electrically active impurities comprehensively characterized on the nanometer scale.

Es können für die Charakterisierung von elektrisch wirksamen Störstellen nur Kapazitätsmessverfahren verwendet werden, die eine Transientenmessung mindestens im kHz-Bereich erlauben. Messverfahren, welche die Kapazität über Lade- und Entladekurven bestimmen, sind aufgrund ihrer begrenzten Messgeschwindigkeit nur für die Bestimmung von Kapazitätsgleichgewichtswerten geeignet.It can for the Characterization of electrically active defects only capacitance measurement method be used, which is a transient measurement at least in the kHz range allow. Measuring method, which shows the capacity over charge and discharge curves determine are due to their limited measuring speed only for the Determination of capacity equilibrium values suitable.

Im wesentlichen sind drei Verfahren zur Charakterisierung von Halbleiterbauelementen bekannt, die nachfolgend beschrieben werden.

A) Es ist bekannt, für Kapazitätsmessungen einen LC-Oszillator zu verwenden, bei dem die zu messende, unbekannte Kapazität parallel zur bekannten Kapazität des Schwingkreises geschaltet wird und sich die Schwingfrequenz f₂ im Vergleich zu der Schwingfrequenz f₁ des unbeschalteten Oszillators verringert.
Aus den beiden Frequenzen und der bekannten Schwingkreiskapazität lässt sich die unbekannte Probenkapazität C_Probe bestimmen. Hierbei stellt die Probe durch ihren Rückseitenkontakt und Frontseitenkontakt eine Kapazität dar und wird über diese Kontakte elektrisch an den Schwingkreis gekoppelt. Zum Erreichen der Ortsauflösung auf der Nanometerskala muss die Frontseitenkontaktfläche 10⁴ nm² bis 10² nm² betragen. Wird für die Auswertung der Frequenzänderung ein Frequenzdemodulator verwendet, ist es möglich die Verstimmung des Schwingkreises durch Änderung der Probenkapazität kontinuierlich zu messen.
B) Herunterskalieren der Kontaktfläche bestehender Messmethoden, Admittanz, Deep level transient spectroscopy (DLTS) und Messtechniken mit typischen Größen der Frontkontaktflächen von 10^–2 cm² bis 10^–4 cm² auf 10⁴ nm² bis 10² nm² unter Verwendung von piezopositionierbaren, leitenden AFM-Spitzen als Frontkontakt. Die Vorrichtung zum Haltern eines AFM-Kantilevers umfasst eine geneigte Auflagefläche und ein lösbares Klemmbauteil für den AFM-Kantilever [O. Sünwoldt, Patentnummer: WO 03/028036 A1]. Aus den temperatur- oder frequenzabhängigen Kapazitätstransienten werden über eine Modellierung der zeitabhängigen Kapazitäts-Spannungs-Charakteristik alle Parameter elektrisch wirksamer Störstellen (Einfangquerschnitt, thermische Emissionsbarrierenenergie, Verteilung der Störstellen) ermittelt. Bei Admittanzmessungen wird bei konstanter Temperatur die Messfrequenz zwischen 1 kHz–10 MHz variiert und bei DLTS-Messungen wird bei konstanter Messfrequenz die Messtemperatur im Bereich zwischen 4–450 K variiert.
C) Verwendung der Scanning capacitance microscopy (SCM), welche kleinste Kapazitätsänderungen auf der Nanometer-Skala misst und zur qualitativen Bestimmung der Verteilung freier Ladungsträger verwendet wird. SCM ist eine AFM-Kontaktmodus-Messtechnik, bei der die Frontkontaktflächen im 10⁴ nm²–10² nm² Bereich durch das Aufsetzen von piezopositionierbaren, leitenden AFM-Spitzen auf der Probenoberfläche definiert werden. Durch das Anlegen einer DC-Spannung wird die Ausdehnung der Raumladungszone unter dem Frontkontakt kontrolliert und durch eine der DC-Spannung überlagerte AC-Spannung (f_AC = 90 kHz) periodisch verschoben. Gemessen wird die der angelegten AC-Spannung proportionale Änderung der Kapazität im periodisch verschobenen Raumladungsbereich unter dem Frontkontakt. Daraus wird durch Modellierung der Kapazitäts-Spannungs-Charakteristik des Kontakt-Probensystems die Konzentration der freien Ladungsträger im Bereich der durch die angelegte AC-Spannung periodisch verschobenen Raumladungszone ermittelt. Zur Messung der kleinen Kapazitätsänderungen wird ein von RCA entwickelter Kapazitätsdetektor [A. Yoshisator und K. Iijima, United State Patent, Patent Number: 4,535,435] verwendet, welcher bei einer Messfrequenz von 915 MHz arbeitet und eine der Kapazitätsänderung proportionale Spannung ausgibt. Der RCA-Detektor arbeitet dabei nach dem Resonanzprinzip. Die Probe ist Bestandteil eines Schwingkreises, dessen Resonanzfrequenz auf die der Erregerfrequenz (915 MHz) abgestimmt wird. Ein Amplitudengleichrichter detektiert Schwankungen in der Amplitude, die durch die kapazitive Verstimmung der Probe hervorgerufen werden.

Essentially, three methods for characterizing semiconductor devices are described, which will be described below.

A) It is known to use an LC oscillator for capacitance measurements, in which the unknown capacitance to be measured is connected in parallel to the known capacitance of the resonant circuit and the oscillation frequency f _{2 is} reduced in comparison to the oscillation frequency f _{1 of} the unoccupied oscillator.
From the two frequencies and the known resonant circuit capacity, the unknown sample capacity C _sample can be determined. In this case, the sample represents a capacitance due to its rear-side contact and front-side contact and is electrically coupled to the resonant circuit via these contacts. To achieve the spatial resolution on the nanometer scale, the front-side contact area must be 10 ⁴ nm ² to 10 ² nm ² . If a frequency demodulator is used for the evaluation of the frequency change, it is possible to continuously measure the detuning of the resonant circuit by changing the sample capacity.
B) Scaling down the contact surface of existing measurement methods, admittance, deep level transient spectroscopy (DLTS) and measurement techniques with typical front contact surface sizes of 10 ^-2 cm ² to 10 ^-4 cm ² to 10 ⁴ nm ² to 10 ² nm ² using piezopositionable , conductive AFM tips as a front contact. The device for supporting an AFM cantilever comprises an inclined support surface and a detachable clamping component for the AFM cantilever [O. Sünwoldt, patent number: WO 03/028036 A1]. From the temperature- or frequency-dependent capacitance transients, all parameters of electrically effective defects (capture cross section, thermal emission barrier energy, distribution of impurities) are determined by modeling the time-dependent capacitance-voltage characteristic. In the case of admittance measurements, the measuring frequency is varied between 1 kHz and 10 MHz at a constant temperature, and with DLTS measurements the measuring temperature is varied in the range between 4-450 K at a constant measuring frequency.
C) Using Scanning Capacitance Microscopy (SCM), which measures the smallest capacitance changes on the nanometer scale and is used for the qualitative determination of the distribution of free charge carriers. SCM is an AFM contact mode measurement technique in which the front contact areas in the 10 ⁴ nm ² -10 ² nm ² range are defined by the placement of piezopositionable, conductive AFM tips on the sample surface. By applying a DC voltage, the expansion of the space charge zone under the front contact is controlled and periodically shifted by an AC voltage superimposed on the DC voltage (f _AC = 90 kHz). Measured is the AC voltage proportional to the change in capacitance in the periodically shifted space charge area under the front contact. From this, by modeling the capacitance-voltage characteristic of the contact sample system, the concentration of the free charge carriers in the region of the spatially displaced by the applied AC voltage Raumla determined zone. To measure the small capacitance changes, a capacitance detector developed by RCA [A. Yoshisator and K. Iijima, United States Patent, Patent Number: 4,535,435] which operates at a measurement frequency of 915 MHz and outputs a voltage proportional to the capacitance change. The RCA detector works according to the resonance principle. The sample is part of a resonant circuit whose resonance frequency is tuned to that of the excitation frequency (915 MHz). An amplitude rectifier detects amplitude variations caused by capacitive detuning of the sample.

Tóth et al. [Mat. Sci. in Sem. Proc. 4/2001, S. 89] haben den RCA-Detektor bereits zur Realisierung der Scanning Capacitance Transient Spectroscopy (SCTS) benutzt, bei der eine elektrisch leitende AFM-Spitze über eine Si MOS-Struktur bewegt wurde, während die Vorspannung mit Rechteckimpulsen im kHz-Bereich moduliert wurde. Die hier gemessenen qualitativen Kapazitätstransienten konnten mit bewusst eingebrachten Gold-Verunreinigungen in Verbindung gebracht werden. Diese Messungen erfolgten alle außerhalb eines Kryostaten im Temperaturbereich zwischen 274–313 K.Tóth et al. [Mat. Sci. in Sem. Proc. 4/2001, p. 89] have the RCA detector already for the realization of Scanning Capacitance Transient Spectroscopy (SCTS), in which an electrically conductive AFM tip over a Si MOS structure was moved while the bias was modulated with square pulses in the kHz range. The qualitative capacity transients measured here were aware of introduced gold impurities. These measurements were all taken outside a cryostat in the Temperature range between 274-313 K.

Tran et al. [Rev. Sci. Instrum., Vol. 72 No. 6, June 2001 S. 2618–2623] beschreibt einen Kapazitätsdetektor für Zeptofarad-Kapazitätsmessungen bei 1 Hz Bandbreite, der es ermöglicht SCM-Messungen mit kleinen AC-Spannungsamplituden von weniger als 300 mV durchzuführen. Die detektierte Schwankung der Amplitude wird über Messungen an Standardproben verschiedener Ladungsträgerkonzentrationen geeicht.Tran et al. [Rev. Sci. Instrum., Vol. 6, June 2001 pp. 2618-2623] a capacity detector for Zeptofarad capacity measurements at 1 Hz bandwidth, which makes it possible SCM measurements with small AC voltage amplitudes of less than 300 mV. The detected amplitude fluctuation is measured by measurements on standard samples different charge carrier concentrations calibrated.

Die vorstehend beschriebenen Verfahren zur Charakterisierung von Halbleiterbauelementen sind mit einer Reihe von Nachteilen verbunden.

A) Bei der beschriebenen Oszillatormethode muss zu jedem Zeitpunkt sichergestellt sein, dass die Schwingbedingung (Schleifenverstärkung bei gleichphasiger Rückkopplung >=1) eingehalten wird. Durch die starke Temperaturabhängigkeit des Oszillators müssen umfangreiche Regelschaltungen verwendet werden, damit der Betrieb bei kryogenen Temperaturen und auch bei Raumtemperatur stabil gelingt. Die Schwingungsamplitude, mit der die Probe angeregt wird, lässt sich nur durch einen großen zusätzlichen Schaltungsaufwand in der Oszillatorschaltung in sehr geringem Umfang realisieren und ist selbst stark temperaturabhängig.
B) Beim Herunterskalieren der bestehenden Messmethoden zur Charakterisierung von elektrisch wirksamen Störstellen in Halbleitermaterialien wird die Größe der Frontkontaktflächen von typischerweise 10^–2 cm²–10^–4 cm² auf 10⁴ nm²–10² nm² verringert. Da die Größe der Kapazität unter dem Frontkontakt zur Frontkontaktfläche proportional ist, würden die auf der Nanometerskala zu messenden Kapazitätstransienten im Bereich von 10^–6 pF–10^–8 pF und damit im Rauschen der Admittanz- und DLTS-Messtechnik liegen. Unter kryogenen Bedingungen ist die Probenkapazität räumlich (1–3 m Kabel) von dem Kapazitätsmessgerät getrennt, wodurch der Einfluss von Streu- und Leitungskapazitäten bei DLTS-Messungen um Größenordnungen größer ist als Kapazitätstransienten im Bereich von 10^–6 pF–10^–8 pF. Eine Messung bei höheren Messfrequenzen schließt die Messung der Transienten bei Variation der Frequenzen in einem für Admittanz-Messungen typischen Frequenzbereich von 1 kHz bis 10 MHz aus.
C) In der SCM-Messtechnik wird durch die angelegte AC-Spannung ~90 kHz eine Kapazitätsänderung am Rand der Raumladungszone des halbleitenden Materials verursacht und es können deshalb mittels SCM keine Kapazitätstransienten länger als ~10 μs gemessen werden. Die von Tran et al. verwendeten Messungen zur Eichung der Amplitudenänderung des SCM-Kapazitätsdetektors hängen von dessen Güte ab und sind bei veränderten Messbedingungen nicht verwendbar. Dadurch sind Eichmessungen an Standardproben nur für SCM-Messungen verwendbar, bei denen der SCM-Kapazitätsdetektor genau die gleiche Güte (Empfindlichkeit) wie bei den Eichmessungen besitzt.

The above-described methods for characterizing semiconductor devices are associated with a number of disadvantages.

A) In the case of the described oscillator method, it must be ensured at all times that the oscillation condition (loop amplification with in-phase feedback> = 1) is maintained. Due to the strong temperature dependence of the oscillator extensive control circuits must be used to ensure stable operation at cryogenic temperatures and also at room temperature. The oscillation amplitude with which the sample is excited can only be realized to a very small extent by a large additional circuit complexity in the oscillator circuit and is itself highly temperature-dependent.
B) When scaling down existing measurement methods for the characterization of electrically active defects in semiconductor materials, the size of the front contact surfaces is reduced from typically 10 ^-2 cm ² -10 ^-4 cm ² to 10 ⁴ nm ² -10 ² nm ² . Since the size of the capacitance under the front contact is proportional to the front contact area, the capacitance transients to be measured on the nanometer scale would be in the range of 10 ^-6 pF-10 ^-8 pF and thus in the noise of the admittance and DLTS measurement technique. Under cryogenic conditions, the sample capacity is spatially separated (1-3 m cable) from the capacitance meter, whereby the influence of stray and line capacitances in DLTS measurements is orders of magnitude greater than capacitance transients in the range of 10 ^-6 pF-10 ^-8 pF. A measurement at higher measurement frequencies excludes the measurement of the transients with variation of the frequencies in a typical frequency range of 1 kHz to 10 MHz for admittance measurements.
C) In the SCM measurement technology, the applied AC voltage ~ 90 kHz causes a capacitance change at the edge of the space charge zone of the semiconducting material and therefore SCM can not measure capacitance transients longer than ~ 10 μs. Tran et al. The measurements used to calibrate the amplitude change of the SCM capacitance detector depend on its quality and can not be used under changed measuring conditions. As a result, calibration measurements on standard samples can only be used for SCM measurements in which the SCM capacitance detector has exactly the same quality (sensitivity) as in the calibration measurements.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung zu finden, mit welcher sich an mittels Standard-SCM-Kantilevern kontaktierten Proben unter Verwendung von Standardschaltungskomponenten die Konzentration der freien Ladungsträger bestimmen lässt und elektrisch wirksame Störstellen und lokalisierte Zustände auf der Nanometerskala charakterisiert werden können. Es soll die Messung von 10^–6 pF bis 10^–8 pF großen Kapazitätstransienten in Abhängigkeit von der Temperatur möglich sein.The object of the invention is to find a method and a device with which the concentration of free charge carriers can be determined by means of standard SCM cantilevers using standard circuit components, and electrically effective defects and localized states can be characterized on the nanometer scale , It should be possible to measure 10 ^-6 pF to 10 ^-8 pF capacitance transients as a function of the temperature.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe durch das im Anspruch 1 beschriebene Verfahren und die im Anspruch 5 beschriebene Vorrichtung gelöst, wobei das Verfahren in den Ansprüchen 2–4 und die Vorrichtung in den Ansprüchen 6–15 weiter vorteilhaft aufgestaltet wird.According to the invention Object by the method described in claim 1 and in the Claim 5 described apparatus, wherein the method in the claims 2-4 and the device in the claims 6-15 on is advantageously designed.

Die Erfindung ermöglicht die kontinuierliche Detektierung kleinster, zeitabhängiger komplexer Impedanzänderungen eines direkt, ohne Zuleitung mit einer halbleitenden Probe auf der Nanometerskala kontaktierten Resonators zur quantitativen Auswertung des Einflusses der Impedanzänderung der Probe auf die Impedanzfunktion des Resonators in Abhängigkeit von der Probenanregung und Temperatur. Der Resonator besitzt eine Resonanzfrequenz im MHz-GHz-Bereich, ist kryogentauglich und durch ein Ersatzschaltbild mathematisch beschreibbar. Er wird bei den ortsaufgelösten Messungen hinsichtlich seiner komplexen Impedanzfunktion vor jeder Kontaktierung mit der Probe vollständig charakterisiert, um den Einfluss der ortsabhängigen Probenimpedanz quantitativ zu erfassen.The invention enables the continuous detection of smallest, time-dependent complex Impe danzänderungen a directly contacted without lead with a semiconducting sample on the nanometer scale resonator for the quantitative evaluation of the influence of the impedance change of the sample on the impedance function of the resonator as a function of the sample excitation and temperature. The resonator has a resonance frequency in the MHz GHz range, is suitable for cryogenics and can be mathematically described by an equivalent circuit diagram. It is fully characterized in spatially resolved measurements for its complex impedance function prior to each contact with the sample in order to quantify the influence of the location-dependent sample impedance.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von zwei Ausführungsbeispielen beschrieben. Die zugehörigen Zeichnungen zeigen in 1a das Blockschaltbild einer allgemeinen Ausführungsform für Transmissionsmessungen, in 1b das Blockschaltbild einer allgemeinen Ausführungsform für Reflexionsmessungen, in 2 den schematischen Aufbau des Resonators, in 3 das Ersatzschaltbild des Resonators ohne bzw. in 4 mit Probe und in 5 einen Messplatz für Kapazitäts- und Leitwertbestimmung auf der Nanometerskala mit Einbindung in eine kryogene Messumgebung.In the following the invention will be described with reference to two embodiments. The accompanying drawings show in 1a the block diagram of a general embodiment for transmission measurements, in 1b the block diagram of a general embodiment for reflection measurements, in 2 the schematic structure of the resonator, in 3 the equivalent circuit of the resonator without or in 4 with sample and in 5 a measuring station for capacitance and conductance determination on the nanometer scale with integration into a cryogenic measuring environment.

Ausführungsbeispiel 1Embodiment 1

Das Blockschaltbild in 1a zeigt eine allgemeine Ausführungsform für Transmissionsmessungen. (Das Blockschaltbild einer allgemeinen Ausführungsform für Reflexionsmessungen ist in 1b gezeigt.)The block diagram in 1a shows a general embodiment for transmission measurements. (The block diagram of a general embodiment for reflection measurements is in FIG 1b shown.)

Ein Teil der Probe SEM wird elektrisch durch Aufsetzen einer SCM-Spitze SP in eine Resonatorstruktur integriert. Die Größe der Kontaktfläche hängt von der Auflagefläche der SCM-Spitze SP ab. Im folgenden wird die Kapazität und der Leitwert des Probenmaterials im Raumladungsbereich unter der Kontaktfläche Probenkapazität bzw. Probenleitwert genannt. Desweiteren wird die Resonatorstruktur vor bzw. nach dem Aufsetzen der SCM-Spitze SP als Resonator RES ohne bzw. mit Probe SEM bezeichnet. Die Impedanzfunktion (Übertragungsfunktion) der Resonatorstruktur folgt aus dem frequenzabhängigen Messsignal der Amplitude und Phase. Die Impedanz des Resonators RES mit Probe SEM ist durch die Probenkapazität und den Probenleitwert mitbestimmt. Änderungen der Probenkapazität und des Probenleitwertes, z.B. durch elektrische, optische, thermische oder magnetische Anregung der Probe SEM, führen zu einer zeitabhängigen Impedanzfunktion des Resonators RES mit Probe SEM bei konstanter Messfrequenz. Die Impedanzfunktion des Resonators RES ohne Probe SEM und mit Probe SEM werden durch Messung der Amplitude und Phase des Resonators RES ohne Probe SEM und mit Probe SEM in Abhängigkeit von der Frequenz bestimmt. Im folgenden bezeichnen wir die in Abhängigkeit von der Frequenz gemessene Impedanz als frequenzabhängige Impedanzfunktion und die bei einer konstanten Frequenz gemessene Impedanzfunktion als zeitabhängige Impedanzfunktion. Aus der Kenntnis der Impedanzfunktion des Resonators RES ohne Probe SEM werden aus der zeitabhängigen Impedanz des Resonators RES mit Probe SEM die Transienten der Probenkapazität und des Probenleitwertes rechnerisch ermittelt und können zur Charakterisierung von elektrisch wirksamen Störstellen und lokalisierten Zuständen verwendet werden. Durch einen Scanvorgang auf der Nanometerskala, bei dem die Probe SEM in Bezug auf die SCM-Spitze SP über ein Piezopositioniersystem, im folgenden XYZ-Nanometerzusteller PT genannt, verschoben wird, können elektrisch wirksame Zustände und lokalisierte Zustände ortsaufgelöst charakterisiert werden.One Part of the sample SEM becomes electrically by placing an SCM tip SP integrated into a resonator structure. The size of the contact surface depends on the bearing surface the SCM tip SP. The following is the capacity and the Conductance of the sample material in the space charge area below the contact area Sample capacity or sample conductivity called. Furthermore, the resonator structure before or after the Placing the SCM tip SP as a resonator RES without or with sample SEM denotes. The impedance function (transfer function) of the resonator structure follows from the frequency-dependent Measurement signal of the amplitude and phase. The impedance of the resonator RES with sample SEM is determined by sample capacity and sample conductance. amendments the sample capacity and the sample conductance, e.g. by electrical, optical, thermal or magnetic excitation of the sample SEM, lead to a time-dependent impedance function of the resonator RES with sample SEM at a constant measuring frequency. The Impedance function of the resonator RES without sample SEM and with sample SEM are determined by measuring the amplitude and phase of the resonator RES determined without sample SEM and with sample SEM as a function of the frequency. In what follows, we refer to those measured as a function of frequency Impedance as a frequency-dependent Impedance function and measured at a constant frequency Impedance function as time-dependent Impedance function. From the knowledge of the impedance function of the resonator RES without sample SEM are calculated from the time-dependent impedance of the resonator RES with sample SEM the transients of the sample capacity and the Sample conductivity calculated and can be used for characterization of electrically effective impurities and isolated states be used. By scanning on the nanometer scale, wherein the sample SEM with respect to the SCM tip SP on a Piezo positioning system, called XYZ nanometer feeder PT below, can be moved electrically effective states and isolated states characterized spatially resolved become.

Gemäß 1a stellt der Block RES den Resonator mit bzw. ohne Probe SEM dar. Die Erfindung ist nicht nur auf einen Resonator RES beschränkt, vielmehr kann anstelle des Resonators RES auch ein Filter TP, z.B. Tiefpass oder Hochpass, in den durch Aufsetzen einer SCM-Spitze SP ein Teil der Probe SEM integriert wird, verwendet werden. Die fequenz- und zeitabhängige Impedanzfunktion des Blocks RES (1a) wird durch eine Transmissionsmessung mit dem erfindungsgemäßen Messverfahren oder mit einem Netzwerkanalysator ermittelt. Ein Funktionsgenerator FKT erzeugt ein Signal mit der Messfrequenz, welche in der Nähe der Resonanzfrequenz des Resonators RES liegt und eine Frequenz im MHz- bis GHz-Bereich haben kann. Dieses Signal wird durch einen Leistungsteiler PS1 in ein Referenz- und ein Messsignal aufgeteilt. Das Messsignal wird durch einen einstellbaren 0–360° Phasenschieber PH2 und Verstärker PH1 in seiner Phase und Amplitude auf den Block RES abgestimmt. Für den Fall, dass RES den Resonator RES mit Probe SEM darstellt, ändert sich durch eine Anregung der Probe SEM die Impedanz mit der Zeit von RES. Dadurch wird die Amplitude und die Phase des Messsignals moduliert. Eine Quadraturdemodulator-Anordnung, wie sie z.B. in der Nachrichtentechnik eingesetzt wird, wird für die Demodulation des Messsignals verwendet. Für die Quadraturdemodulation wird das Messsignal durch den Leistungsteiler PS2 in zwei Signale mit identischer Phasenlage aufgeteilt. Das Referenzsignal wird durch den Leistungsteiler PS3 in zwei Signale mit identischer Phasenlage aufgeteilt. Ein fester Phasenschieber PH2 verschiebt das eine Referenzsignal gegenüber dem anderen um 90°. Das resultierende phasenverschobene Referenzsignal wird Quadratur-Komponente des Referenzsignals genannt. Das um 0° verschobene Referenzsignal wird als Inphase-Komponente des Referenzsignals bezeichnet. Das Messsignal wird durch den Mischer MX1 mit der Inphase-Komponente des Referenzsignals und durch den Mischer MX2 mit der Quadratur-Komponente des Referenzsignals gemischt. Ein jeweils nachgestellter Tiefpass TP1 und TP2 beseitigt die Summenkomponenten der Mischprodukte und liefert die Inphase-I(t)- und der Quadratur-Q(t)-Daten der Quadratur-Demodulation. Unter Verwendung der trigonometrischen Beziehung

wird die zeitabhängige Amplitude A(ω, t) und Phase δ(ω, t) des Messsignals mittels der Auswerteelektronik AWE (1a) bestimmt.According to 1a the block RES represents the resonator with or without sample SEM. The invention is not limited to a resonator RES, but instead of the resonator RES, a filter TP, such as low-pass or high-pass, in by placing an SCM tip SP part of the sample SEM is integrated, used. The frequency and time dependent impedance function of block RES ( 1a ) is determined by a transmission measurement with the measuring method according to the invention or with a network analyzer. A function generator FKT generates a signal with the measurement frequency which is close to the resonant frequency of the resonator RES and may have a frequency in the MHz to GHz range. This signal is divided by a power divider PS1 into a reference signal and a measurement signal. The measured signal is tuned by an adjustable 0-360 ° phase shifter PH2 and amplifier PH1 in its phase and amplitude to the block RES. In the case that RES represents the resonator RES with sample SEM, the impedance changes with the time of RES by an excitation of the sample SEM. This modulates the amplitude and phase of the measurement signal. A Quadraturdemodulator arrangement, as used for example in telecommunications, is used for the demodulation of the measurement signal. For quadrature demodulation, the measurement signal is split by the power divider PS2 into two signals with identical phase position. The reference signal is divided by the power divider PS3 into two signals with identical phase position. A fixed phase shifter PH2 shifts the one reference signal relative to the other by 90 °. The re The resulting out-of-phase reference signal is called the quadrature component of the reference signal. The reference signal shifted by 0 ° is referred to as the inphase component of the reference signal. The measurement signal is mixed by the mixer MX1 with the in-phase component of the reference signal and by the mixer MX2 with the quadrature component of the reference signal. An adjusted low pass TP1 and TP2 eliminates the sum components of the mixed products and provides the in-phase I (t) and the quadrature Q (t) data of the quadrature demodulation. Using the trigonometric relationship

is the time-dependent amplitude A (ω, t) and phase δ (ω, t) of the measurement signal by means of the evaluation electronics AWE ( 1a ) certainly.

In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung besteht der Resonator RES aus einem ¼-Streifenleiter mit einem kurzgeschlossenen Ende. Das andere Ende dient der elektrischen Kontaktierung des Kantilevers. Sitzt die SCM-Spitze SP des Kantilevers auf der Probenoberfläche auf, liegt als Resonator RES (1a) ein Resonator RES mit Probe SEM vor. Sitzt dagegen die SCM-Spitze SP des Kantilevers nicht auf der Probenoberfläche, liegt als Resonator RES (1a) ein Resonator RES ohne Probe SEM vor. Ein an einem Ende kurzgeschlossener ¼-Streifenleiter zeigt das gleiche Verhalten wie ein Bandpass oder ein Parallelresonatorkreis. Die Erfindung ist nicht nur auf einen ¼-Streifenleiterresonator oder Streifenleiterfilter beschränkt, es können beispielsweise auch ½-Streifenleiterresonatoren, Koaxialresonatoren oder dielektrische Resonatoren verwendet werden. Außerdem kann die Erfindung auch als Reflexionsmessung (1b) ausgeführt werden. Bei Reflexionsmessungen wird im Unterschied zu den Transmissionsmessungen über einen Richtkoppler RK das Messsignal in die Probe SEM eingekoppelt sowie das von der Probe SEM reflektierte Messsignal wieder ausgekoppelt. Das reflektierte Messsignal gelangt dann vom Richtkoppler RK zum Leistungsteiler PS2.In a preferred embodiment of the invention, the resonator RES consists of a ¼-strip conductor with a short-circuited end. The other end serves to make electrical contact with the cantilever. If the SCM tip SP of the cantilever sits on the sample surface, the resonator RES ( 1a ) a resonator RES with sample SEM. If, on the other hand, the SCM tip SP of the cantilever does not sit on the sample surface, the resonator RES (FIG. 1a ) a resonator RES without sample SEM. A 1/4 stripline shorted at one end exhibits the same behavior as a bandpass or parallel resonator circuit. The invention is not limited to a ¼-stripline resonator or stripline filter, for example, ½-stripline resonators, coaxial resonators, or dielectric resonators may also be used. In addition, the invention can also be used as reflection measurement ( 1b ). In reflection measurements, in contrast to the transmission measurements, the measurement signal is coupled into the sample SEM via a directional coupler RK and the measurement signal reflected by the sample SEM is decoupled again. The reflected measurement signal then passes from the directional coupler RK to the power divider PS2.

2 zeigt eine Realisierungsform der Resonatorstruktur in Streifenleitertechnik. Die Länge des dargestellten Resonators RES liegt bei ¼λ_r, wobei λ_r die Wellenlänge einer Welle mit der Resonanzfrequenz ω_r ist. Durch die kapazitive Belastung am Probenanschluss ist die mechanische Resonatorlänge kürzer als ¼λ_r. 2 shows an implementation of the resonator structure in stripline technology. The length of the illustrated resonator RES is ¼ λ _r , where λ _{r is} the wavelength of a wave with the resonant frequency ω _r . Due to the capacitive load at the sample connection, the mechanical resonator length is shorter than ¼λ _r .

Das Messsignal wird in den lose angekoppelten Streifenresonator ST kapazitiv und induktiv durch einen kurzgeschlossenen 50 Ohm Streifenleiter (In-Streifenleiter in 2) eingekoppelt und durch einen zweiten kurzgeschlossenen 50 Ohm Streifenleiter (Out-Streifenleiter in 2) wieder ausgekoppelt. Die lose Ankopplung wird durch einen geringen Kopplungsfaktor zwischen Streifenresonator ST und dem In-Streifenleiter bzw. Out-Streifenleiter erreicht und gewährleistet, dass der Resonator RES nur schwach belastet wird und dadurch seine hohe Güte und Messempfindlichkeit behält. Der mittlere Streifen (2) ist der Streifenresonator ST mit einem Kurzschluss KU an einem Ende. Erfindungsgemäß wird die Halterung für den SCM-Kantilever so gefertigt, dass die Auflagefläche der Halterung CH für den SCM-Kantilever elektrisch mit dem Streifenresonator ST kontaktiert werden kann.The measurement signal is capacitively and inductively in the loosely coupled strip resonator ST by a short-circuited 50 ohm strip conductor (in-strip conductor in 2 ) and coupled through a second short-circuited 50 ohm stripline (Out stripline in 2 ) decoupled again. The loose coupling is achieved by a low coupling factor between the strip resonator ST and the in-strip conductor or out-strip conductor and ensures that the resonator RES is only slightly loaded and thus retains its high quality and measuring sensitivity. The middle strip ( 2 ) is the strip resonator ST with a short KU at one end. According to the invention, the holder for the SCM cantilever is manufactured so that the support surface of the holder CH for the SCM cantilever can be electrically contacted with the strip resonator ST.

Eine Variante besteht erfindungsgemäß darin, den Streifenresonator ST an der Position der Halterung für den SCM-Kantilever vom Substrat SU abzuziehen, das überschüssige Substratmaterial zu entfernen und das substratfreie Stück des Streifenresonators ST auf die Auflagefläche der Halterung für den SCM-Kantilever zu biegen und dort zu befestigen. In 2b ist der Schnitt A-A durch den Streifenresonator ST und in 2c ist die SCM-Kantileverhalterung CH des fertigen Aufbaus zu sehen.A variant according to the invention is to strip the strip resonator ST at the position of the holder for the SCM cantilever from the substrate SU to remove the excess substrate material and to bend the substrate-free piece of the strip resonator ST on the support surface of the holder for the SCM cantilever and there to fix. In 2 B is the section AA through the strip resonator ST and in 2c the SCM cantilever bracket CH of the finished body can be seen.

Die erreichbare Empfindlichkeit des Messsystems hängt maßgeblich von der Güte des Resonators RES ab. Mit der Streifenleitertechnik und den für den MHz-GHz-Bereich geeigneten Substratmaterialien (RO4003C, Teflon) sind Güten von etwa 100 erreichbar. Die Halterung für den SCM-Kantilever ist bezüglich ihrer Größe so ausgelegt, dass kommerziell erhältliche, elektrisch leitende SCM-Kantilever für die elektrische Kontaktierung zwischen Probe SEM und Resonator RES verwendet werden können. Die Neigung der Auflagefläche beträgt 20–30°, so dass die Spitze des SCM-Kantilevers den geringsten Abstand zur Probenoberfläche hat. Typischerweise ist der Durchmesser der Auflagefläche einer SCM-Spitze SP größer als 10 nm. Die kleinste während der Messung erreichbare laterale Auflösung ist durch die Auflagefläche des SCM-Spitze SP bestimmt. Die Erfindung ist nicht auf die Verwendung von kommerziell erhältlichen SCM-Spitzen SP beschränkt, es können auch andere elektrisch leitende Kontaktspitzen verwendet werden.The The achievable sensitivity of the measuring system depends largely on the quality of the resonator RES from. With the stripline technology and suitable for the MHz GHz range Substrate materials (RO4003C, Teflon) can achieve grades of about 100. The holder for the SCM cantilever is with respect to their Size designed so that commercially available, electrically conductive SCM cantilevers for electrical contacting between sample SEM and resonator RES can be used. The Inclination of the support surface is 20-30 °, so that the tip of the SCM cantilever has the smallest distance to the sample surface. Typically, the diameter of the contact surface of an SCM tip SP is greater than 10 nm. The smallest during The measurement achievable lateral resolution is determined by the contact surface of the SCM tip SP determined. The invention is not for use from commercially available SCM tips SP limited, it can Other electrically conductive contact tips are used.

Für die quantitative Bestimmung des Impedanzverhalten der Probe SEM ist es auch erforderlich, die frequenzabhängige Impedanzfunktion des Resonators RES mit und ohne Probe SEM zu kennen.For the quantitative Determination of the impedance behavior of the sample SEM it is also necessary the frequency-dependent Impedance function of the resonator RES with and without sample SEM to know.

Die gemessenen Werte der frequenz- und zeitabhängigen Amplitude A(ω, t) und Phase δ(ω,t) geben das Verhalten der Resonatorstruktur RES (1a und 1b) wieder. Aus dem Ersatzschaltbild des Resonators RES ohne Probe SEM (3) und des Resonators RES mit Probe SEM (4) und der gemessenen Impedanz kann die Probenkapazität und der Probenleitwert bestimmt werden. Die Messgrößen werden mit dem erfindungsgemäßen Verfahren wie im folgendem dargestellt quantitativ ausgewertet:
Die zeitabhängige Kapazität C_t und der zeitabhängige Leitwert G_t der Probe SEM werden aus den Messgrößen unter Verwendung der Ersatzschaltbilder (3 und 4) quantitativ bestimmt. Der Resonator RES in 3a ist ein verlustbehafteter Parallelschwingkreis mit einer Induktivität L₀ und einer Kapazität C₀, dessen Impedanzfunktion Z₀(p) unter Berücksichtigung der Verluste R_L0 und R_C0 sowie eines Serienwiderstandes R_s0 aus der allgemeinen Darstellung eines Zweipols mit zwei Reaktanzen folgt:

wobei mit j² = –1 und der Kreisfrequenz ω für den Parameter p gilt: p = jω.The measured values of the frequency- and time-dependent amplitude A (ω, t) and phase δ (ω, t) give the behavior of the resonator structure RES (FIG. 1a and 1b ) again. From the equivalent circuit diagram of the resonator RES without sample SEM ( 3 ) and the resonator RES with sample SEM ( 4 ) and the measured impedance, the sample capacity and the sample conductivity can be determined. The measured variables are quantitatively evaluated by the method according to the invention as shown below:
The time-dependent capacitance C _t and the time-dependent conductance G _{t of} the sample SEM are calculated from the measured variables using the equivalent circuit diagrams ( 3 and 4 ) determined quantitatively. The resonator RES in 3a is a lossy parallel resonant circuit with an inductance L ₀ and a capacitance C ₀ whose impedance function Z ₀ (p), taking into account the losses R _L0 and R _C0 and a series resistance R _s0 from the general representation of a two-pole with two reactances follows:

where with j ² = -1 and the angular frequency ω for the parameter p: p = jω.

Die in Abhängigkeit von der Kreisfrequenz gemessene Amplitude und Phase der Resonatorstruktur ohne Probe SEM (3) ist durch den Betrag

und die Phase

der Impedanzfunktion Z₀(p) bestimmt und kann zur Anpassung der Parameter R_∞0, a₁₀, a₀₀, b₁₀, b₀₀ verwendet werden.The amplitude and phase of the resonator structure without sample SEM (measured as a function of the angular frequency) 3 ) is by the amount

and the phase

The impedance function Z ₀ (p) determines and can be used to adjust the parameters R _∞0 , a ₁₀ , a ₀₀ , b ₁₀ , b ₀₀ .

Die Größen R_s0, R_L0, R_C0, L₀, C₀ der Resonatorstruktur ohne Probe SEM folgen aus: R∞0 = RC0 + Rs0 a10 = (L0RC0 + RL0R2 C0C0 + R2 C0Rs0C0 + RL0Rs0RC0C0)/(Rc0 + Rs0)RC0L0C0 a00 = (RL0 + Rs0)/(RC0 + Rs0)L0C0 b10 = (RC0 + RL0)/L0 b00 = 1/L0C0 The quantities R _s0 , R _L0 , R _C0 , L ₀ , C _{0 of} the resonator structure without sample SEM follow: R ∞0 = R C0 + R s0 a 10 = (L 0 R C0 + R L0 R 2 C0 C 0 + R 2 C0 R s0 C 0 + R L0 R s0 R C0 C 0 ) / (R c0 + R s0 ) R C0 L 0 C 0 a 00 = (R L0 + R s0 ) / (R C0 + R s0 ) L 0 C 0 b 10 = (R C0 + R L0 ) / L 0 b 00 = 1 / L 0 C 0

Für den Spezialfall R_s0 = 0 seien folgende Parameter R ~_∞0, a ~₁₀, a ~₀₀, b ~₁₀, b ~₀₀ definiert: R ~∞0 = RC0 a ~10 = (L0RC0 + RL0R2 C0C0)/(RC0 2L0C0) a ~00 = RL0/(RC0L0C0) b ~10 = (RC0 + RL0)/L0 b ~00 = 1/L0C0 For the special case R _s0 = 0, the following parameters R ~ _∞0 , a ~ ₁₀ , a ~ ₀₀ , b ~ ₁₀ , b ~ _{00 are} defined: R ~ ∞0 = R C0 a ~ 10 = (L 0 R C0 + R L0 R 2 C0 C 0 ) / (R C0 2 L 0 C 0 ) a ~ 00 = R L0 / (R C0 L 0 C 0 ) b ~ 10 = (R C0 + R L0 ) / L 0 b ~ 00 = 1 / L 0 C 0

Die Impedanzfunktion der Probe SEM (3b)

ist mit den Größen G_t, L_t, C_t der Probe SEM wie folgt verknüpft: R∞t = LtCt a1t = Gt/Ct a0t = 1/(LtCt) b1t = Ct b0t = Gt The impedance function of the sample SEM ( 3b )

is linked to the sizes G _t , L _t , C _{t of} the sample SEM as follows: R ∞t = L t C t a 1t = G t / C t a 0t = 1 / (L t C t ) b 1t = C t b 0t = G t

Die parasitäre Serieninduktivität L_t wir durch die zwangsläufig vorhandenen, meist kurz gehaltenen Zuleitungsstücke verursacht.The parasitic series inductance L _t we caused by the inevitably existing, usually kept short lead pieces.

Aus der Parallelschaltung der Resonatorstruktur mit der Probe SEM resultiert die Impedanzfunktion Z(p) der Resonatorstruktur mit Probe SEM. Das entsprechende Ersatzschaltbild (4) ist ein Zweipol mit vier Reaktanzen. Die Impedanzfunktion Z(p) solch eines Zweipols ist in der allgemeinen Darstellung mittels eines Zähler- und Nennerpolynoms mit der höchsten Potenz 4 gegeben:

The parallel connection of the resonator structure with the sample SEM results in the impedance function Z (p) of the resonator structure with sample SEM. The corresponding equivalent circuit diagram ( 4 ) is a bipolar with four reactances. The impedance function Z (p) of such a dipole is given in the general representation by means of a numerator and denominator polynomial with the highest power 4:

Die Parameter R_∞, A₃, A₂, A₁, A₀, B₃, B₂, B₁, B₀ der Impedanzfunktion Z(p) sind unter Verwendung von

A3 = a ~10 + a1t A2 = a ~00 + a0t + a ~10a1t A1 = a ~00a1t + a ~10a0t A0 = a ~00a0t B3 = (a ~10 + b1t)/R∞0 + (a1t + b10)/R∞t B2 = (a ~00 + b0t + a ~10b1t)/R∞0 + (b00 + a0t + b10a1t)/R∞t B1 = (a ~00b1t + a ~10b0t)/R∞0 + (b00a1t + b10a0t)/R∞t B0 = a ~00b0t/R∞0 + b00a0t/R∞t wie folgt mit den Parametern der Resonatorstruktur und mit den Parametern der Probe SEM verknüpft:

B₃ = B ~₃
B₂ = B ~₂
B₁ = B ~₁
B₀ = B ~₀ The parameters R _∞ , A ₃ , A ₂ , A ₁ , A ₀ , B ₃ , B ₂ , B ₁ , B _{0 of} the impedance function Z (p) are calculated using

A 3 = a ~ 10 + a 1t A 2 = a ~ 00 + a 0t + a ~ 10 a 1t A 1 = a ~ 00 a 1t + a ~ 10 a 0t A 0 = a ~ 00 a 0t B 3 = (a ~ 10 + b 1t ) / R ∞0 + (a 1t + b 10 ) / R ∞t B 2 = (a ~ 00 + b 0t + a ~ 10 b 1t ) / R ∞0 + (b 00 + a 0t + b 10 a 1t ) / R ∞t B 1 = (a ~ 00 b 1t + a ~ 10 b 0t ) / R ∞0 + (b 00 a 1t + b 10 a 0t ) / R ∞t B 0 = a ~ 00 b 0t / R ∞0 + b 00 a 0t / R ∞t linked as follows with the parameters of the resonator structure and with the parameters of the sample SEM:

B ₃ = B ~ ₃
B ₂ = B ~ ₂
B ₁ = B ~ ₁
B ₀ = B ~ ₀

Die in Abhängigkeit von der Kreisfrequenz gemessene Amplitude und Phase der Resonatorstruktur mit Probe SEM ist durch den Betrag

und die Phase

mit der Impedanzfunktion Z(p) verknüpft und kann unter Verwendung der bereits bestimmten Größen der Resonatorstruktur zur quantitativen Bestimmung der Größen G_t, L_t, C_t der Probe SEM verwendet werden.The amplitude and phase of the resonator structure with sample SEM, measured as a function of the angular frequency, is determined by the magnitude

and the phase

with the impedance function Z (p) and can be used using the already determined sizes of the resonator structure for the quantitative determination of the sizes G _t , L _t , C _{t of} the sample SEM.

Zur Ermittlung der statischen elektrischen Größen der Probe SEM werden die frequenzabhängigen Impedanzfunktionen des Resonators RES mit Probe SEM für verschiedene an die Probe SEM angelegte Spannungen U gemessen.to Determination of the static electrical quantities of the sample SEM will be the frequency-dependent impedance functions of the resonator RES with sample SEM for different to the sample SEM applied voltages U measured.

Zur Ermittlung der dynamischen elektrischen Größen einer mit U = U_r vorgespannten Probe SEM wird zuerst die frequenzabhängige Impedanzfunktion des Resonators RES mit Probe SEM in Abhängigkeit von der Kreisfrequenz nur für die an die Probe SEM angelegte Spannung U_r gemessen. Daraus folgen die statischen elektrischen Größen der Probe SEM bei der Spannung U_r und die Kreisfrequenz ω_m, bei der die Amplitudenkurve ihren maximalen Anstieg hat. Anschließend wird ein Spannungspuls U_p an die mit U_r vorgespannte Probe SEM angelegt und die zeitliche Änderung der Amplitude |Z(ω_m, t)| und der Phase ϕ(ω_m, t) bei der Kreisfrequenz ω_m gemessen. Nach einer gewissen Zeit haben die zeitabhängigen Amplituden- und Phasenwerte die bei U = U_r gemessenen Gleichgewichtswerte wieder erreicht. Aus der zeitabhängigen Änderung der bei ω_m gemessenen Amplitude und Phase und den quantitativ bestimmten Gleichgewichtswerten G_t (U = U_r), L_t(U = U_r), C_t(U = U_r) der Probe SEM werden die dynamischen elektrischen Größen der Probe G_t und C_t bestimmt.In order to determine the dynamic electrical variables of a sample SEM biased by U = U _r , the frequency-dependent impedance function of the resonator RES with sample SEM is first measured as a function of the angular frequency only for the voltage U _r applied to the sample SEM. This is followed by the static electrical quantities of the sample SEM at the voltage U _r and the angular frequency ω _m at which the amplitude curve has its maximum rise. Subsequently, a voltage pulse U _{p is applied} to the sample SEM biased with U _r and the temporal change of the amplitude | Z (ω _m , t) | and the phase φ (ω _m , t) measured at the angular frequency ω _m . After a certain time, the time-dependent amplitude and phase values have again reached the equilibrium values measured at U = U _r . From the time-dependent change of the amplitude and phase measured at ω _m and the quantitatively determined equilibrium values G _t (U = U _r ), L _t (U = U _r ), C _t (U = U _r ) of the sample SEM become the dynamic electric Quantities of the sample G _t and C _t determined.

Das erfindungsgemäße Verfahren und die Vorrichtung sind mit einer Reihe von Vorteilen verbunden. Im Gegensatz zur SCM-Technik ist es möglich, gleichzeitig die elektrisch wirksamen Störstellen als auch die frei beweglichen Ladungsträger eines halbleitenden Materials mit einer räumlichen Auflösung auf der Nanometerskala zu detektieren und zu charakterisieren. Desweiteren besteht die Möglichkeit, den Phasenfehler der Messung zu bestimmen. Die Kenntnis des Phasenfehlers ist sehr wichtig, um Aussagen über den Fehler der Messergebnisse machen zu können.The inventive method and the device are associated with a number of advantages. in the Unlike the SCM technique, it is possible to simultaneously use the electric effective impurities as well as the freely movable charge carriers of a semiconducting material with a spatial resolution on the nanometer scale to detect and characterize. Furthermore it is possible, determine the phase error of the measurement. The knowledge of the phase error is very important to statements about to make the error of the measurement results.

Wird eine sehr hohe Messfrequenz im GHz-Bereich verwendet, verringert sich die räumliche Abmessung des Resonators RES und ermöglicht den Aufbau von kleinen, leichten Sensoren. Der Resonator RES kann räumlich von dem Quadraturdemodulator getrennt werden. Für temperaturabhängige Untersuchungen im Kryostaten K muss nur die Resonatorstruktur samt Probe SEM gekühlt werden, welche nur eine kleine Wärmekapazität besitzt. Es befinden sich außer der Resonatorstruktur (in Streifenleitertechnik) und der Probe SEM keine weiteren aktiven oder passiven Komponenten auf dem Resonator RES. Dadurch ist die Resonatorstruktur sehr kostengünstig herzustellen und die Temperaturabhängigkeit des Amplituden- und Phasensignals wird nur durch die Probe SEM und den Resonator RES bestimmt. Für den Aufbau eines Messplatzes mit auf der Nanometerskala verschiebbaren Kontaktflächen sind noch XYZ-Zustellereinheiten für die Positionierung der Probe SEM notwendig. Das Messverfahren dieser Erfindung lässt sich in die Umgebung von kommerziellen XYZ-Zustelleinheiten integrieren. Für die Kontaktierung der Probe SEM kommen kommerziell erhältliche elektrisch leitende Standard-SCM-Spitzen SP zum Einsatz.If a very high measurement frequency in the GHz range is used, the spatial dimension of the resonator RES decreases and allows the construction of small, lightweight sensors. The resonator RES can be spatially separated from the quadrature demodulator. For temperature-dependent investigations in the cryostat K, only the resonator structure including sample SEM has to be cooled, which only has a small heat has me capacity. Apart from the resonator structure (in stripline technique) and the sample SEM, there are no further active or passive components on the resonator RES. As a result, the resonator structure is very inexpensive to produce and the temperature dependence of the amplitude and phase signal is determined only by the sample SEM and the resonator RES. To set up a measuring station with contact surfaces displaceable on the nanometer scale, XYZ feed units are still necessary for the positioning of the SEM sample. The measuring method of this invention can be integrated into the environment of commercial XYZ delivery units. Commercially available standard conductive SCM tips SP are used for contacting the sample SEM.

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung nutzt Frequenzschwankungen, welche durch den Funktionsgenerator FKT hervorgerufen werden und in der Resonatorstruktur auch eine Phasen- und Amplitudenänderung erzeugen. Wird in dem Referenzzweig ein Element mit der gleichen Übertragungsfunktion der Resonatorstruktur (Resonator RES und Probe SEM im Gleichgewicht) eingefügt, ergibt sich ein differentielles Messsystem. Mit dieser Modifikation wird erreicht, dass Frequenzschwankungen des Funktionsgenerators FKT in beiden Messzweigen die gleichen Änderungen hervorrufen und sich so gegenseitig kompensieren.A further embodiment of the invention uses frequency fluctuations, which are caused by the function generator FKT and in the resonator also a phase and amplitude change produce. If in the reference branch an element with the same transfer function the resonator structure (resonator RES and sample SEM in equilibrium) inserted, results in a differential measuring system. With this modification is achieved that frequency fluctuations of the function generator FKT cause the same changes in both measuring branches and themselves so compensate each other.

Ausführungsbeispiel 2Embodiment 2

Die Telekommunikationstechnik stellt eine Vielzahl von integrierten Schaltkreisen im MHz-GHz-Frequenzbereich zur Verfügung, welche für die Realisierung der Messvorrichtung verwendet werden können und einen kompakten und leistungsfähigen Aufbau gewährleisten. Ebenso ist eine Umsetzung des erfindungsgemäßen Messverfahrens mit diskret aufgebauten Komponenten möglich.The Telecommunications technology represents a host of integrated Circuits in the MHz GHz frequency range to disposal, which for the realization of the measuring device can be used and a compact and powerful Ensure construction. Likewise, an implementation of the measuring method according to the invention with discrete built-up components possible.

In 5 ist eine Realisierungsform der erfindungsgemäßen Messvorrichtung, ein Messplatz für Kapazitäts- und Leitwertbestimmung auf der Nanometerskala mit Einbindung in eine kryogene Messumgebung abgebildet. Der erfindungsgemäß mit der SCM-Spitze SP fest über dem XYZ-Nanometerzusteller PT angebrachte Resonator RES (2) und der XYZ-Nanometerzusteller PT mit darauf befestigter Probe SEM befinden sich für temperaturabhängige Messungen in einem Kryostaten K. Für die Annäherung der Probe SEM an die SCM-Spitze SP kann eine kommerziell erhältliche Regelung mit optischer Auswertung verwendet werden.In 5 is an embodiment of the measuring device according to the invention, a measuring station for capacitance and conductance determination on the nanometer scale with integration into a cryogenic measurement environment shown. The inventively with the SCM tip SP fixed over the XYZ Nanometerzusteller PT mounted resonator RES ( 2 ) and the XYZ nanometer delivery PT with sample SEM attached thereto are for temperature-dependent measurements in a cryostat K. For the approach of the sample SEM to the SCM tip SP, a commercially available control with optical evaluation can be used.

Der Rückseitenkontakt der Probe SEM und die SCM-Spitze SP des Resonators RES sind elektrisch, HF-entkoppelt über das Bias-Netzwerk NE mit der Steuer-/Auswerteelektronik AWE verbunden. Über diese Kontakte wird für Messungen der Gleichgewichtswerte der Probenkapazität und des Probenleitwertes eine konstante Vorspannung an die Probe SEM angelegt. Außerdem werden für die Messung der Transientenwerte der Probenkapazität und des Probenleitwertes nach einer kurzzeitigen elektrischen Anregung auch kurze Spannungspulse über diese Kontakte an die Probe SEM angelegt. Zur Durchstimmung der Messfrequenz ist ein spannungsgesteuerter Oszillator VCO mit einem einstellbaren Frequenzbereich, der die Resonanzfrequenz des Resonators RES einschließt, elektrisch mit der Steuer-/Auswerteelektronik AWE verbunden. Ein in dem Frequenzbereich arbeitender Leistungsteiler PS teilt das Sinussignal des Oszillators VCO in das Referenz- und Messsignal auf. Zum Einstellen der Phase und der Amplitude des Messsignals wird ein integrierter IQ-Modulator IQ-M verwendet, der seine Steuersignale von der Steuer-/Auswerteelektronik AWE erhält. Das Messsignal wird mittels eines Koaxialkabels zum Resonator RES im Kryostaten K geführt und durch die zeit- und frequenzabhängige Impedanzfunktion des Resonators RES mit Probe SEM in der Phase und Amplitude moduliert. Das vom Resonator RES ausgekoppelte Messsignal wird durch ein Koaxialkabel wieder aus dem Kryostaten K herausgeführt und von einem rauscharmen Verstärker LNA auf den für die IQ-Demodulation IQ-D erforderlichen Pegel verstärkt. Ein integrierter IQ-Demodulator IQ-D mit geringen Phasenfehlern wird für die Demodulation des Messsignals mit dem unveränderten Referenzsignal verwendet. Die Quadratur- und Inphase-Signale werden bevorzugt durch einen Tiefpass TP gefiltert, jeweils durch einen rauscharmen Verstärker V verstärkt und durch Digital-Analog-Wandler DAW für die rechentechnische Auswertung in dem der Steuer-/Auswerteelektronik AWE nachgeschalteten Rechner PC digitalisiert. Der gesamte elektrische Aufbau (Steuer-/Auswerteelektronik AWE, Oszillator VCO, IQ-Modulator IQ-M, Verstärker LNA, IQ-Demodulator IQ-D, Digital-Analog-Wandler DAW) lässt sich in ein Gerät integrieren.Of the Back contact the sample SEM and the SCM tip SP of the resonator RES are electrical, RF decoupled across the Bias network NE connected to the control / evaluation electronics AWE. About these contacts is for Measurements of the equilibrium values of the sample capacity and the Sample conductance applied a constant bias to the sample SEM. Furthermore be for the measurement of the transient values of the sample capacity and the Sample conductance after a short-time electrical stimulation, too short voltage pulses over these contacts are applied to the sample SEM. To tune the Measuring frequency is a voltage controlled oscillator VCO with a adjustable frequency range, which is the resonant frequency of the resonator Includes RES, electrically connected to the control / evaluation AWE. One in the frequency range working power splitter PS shares the Sinusoidal signal of the oscillator VCO in the reference and measurement signal on. For adjusting the phase and the amplitude of the measuring signal An integrated IQ modulator IQ-M is used, which receives its control signals received from the control / evaluation electronics AWE. The measuring signal is by means of a coaxial cable to the resonator RES in the cryostat K out and through the time and frequency dependent Impedance function of the resonator RES with sample SEM in phase and Amplitude modulated. The decoupled from the resonator RES measurement signal is led out of the cryostat K by a coaxial cable again and from a low-noise amplifier LNA on the for the IQ demodulation IQ-D required levels amplified. One integrated IQ demodulator IQ-D with low phase errors for demodulation of the measuring signal with the unchanged Reference signal used. The quadrature and in-phase signals become preferably filtered by a low pass TP, each by one low noise amplifier V reinforced and by digital-to-analog converter DAW for the computational evaluation in the control / evaluation electronics AWE downstream computer PC digitized. The entire electrical structure (control / evaluation electronics AWE, VCO oscillator, IQ modulator IQ-M, LNA amplifier, IQ demodulator IQ-D, digital-to-analog converter DAW) leaves yourself in a device integrate.

Der Messablauf des erfindungsgemäßen Messverfahrens gliedert sich in drei Teilschritte:
In Vorbereitung auf die Messung wird die mit einem ohmschen Rückseitenkontakt versehene Probe SEM auf dem XYZ-Nanometerzusteller PT befestigt. Desweiteren wird der SCM-Kantilever in die am Resonator RES befestigten Halterung für den SCM-Kantilever eingesetzt. Danach wird der Resonator RES so in Bezug auf den XYZ-Nanometerzusteller PT positioniert, dass der Abstand zwischen der Spitze des am Resonator RES befestigten SCM- Kantilevers und der Probenoberfläche im Bereich der Z-Verschiebbarkeit des XYZ-Nanometerzustellers PT (1–4 mm) liegt. Anschließend wird der Resonator RES über Koaxialkabel an den IQ-Modulator IQ-M und an den rauscharmen Verstärker LNA angeschlossen. Erfolgt eine Messung bei kryogenen Temperaturen, wird der Resonator RES und der XYZ-Nanometerzusteller PT in den Kryostaten K eingebracht. Die Koaxialkabel, die Leitung vom Rückseitenkontakt der Probe SEM und von der SCM-Spitze SP des Resonators RES sowie die Leitungen des XYZ-Nanometerzustellers PT werden aus dem Kryostaten K herausgeführt. Abschließend wird der Kryostat K auf die Messtemperatur abgekühlt.The measuring procedure of the measuring method according to the invention is divided into three sub-steps:
In preparation for the measurement, the SEM sample, equipped with a reverse ohmic contact, is mounted on the XYZ nanometer feed PT. Furthermore, the SCM cantilever is inserted into the holder for the SCM cantilever fastened to the resonator RES. Thereafter, the resonator RES is positioned relative to the XYZ nanometer PT so that the distance between the tip of the SCM cantilever attached to the resonator RES and the sample surface is in the range of the Z displaceability of the XYZ nanometer PT (1-4 mm). lies. Subsequently, the resonator RES via coaxial cable to the IQ modulator IQ-M and connected to the low-noise amplifier LNA. If a measurement takes place at cryogenic temperatures, the resonator RES and the XYZ nanometer delivery PT are introduced into the cryostat K. The coaxial cables, the lead from the backside contact of the sample SEM and the SCM tip SP of the resonator RES and the leads of the XYZ nanometer delivery PT are led out of the cryostat K. Finally, the cryostat K is cooled to the measurement temperature.

Im ersten Schritt des Messverfahrens wird die frequenzabhängige Impedanzfunktion des Resonators RES ohne Probe SEM bestimmt, indem die Frequenz des Oszillators VCO und die Information der Quadratur- und Inphase-Daten aufgezeichnet werden. Aus der frequenzabhängigen Impedanzfunktion werden mittels des Ersatzschaltbildes (3) die elektrischen Ersatzbildparameter des Resonators RES bestimmt.In the first step of the measurement method, the frequency-dependent impedance function of the resonator RES without sample SEM is determined by recording the frequency of the oscillator VCO and the information of the quadrature and inphase data. From the frequency-dependent impedance function by means of the equivalent circuit diagram ( 3 ) determines the electrical replacement image parameters of the resonator RES.

Im zweiten Schritt wird der Kontakt zwischen dem fest am Resonator RES befestigten SCM-Kantilever und der Probe SEM hergestellt und eine konstante Vorspannung an die Probe SEM angelegt. Es wird erneut die frequenzabhängige Impedanzfunktion des Resonators RES, aber diesmal mit Probe SEM aufgezeichnet. Aus den im ersten Schritt bestimmten Parametern des Resonators RES und den Ersatzschalbildern (3 und 4) wird nun der Gleichgewichtswert der Kapazität und des Leitwertes der Probe SEM bei der angelegten Vorspannung bestimmt. Für eine Messung der Gleichgewichtswerte der Kapazität und des Leitwertes in Abhängigkeit von der an die Probe SEM angelegten Vorspannung, wird der zweite Schritt des Messablaufes bei verschiedenen konstant an die Probe SEM angelegten Vorspannungen wiederholt ausgeführt.In the second step, the contact between the SCM cantilever fixedly attached to the resonator RES and the sample SEM is established and a constant bias is applied to the sample SEM. Again the frequency dependent impedance function of the resonator RES is recorded, but this time with sample SEM. From the parameters determined in the first step of the resonator RES and the replacement circuit diagrams ( 3 and 4 ), the equilibrium value of the capacitance and the conductance of the sample SEM at the applied bias voltage is now determined. For a measurement of the equilibrium values of the capacitance and conductance as a function of the bias voltage applied to the sample SEM, the second step of the measurement sequence is carried out repeatedly at different bias voltages applied to the sample SEM.

Für Transientenmessungen an einer mit U_r vorgespannten Probe SEM nach der elektrischen Anregung mit einem Spannungspuls U_p wird der zweite Schritt des Messverfahrens nur für die konstant an die Probe SEM angelegte Spannung U_r durchgeführt.For transient measurements on a sample SEM biased with U _r after the electrical excitation with a voltage pulse U _p , the second step of the measuring method is performed only for the voltage U _r applied constantly to the sample SEM.

Im dritten Schritt wird aus dem mit U_r gemessenen Amplitudenverlauf des Resonators RES mit Probe SEM die Messfrequenz ϖ_m, für die Transientenmessung, bei der die Amplitudenkurve den maximalen Anstieg besitzt, bestimmt und zur Transientenmessung verwendet. Die elektrische Anregung der mit U_r vorgespannten Probe SEM wird durch einen kurzzeitig an die Probe SEM angelegten Spannungsimpuls U_p realisiert. Durch diese elektrische Anregung ändert sich auch die Impedanzfunktion des Resonators RES mit Probe SEM pulsartig und erreicht erst nach probenspezifischen Abklingzeiten den bei der Spannung U_r gemessenen Wert der Impedanzfunktion wieder. Die zeitabhängige Impedanzfunktion des Resonators RES mit Probe SEM nach elektrischer Anregung wird bei der Messfrequenz ϖ_m aufgezeichnet. Die Kenntnis des zeitlichen Verlaufs der Phase und Amplitude des Messsignals als Funktion der Temperatur und der elektrischen Anregung gestattet die umfassende Charakterisierung der elektrisch wirksame Störstellen und lokalisierte Zustände der Probe SEM auf der Nanometerskala.In the third step, the measurement frequency π _m for the transient measurement in which the amplitude curve has the maximum rise is determined from the amplitude profile of the resonator RES with sample SEM measured using U _r and used for transient measurement. The electrical excitation of the biased with U _r sample SEM is realized by a short time applied to the sample SEM voltage pulse U _p . As a result of this electrical excitation, the impedance function of the resonator RES with the sample SEM also changes in a pulse-like manner and only returns to the value of the impedance function measured at the voltage U _r after sample-specific decay times. The time-dependent impedance function of the resonator RES with sample SEM after electrical excitation is recorded at the measurement frequency π _m . Knowledge of the timing of the phase and amplitude of the measurement signal as a function of temperature and electrical excitation allows for the comprehensive characterization of the electrically active impurities and localized states of the sample SEM on the nanometer scale.

AWEAWE: Steuer-/AuswerteelektronikControl / evaluation
CC: Kapazitätcapacity
CHCH: KantileverhalterungCantilever bracket
DAWDAW: Digital-Analog-SchnittstelleDigital-to-analog interface
FKTFCT: Funktionsgeneratorfunction generator
GG: Leitwertconductance
IQ-DIQ-D: IQ-DemodulatorIQ demodulator
IQ-MIQ-M: IQ-ModulatorIQ modulator
KK: Kryostatcryostat
KUKU: Kurzschlussshort circuit
LL: Induktivitätinductance
LNALNA: Rauscharmer VerstärkerLow noise amplifier
MX1MX1: Mischermixer
MX2MX2: Mischermixer
NENE: Bias-NetzwerkBias network
PCPC: Rechnercomputer
PH1PH1: Verstärkeramplifier
PH2PH2: Phasenschieberphase shifter
PSPS: Leistungsteilerpower splitter
PS1PS1: Leistungsteilerpower splitter
PS2PS2: Leistungsteilerpower splitter
PS3PS3: Leistungsteilerpower splitter
PTPT: XYZ-NanometerzustellerXYZ-nanometer delivery
RR: Widerstandresistance
RKRK: Richtkopplerdirectional coupler
SEMSEM: Probesample
RESRES: Resonatorresonator
SPSP: SCM-SpitzeSCM tip
STST: Streifenresonatorstrip resonator
SUSU: Substratsubstratum
TPTP: Filterfilter
TP1TP1: Tiefpasslowpass
TP2TP2: Tiefpasslowpass
VCOVCO: Spannungsgesteuerter Oszillatorvoltage controlled oscillator
VV: Verstärkeramplifier
ωω: Messfrequenzmeasuring frequency

Claims

Method for the electrical characterization of semiconductor devices on the nanometer scale, in which transients and / or equilibrium values of capacitance and conductance are determined from a measured impedance function in the MHz GHz frequency range of a sample contacted on the nanometer scale, characterized in that for transient measurement in a first Step is the frequency-dependent impedance function of a resonator, measured without sample and from the frequency-dependent impedance function by means of the equivalent circuit of the resonator whose electrical equivalent circuit parameters are determined, in a wide step, the contact between a resonator mounted on the SCM cantilever and the sample is made to the sample a constant bias voltage U _r is applied below the frequency-dependent impedance function of the resonator is recorded with the sample in order from the determined in the first step equivalent circuit parameters of the resonator without Pro be and the equivalent circuits of the resonator with sample to determine the equilibrium value of the capacitance and conductance of the sample at the applied bias voltage U _r , and in a third step, the prestressed with the bias voltage U _r by a short time applied to the sample voltage pulse U _p electrically and / or is stimulated optically and / or magnetically, after the electrical excitation, the time-dependent impedance function of the resonator with sample at a fixed measuring frequency ω is recorded and from the equivalent circuits of the resonator with sample, the time dependence of the capacitance and the conductance of the sample as a function of applied Bias U _r and the applied voltage pulse U _{p is determined} at the measurement temperature and from the knowledge of the time dependence of the capacitance and the conductance of the sample on the nanometer scale as a function of the applied bias voltage U _r and the applied voltage pulse U _p at the measurement temperature, the electrical To measure the equilibrium values in a first step, the frequency-dependent impedance function of the resonator is measured without sample and determined from the measured values of its electrical equivalent circuit parameters and in a second step, the contact between the fixedly attached to the resonator SCM cantilever and the sample is prepared and the frequency-dependent impedance function of the resonator with sample at different constant biases U is recorded to determine the equilibrium value of the capacitance and the conductance of the sample from the parameters determined in the first step of the resonator and the equivalent circuits of the resonator with sample is determined at the respectively applied bias U, from which the concentration of free charge carriers on the nanometer scale from the knowledge of the equilibrium values of the capacitance and the conductance as a function of the applied voltage is determined at the measuring temperature.

A method according to claim 1, characterized in that the fixed measuring frequency ω in the third step of the measurement of the transient is the frequency π _m near the resonance frequency at which the frequency-dependent impedance function measured in the second step has the maximum increase.

Method according to Claims 1 and 2, characterized that the sample is tempered and the transients and / or equilibrium values the capacity and the conductance in dependence be determined by the temperature of the sample.

Method according to 1 to 3, characterized in that the measurements in dependence on a pressure, with which the sample is loaded to be performed.

Device for electrical characterization of Semiconductor devices on the nanometer scale, in which a measured impedance function in the MHz GHz frequency range contacted on the nanometer scale Sample the transients and / or equilibrium values of the capacitance and the Conductance are determined, characterized in that over a XYZ-Nanometerliefereller (PT), on which the sample (SEM) with an ohmic Back contact to fix and in the XYZ direction is piezopositionierbar, a a Mount for a resonator (RES) and a by means of a non-conducting Kantileverhalterung (CH) fixed electrically connected to the resonator (RES) SCM cantilever are arranged, the sample (SEM) and the Kantileverhalterung (CH) are so mutually displaceable in the Z direction that the Tip of the SCM cantilever contacts the sample surface.

Device according to claim 5, characterized in that the resonator (RES) and the XYZ nanometer delivery device (PT) are in a preferably cylindrical holder in a cryostat (K) are arranged.

Device according to claims 5 and 6, characterized in that the resonator structure is a cryogenic ¼-resonator in stripline technology (ST).

Device according to claim 7, characterized in that that the strip resonator (ST) has a shorted end and a open end, which is the direct electrical contact with the SCM cantilever serves, has.

Device according to claims 5 to 8, characterized in that that the RF measurement signal over two line couplers in the resonator (RES) and coupled where two coaxial cables connect the resonator (RES) to the circuitry connect.

Apparatus according to claim 5 to 9, characterized that the measuring frequency in the range of the resonant frequency of the resonator (RES) by an oscillator (VCO) or frequency generator freely adjustable is.

Device according to claims 7 to 10, characterized in that that the mechanical dimensions of the strip resonator (ST) so chosen are that its resonant frequency without and with sample contact in the frequency domain of the function generator (FKT) and those used in the subcircuits Measuring devices is.

Device according to claims 5 to 11, characterized in that that per se known components to an electrical, optical or magnetic excitation of the sample (SEM) are arranged.

Device according to Claims 5 to 12, characterized that the amplitude of the RF measurement signal at the sample (SEM) by amplifiers (LNA) or attenuators is freely adjustable.

Device according to Claims 5 to 13, characterized that for measuring the phase and amplitude of either the transmitted or the reflected measurement signal of the resonator (RES) a quadrature demodulation is provided.

Device according to Claims 6 to 14, characterized that through the cryostat (K) the temperature during the measurement is constant remains.