DE102004047039B4

DE102004047039B4 - Motorsteuerung zum Steuern des Betriebs eines Motorläufers

Info

Publication number: DE102004047039B4
Application number: DE102004047039A
Authority: DE
Inventors: Koji Eba
Original assignee: Okuma Corp; Okuma Machinery Works Ltd
Current assignee: Okuma Corp
Priority date: 2003-09-29
Filing date: 2004-09-28
Publication date: 2013-10-24
Anticipated expiration: 2024-09-29
Also published as: DE102004047039A1; US7026779B2; JP4301913B2; US20050067996A1; JP2005110344A

Abstract

Motorsteuerung zum Steuern des Betriebs des Läufers eines Motors (16) entsprechend einem Geschwindigkeits-Sollwert (V*), mit: – einem Geschwindigkeitsdetektor (17) zum Erfassen einer Bewegungsgeschwindigkeit des Läufers; – einem Positionsdetektor (18) zum Erfassen der Position des Läufers; – einem Differenzierer (19) zum Ausführen einer zeitlichen Differentiation hinsichtlich der durch den Positionsdetektor (18) erfassten Position, um einen Geschwindigkeits-Rechenwert (dθ/dt) zu erhalten; – einer Rückkopplungssignal-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Rückkopplungssignals (Vhyb), das den durch den Geschwindigkeitsdetektor (17) erhaltenen Geschwindigkeits-Istwert (V) als hochfrequente Komponente und den durch den Differenzierer (19) erhaltenen Geschwindigkeits-Rechenwert (dθ/dt) als niederfrequente Komponente enthält; und – einem Linearverstärker (2, 6) und einem integrierenden Verstärker (7) zum Ausführen einer PI-Regelung, wobei diese eine lineare Verstärkung bzw. eine integrierende Verstärkung der Differenz zwischen dem Geschwindigkeits-Sollwert (V*) und dem Rückkopplungssignal (Vhyb) ausführen.

Description

Die Erfindung betrifft eine Motorsteuerung zum Steuern der Rotation eines Motors entsprechend einem Positions- oder Geschwindigkeits-Sollwert von einer höheren Steuerungsvorrichtung an eine Motorsteuerung, die z. B. zum Ansteuern eines Vorschubtischs einer Werkzeugmaschine verwendet wird.
US 6 590 358 B1 betrifft eine Servo-Steuervorrichtung, wobei Größen einer Sinuswellenkomponente und einer Kosinuswellenkomponente einer periodischen Störung in Echtzeit während des Drehen des Motors abgeschätzt werden, die Sinuswellenkomponente und die Kosinuswellenkomponente bei der Frequenz der Störung kombiniert werden und wobei das Ergebnis als Korrekturwert in Echtzeit während eines normalen Motorbetriebs zum Steuern des Servomotors zu einem Strombefehl addiert wird, wodurch der Effekt der periodischen Störung unterdrückt wird.
US 4 980 617 A betrifft eine Geschwindigkeitssteuerungsvorrichtung zum Steuern einer Geschwindigkeit eines beweglichen Geräts, so dass die Geschwindigkeit des beweglichen Geräts erfasst wird, ein Abweichungswert zwischen einer erfassten Geschwindigkeit und einem Geschwindigkeitsbefehlssignal berechnet wird und die Geschwindigkeit des beweglichen Geräts basierend auf dem Abweichungswert gesteuert wird.
Motorsteuerungen zum Ansteuern eines Werkzeugmaschinentischs unter Verwendung eines Gleichstrom-Servomotors, wie durch das Steuerungsblockdiagramm in der 11 dargestellt, werden allgemein seit den frühen 1980ern verwendet. Etwa ab Mitte der 1980er wurde die in der 12 dargestellte Systemstruktur unter Verwendung eines bürstenlosen Servomotors und eines Positionsdetektors üblich, da diese Struktur das Erfordernis beseitigt, die Bürsten des Gleichstrom-Servomotors und den Geschwindigkeitsdetektor (Tachogenerator) zu warten, und da eine digitale Verarbeitung eines Geschwindigkeits-Sollwerts und eines Geschwindigkeits-Rückkopplungssignals möglich ist, wobei die Genauigkeit des Geschwindigkeitsdetektors durch Verringern einer Temperaturdrift seiner Verstärkung und seines Offsets erhöht wird. Während der Übergangsperiode wurde als Maßnahme zum Realisieren einer bürstenlosen Konstruktion im Allgemeinen ein bürstenloser Tachogenerator mit dem in der 13 schematisch dargestellten Aufbau verwendet. Nun werden Betriebsabläufe von Beispielen aus der oben angegebenen einschlägigen Technik beschrieben.
Die 11 ist ein Blockdiagramm, die eine beispielhafte typische Struktur einer Motorsteuerung für einen Gleichstrommotor zeigt. Mit dem Gleichstrommotor 15 ist ein Geschwindigkeitsdetektor 17 mechanisch gekoppelt, um die Drehzahl des Motors zu erfassen. Mit dem Motor 15 ist auch ein Positionsdetektor 18 mechanisch gekoppelt, um die Position eines anzusteuernden Zielelements des Motors zu erfassen. Ein Subtrahierer 1 ermittelt die Differenz zwischen einem von einer höheren Steuerungsvorrichtung gelieferten Positions-Sollwert θ* und einem vom Positionsdetektor 18 gelieferten Positions-Istwert θ. Die Differenz wird durch einen Linearverstärker 2 mit einer Positionsschleifenverstärkung multipliziert, um einen Geschwindigkeits-Sollwert V* zu erhalten. Anschließend ermittelt ein Subtrahierer 4 die Differenz zwischen diesem Geschwindigkeits-Sollwert V* und einem vom Geschwindigkeitsdetektor 17 gelieferten Geschwindigkeit-Istwert V. Der so erhaltene Wert wird durch einen Linearverstärker 6 und einen integrierenden Verstärker 7 verstärkt, um eine PI-Regelung auszuführen, und die Ausgangssignale des Linearverstärkers 6 und des integrierenden Verstärkers 7 werden durch einen Addierer 8 addiert, um einen Strom-Sollwert I* zu liefern, der proportional zum Motordrehmoment ist, das dazu erforderlich ist, dem Sollwert zu folgen. Ein Motorregelungsabschnitt 11 ermittelt die Differenz zwischen einem Strom-Istwert I, der von einem mit einer Motorwicklung verbundenen Stromdetektor 14 geliefert wird, und dem Strom-Sollwert I*, und diese Differenz wird ferner einer linearen und einer integrierenden Verstärkung unterzogen, um einen Anlegespannung-Sollwert E* zu erhalten, der an den Motor zu liefern ist. Ein Einphasen-PWM-Umrichter 12 legt entsprechend dem Anlegespannung-Sollwert E* eine Spannung an den Gleichstrommotor 15 an. So wird die Rotationsposition (Rotationswinkel) des Rotors so geregelt, dass er mit dem von der höheren Steuerungsvorrichtung gelieferten Positions-Sollwert θ* übereinstimmt.
Bei diesem Beispiel ist als Geschwindigkeitsdetektor 17 ein Tachogenerator verwendet, der so aufgebaut ist, dass ein Magnet an einem Stator vorhanden ist und mehrere Wicklungen an einem Rotor vorhanden sind, wobei ein Kommutator und eine Bürste dazu verwendet werden, eine in der Wicklung induzierte Spannung als analoge Gleichspannung zu entnehmen. Demgemäß leidet die obige Konstruktion unter Problemen, wie eines Verstärkungsfehlers hinsichtlich der in der Wicklung induzierten Spannung und eines Offsetfehlers in einem Schaltkreis, der ein analoges Signal verarbeitet, und hoher erforderlicher Genauigkeit.
Die 12 ist ein Blockdiagramm, das ein typisches Strukturbeispiel einer Motorsteuerung unter Verwendung eines Wechselstrommotors zeigt, wie es üblicherweise in den letzten Jahren verwendet wurde. In der 12 sind Elemente mit denselben Funktionen wie solchen in der 11 mit denselben Zahlen gekennzeichnet, und so wird nur der Unterschied zwischen den Strukturen in den 11 und 12 beschrieben. Der Motor 16, der ein Dreiphasen-Wechselstrommotor ist, ist mit Stromdetektoren versehen, die zwei Phasen entsprechen, nämlich einem U-Phase-Stromdetektor 14u und einem V-Phase-Stromdetektor 14v. Die durch diese Stromdetektoren erfassten Strom-Istwerte Iu und Iv werden an einen Stromregelungsabschnitt 11 rückgekoppelt. Ferner wird der vom Addierer 8 ausgegebene Drehmoment-Sollwert T* in einem Stromverteilungsabschnitt 9 auf Grundlage des Positions-Istwerts θ in einen U-Phase-Strom-Sollwert Iu* und einen V-Phase-Strom-Sollwert Iv* gewandelt. Ein Dreiphasen-PWM-Umrichter 13 empfängt Spannungs-Sollwerte Eu*, Ev* und Ew*, die den drei Phasen entsprechen, vom Stromregelungsabschnitt 11 als Eingangssignale.
Der Positionsdetektor 18 ist ein Winkelcodierer. Da für ihn eine Winkelauflösung entsprechend 100.000 oder 1.000.000 Unterteilungen oder mehr pro Motorumdrehung erforderlich ist, ist er so konfiguriert, dass durch eine magnetische oder optische Einrichtung ein Interpolationssignal in Form einer Sinuswelle ausgegeben wird, deren Amplitude sich einige zehn bis einige tausend Mal pro Umdrehung des Codierers entsprechend dem Motorwinkel ändert. Dann wird, um einen Positions-Istwert θ_k zu erhalten, eine Änderung der Signalamplitude gezählt, oder ein Sinussignal wird durch einen A/D-Wandler abgetastet, um eine Operation entsprechend einer inversen trigonometrischen Funktion auszuführen. Bei dieser Struktur wird zur Geschwindigkeitserfassung kein Geschwindigkeitsdetektor verwendet. Stattdessen wird der vom Positionsdetektor 18 ausgegebene Positions-Istwert θ_k in einem Differenzierer 19 einer zeitlichen Differentiation unterzogen, um einen Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt zu erhalten. Der Positionsdetektor 18 kann unter Verwendung eines Drehmelders aufgebaut werden.
Die Erfindung erfolgte unter Berücksichtigung der Genauigkeit und des Ansprechverhaltens bei der Geschwindigkeitserfassung. Dazu wird nun unter Bezugnahme auf die 14 der Prozess beschrieben, wie er im Differenzierer 19 ausgeführt wird, wenn die Positionserfassungsperiode Δt_θ ist. In der 14 ist das Timing, gemäß dem ein sinusförmiges Interpollationssignal vom Positionsdetektor 18 ausgegeben wird, durch die Zahl 300 als Positionsistdaten-Abtasttiming gekennzeichnet. Es wird der Rotorwinkel zum Abtastzeitpunkt erfasst. Dann wird der Positions-Istwert θ_k erhalten, nachdem eine Positionserfassung-Verzögerungszeit t_dθ verstrichen ist, um eine A/D-Wandlung und eine Berechnung zu ermöglichen. Die Positionserfassungs-Verzögerungszeit t_dθ beinhaltet eine Übertragungszeit, wenn Daten seriell zwischen dem Positionsdetektor 18 und dem Differenzierer 19 übertragen werden. Ferner wird der Geschwindigkeits-Berechnungswert v_k aus dem folgenden Ausdruck (1) erhalten, und er repräsentiert die Geschwindigkeit zu einem Zwischenzeitpunkt zwischen den Abtastzeitpunkten t_k-1 und t_k. Genauer gesagt, wird durch den folgenden Ausdruck (1) die Steigung zwischen den zwei Punkten (t_k-1, θ_k-1) und (t_k, θ_k) erhalten, die im Wesentlichen der Steigung am Zwischenpunkt zwischen diesen Punkten entspricht. Demgemäß ist das aus dem Ausdruck (1) erhaltene Rechenergebnis ein Datenwert für den Zeitpunkt, der um Δt_θ/2 vor dem Abtastzeitpunkt t_k liegt, und er kann näherungsweise als v_k ≈ v(t_k – Δt_θ/2) angegeben werden. Anders gesagt, ist die Geschwindigkeitserfassungs-Verzögerungszeit t_dv im Vergleich zur Positionserfassungsverzögerung erhöht. v_k = (θ_k-1 – θ_k)/(t_k – t_k-1) (1)
Obwohl eine Verzögerungszeit wie die obige bei konstanter Geschwindigkeit zu keinen Schwierigkeiten führt, ergibt sich aus einer derartigen Verzögerungszeit in einem Übergangszustand ein relativ großer Wert für Fehlerkomponenten im Hochfrequenz-Ansprechverhalten, und dadurch werden die Regelungseigenschaften für den Motor beeinträchtigt. Bei diesem System sind jedoch, da die Geschwindigkeit durch mechanisches Erfassen der Positionsdaten durch den Positionsdetektor und auch durch Ermitteln der Differenz zwischen den Positions-Istwerten aufgrund einer zeitlichen Differenz mit der Genauigkeit eines Quarzoszillators berechnet wird, in der Geschwindigkeit kein Gleichspannungsverstärkungsfehler und kein Offsetfehler enthalten.
Zusätzlich zum Problem, dass im oben beschriebenen Geschwindigkeits-Istwert ein Verstärkungsfehler und ein Offsetfehler enthalten sind, leidet ein Geschwindigkeitsdetektor in Form eines bürstenlosen Tachogenerators an einem anderen Problem dahingehend, dass Welligkeiten des Drehmoments erzeugt werden. Dieses Problem wird nun unter Bezugnahme auf die in der 13 dargestellte beispielhafte Struktur eines bürstenlosen Tachogenerators beschrieben. Dieser bürstenlose Tachogenerator verfügt, als Erfassungsmechanismus, über einen am Rotorabschnitt montierten Permanentmagneten 80, vier Sätze von Wicklungen 82a, 82b, 83a, 83b, mit denen der magnetische Fluss des Permanentmagneten 80 gekoppelt ist, um eine induzierte Spannung zu erzeugen, und ein Paar Hall-Sensoren 81a, 81b, deren Magnetfluss-Erfassungsrichtungen um 90° des Rotationswinkels voneinander verschieden sind. Durch Auswählen der induzierten Spannung v_a, v_b, v_a-n oder v_b-n jeder Wicklung 82a, 82b, 83a, 83b durch einen Signalauswählschalter 84, und durch Eingeben der ausgewählten induzierten Spannung in einen Spannungsfolger 86, wird eine Ausgangsspannung v_o als Geschwindigkeits-Istwert ausgegeben. Ferner bestimmt ein Wicklungsauswählsignal-Erzeugungsabschnitt 85, aus den Ausgangssignalen der Hall-Sensoren 81a und 81b, in welchem Winkelbereich sich der Nord(N)pol des Permanentmagneten 80 befindet, und er gibt ein Selektorsignal s_a1, s_b1, s_a2 oder s_b2 aus, das anzeigt, welcher der vier Analogschalter auszuwählen ist.
Die 16 zeigt den Signalverlauf in jedem Abschnitt, wenn sich der Geschwindigkeitsdetektor mit konstanter Geschwindigkeit dreht, wobei die horizontale Achse den Rotationswinkel θ des Rotorabschnitts repräsentiert. Die Verteilung der Flusskopplung zwischen den Wicklungen 82a, 82b, 83a und 83b und dem Magneten 80 ist so eingestellt, dass die induzierte Spannung v_a, v_b, v_a-n, v_b-n der Wicklung 82a, 82b, 83a bzw. 83b eine im Wesentlichen trapezförmige Welle abhängig vom Rotationswinkel θ bildet. Durch sequenzielles Umschalten der vier Analogschalter alle 90° werden die induzierten Spannungen v_a, v_b, v_a-n, v_b-n der Wicklungen 82a, 82b, 83a bzw. 83b sequenziell ausgegeben. Demgemäß entspricht die Ausgangsspannung v_o einer Spannung proportional zur Drehzahl. In diesem System werden jedoch, da die Anzahl der Flusskopplungen im ausgewählten Winkelbereich nicht völlig konstant ist und da das Amplitudenverhältnis für die induzierten Spannungen v_a, v_b, v_a-n, v_b-n der Wicklungen 82a, 82b, 83a und 83b variiert, usw., hauptsächlich an den Umschaltpunkten für die Wicklungen 82a, 82b, 83a und 83b periodische Erfassungswelligkeiten erzeugt.
Es ist ersichtlich, dass es eine effektive Maßnahme wäre, um den Erfordernissen einer Erhöhung der Genauigkeit und der Geschwindigkeit einer Regelung zu genügen, die Positionsregelungsperiode und die Geschwindigkeitsregelungsperiode zu verkürzen, um dadurch das Reaktionsvermögen auf Störungen zu verbessern. Aus diesem Grund wurden eine Erhöhung der Verarbeitungsgeschwindigkeit einer für Regelungsoperationen verfügbaren CPU sowie eine Verkürzung der Regelungsperiode versucht. Im Ergebnis wurde die Geschwindigkeitsregelungsperiode bei üblichen Werkzeugmaschinenanwendungen, die in der Mitte der 1980er ungefähr 1 ms betrug, auf derzeit ungefähr 100 μs (1/10) bis 50 μs (1/20) verringert.
Eine Verkürzung der Geschwindigkeitsregelungsperiode führt jedoch zu Nachteilen. Genauer gesagt, wird, wenn ein Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt durch zeitliches Differenzieren der durch den Positionsdetektor erfassten Rotationsposition θ erhalten wird, die Geschwindigkeitsregelungsperiode als Nenner dt zum Erhalten des genannten Geschwindigkeitsrechenwerts dθ/dt verwendet. Demgemäß spiegelt sich ein in der durch den Positionsdetektor erfassten Rotationsposition θ enthaltener Positionsfehler um so stärker im Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt wider, je stärker die Geschwindigkeits-Regelungsperiode dt verkürzt wird. Wenn sie z. B. auf 1/N verkürzt wird, werden ein Erfassungsfehler im Positionsdetektor und ein Quantisierungsfehler aufgrund minimaler Auflösung um das N-fache im Vergleich zum herkömmlichen Fall verstärkt, und sie werden im Geschwindigkeits-Istwert und damit im Ausgangsdrehmoment ausgegeben. Demgemäß enthält der Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt erhebliche hochfrequente Welligkeiten, was zu Drehmomentwelligkeiten bei der Motordrehung führt. Hierbei werden die Drehmomentwelligkeiten wesentlich durch das Ausgangssignal des Linearverstärkers, der die PI-Regelung ausführt, beeinflusst, jedoch werden sie weniger durch das Ausgangssignal des integrierenden Verstärkers beeinflusst.
Derzeit sind, aufgrund eines stärkeren Wunschs, die Geschwindigkeitsregelungsperiode zu verkürzen, um die Empfindlichkeit bei der Geschwindigkeitsrückkopplung zu erhöhen, die Genauigkeit und die benötigte Auflösung eines Positionsdetektors zur Geschwindigkeitsregelung höher als die Genauigkeit und benötigte Auflösung eines Positionsdetektors zur Positionserfassung. Zum Beispiel benötigt ein Vorschubmechanismus einer Werkzeugmaschine zum Ausführen einer Bearbeitung für eine spiegelglatte Fläche, bei der Welligkeiten des Motordrehmoments auf ein Nenn-Drehmomentverhältnis unter 1% herabgedrückt werden, einen Positionsdetektor mit einer Genauigkeit von über 10.000.000 Unterteilungen pro Motorumdrehung. Bisher erfolgte das Erhöhen der Auflösung und der Genauigkeit eines Positionsdetektors durch Erhöhen der Periodizität des Interpolationssignals pro Umdrehung. Jedoch führt eine Erhöhung der Anzahl der Perioden pro Umdrehung zu einer Erhöhung der Signalfrequenz bei der Motordrehung, was zu einem technischen Problem dahingehend führt, dass, wegen der Phasenverzögerung eines Interpolationssignals, eine Korrektur elektrischer und mechanischer Fehler selbst bei Betrieb mit niedriger Drehzahl nicht mit hoher Genauigkeit ausgeführt werden kann.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Motorsteuerung mit verringerten Drehmomentwelligkeiten zu schaffen, wobei die Geschwindigkeits-Erfassungsperiode verkürzt ist, um ein gutes Ansprechverhalten auch bei hohen Frequenzen zu erzielen.
Diese Aufgabe ist durch die Motorsteuerungen gemäß den beigefügten unabhängigen Ansprüchen 1 und 2 gelöst.
Hierbei wird die Grenze zwischen den hohen und den niedrigen Frequenzen dadurch eingestellt, dass als Zielfrequenz z. B. ungefähr 1/10 der Grenzfrequenz von 100 bis 500 Hz der Geschwindigkeitsregelung für Vorrichtungen mit üblichen mechanischen Systemen verwendet wird. In diesem Fall werden Frequenzen über 10 bis 50 Hz als hohe Frequenz eingestellt, und Frequenzen von 10 bis 50 Hz oder weniger werden als niedrige Frequenz eingestellt. Ferner beinhaltet die genannte niedrige Frequenzkomponente eine Gleichstromkomponente mit der Frequenz 0. So wie hier verwendet, bezeichnet der Läufer eines Motors den Rotor eines Rotationsmotors oder den beweglichen Teil eines Linearmotors.
Bei der obigen Struktur erfasst der Geschwindigkeitsdetektor die Geschwindigkeit des Motors als physikalische Größe, ohne dass eine Differenzieroperation ausgeführt wird, um die Geschwindigkeit zu ermitteln, wie dies bei Verwendung eines Positionsdetektors erforderlich ist. Demgemäß sind die Auflösung und die Genauigkeit der Erfassung durch den Geschwindigkeitsdetektor selbst im hochfrequenten Bereich nicht beeinträchtigt. Unter Verwendung des durch den Geschwindigkeitsdetektor erhaltenen Geschwindigkeits-Istwerts, wie oben beschrieben, als hochfrequente Komponente eines Rückkopplungssignals werden nennenswerte Welligkeitskomponenten, wie sie durch lineare Verstärkung hochfrequenter Komponenten durch einen Linearverstärker verursacht werden, nicht vergrößert. Daher ist es möglich, eine vorteilhafte Motorregelungscharakteristik zu erzielen, bei der aus Welligkeiten bei der Geschwindigkeitserfassung herrührende Drehmomentwelligkeiten in deutlichem Ausmaß verringert sind. Ferner ist, da der durch die Geschwindigkeits-Recheneinheit erhaltene Geschwindigkeits-Berechnungswert als Niederfrequenzkomponente eines Rückkopplungssignals verwendet wird, wie bei herkömmlichen Steuerungsvorrichtungen, die Vorrichtung frei vom direkten Einfluss eines Verstärkungsfehlers und eines Offsetfehlers, ähnlich wie bei den herkömmlichen Steuerungsvorrichtungen. Außerdem wird hinsichtlich der unter Bezugnahme auf die 15 beschriebenen Geschwindigkeitserfassungs-Verzögerungszeit keine dem Wert Δte/2 entsprechende Verzögerungszeit erzeugt. Demgemäß kann, wenn die Erfindung bei der in der 12 dargestellten herkömmlichen Steuerungsvorrichtung angewandt wird, die zeitliche Verzögerung bei der Geschwindigkeitserfassung selbst bei derselben Geschwindigkeitserfassungsperiode verkürzt werden. Auch muss, da das Erfassungsausgangssignal des Positionsdetektors nicht zum Berechnen der Geschwindigkeit verwendet wird, die Erfassungsauflösung desselben nicht starker als zur Positionserfassung erforderlich erhöht werden.
Bei der Motorsteuerung gemäß dem Anspruch 2 gilt speziell, dass Welligkeitskomponenten nicht erhöht sind, da der durch zeitliches Differenzieren der erfassten Position ermittelte Geschwindigkeits-Rechenwert keiner Verstärkung durch den Linearverstärker unterzogen wird, so dass günstige Motorregelungseigenschaften erzielt werden können.
Mit den Ausführungsformen gemäß den Ansprüchen 3 und 4, bei denen der Verstärkungsfehler oder der Offsetfehler korrigiert wird, ist es möglich, diese Fehler zu verringern, die dann nachteilig sind, wenn der Geschwindigkeits-Istwert vom Geschwindigkeitsdetektor verwendet wird, wodurch eine genauere Motorregelung erzielt wird.
Bei der Ausführungsform gemäß dem Anspruch 5 ist es möglich, eine Korrekturtabelle automatisch zu kalibrieren, um die Korrekturgenauigkeit zu verbessern. Es ist auch möglich, selbst dann kontinuierlich einen optimalen Korrekturwert zu erzielen, wenn der Geschwindigkeitsdetektor oder dergleichen durch eine Wartungsperson ersetzt wird oder wenn die Vorrichtung erstmals an einer Maschine angebracht wird. Ferner können Einflüsse aufgrund einer Änderung des Verstärkungsfehlers oder des Offsetfehlers im Verlauf der Zeit verhindert werden.
Bei der Ausführungsform gemäß dem Anspruch 6 können Drehmomentwelligkeiten weiter verringert werden.
Mit der Ausführungsform gemäß dem Anspruch 7 ist es möglich, selbst bei Wartungsvorgängen und Änderungen im Verlauf der Zeit niedrige Drehmomentwelligkeiten aufrecht zu erhalten.
Nun werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung auf Grundlage der folgenden Zeichnungen detailliert beschrieben.
1 bis 3 sind Blockdiagramme, die eine jeweilige Motorsteuerung gemäß einer ersten, zweiten bzw. dritten Ausführungsform der Erfindung zeigen;
4 ist ein Blockdiagramm, das einen Geschwindigkeits-Istwert-Korrekturabschnitt zeigt;
5 ist ein Blockdiagramm, das eine Motorsteuerung gemäß einer vierten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
6 ist ein Blockdiagramm, das einen Korrekturtabelle-Erzeugungsabschnitt zeigt;
7 ist ein Blockdiagramm, das eine Motorsteuerung gemäß einer fünften Ausführungsform der Erfindung zeigt;
8 ist ein Blockdiagramm, das Daten einer Flusskopplungstabelle zeigt;
9 ist ein Blockdiagramm, das eine Motorsteuerung gemäß einer sechsten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
10 ist ein Blockdiagramm, das einen Flusskopplungstabelle-Kalibrierabschnitt zeigt;
11 ist ein Blockdiagramm, das eine Motorsteuerung gemäß einer einschlägigen Technik zeigt;
12 ist ein Blockdiagramm, das eine Motorsteuerung gemäß einer anderen einschlägigen Technik zeigt;
13 ist eine Ansicht eines bürstenlosen Tachogenerators gemäß einer einschlägigen Technik;
14 ist ein zeitbezogenes Diagramm zum Erläutern einer Verzögerungszeit, wenn ein Geschwindigkeits-Istwert aus dem Ausgangssignal eines Positionsdetektors berechnet wird;
15 ist ein weiteres zeitbezogenes Diagramm, das dem der 14 entspricht; und
16 ist eine Ansicht zum Erläutern eines Signals im Tachogenerator gemäß der 13.
Nun werden Ausführungsformen der Erfindung auf Grundlage der Zeichnungen detailliert beschrieben. Während bei den beispielhaften Konfigurationen jeder unten beschriebenen Ausführungsform ein Rotationsmotor und ein Rotations-Geschwindigkeitsdetektor verwendet sind, gilt das beschriebene Regelungsverfahren ebenso, wenn ein Linearmotor und ein Linear-Geschwindigkeitsdetektor verwendet werden. Demgemäß ist die Erfindung nicht auf einen rotierenden Motor eingeschränkt, sondern sie ist auch bei einem Linearmotor anwendbar.
(1) Erste Ausführungsform
Die 1 zeigt schematisch die Struktur einer Motorsteuerung gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung. Diese Motorsteuerung verfügt über Subtrahierer 1 und 4, einen Addierer 8, Linearverstärker 2 und 6, einen integrierenden Verstärker 7, einen Stromverteilungsabschnitt 9, einen Stromregelungsabschnitt 11, einen Dreiphasen-PWM-Umrichter 13, einen Positionsdetektor 18, einen Differenzierer 19 usw., die jeweils dieselbe Funktion ausüben und dieselbe Bezugszahl tragen wie das jeweils entsprechende Element bei der in der 12 dargestellten Struktur gemäß einer einschlägigen Technik.
Die Motorsteuerung der vorliegenden Ausführungsform unterscheidet sich von der gemäß der einschlägigen Technik dadurch, dass ein Geschwindigkeitsdetektor 17, ein Subtrahierer 20, ein Tiefpassfilter 21 und ein Addierer 22 vorhanden sind und dass ein in den Subtrahierer 4 einzugebendes Geschwindigkeits-Rückkopplungssignal V_hyb gemäß einem Verfahren berechnet wird, das von dem bei der einschlägigen Technik verschieden ist. Das Geschwindigkeits-Rückkopplungssignal V_hyb wird auf Grundlage eines vom Geschwindigkeitsdetektor 17, der neu hinzugefügt ist, ausgegebenen Geschwindigkeits-Istwerts V und eines Geschwindigkeits-Rechenwerts dθ/dt, der durch Differenzieren eines vom Positionsdetektor 18 ausgegebenen Positions-Istwerts durch den Differenzierer 19 erhalten wird, erzeugt. Genauer gesagt, wird als Erstes durch den Subtrahierer 20 die Differenz ΔV zwischen dem Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt und dem Geschwindigkeits-Istwert V berechnet. Diese Differenz ΔV wird dann durch das Tiefpassfilter 21 geschickt, um aus ihr eine niederfrequente Komponente ΔV_LF zu entnehmen. Anschließend werden diese niederfrequente Komponente ΔV_LF und der Geschwindigkeits-Istwert V im Addierer 22 addiert, um ein Geschwindigkeits-Rückkopplungssignal V_hyb zu erzeugen.
Die Verstärkung des Tiefpassfilters liegt näher an 0, wenn die Frequenz des Eingangssignals höher wird, und sie liegt näher an 1, wenn sie niedriger wird. Demgemäß entspricht die niederfrequente Komponente des Geschwindigkeits-Rückkopplungssignals V_hyb dem Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt, und die hochfrequente Komponente entspricht dem Geschwindigkeits-Istwert V. Hierbei ist die Frequenz des Tiefpassfilters 21 zu ungefähr 10 bis 50 Hz bestimmt, wobei als Zielwert eine Frequenz von ungefähr 1/10 der Grenzfrequenz von 100 bis 500 Hz zur Geschwindigkeitsregelung von Vorrichtungen mit üblichen mechanischen Systemen verwendet ist.
Wie oben beschrieben, ist, da der Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt unter Verwendung der Geschwindigkeits-Regelungsperiode dt als Nenner berechnet wird, die Verkürzung derselben um so starker, je stärker sich ein Positionsfehler im Erfassungsausgangssignal des Positionsdetektors 18 im Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt widerspiegelt. Da jedoch die hochfrequenten Komponenten des Geschwindigkeits-Rechenwerts dθ/dt durch das Tiefpassfilter 21 entfernt werden, wie oben beschrieben, wird das Geschwindigkeits-Rückkopplungssignal V_hyb durch den Positionserfassungsfehler des Positionsdetektors 18 nicht beeinflusst. Im Ergebnis ist es möglich, die im Motor erzeugten Drehmomentwelligkeiten zu verringern. Ferner wird, als Annäherung für den Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt, der Geschwindigkeits-Istwert V, der eine hochfrequente Komponente des Geschwindigkeits-Rückkopplungssignals V_hyb ist, ohne Ausführen einer zeitlichen Differentiation erhalten, und daher beeinflusst die Verkürzung der Regelungsperiode nicht den Geschwindigkeitserfassungsfehler. Im Ergebnis nehmen die Drehmomentwelligkeiten nicht zu.
(2) Zweite Ausführungsform
Die in der 2 dargestellte zweite Ausführungsform einer Motorsteuerung verfügt über Subtrahierer 1 und 4, einen Addierer 8, Linearverstärker 2 und 6, einen integrierenden Verstärker 7, einen Stromverteilungsabschnitt 9, einen Stromregelungsabschnitt 11, einen Dreiphasen-PWM-Umrichter 13, einen Positionsdetektor 18, einen Differenzierer 19 usw., die jeweils dieselbe Funktion ausüben und dieselbe Bezugszahl tragen wie das jeweils entsprechende Element bei der in der 12 dargestellten Struktur gemäß einer einschlägigen Technik.
Die Motorsteuerung der vorliegenden Ausführungsform unterscheidet sich von der gemäß der einschlägigen Technik dadurch, dass als Geschwindigkeits-Rückkopplungssignal als Erstes zwei Geschwindigkeits-Informationsgrößen erhalten werden, nämlich ein Geschwindigkeits-Istwert V vom Geschwindigkeitsdetektor 17 und ein Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt, der durch zeitliches Differenzieren eines vom Positionsdetektor 18 ausgegebenen Positions-Rechen(Erfassungs)wert θ erhalten wird. Dann berechnet der mit dem Linearverstärker 6 verbundene Subtrahierer 4 die Differenz zwischen einem Geschwindigkeits-Sollwert V* und dem Geschwindigkeits-Istwert V, und die berechnete Differenz wird dann in den Linearverstärker 6 eingegeben. Ferner berechnet der mit dem integrierenden Verstärker 7 verbundene Subtrahierer 7 die Differenz zwischen dem Geschwindigkeits-Sollwert V* und dem Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt, und die berechnete Differenz wird dann in den integrierenden Verstärker 7 eingegeben.
Wie oben beschrieben, und im Gegensatz zur in der 12 dargestellten einschlägigen Technik, wird nur der Geschwindigkeit-Istwert V vom Geschwindigkeitsdetektor 17 an den mit dem Linearverstärker 6 gekoppelten Subtrahierer 4 rückgeführt; der Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt vom Positionsdetektor 18 wird nicht zurückgeführt. Die Rückkopplung des Geschwindigkeits-Istwerts V ist dahingehend von Vorteil, dass dieser Wert frei von Effekten einer Erfassungsverzögerung aufgrund eines Differenziervorgangs ist, sowie wegen der Zunahme hochfrequenter Komponenten, wie sie sich im Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt finden. Demgemäß ist es durch Rückführen des Geschwindigkeits-Istwerts V zum Linearverstärker 6 möglich, zu verhindern, dass sich hochfrequente Positionsfehlerkomponenten deutlich im Drehmoment-Sollwert T* widerspiegeln, so dass eine vorteilhafte Motorregelung erzielt werden kann, durch die Erzeugung von Drehmomentwelligkeiten verringert wird.
Andererseits wird der Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt vom Differenzierer 19 an den mit dem integrierten Verstärker 7 verbundenen Subtrahierer 5 rückgeführt, wie bei der in der 12 dargestellten einschlägigen Technik, da eine Erfassungsverzögerung betreffend den Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt und eine Zunahme hochfrequenter Komponenten bei der integrierenden Verstärkung im integrierenden Verstärker 7 zu keinem wesentlichen Problemen führt, sondern da vielmehr eine genaue Regelung durch einen Verstärkungsfehler oder einen Offsetfehler im Geschwindigkeit-Istwert V gestört würde.
(3) Dritte Ausführungsform
Die Struktur einer in der 3 schematisch dargestellten Motorsteuerung gemäß einer dritten Ausführungsform der Erfindung ist ähnlich wie die der zweiten Ausführungsform, und Elemente mit denselben Funktionen wie bei der zweiten Ausführungsform sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet.
Die Motorsteuerung der dritten Ausführungsform unterscheidet sich von der gemäß der zweiten Ausführungsform dadurch, dass zusätzlich ein Geschwindigkeits-Istwert-Korrekturabschnitt 23 vorhanden ist und der korrigierte Geschwindigkeits-Istwert Vc als Rückkopplungssignal in den Subtrahierer 4 eingegeben wird.
Der Geschwindigkeits-Istwert-Korrekturabschnitt 23 verfügt über die im Blockdiagramm der 4 dargestellte Struktur. Der Geschwindigkeits-Istwert V und der Positions-Istwert θ werden in den Geschwindigkeits-Istwert-Korrekturabschnitt 23 eingegeben. In einen Offsetkorrekturwert-Speicherabschnitt 50 wurde vorab ein Gleichspannungs-Offsetwert V_o entsprechend einem Offsetfehler des Geschwindigkeitsdetektors 17 eingetragen. Ein Subtrahierer 51 subtrahiert den Gleichspannungs-Offsetwert V_o vom durch den Geschwindigkeitsdetektor 17 eingegebenen Geschwindigkeits-Istwert V, um dadurch einen in diesem enthaltenen Offsetfehler zu korrigieren.
Ein Verstärkungsfehlerkoeffizient Gc(θ) des Geschwindigkeitsdetektors 17 wird vorab zu vorbestimmten Intervallen des Motorrotationswinkels θ gemessen und in einer Verstärkungskorrekturtabelle 52 abgespeichert. Hierbei kann der Verstärkungsfehlerkoeffizient Gc(θ) dadurch erhalten werden, dass die Ist-Drehzahl des Motors durch den Geschwindigkeits-Istwert V mit einem Verstärkungsfehler geteilt wird. Wenn ein Positions-Istwert θ, der mit demselben Timing wie der Geschwindigkeits-Istwert V eingegeben wird, abgetastet wird, nimmt der Geschwindigkeits-Istwert-Korrekturabschnitt 23 auf die Verstärkungskorrekturtabelle 52 Bezug, um den Verstärkungsfehlerkoeffizienten Gc(θ) auszulesen, der dem Positions-Istwert θ entspricht. Dieser Verstärkungsfehlerkoeffizient Gc(θ) wird im Multiplizierer 53 mit dem Geschwindigkeits-Istwert V multipliziert, und dieser gibt dann den korrigierten Geschwindigkeits-Istwert Vc aus. So wird der im Geschwindigkeits-Istwert V enthaltene Verstärkungsfehler korrigiert.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird der Geschwindigkeits-Istwert Vc, der durch Korrigieren des Offsetfehlers und des Verstärkungsfehlers auf die oben beschriebene Weise erhalten wird, an den Linearverstärker 6 rückgeführt. Demgemäß ist es möglich, Welligkeiten zu verringern, die durch hochfrequente Komponenten der rückgeführten Geschwindigkeit verursacht werden, so dass eine genauere Motorregelung erzielbar ist. Während bei der vorliegenden Ausführungsform sowohl der Offset- als auch der Verstärkungsfehler korrigiert werden, ist es möglich, nur einen dieser Werte zu korrigieren. Ferner ist beim obigen Beispiel zwar der Geschwindigkeits-Istwert-Korrekturabschnitt 23 in der Motorsteuerung der 2 vorhanden, jedoch kann er auch in der Motorsteuerung der 1 enthalten sein.
(4) Vierte Ausführungsform
Die in der 5 schematisch dargestellte Struktur einer Motorsteuerung gemäß einer vierten Ausführungsform unterscheidet sich von der der dritten Ausführungsform dadurch, dass zusätzlich ein Korrekturtabelle-Erzeugungsabschnitt 24 vorhanden ist. Andere Elemente mit denselben Funktionen wie solchen bei der dritten Ausführungsform sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet. Der Korrekturtabelle-Erzeugungsabschnitt 24 erzeugt die Daten des Offsetkorrekturwert-Speicherabschnitts 50 und der Verstärkungskorrekturtabelle 52 im Geschwindigkeits-Istwert-Korrekturabschnitt 23.
Der Korrekturtabelle-Erzeugungsabschnitt 24 verfügt über die im Blockdiagramm der 6 dargestellte Struktur, und nun wird seine Funktion unter Bezugnahme auf diese 6 beschrieben. Der Geschwindigkeits-Istwert V, der Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt und der Positions-Istwert θ werden in diesen Korrekturtabelle-Erzeugungsabschnitt 24 eingegeben. Der Geschwindigkeits-Istwert V und der Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt werden in Laufender-Mittelwert-Berechnungsabschnitte 54 bzw. 55 eingegeben, um laufende Mittelwerte zu erzielen, und dann werden beide Ausgangssignale in einen Subtrahierer 56 eingegeben, um die Differenz zwischen ihnen zu ermitteln. Das Ergebnis zum laufenden Mittelwert des Geschwindigkeits-Rechenwerts dθ/dt wird an einen Stoppermittlungsabschnitt 58 geliefert. Wenn dieser ermittelt, dass der Motor für eine spezifizierte Zeitperiode oder länger gestoppt hat, wird das Ausgangssignal des Subtrahierers 56 durch einen Abtast-Halte-Abschnitt 57 als im Geschwindigkeits-Istwert V enthaltener Offsetkorrekturwert V_o abgetastet.
Ferner dividiert ein Dividierer 60, nachdem der Subtrahierer 59 den Offsetkorrekturwert V_o vom Geschwindigkeits-Istwert V subtrahiert hat, das Ergebnis durch den Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt, um ein Verhältnis G_n(θ_l) zu erzielen. Indessen speichert eine Verstärkungsfehlertabelle 52B, die der Verstärkungskorrekturtabelle 52 ähnlich ist, Verstärkungsfehlerdaten entsprechend zum Motorwinkel θ_i. Wenn der Positions-Istwert θ in die Verstärkungsfehlertabelle 52B eingegeben wird, wird aus diesem ein Verstärkungsfehlerkoeffizient-Datenwert Gc_n-1(θi) entsprechend dem eingegebenen Positions-Istwert θ entnommen und an den Subtrahierer 61 und den Addierer 63 ausgegeben. Dann ermittelt der Subtrahierer 61 die Differenz zwischen dem vom Dividierer 60 gelieferten Verhältnis G_n(θ_i) und dem Verstärkungsfehlerkoeffizienten Gc_n-1(θ_i). Die Differenz wird in einem Koeffizientenmultiplizierer 62 weiter mit einer Zeitkonstanten K (K = 1 oder weniger) multipliziert, und das Ergebnis wird im Addierer 63 weiter zum Verstärkungsfehlerkoeffizienten Gc_n-1(θ_i) addiert. Der sich ergebende Verstärkungsfehlerkoeffizient Gc_n(θ_i) wird als neuer Datenwert in der Verstärkungsfehlertabelle 52B abgespeichert. Hierbei bilden der Subtrahierer 61, der Koeffizientenmultiplizierer 62 und der Addierer 63 ein Filter, das eine Indexantwort anzeigt, und daher ist verhindert, dass die Verstärkungsfehlertabelle aufgrund von Störungskomponenten, die in den Geschwindigkeits-Istwert und den Positions-Istwert eingemischt sind, fehlerhaft lernt.
Der aus der Verstärkungsfehlertabelle 52B erhaltene Datenwert Gc(θ) und der vom Abtast-Halte-Abschnitt 57 erhaltene Offsetkorrekturwert V_o werden regelmäßig an den Geschwindigkeits-Istwert-Korrekturabschnitt weitergeleitet. Auch werden der Datenwert in der Verstärkungskorrekturtabelle 52 und der Offsetkorrekturwert-Speicherabschnitt 50 aktualisiert. Daher ist es möglich, kontinuierlich eine optimale Korrekturtabelle zu erzielen, um dadurch Drehmomentwelligkeiten im Verlauf der Zeit selbst dann zu verringern, wenn der Geschwindigkeitsdetektor 17 oder dergleichen durch eine Wartungsperson ausgetauscht wird oder erstmals an einer Maschine angebracht wird. Ferner kann beim Kalibrieren der Verstärkung ein Lernvorgang nur dann ausgeführt werden, wenn der Motor mit einer festen Drehzahl arbeitet. Auch kann die Abtastperiode für das zur Kalibrierung verwendete Positionssignal auf eine lange Zeitperiode geändert werden, die von der Geschwindigkeitserfassungsperiode unabhängig ist, damit die Kalibriergenauigkeit erhöht werden kann. Während beim obigen Beispiel der Korrekturtabelleerzeugungsabschnitt 24 in der Motorsteuerung der 2 enthalten ist, kann er auch in derjenigen der 1 enthalten sein.
Während bei der vorliegenden Ausführungsform sowohl der Offsetkorrekturwert als auch die Verstärkungsfehlertabelle korrigiert werden, ist es möglich, nur einen dieser Werte zu korrigieren. Ferner sind beim obigen Beispiel zwar der Geschwindigkeits-Istwert-Korrekturabschnitt 23 und der Korrekturtabelle-Erzeugungsabschnitt 24 in der Motorsteuerung der 2 enthalten, jedoch können sie auch in derjenigen gemäß der 1 vorhanden sein.
(5) Fünfte Ausführungsform
Die in der 7 schematisch dargestellte fünfte Ausführungsform der Erfindung ist derjenigen der zweiten Ausführungsform ähnlich, und Elemente mit derselben Funktion wie bei der zweiten Ausführungsform sind mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet.
Die Motorsteuerung der fünften Ausführungsform unterscheidet sich von der gemäß der zweiten Ausführungsform dadurch, dass zusätzlich ein Geschwindigkeitsdetektor 17; A/D-Wandler 42a, 42b für A/D-Wandlung der erfassten Ausgangssignale; eine Flusskopplungstabelle 43, Dividierer 44a, 44b; ein Istgeschwindigkeits-Auswählabschnitt 45; oder dergleichen, vorhanden sind. Der durch die obige Struktur erhaltene Geschwindigkeits-Istwert V wird als Rückführsignal in den Subtrahierer 4 eingegeben.
Die interne Struktur des Geschwindigkeitsdetektors 17 dieser Ausführungsform, der mechanisch dem in der 13 dargestellten bürstenlosen Tachogenerator gemäß einer einschlägigen Technik ähnlich ist, unterscheidet sich von diesem dadurch, dass er über einen Permanentmagneten 40 im Rotorabschnitt und zwei Wicklungen 41a und 41b im Statorabschnitt verfügt, mit denen der magnetische Fluss des Permanentmagneten 40 gekoppelt ist. Diese zwei Wicklungen 41a und 41b sind an Positionen angebracht, deren Rotationswinkel um 90° voneinander verschieden sind. Während bei dieser Ausführungsform zwei Permanentmagnete vorhanden sind, um Welligkeiten zu verringern, kann eine größere Anzahl von Permanentmagneten 40 vorhanden sein.
Die Flusskopplungstabelle 43 speichert, in Tabellenform, Daten von Flusskopplungswerten φ_a(θ) und φ_b(θ) entsprechend dem Rotationswinkel θ des Rotorabschnitts des Positionsdetektors 18 für die zwei Wicklungen 41a bzw. 41b. In der 8 sind jeweilige Daten in der Flusskopplungstabelle für den Rotationswinkel θ des Rotors auf der horizontalen Achse aufgetragen, und die Flusskopplungswerte φ_a(θ) und φ_b(θ) sind auf der vertikalen Achse aufgetragen.
Bei dieser beispielhaften Struktur werden nur zwei Wicklungssätze verwendet. Wenn der Positions-Istwert θ vom Positionsdetektor 18 angegeben wird, gibt die Flusskopplungstabelle 43 die jeweiligen Flusskopplungswerte φ_a(θ) und φ_b(θ) betreffend die Wicklung 41a bzw. 41b an den Dividierer 44a bzw. 44b aus. Andererseits werden induzierte Spannungen e_a und e_b der zwei Wicklungen 41a und 41b zur A/D-Wandlung in die A/D-Wandler 42a bzw. 42b eingegeben, und diese induzierten Spannungen nach der A/D-Wandlung werden dann in den Dividierer 44a bzw. 44b eingegeben. In den Dividierern 44a und 44b werden die induzierten Spannungen e_a und e_b nach der A/D-Wandlung durch die Flusskopplungswerte φ_a(θ) und φ_b(θ) dividiert, um den Geschwindigkeit-Istwert V_a bzw. V_b zu erhalten. Ferner gibt die Flusskopplungstabelle 43 ein Auswählsignal sel aus, das anzeigt, ob entweder die Wicklung 41a oder die Wicklung 41b an der eingegebenen Position θ einen größeren Absolutwert der Anzahl der Flusskopplungen aufweist. Dann wählt der Istgeschwindigkeits-Auswählabschnitt 45 einen der Geschwindigkeits-Istwerte V_a und V_b entsprechend dem Auswählsignal sel aus, und er gibt den ausgewählten Wert an den Subtrahierer 4 aus.
Eines der Merkmale dieser Ausführungsform liegt darin, dass die induzierten Spannungen e_a und e_b durch den jeweils zugehörigen Flusskopplungswert φ_a(θ) und φ_b(θ) geteilt werden, wie es oben beschrieben ist. Dies ermöglicht es, einen in den Geschwindigkeits-Istwerten V_a und V_b enthaltenen Fehler zu korrigieren, zu dem es durch eine Änderung der Anzahl der Flusskopplungen kommt, so dass Welligkeiten in der erfassten Geschwindigkeit, die vom Rotationswinkel abhängen und die sich bei einem herkömmlichen bürstenlosen Tachogenerator finden, verringert werden können. Ferner sind, da die Korrektur für jede Wicklung erfolgt, die erhaltenen Werte nicht diskontinuierlich, auch nicht beim Umschalten der Auswahl der Wicklungen, was zu einer Verringerung von Welligkeiten fuhrt, wie sie an den Umschaltpunkten betreffend die Wicklungen erzeugt werden. Außerdem nimmt, im Vergleich zum herkömmlichen System zum Erfassen der Geschwindigkeit auf Grundlage einer durch den Positionsdetektor erfassten Positionsänderung, beim System der vorliegenden Ausführungsform, bei dem die Anzahl der Wicklungen für den Detektor auf zwei Sätze minimiert werden kann, die Frequenz periodischer Fehlerkomponenten im Erfassungssignal selbst dann nicht deutlich zu, wenn die Drehzahl erhöht wird. Demgemäß kann ein Korrekturergebnis hoher Genauigkeit einfacher als dann berechnet werden, wenn die Korrektur des Interpolationsfehlers im Positionsdetektor mehrere zehn bis mehrere hundert Mal pro Umdrehung wiederholt wird. Demgemäß können Drehmomentwelligkeiten deutlicher als bei einem herkömmlichen System verringert werden, bei dem zur Geschwindigkeitserfassung nur der Positionsdetektor verwendet wird.
Während bei der vorliegenden Ausführungsform die Flusskopplungstabelle 43 in der Motorsteuerung der 2 vorhanden ist, kann sie auch in der Motorsteuerung gemäß der 1 vorhanden sein.
(6) Sechste Ausführungsform
Die in der 9 schematisch dargestellte Struktur einer Motorsteuerung gemäß einer sechsten Ausführungsform der Erfindung ist im Wesentlichen dieselbe Struktur wie die der fünften Ausführungsform, und Elemente mit denselben Funktionen wie dort sind mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet.
Die Motorsteuerung der sechsten Ausführungsform unterscheidet sich von der der fünften Ausführungsform dadurch, dass ein Flusskopplungstabelle-Kalibrierabschnitt 46 und zwei Subtrahierer 47a und 47b zum Subtrahieren der Offsetkomponenten e_a0 und e_b0, wie sie in den induzierten Spannungen e_a bzw. e_b enthalten sind, zusätzlich vorhanden sind. Unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm der 10 wird nun eine beispielhafte Struktur für den Flusskopplungstabelle-Kalibrierabschnitt 46 beschrieben. Hierbei wird, da die Verarbeitung hinsichtlich der induzierten Spannung e_b im Wesentlichen dieselbe hinsichtlich der induzierten e_a ist, nur die Verarbeitung hinsichtlich der induzierten Spannung e_a beschrieben.
Die induzierte Spannung e_a von der Wicklung 41a und der durch zeitliches Differenzieren des Positions-Istwerts θ erhaltene Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt werden in die Laufender-Mittelwert-Berechnungsabschnitte 70a bzw. 77 eingegeben, um laufende Mittelwerte zu erhalten. Das Ergebnis zum laufenden Mittelwert des Geschwindigkeits-Rechenwerts dθ/dt wird an den Stoppermittlungsabschnitt 78 weitergeleitet. Wenn der Stoppermittelungsabschnitt 78 ermittelt, dass der Motor für eine vorbestimmte Zeitperiode oder länger gestoppt wurde, wird das Ausgangssignal des Laufender-Mittelwert-Berechnungsabschnitts 70a durch den Abtast/Halte-Abschnitt 71a als in der induzierten Spannung e_a enthaltener Offsetkorrekturwert e_a0 abgetastet.
Ein Merkmal der vorliegenden Ausführungsform besteht darin, dass die auf die oben beschriebene Weise erhaltenen Offsetkorrekturwerte e_a0 und e_b0 an den Subtrahierer 47a bzw. 47b ausgegeben werden, wo sie von der induzierten Spannung e_a bzw. e_b subtrahiert werden, um dadurch Offsetfehler in diesen zu korrigieren und um so eine Verringerung von Drehmomentwelligkeiten zu ermöglichen, so dass sich eine bessere Regelung für den Motor ergibt.
Ferner wird der Offsetkorrekturwert e_a0 im Subtrahierer 72a von der vom A/D-Wandler 42a ausgegebenen induzierten Spannung e_a subtrahiert. Dann dividiert der Dividierer 73a die sich ergebende induzierte Spannung e_a–e_a0 durch den Geschwindigkeits-Rechenwert dθ/dt, um das Verhältnis zwischen diesen Werten zu erhalten. Ferner wird der von der Flusskopplungstabelle 43 gelieferte Flusskopplungswert φ_a(e) vom Verhältnis subtrahiert, das durch die obige Division erhalten wurde, und das Ausgangssignal des Subtrahierers 74a wird ferner vom Koeffizientenmultiplizierer 76a mit einer Zeitkonstanten Kφa (K = 1 oder weniger) multipliziert, und dann wird es im Addierer 76a zum Flusskopplungswert φa addiert.
Ein anderes Merkmal der vorliegenden Ausführungsform besteht darin, dass die Flusskopplungstabelle 43 mit einem neuen Verstärkungs-Flusskopplungswert φ_a'(233) aktualisiert wird, der durch die obige Operation erhalten wird. Hierbei bilden der Subtrahierer 72a, der Koeffizientenmultiplizierer 75a und der Addierer 76a ein Filter, das die Indexantwort anzeigt und das daher ein fehlerhaftes Lernen des Koeffizienten der Flusskopplungswerttabelle aufgrund von Störungskomponenten verhindert, die in die induzierte Spannung e_a oder den Positions-Istwert θ eingemischt sind.
Während bei der vorliegenden Ausführungsform die Flusskopplungstabelle 43 und der Flusskopplungstabelle-Kalibrierabschnitt 46 in der Motorsteuerung gemäß der 2 vorhanden sind, können diese Elemente alternativ in derjenigen gemäß der 1 vorhanden sein.

Claims

Motorsteuerung zum Steuern des Betriebs des Läufers eines Motors (16) entsprechend einem Geschwindigkeits-Sollwert (V*), mit: – einem Geschwindigkeitsdetektor (17) zum Erfassen einer Bewegungsgeschwindigkeit des Läufers; – einem Positionsdetektor (18) zum Erfassen der Position des Läufers; – einem Differenzierer (19) zum Ausführen einer zeitlichen Differentiation hinsichtlich der durch den Positionsdetektor (18) erfassten Position, um einen Geschwindigkeits-Rechenwert (dθ/dt) zu erhalten; – einer Rückkopplungssignal-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Rückkopplungssignals (Vhyb), das den durch den Geschwindigkeitsdetektor (17) erhaltenen Geschwindigkeits-Istwert (V) als hochfrequente Komponente und den durch den Differenzierer (19) erhaltenen Geschwindigkeits-Rechenwert (dθ/dt) als niederfrequente Komponente enthält; und – einem Linearverstärker (2, 6) und einem integrierenden Verstärker (7) zum Ausführen einer PI-Regelung, wobei diese eine lineare Verstärkung bzw. eine integrierende Verstärkung der Differenz zwischen dem Geschwindigkeits-Sollwert (V*) und dem Rückkopplungssignal (Vhyb) ausführen.
Motorsteuerung zum Steuern des Betriebs des Läufers eines Motors entsprechend einem Geschwindigkeits-Sollwert (V*), mit: – einem Geschwindigkeitsdetektor (17) zum Erfassen einer Bewegungsgeschwindigkeit des Läufers; – einem Positionsdetektor (18) zum Erfassen der Position des Läufers; – einem Differenzierer (19) zum Ausführen einer zeitlichen Differentiation hinsichtlich der durch den Positionsdetektor (18) erfassten Position, um einen Geschwindigkeits-Rechenwert (dθ/dt) zu erhalten; und – einem linearen Verstärker (2, 6) und einem integrierenden Verstärker (7) zum Ausführen einer PI-Regelung, wobei der lineare Verstärker eine lineare Verstärkung der Differenz zwischen dem Geschwindigkeits-Sollwert (V*) und dem durch den Geschwindigkeitsdetektor (17) erhaltenen Geschwindigkeits-Istwert (V) ausführt und der integrierende Verstärker (7) eine integrierende Verstärkung der Differenz zwischen dem Geschwindigkeits-Sollwert (V*) und dem durch den Differenzierer (19) erhaltenen Geschwindigkeits-Rechenwert (dθ/dt) ausführt.
Motorsteuerung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen Geschwindigkeits-Istwert-Korrekturabschnitt (23), der Information betreffend einen Offsetfehler enthält und einen im durch den Geschwindigkeitsdetektor (17) erfassten Geschwindigkeits-Istwert (V) enthaltenen Offsetfehler auf Grundlage dieser Information korrigiert.
Motorsteuerung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen Geschwindigkeits-Istwert-Korrekturabschnitt (23) mit einer Korrekturtabelle (52), die Verstärkungsfehlerinformation entsprechend der Positionsinformation speichert, den Positions-Istwert vom Positionsdetektor (18) erfasst, die entsprechende Verstärkungsfehlerinformation unter Bezugnahme auf die Korrekturtabelle (52) ausliest und einen Verstärkungsfehler, wie er im durch den Geschwindigkeitsdetektor (17) erhaltenen Geschwindigkeits-Istwert (V) enthalten ist, auf Grundlage der Verstärkungsfehlerinformation korrigiert.
Motorsteuerung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch einen Korrekturdaten-Erzeugungsabschnitt (24) zum Erzeugen eines Datenwerts für den Offsetfehler auf Grundlage der Differenz zwischen dem Geschwindigkeits-Istwert (V) vom Geschwindigkeitsdetektor (17) und dem Geschwindigkeits-Rechenwert (dθ/dt), der durch zeitliches Differenzieren der durch den Positionsdetektor (18) erfassten Bewegungsposition erhalten wurde.
Motorsteuerung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen Korrekturdaten-Erzeugungsabschnitt (24) zum Erzeugen eines Datenwerts für die Korrekturtabelle (52) auf Grundlage der Differenz zwischen dem Geschwindigkeits-Istwert (V) vom Geschwindigkeitsdetektor (17) und dem Geschwindigkeits-Rechenwert (dθ/dt), der durch zeitliches Differenzieren der durch den Positionsdetektor (18) erfassten Bewegungsposition erhalten wurde.
Motorsteuerung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass – der Geschwindigkeitsdetektor (17) über einen am Läufer oder am Stator befestigten Magneten (40) und mehrere Wicklungen (41a, 41b) verfügt, die am anderen Element betreffend den Läufer und den Stator angebracht sind, um mehrere induzierte Spannungen (ea, eb) mit verschiedenen Phasen abhängig von der Änderung der Flusskopplung des Magneten (40) zu erzeugen; und – ferner eine Korrektureinrichtung mit einer Flusskopplungstabelle (43) vorhanden ist, die Information zur Anzahl der Flusskopplungen entsprechend der Positionsinformation speichert, den Positions-Istwert (θ_k) vom Positionsdetektor (18) erfasst, Information zur Anzahl von Flusskopplungen entsprechend dem Positions-Istwert (θ_k) unter Bezugnahme auf die Flusskopplungstabelle (43) ermittelt, und die durch die mehreren Wicklungen (41a, 41b) erzeugte induzierte Spannung (ea, eb) auf Grundlage der Information zur Anzahl von Flusskopplungen korrigiert.
Motorsteuerung nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch einen Flusskopplungstabelle-Kalibrierabschnitt (46) zum Kalibrieren der Daten der Flusskopplungstabelle (43) auf Grundlage der in jeder der Wicklungen (41a, 41b) induzierten Spannung (ea, eb).