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Die
vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der elektronischen Halbleitersensoren
und insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung ein Hall-Sensorelement
mit einer verbesserten Offset-Charakteristik.
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Meist
leiden Gleichspannungsverstärker
unter dem Problem des Offsets, d.h., dass selbst bei kurzgeschlossenen
Eingangsklemmen der Ausgang ein von Null unterschiedliches Signal
liefert, obwohl die ideale Übertragungsfunktion
Ua = G·Ue sein sollte, wobei Ua die
Ausgangsspannung des Gleichspannungsverstärkers, G der Verstärkungsfaktor
des Gleichspannungsverstärkers
und Ue die Eingangsspannung des Gleichspannungsverstärkers ist.
Die Ursache liegt in kleinen Asymmetrien der zumeist differentiell
aufgebauten Verstärker.
Diese Asymmetrien entstehen z.B. durch das Einwirken von mechanischem
Druck (d.h. Stress), oder durch unterschiedliche Leitfähigkeit
integrierter Schalter, die zu unterschiedlich schnellem Abklingen
transienter Vorgänge
in differentiellen Schaltungen führen.
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Neben
dem Offset ist besonders auch eine Offsetdrift störend. Da
der Offset bereits durch nicht hinreichend kontrollierbare Effekte
hervorgerufen wird, ist es leicht verständlich, dass diese Effekte
unterschiedlichste Abhängigkeit
von der Temperatur haben können
und sich somit fast beliebig versus Temperatur verhalten.
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Herkömmliche
Gleichspannungsverstärker
mit möglichst
symmetrischen Strukturen erreichen dabei immer noch Offsetwerte
von 100 μV
bis 1 mV.
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Hallsonden
leiden ebenfalls unter einem relativ großem Offset, das heißt bei verschwindendem
Magnetfeld liefern sie noch eine Ausgangsspannung. Die Ursachen
insbesondere der nicht abgleichbaren, weil unvorhersehbaren Offsetdrift
liegen vor allem in mechanischem Stress, der die inhärente Symmetrie
der Sonde durch eine hervorgerufene anisotrope Leitfähigkeit
stört.
Integrierte Hallsonden in herkömmlichen
Plastikgehäusen
der Mikroelektronik weisen Offsetspannungen äquivalent zu einer Flussdichte
von beispielsweise 5 bis 15 mT auf.
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Um
Gleichspannungsverstärker
vom Offset zu „befreien", gibt es verschiedene
zeitdiskrete Verfahren, die beispielsweise in
A. Bakker et
al.: "A CMOS Nested-Chopper
Instrumentation Amplifier with 100-nV Offset", IEEE Journal of Solid-State Circuits,
Vol. 35, No. 12, December 2000, pp. 1877 to 1883
genannt werden.
Insbesondere vorteilhaft ist die Chopper-Technik, bei der das Eingangssignal
mit einem periodischen Schalter in festem Taktraster umgepolt wird.
Dadurch entsteht ein Rechtecksignal. Dieses wird durch den Verstärker verstärkt und
anschließend
phasenrichtig wieder umgepolt, so dass das Rechtecksignal wieder
zu einem Gleichspannungssignal wird. Der Offset des Verstärkers, der
nach dem Eingangschopper zum Signal hinzuaddiert wird, erscheint
nach dem Ausgangssignal als Rechtecksignal, das dem verstärkenden Gleichspannungssignal überlagert
ist. Dieses überlagerte
Gleichspannungssignal kann nachfolgend durch beispielsweise ein
Tiefpassfilter von dem Signal getrennt werden.
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In
der Praxis wirkt sich bei einem solchen Chopperverstärker eine
asymmetrische Ladungsinjektion nachteilig aus. Dies resultiert aus
der Verwendung von Transistoren als Schalter des Eingangschoppers.
Diese sind herstellungstechnisch oftmals nicht vollständig gleich
ausgestaltet, so dass sie unterschiedlich viel Ladung in den Signalpfad
injizieren. Dadurch kommt es zu einem Fehlerterm, der dem Signal überlagert
ist.
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Insbesondere
für hohe
Chopper-Frequenzen werden die Fehler groß, da bei jeder Taktflanke
Ladung in den Signalpfad injiziert wird. Dies wäre zu beheben, wenn sich die
Chopperfrequenz reduzieren ließe;
dem steht gegenüber,
dass das Flickerrauschen bei tiefen Frequenzen dominant wird und
somit die Verbesserungen bei einer Reduktion der Chopperfrequenz
zunichte machen kann. Die Chopperfrequenz sollte daher möglichst
größer als
die Knickfrequenz des 1/f-Rauschens sein, wobei letztere als jene
Frequenz definiert ist, bei der das 1/f-Rauschen gleich groß wie das
weiße
Rauschen des Verstärkers
ist. Diese Frequenz ist für übliche integrierte
Schaltungen im Bereich von 1 kHz bis 30 kHz anzusetzen (das hängt von
der Größe der Strukturen ab
sowie vom Flickerrauschparameter, der technologieabhängig ist
und mit der Zahl der Störstellen
im Halbleiter korreliert ist). Somit ist der Offset üblicher
Chopperverstärker
in der Größenordnung
von 1 bis 10 μV
anzusehen – also
zwei Dekaden besser als bei kontinuierlichen Systemen.
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In
der zuvor genannten Literaturstelle werden mehrere Möglichkeiten
gezeigt, die Performance von Chopperverstärkern nochmals zu steigern,
indem die Energie der Ladungsinjektion innerhalb des Chopperverstärkers durch
ein auf die Chopperfrequenz zentriertes Bandpassfilter gefiltert
wird. Hierbei stellt sich aber das Problem, dass der Bandpass für eine gute
Selektion eine hohe Güte
haben sollte, wobei dann aber auch das Signal bei Schwankungen der
Bandpass-Parameter beeinträchtigt
und somit nicht mit genau definiertem Verstärkungsfaktor übertragen
wird. Als weitere Möglichkeit
können
auch der in der oben zitierten Literaturstelle beschriebene Nested-Chopper
implementiert werden, bei dem der hochfrequente Chopperkern nochmals
in einen niederfrequenten Chopper eingebettet ist. Der hochfrequente
Chopper reduziert das 1/f-Rauschen
um die großen
Offsetterme, der niederfrequente Chopper reduziert dann die Glitchenergie
der asymmetrischen Schalter durch eine zeitliche Mittelung. Dieses
Prinzip ist auch durch das US-Patent 6,262,626 B1 geschützt. Durch
ein solches Prinzip lassen sich Offsets von ca. 100 nV erzielen.
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Um
Hallsonden vom Offset zu „befreien" gibt es ferner das
Prinzip der Spinning-Current Hall Probe. Dabei wird die Reziprozität makroskopischer
Proben (Reverse Magnetic Field Reciprocity) verwendet, wie näher in
C.
Müller-Schwanneke
et al.: „Offset
Reduction in Silicon Hall Sensors", in: Sensors and Actuators 81 (2000), pp.
18–22
beschrieben
wird. Wird eine Sonde mit 90°-Symmetrie
aufgebaut und der Strom abwechselnd in beiden Diagonalen durch die
Sonde geschickt, so kann an den beiden anderen Diagonalen in einem
Fall die Summe aus Offset und Magnetfeld proportionaler Spannung,
im anderen Fall deren Differenz abgegriffen werden. Somit lässt sich
durch vorzeichenrichtiges Summieren bzw. Aufintegrieren oder Tiefpassfiltern
das magnetfeldproportionale Signal vom Offset befreien. Allerdings
gibt auch bei solchen Spinning Current Hall Probes die Praxis eine
Limitierung vor, da dieses Prinzip nur für elektrisch lineare Systeme
perfekt funktioniert. Die Hallsonde hat aber meist eine nichtlineare
I(U)-Kennlinie wegen des Junction-Field-Effekts, wie beispielsweise in
Ch.
Schott, R.S. Popovic, „Linearizing
Integrated Hall Devices",
in Transducers 97, 1997 International Conference on Solid-State
Sensors and Actuators, Chicago, June 16–19, 1997, Conference Proceedings,
pp. 393–396
gezeigt
wurde. Somit bleibt bei der Mittelwertbildung der Signale zweier
orthogonaler Stromrichtungen ein kleiner Restoffset der Sonde übrig.
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Weiterhin
zeigt
P.J.A. Munter in der Schrift „Electronic Circuitry for
a Smart Spinning-current Hall Plate with Low Offset" in: Sensors and
Actuators A, 25–27
(1991), pp. 747–751
eine
Spinning-Current Hallsonde, die allerdings aufgrund des häufigen Umschaltens
zwischen Steueranschlusskontakten und Messkontakten eine hohe Glitch-Energie
in die Hallsonde einfügt,
was in einem vergleichsweise hohen Offset der Hallsonde resultiert.
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Bei
hohen magnetischen Empfindlichkeiten erreicht die Offset-Performance einfacher
Chopperverstärker
und einfacher Spinning-Current Systeme nicht aus, wie folgendes
Beispiel zeigt. Bei einem Hall-ASIC wird das Signal der Hallsonde
mit einem Faktor 5000 verstärkt,
um eine magnetische Empfindlichkeit von 180 mV/mT zu erreichen.
Am Ausgang des ASICs driftet die Ausgangsspannung bei verschwindendem
Magnetfeld um 40 mV bei Temperaturänderung von –40°C auf +150°C. Dies entspricht
einer temperaturbedingten Offsetänderung
des Verstärkers
von 8 μV,
wenn man annimmt, dass die Hallsonden selbst keinen Offset haben. Führt man
die Offsetdrift des Ausgangs allein auf die Offsetdrift der Sonde
zurück
und nimmt somit einen perfekten Verstärker an, so hätte diese
Sonde trotz des Spinning-Current-Prinzips eine Offsetdrift entsprechend 222 μT. Die tatsächliche
Offsetdrift liegt irgendwo dazwischen, d.h. der Verstärker hat
eine Offsetdrift von 1 bis 5 μV
und die Sonde driftet trotz Spinning- Current-Prinzip mit ca. 50
bis 100 μT.
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Man
könnte
durch die verbesserten Chopper-Prinzipien (Bandpass bzw. Nested
Chopper) zwar die Offsetdrift des Verstärkers um ca. eine Größenordnung
(d.h. um den Faktor 10) reduzieren, nicht jedoch die durch Nichtlinearität der Sonde
erzeugte Offsetdrift vermindern, so wie es in der erstgenannten
Literaturstelle (A. Bakker et al.) beschrieben wurde.
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Um
die Nichtlinearität
der Sonde zu vermindern, könnte
man sie bei kleiner Versorgungsspannung betreiben, was jedoch einen
größeren Verstärkungsfaktor
im nachfolgenden Verstärker
benötigt
und somit dessen Offsetdrift wieder stärker betont, womit man sich
im Kreis dreht.
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Es
ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Sensorelement
und ein Verfahren zum Betreiben eines Sensorelementes zu schaffen,
die gegenüber
dem Stand der Technik eine geringere Störanfälligkeit bezüglich Offset-Störungen bieten.
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Diese
Aufgabe wird durch ein Sensorelement gemäß Anspruch 1 und ein Verfahren
zum Betreiben eines Sensorelementes gemäß Anspruch 9 gelöst.
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Die
vorliegende Erfindung schafft ein Sensorelement zum Bereitstellen
eines Sensorsignals mit folgenden Merkmalen:
einem Messelement
mit einem ersten, zweiten, dritten und vierten Kontaktanschluss;
einen
ersten Ausgangsanschluss und einem zweiten Ausgangsanschluss;
einer
Schalteinrichtung zum Verbinden des ersten oder vierten Kontaktanschlusses
mit dem ersten Ausgangsanschluss und zum Verbinden des zweiten oder
dritten Kontaktanschlusses mit dem zweiten Ausgangsanschluss;
einer
Einrichtung zum Anlegen einer Steuergröße zwischen dem ersten und
zweiten Kontaktanschluss oder zwischen dem dritten und vierten Kontaktanschluss;
einer
Steuereinrichtung, um in einem ersten Messzyklus
in einer ersten
Messphase zwischen dem ersten und zweiten Kontaktanschluss eine
erste Steuergröße mit einer
ersten Po larität
anzulegen, den dritten Kontaktanschluss mit dem zweiten Ausgangsanschluss
zu verbinden und den vierten Kontaktanschluss mit dem ersten Ausgangsanschluss
zu verbinden, um einen ersten Messwert bereitzustellen, anschließend
in
einer zweiten Messphase zwischen dem ersten und zweiten Kontaktanschluss
eine zweite Steuergröße mit einer
zur ersten Polarität
entgegengesetzten Polarität
anzulegen, den dritten Kontaktanschluss mit dem zweiten Ausgangsanschluss
zu verbinden und den vierten Kontaktanschluss mit dem ersten Ausgangsanschluss zu
verbinden, -um einen zweiten Messwert bereitzustellen; anschließend
in
einer dritten Messphase zwischen dem dritten und vierten Kontaktanschluss
die erste Steuergröße mit der ersten
Polarität
anzulegen, den ersten Kontaktanschluss mit dem ersten Ausgangsanschluss
zu verbinden und den zweiten Kontaktanschluss mit dem zweiten Ausgangsanschluss
zu verbinden, um einen dritten Messwert bereitzustellen; anschließend
in
einer vierten Messphase zwischen dem dritten Kontaktanschluss und
dem vierten Kontaktanschluss die zweite Steuergröße mit der zur ersten Polarität entgegengesetzten
Polarität
anzulegen, den ersten Kontaktanschluss mit dem ersten Ausgangsanschluss
zu verbinden und den zweiten Kontaktanschluss mit dem zweiten Ausgangsanschluss
zu verbinden, um einen vierten Messwert bereitzustellen; und
eine
Einrichtung zum Bestimmen des Sensorsignals, die ausgebildet ist,
um auf der Grundlage einer Differenz zwischen dem ersten Messwert
und dem zweiten Messwert und einer Differenz zwischen dem dritten
Messwert und dem vierten Messwert das Sensorsignal bereitzustellen.
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Ferner
schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Betreiben eines
Sensorelementes, wobei das Sensorelement ein Messelement mit einem
ersten, zweiten, dritten und vierten Kontaktanschluss, einen ersten
und zweiten Ausgangsanschluss, eine Schalteinrichtung zum Verbinden
des ersten oder vierten Kontaktanschlusses mit dem ersten Ausgangsanschluss
und zum Verbinden des zweiten oder dritten Kontaktanschlusses mit
dem zweiten Ausgangsanschluss, eine Einrichtung zum Anlegen einer
Steuergröße zwischen dem
ersten und zweiten Kontaktanschluss oder zwischen dem dritten und
vierten Kontaktanschluss und eine Steuereinrichtung zum Steuern
der Schalteinrichtung und der Einrichtung zum Anlegen einer Steuergröße umfasst,
wobei das Verfahren zum Betreiben des Sensorelementes folgende Schritte
umfasst:
Bereitstellen eines ersten Messwertes in einer ersten
Messphase, wobei die Steuereinrichtung zum Bereitstellen des ersten
Messwertes zwischen dem ersten und zweiten Kontaktanschluss eine
erste Steuergröße mit einer
ersten Polarität
anlegt, den dritten Kontaktanschluss mit dem zweiten Ausgangsanschluss
verbindet und den vierten Kontaktanschluss mit dem ersten Ausgangsanschluss
verbindet; anschließend
Bereitstellen
eines zweiten Messwertes in einer zweiten Messphase, wobei die Steuereinrichtung
zum Bereitstellen des zweiten Messwertes zwischen dem ersten und
zweiten Kontaktanschluss eine zweite Steuergröße mit einer zur ersten Polarität entgegengesetzten
Polarität
anlegt, den dritten Kontaktanschluss mit dem zweiten Ausgangsanschluss
verbindet und den vierten Kontaktanschluss mit dem ersten Ausgangsanschluss
verbindet; anschließend
Bereitstellen
eines dritten Messwertes in einer dritten Messphase, wobei die Steuereinrichtung
zum Bereitstellen des dritten Messwertes zwischen dem dritten und
vierten Kontaktanschluss die erste Steuergröße mit der ersten Polarität anlegt,
den ersten Kontaktanschluss mit dem ersten Ausgangsanschluss verbindet
und den zweiten Kontaktanschluss mit dem zweiten Ausgangsanschluss
verbindet; anschließend
Bereitstellen
eines vierten Messwertes in einer vierten Messphase, wobei die Steuereinrichtung
zum Bereitstellen des vierten Messwertes zwischen den dritten und
vierten Kontaktanschluss die zweite Steuergröße mit der zur ersten Polarität entgegengesetzten
Polarität
anlegt, den ersten Kontaktanschluss mit dem ersten Ausgangsanschluss
verbindet und den zweiten Kontaktanschluss mit dem zweiten Ausgangsanschluss
verbindet; und
Bestimmen eines Sensorsignals auf der Grundlage
einer Differenz zwischen dem ersten und zweiten Messwert und einer
Differenz zwischen dem dritten und vierten Messwert.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass durch
eine günstige
Aufteilung von einzelnen Phasen beim Spinning-Current-Prinzip ein
häufiges
Umschalten zwischen den Kontaktanschlüssen des Messelements vermieden
werden kann. Während
beim Spinning-Current-Prinzip die einzelnen Kontaktanschlüsse des
Messelements beispielsweise im Uhrzeigersinn oder gegen den Uhrzeigersinn
mit einem Messstrom als Steuergröße beaufschlagt
werden, wird es im erfindungsgemäßen Ansatz
vorgesehen, dass zunächst
die Steuergröße, d.h.
der Steuerstrom, in einer ersten Richtung zwischen zwei Kontaktanschlüssen dem
Messelement zugeführt
wird und in einer zweiten Messphase an den gleichen Kontaktanschlüssen der Steuerstrom
in entgegengesetzter Richtung dem Messelement zugeführt wird.
Hieran anschließend
erfolgt ein „Umklemmen", d.h. ein Beaufschlagen
des Messelementes an zwei weiteren, von den ersten beiden Kontaktanschlüssen verschiedenen
Kontaktanschlüssen
in einer dritten und vierten Messphase, wobei wiederum in der dritten
Messphase das Messelement in die erste Richtung mit der Steuergröße beaufschlagbar
ist und in der vierten Messphase das Messelement mit einer Richtung
der Steuergröße beaufschlagbar
ist, die entgegengesetzt zur Richtung der Steuergröße in der
dritten Messphase ist. Ein solches Vorgehen bei der Messung ermöglicht,
dass eine Messgröße an einem
Messelement gemessen werden kann, ohne ein Umschal ten der als Messkontakte
verwendeten Kontaktanschlüsse
durchführen
zu müssen.
Vielmehr kann durch das Umschalten der Richtung der Steuergröße in dem
Messelement die gleiche Wirkung erzielt werden, wie wenn das Messelement
(wie im Stand der Technik) im Uhrzeigersinn oder gegen den Uhrzeigersinn
durchgemessen wird. Um eine vorzeichenrichtige Berücksichtigung
der erfassten Messwerte sicherzustellen, ist das Messsignal dann
auf der Grundlage einer Differenz zwischen den ersten beiden Messwerten
und einer Differenz zwischen dem dritten und vierten Messwert zu
bestimmen. Die Notwendigkeit einer Differenzbildung resultiert dann
insbesondere daraus, dass durch die Umkehrung der Steuergrößenrichtung
in dem Messelement bei gleichzeitigem Beibehalten der Messrichtung
an den als Messpunkten verwendeten Kontaktanschlüssen eine Umkehrung der Vorzeichen
der Messwerte gegenüber
dem Stand der Technik bei einem herkömmlichen Spinning-Current-Ansatz
erfolgt.
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Der
erfindungsgemäße Ansatz
bietet gegenüber
dem Stand der Technik den Vorteil, dass durch das Vermeiden eines
häufigen
Umschaltens der als Messkontakte verwendeten Kontaktanschlüsse eine
Glitch-Energie beim Beaufschlagen der Kontaktanschlüsse mit
einem Messsignal reduziert werden kann. Dies resultiert daraus,
dass ein Umschalten der Kontaktanschlüsse beispielsweise zu einer
Umladung von parasitären
Kapazitäten
des Messelementes führt,
wodurch sich beim Umladen der parasitären Effekte des Messelementes Energieimpulse
ausbilden, die zu Messfehlern führen,
die in der Summe einen teils erheblichen Beitrag zu dem Offset der
Messung leisten können.
Mit anderen Worten ausgedrückt
bedeutet dies, dass das Umpolen der Steuergröße gegenüber dem herkömmlichen
Umklemmen günstigerweise
am Eingang eines Chopperverstärkers
zu keinen großen
Common-Mode-Signalsprüngen
führt,
da die Spannungsabgriffe bei Vertauschung der Versorgungsklemmen
der Sonde in etwa auf gleichem Potential bleiben. Durch dieses Konstanthalten
des Potentials der Spannungsabgriffe kann eine Ladungsträgerinjektion
und damit eine Umladeenergie in das Messelement reduziert werden,
wodurch sich eine Reduktion des Offsets bei der Messung mit dem
Messelement ergibt, da der Offset unter anderem eine Mittelung der
während
der Messung eingeführten
Störenergie
umfasst. Durch ein solches Umpolen der Steuergröße (gegenüber einem Umklemmen) bei einer
konstanten Schalterstellung für
den Abgriff der Messwerte ist daher weniger Energie für die Umladung
von parasitären
Effekten aufzuwenden.
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Weiterhin
lässt sich
der Offset bei einer Messung nochmals reduzieren, wenn nach den
oben beschriebenen vier Messphasen weitere vier Messphasen aufeinander
folgen, bei denen beispielsweise eine fünfte Messphase der zweiten
Messphase entspricht, eine sechste Messphase der ersten Messphase
entspricht, eine siebte Messphase der dritten Messphase entspricht
und eine achte Messphase der vierten Messphase entspricht. Nach
diesen vier weiteren Messphasen könnten in einem weiteren Messzyklus
wieder vier aufeinanderfolgende Messphasen durchgeführt werden,
wobei beispielsweise eine neunte Messphase der zweiten Messphase,
eine zehnte Messphase der ersten Messphase, eine elfte Messphase
der dritten Messphase und eine zwölfte Messphase der vierten
Messphase entspricht. Soll der Offset nochmals reduziert werden,
kann in einem zusätzlichen
Messzyklus eine dreizehnte Messphase ausgeführt werden, die der zweiten
Messphase entspricht, eine vierzehnte Messphase angeschlossen werden,
die der ersten Messphase entspricht, eine fünfzehnte Messphase angeschlossen
werden, die der vierten Messphase entspricht und eine sechzehnte
Messphase angeschlossen werden, die der dritten Messphase entspricht.
Dieses Vertauschen entspricht dem Bereitstellen einer Kombination
von allen Möglichkeiten
die sich bei einem Verwürfeln
der ersten und zweiten Messphase und einem Verwürfeln der dritten und vierten
Messphasen in einem Messzyklus bieten. Die Reihenfolge, wie die
erste und zweite bzw. dritte und vierte Messphase zu vertauschen
sind, ist dabei nicht auf die vorstehend beschriebene Reihenfolge
beschränkt.
Vielmehr lassen sich beispielsweise auch die dreizehnte bis sechzehnte Messphase
als fünfte
bis achte oder neunte bis zwölfte
Messphase und die anderen Messphasen dementsprechend nach hinten
verschieben. Die vorstehend genannte Reihenfolge ist somit nur exemplarisch
zu verstehen, wobei allerdings zu beachten ist, dass die vier Messphasen
eines Messzyklus jeweils alle aufeinanderfolgend ausgeführt werden.
Eine solche Vertauschung der einzelnen Messphasen in den unterschiedlichen
Messzyklen bietet eine weitere Reduktion des Offsets, da beispielsweise
beim Umschalten der Stromrichtung von einer ersten Flussrichtung
auf eine um 90° versetzte
Flussrichtung zuerst die Transienten abklingen müssen, die beim Umschalten der
Stromrichtung, d.h. beim Umladen der parasitäten Induktivitäten oder
Kapazitäten
auftretenden Spitzen abklingen können.
Wird beispielsweise zuerst die Messphase 3 und dann die Messphase
4 ausgeführt,
so leidet die Messphase 3 stärker
unter diesen Transienten als die Messphase 4. Wird später die
Reihenfolge von Messphase 4 und Messphase 3 vertauscht, so leidet
die Messphase 4 stärker
als die Messphase 3 unter diesen Transienten. Im Mittel leiden dann
beide gleichermaßen
unter den Transienten, so dass sich auch der mittlere Offset möglichst
gut herausheben sollte. Weiterhin ist es dann notwendig, die entsprechenden
Messwerte auch zum Bereitstellen des Sensorsignals mit zu berücksichtigen,
was insbesondere wieder durch eine Differenzbildung von Messwerten
mit entgegengesetzter Steuergröße durchzuführen ist.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend anhand der beiliegenden
Zeichnungen näher
erläutert.
Es zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Sensorelementes;
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2 eine schematische Darstellung der Vorzeichenumkehr
bei Umkehr der Steuergrößen in dem
erfindungsgemäßen Ansatz;
und
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3 eine Darstellung von Schalterstellungen
des Sensorelementes in den unterschiedlichen Messphasen.
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In
der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden für die in den verschiedenen
Zeichnungen dargestellten und ähnlich
wirkenden Elemente gleiche oder ähnliche
Bezugszeichen verwendet, wobei auf eine wiederholte Beschreibung
dieser Elemente verzichtet wird.
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1 zeigt
ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
eines erfindungsgemäßen Sensorelementes 100.
Das Sensorelement 100 umfasst einen ersten Kontaktanschluss 102,
einen zweiten Kontaktanschluss 104, einen dritten Kontaktanschluss 106 und
einen vierten Kontaktanschluss 108. Ferner umfasst das
Sensorelement 100 ein Messelement 109, das über einen
ersten Anschluss mit dem ersten Kontaktanschluss 102, einem
zweiten Anschluss mit dem zweiten Kontaktanschluss 104,
einem dritten Anschluss mit dem dritten Kontaktanschluss 106 und
einem vierten Anschluss 108 mit dem vierten Kontaktanschluss 108 verbunden werden
kann. Zusätzlich
umfasst das Sensorelement einen ersten Ausgangsanschluss 110 und
einen zweiten Ausgangsanschluss 112. Außerdem hat das Sensorelement 100 eine
Schalteinrichtung 114 zum Verbinden des ersten Kontaktanschlusses 102 oder
des vierten Kontaktanschlusses 108 mit dem ersten Ausgangsanschluss 110 und
zum Verbinden des zweiten Kontaktanschlusses 104 oder des
dritten Kontaktanschlusses 106 mit dem zweiten Ausgangsanschluss 112.
Das Sensorelement 100 weist ferner eine Einrichtung 116 zum Anlegen
einer Steuergröße zwischen
dem ersten Kontaktanschluss 102 und dem zweiten Kontaktanschluss 104 oder
zwischen dem dritten Kontaktanschluss 106 und dem vierten
Kontaktanschluss 108 auf. Außerdem weist das Sensorelement 100 eine
Steuereinrichtung 118 auf, die ausgebildet ist, um die
Schalteinrichtung 114 oder die Einrichtung 116 zum
Anlegen einer Steuergröße in verschiedene
Schaltstellungen zu schalten. Insbesondere kann die Steuereinrichtung 118 die
Schalteinrichtung 114 derart ansteuern, dass die Schalteinrichtung
in einem ersten Schaltzustand den ersten Kontaktanschluss 102 mit
dem Ausgangsanschluss 110 sowie den zweiten Kontaktanschluss 104 mit
dem zweiten Ausgangsanschluss 112 verbindet oder dass die
Schalteinrichtung 114 den vierten Kontaktanschluss 108 mit
dem ersten Ausgangsanschluss 110 und den dritten Kontaktanschluss 106 mit
dem zweiten Ausgangsanschluss 112 in einem zweiten Schaltzustand
verbindet. Ferner ist die Steuereinrichtung 118 dann ausgebildet,
um im ersten Schaltzustand die Einrichtung 116 zum Anlegen
einer Steuergröße derart
zu schalten, dass die Steuergröße (beispielsweise
ein Steuerstrom) zwischen dem ersten Kontaktanschluss 102 und
dem zweiten Kontaktanschluss 104 anliegt oder im zweiten Schaltzustand
die Steuergröße zwischen
dem vierten Kontaktanschluss 108 und dem dritten Kontaktanschluss 106 anliegt.
Dies bedeutet, dass die in 1 dargestellten
Schalter 120 immer synchron angesteuert werden, was durch
die Verbindung 122 dargestellt werden soll. Ferner kann
die Einrichtung 116 zum Anlegen einer Steuergröße ausgebildet
sein, um beispielsweise einen Stromfluss Ih in
eine erste Flussrichtung (d.h. Ih) und eine
zur ersten Flussrichtung entgegengesetzte zweite Flussrichtung (d.h. –Ih) an zwei der Kontaktanschlüsse 102 bis 108 anzulegen.
Hierdurch ist es möglich,
das Messelement 109 mit den Steuergrößen der unterschiedlichen Polarität zu beaufschlagen.
Weiterhin kann die Einrichtung 116 zum Anlegen einer Steuergröße, die
beispielsweise eine Stromquelle ist, ausgebildet sein, um für die Steuergröße immer
einen betragsmäßig gleichbleibenden
Wert einer Steuergröße zu verwenden.
Ferner umfasst das Sensorelement 100 einen Verstärker 124,
der beispielsweise in Form eines Chopper-Verstärkers ausgebildet sein kann.
Der Verstärker 124 weist
einen ersten Eingang auf, der mit dem ersten Ausgangsanschluss 110 des
Sensorelements 100 verbunden ist und weist ferner einen
zweiten Eingang auf, der mit dem zweiten Ausgangsanschluss 112 des
Sensorelementes 100 verbunden ist. Weiterhin hat der Verstärker 124 einen
Ausgang, der mit einem Eingang einer Einrichtung 126 zum
Bestimmen des Sensorsignals verbunden ist, wobei die Einrichtung 126 zum Bestimmen einen
Ausgang zum Ausgeben des Sensorsignals 128 aufweist.
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Die
Funktionalität
des in 1 dargestellten Sensorelementes 100 wird
anhand der nachfolgenden 2a und 2b sowie
den 3a bis 3d näher erläutert. In
Verbindung mit einem Hallsensor, der beispielsweise das Messelement 109 in 1 sein
kann, lässt
sich ein besonders geschicktes Taktschema verwenden, so dass das
Seining-Current-Prinzip und Choppertechnik miteinander verbunden
werden und damit der Restoffset von Chopperverstärker und der von der Nichtlinearität des Innenwiderstandes
der Hallsonde stammende Restoffset der Spinning-Current Hallsonde
zugleich in einfacher Weise vom Nutzsignal der Hallsonde separierbar
sind.
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Um
die Auswirkungen der einzelnen Effekte näher unterscheiden zu können, wird
die nachfolgende Notation in den weiteren Ausführungen verwendet:
- Si
- strombezogene magnetische
Empfindlichkeit der Hallsonde
- Ih
- Versorgungsstrom der
Hallsonde
- B
- für den Halleffekt relevante
Komponente der einwir kenden magnetischen Induktion
- G
- Verstärkungsfaktor
des Chopperverstärkers
- Uo,h
- linearer Anteil der
Offsetspannung der Hallsonde
- dUo,h
- nichtlinearer Anteil
der Offsetspannung der Hallsonde
- Uo,pre
- jener Anteil der Offsetspannung
des Verstärkers,
der von der Taktphase/Schalterstellung des Chopperverstärkers unabhängig ist
- dUo,pre
- jener Anteil der Offsetspannung
des Verstärkers,
der von der Taktphase/Schalterstellung des Chopper verstärkers unabhängig ist.
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Prinzipiell
lassen sich die nichtlinearen und linearen Anteile der Offsetspannung
der Hallsonde wie folgt klären.
Die Hallsonde habe eine Offset-erzeugende Asymmetrie, da beispielsweise
angenommen wird, dass der Widerstand zwischen zwei benachbarten
Kontakten etwas kleiner als zwischen allen anderen benachbarten
Kontakten sei. Dies ist beispielsweise in den 2a, 2b sowie
den 3a bis 3d durch einen
fetten Strich an der rechten oberen Rautenecke dargestellt, wobei
die Raute das Messelement 109 aus 1 oder die
zuvor genannte Hallsonde sein soll. In der 2a ist
gezeigt, wie annahmegemäß ein Strom vertikal
von oben nach unten durch die Hallsonde fließt. Da der rechte obere Teil
annahmegemäß niederohmiger
als der Rest ist, wird sich ein positiver Offset Uo,h > 0 ausbilden. Wird
die Hallsonde 100 in umgekehrter Richtung vom Strom durchflossen,
wie dies in 2b dargestellt ist, so führt dieselbe
Asymmetrie zu einem negativen Offset –Uo,h < 0. Dies gilt exakt
für lineare
Hallsonden.
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In
der Praxis integrierter Schaltungen sind Hallsonden aber nichtlinear,
weil ihre aktive Schicht (üblicherweise
niedrig n-dotiert) zur elektrischen Isolation vom Rest des integrierten
Schaltkreises (ICs) in einer p-Wanne liegt. Die p-Wanne liegt dann
auf einem Potential, das niedriger als oder maximal gleich dem niedrigsten
Potential in der n-Schicht der Hallsonde ist, so dass sich eine
Raumladungszone RLZ an der Grenzschicht p-n ausbildet. Diese hat
eine Dicke, die von der Sperrspannung abhängig ist. Die Sperrspannung
ist jedoch an jedem Versorgungsspannungsanschluss der Sonde, an
dem der Strom in die Sonde eingeprägt wird, maximal und am gegenüberliegenden
Anschluss minimal. Dadurch „knabbert" die RLZ an der für Stromtransport
zur Verfügung
stehenden Dicke des aktiven Hallgebiets in der n-Wanne. Da die Schicht
veränderli che Dicke
aufweist, verläuft
das Potential zwischen negativem und positivem Versorgungsspannungsanschluss nicht
linear zwischen beiden, sondern hat einen leicht gekrümmten Verlauf.
Insbesondere ist der Widerstand zwischen dem positiven Versorgungsspannungsanschluss
der Sonde und einem Abgriff der Hallspannung etwas größer als
der Widerstand zwischen diesem Anschluss und dem negativen Versorgungsspannungsanschluss,
weil die Dicke der Hallschicht am positiven Versorgungsspannungsanschluss
zufolge der größeren pn-Sperrspannung
zwischen Hallschicht und sie umgebende p-Wanne vermindert ist. Diese
Nichtlinearität führt dazu,
dass die eingezeichnete Asymmetrie in 2a eine
etwas stärkere
Auswirkung hat als in 2b, denn in 2a ist
sie auf einem höherem
Potential und somit stärker
ausgeprägt
als in 2b. Somit ergibt sich in der 2a ein
Gesamtoffset von Uo,h + dUo,h1,
während
sich der Gesamtoffset für
den in 2b dargestellten Fall zu -Uo,h – dUo,h2 ergibt, wobei gilt dUo,h1 > dUo,h2 > 0.
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Dieser
Zusammenhang soll anhand des nachfolgenden Zahlenbeispiels näher verdeutlicht
werden. Die Hallsonde habe annahmegemäß zwischen zwei benachbarten
Kontakten 10 kΩ Widerstand
bei kleinem Potential (also in linearer Näherung). Die Asymmetrie betrage
10 Ω, d.h.
an der in 2a oder 2b eingezeichneten
fetten Stelle des Messelementes 109 sei der Widerstand
9990 Ω.
Weiters sei die Nichtlinearität
des Widerstands 10%/V, d.h. wenn der Widerstand bei Null Volt 10
kΩ beträgt, so betrage
er bei einem Volt 11 kΩ. Bei
Stromeinspeisung ergibt sich beispielsweise für einen Speisestrom von 250 μA im linearen
Fall ein Offset von Uoh = 625 μV, im nichtlinearen
Fall, wie er in 1A dargestellt ist,
führt dies
zu einem Gesamtoffset von Uo,h + dUo,h1 = 711,288 μV. Somit ergibt sich ein nichtlinearer
Offset von dUo,h1 = 86,132 μV. Wie in 2b dargestellt
ist, ist der Gesamtoffset –Uo,h – dUo,h2 = – 711,
243 μV,
so dass der nichtlineare Offset dUo,h2 =
86,087 μV
beträgt.
Die Differenz der nichtlinearen Offsetanteile ist 45 nV. Der Gesamtoffset
entspricht dann ca. 3,5 mT, der nichtlineare Offset 420 μT und die
Differenz der nichtlinearen Offsets 0,22 μT.
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Um
den Offset bzw. Offsetanteile der Schalter an den Chopperverstärkereingängen sowie
auch nichtlineare Offsetanteile der Hallsonde zu eliminieren, kann
folgendes Taktschema bestehend aus vier Taktphasen P1 bis P4 verwendet
werden:
P1→P3:
nur der Hallstrom, d.h. der Steuerstrom wird umgekehrt, die Schalter
am Chopperverstärkereingang bleiben
unverändert;
P3→P2: der
Hallstrom wird um +90° gedreht
und die Schalter am Chopperverstärkereingang
werden gewechselt; und
P2→P4:
nur der Hallstrom, d.h. die Steuergröße, wird umgekehrt, die Schalterstellung
am Chopperverstärkereingang
bleibt unverändert.
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Nachfolgend
sind in den 3a bis 3d die
vier Taktphasen in zeitlicher Abfolge aufgezeichnet. Hierbei ist
in 3a die Schalterstellung und die Flussrichtung
des Hallstromes während
der ersten Phase P1 dargestellt, in 3b die
Schalterstellung und die Flussrichtung des Hallstromes der dritten
Phase P3, in 3c die Schalterstellung und
die Flussrichtung des Hallstromes in der zweiten Phase P2 und in 3d die Schalterstellung
und die Flussrichtung des Hallstromes in der vierten Phase P4 dargestellt.
Hierbei ist anzumerken, dass nach der Taktphase P1 die Taktphase
P3, wie sie in 3b dargestellt ist, woran anschließend die
in 3c dargestellte zweite Taktphase P2 und danach
die in 3d dargestellte vierte Taktphase
P4 geschaltet werden. In den 3a bis 3d ist
die Stromflussrichtung in der Hallsonde als Pfeil eingezeichnet. Das
Magnetfeld ist senkrecht zur Zeichenebene und zeigt aus der Zeichenebene
heraus, die durch das Symbol 302 gekennzeichnet ist.
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In
der in 3a dargestellten ersten Phase
P1 fließt
der Strom im Schematic vertikal von oben nach unten durch die Hallsonde 109.
Dadurch sammeln sich die Elektronen in der n-dotierten Hallsonde am Kontakt sw4,
so dass der Feldanteil der Hallspannung mit positiven Vorzeichen
am Ausgang des Chopperverstärkers steht:
+ E·si·Ih·B.
Der Offset der Hallsonde bedingt durch den geringfügig niederohmigen
Weg von sw1 nach sw2 ist ebenfalls größer als Null, d.h. entspricht
dem Wert +Uo,h. Da die U(I)-Kennlinie der
Hallsonde (gemessen von sw1 nach sw3) nicht linear ist, verursacht
die Asymmetrie zwischen sw1 und sw3 einen nichtlinearen Offsetterm
plus dUo,h1 größer als Null. Durch eine solche
gemessene Spannung lässt
sich dann unter Verwendung des Verstärkers 124 eine Spannung
Uca1 von Uca1 =
G·(Si·Ih·B
+ Uo,h + dUo,h1 +
Uo,pre + dUo,pre24)
ermitteln.
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Dreht
man die Stromrichtung durch Hallsonde um (wie dies in der 3b dargestellten
Phase P3 gezeigt ist), so geht der lineare Offsetterm lediglich
mit negativem Vorzeichen ein, d.h. der lineare Offsetterm beträgt dann –Uo,h. Der nichtlineare Offsetterm hingegen ändert nicht
nur sein Vorzeichen, sondern auch noch seinen Betrag, d.h. wird
zu –dUo,h3. In der Phase P1 ist die Asymmetrie
auf hohem Potential, in Phase P3 ist sie auf niedrigem Potential.
Dadurch verursacht sie einen unterschiedlichen Betrag im Offset.
In beiden Taktphasen ist der Offset des Vorverstärkers identisch und zwar Uo,pre. Die Schalter sw2 und sw4 verursachen ebenfalls
aufgrund einer Fehlanpassung (auch als „missmatched" bezeichnet) einen
dynamischen Offsetfehler. Da in beiden Taktphasen dieselben Schalter
geschlossen bleiben, ist ihr Offsetfehler gleich und beträgt dUo,pre24. Hieraus ergibt sich unter Verwendung
des Verstärkers 124 nun
ein Ausgangssignal am Verstärkerausgang
von Uca3 = G·(–Si·Uh·B – Uo,h – dUo,h3 + Uo,pre + dUo,pre24). Nach einer Schalterstellung und
einem Stromfluss, wie er in 3b dargestellt
ist, wird ein Stromfluss durch die Hallsonde 109 in horizontaler
Richtung umgeschaltet, wie es in den 3c und 3d dargestellt
ist. Diese 3c und 3d kennzeichnen die
Phase P2 (3c) und die Phase P4 (3d).
Zugleich werden beim Umschalten der Stromrichtung die Schalter sw2
und sw4 geöffnet
und die Schalter sw1 und sw3 geschlossen. Dadurch tragen nunmehr
die Schalter sw1 und sw3 mit einem neuen Term dUo,pre13 zum
Offset bei. In der Phase P2 ist die Asymmetrie der Sonden auf hohem
Potential (wie zuvor in Phase 1), so dass der nichtlineare Offsetterm
dUo,h1 in Erscheinung tritt. Bei einer solchen
Schalterstellung und Stromflussrichtung, wie sie in 3c für die Phase
P2 dargestellt ist, resultiert am Ausgang des Verstärkers 124 eine
Spannung von Uca2 = G·(–Si·Ih·B
+ Uo,h+dUo,h1 +
Uo,ṕre+dUo,pre13) – In Phase
P4 ist die Asymmetrie der Sonde dann auf niedrigem Potential (wie
zuvor in Phase P3), so dass der nichtlineare Offsetterm dUo,h3 zum Ge samtoffset beiträgt. Für die Phase
P4 resultiert dann am Ausgang des Verstärkers 124 ein Spannungsterm
von Uca4 = G·(Si·Ih·B – Uo,h – dUo,h3 + Uo,pre + dUo,pre13)
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Nach
der Ermittlung der vier Ausgangssignale des Verstärkers 124 in
den vier Taktphasen P1 bis P4 werden diese Signale vorzeichenrichtig
addiert, wodurch sich alle Offsetanteile nahezu eliminieren lassen.
Dieses vorzeichenrichtige Addieren wird nach der folgenden Formel
durchgeführt: (Uca1 – Uca2 – Uca3 + Uca4)/4 = Si·Ih·B.
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Diese
Addition kann entweder in einem Sample & Hold-Schaltkreis oder in Switched-Capacitor-Schaltungen
oder in einem Integrator oder in einer digitalen Rechenschaltung
ausgeführt
werden. Dabei kann insbesondere ein Schalter am Ausgang des Chopperverstärkers dessen
differentielles Ausgangssignal in den Taktphasen P2 und P3 invertieren.
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Zu
beachten ist dabei, dass es für
die vorliegende Erfindung wesentlich ist, dass die Schalter am Eingang
des Chopperverstärkers
für zwei
aufeinander folgende Taktphasen eingeschaltet bleiben und währenddessen
die Stromrichtung in der Hallsonde 109 umgepolt wird. Würden lediglich
Signale in al len vier Taktphasen vorzeichenrichtig addiert werden
und dabei jedes Mal alle vier Schalter am Eingang des Choppers betätigt werden,
so ließen
sich nicht die Vorteile der vorliegenden Erfindung nutzen, indem
eine Glitch-Energie reduziert werden kann. Ein solches Umschalten
aller Schalter am Eingang des Chopperverstärkers 124 wird auch bereits
praktiziert, wobei sich gezeigt hat, dass eben gerade die injizierte
Glitch-Energie beim
Umschalten der Schalter zu einer Erhöhung des Offsets führt. Es
ist somit wesentlich für
die vorliegende Erfindung, dass in zwei aufeinander folgenden Taktphasen
wie den Taktphasen P1 und P3 bzw. in den Taktphasen P2 und P4 die Schalter
unverändert
bleiben, jedoch nur der Strom durch die Hallsonde umgepolt wird.
Dadurch lässt
sich der Offset, bedingt durch die unveränderte Schalterstellung, vom
Hallsignal trennen. Dies zeigt sich durch die unterschiedlichen
Vorzeichen in dem Ausdruck Si·Ih·B,
der jedoch die gleichen Vorzeichen für dUo,pre24 bzw. dUo,pre13 zeigt.
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Noch
größere Symmetrie
ergibt sich durch die folgende Reihenfolge der Taktphasen, wobei
die Ziffer 1 als Abkürzung
der Taktphase P1, Ziffer 2 als Abkürzung für die Taktphase P2, die Ziffer
3 als Abkürzung
für die
Taktphase P3 und die Ziffer 4 als Abkürzung für die Taktphase P4 dient:
1→3→2→4→1→3→4→2→3→1→2→4→3→1→4→2.
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Diese
Reihenfolge lässt
sich auch anders zusammensetzen, indem beispielsweise die Reihenfolge
in die vier Blöcke
1→3 →2→4, 1→3→4→2, 3→1→2→4 und 3→1→4→2 unterteilt
und jeder der Teilblöcke
in einer anderen Position zueinander angeordnet werden kann. Durch
eine solche erweiterte Reihenfolge lässt sich der Offset weiter
reduzieren, und da bei Umschalten der Stromrichtung von beispielsweise
vertikal auf horizontal die durch das Umschalten entstehenden Transienten
erst abklingen müssen.
Wird dann zuerst beispielsweise die Phase 2 und nachfolgend erst
die Phase 4 ausgeführt,
so leidet die Phase 2 stärker
unter diesen Transienten als die Phase 4.
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Wird
später
die Reihenfolge von Phase 2 und Phase 4 vertauscht, so leidet die
Phase 4 stärker
als die Phase 2 unter diesen Transienten. Im Mittel leiden dann
beide gleichermaßen
unter diesen Transienten, so dass sich auch der mittlere Offset
möglichst
gut heraushebt.
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Das
Umpolen der Stromrichtung führt
günstigerweise
am Eingang des Chopperverstärkers
zu keinen großen
Common-Mode-Signalsprüngen, da
die Spannungsabgriffe bei Vertauschung der Versorgungsklemmen der
Sonde in etwa auf gleichem Potential bleiben.
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Das
wesentliche Prinzip der gezeigten Erfindung ist daher ähnlich dem
Nested-Chopper: Die Offset-erzeugende Glitch-Energie der Schalter am Eingang des
Choppers wird eliminiert, weil sie sich durch geschickte Reihenfolge
mit dem Spinning-Current-Ablauf
im zeitlichen Mittel heraushebt, da gleiche Terme subtrahiert werden.
Anstelle eines zweiten, kaskadierten Chopperschalters verwendet
die vorliegende Erfindung somit lediglich die Umschaltung der Polarität des Hallsondenversorgungsstroms.
Beim Nested-Chopper liegen dabei zwei Schalter in Serie (am Eingang
und am Ausgang, wobei der Ausgang nicht so wichtig ist) und wobei
diese ineinandergeschaltelten Schalter unterschiedliche Taktfrequenz/Schaltfrequenz
haben. Der Nachteil einer solchen Anordnung ist allerdings, dass
jeder Schalter einen Durchgangswiederstand Rds,on hat
und sich somit beide Rds,on addieren. Das
verursacht eine Erhöhung
des Rauschensgegenüber
einem einzigen Schalter. Dieses Rauschen lässt sich reduzieren, indem
man die Schalter größer und
somit niederohmiger macht, was aber die Ladungsträgerinjektion
erhöht
und somit den Restoffset ebenfalls erhöht. Dieser Restoffset lässt sich
reduzieren, indem man den langsamen Schalter noch langsamer choppt,
aber das reduziert die Bandbreite. Auf diese Weise kann gezeigt
werden, dass sich die Lösungen
im Stand der Technik immer als problematisch erweisen. Die erfindungsgemäße Lösung bietet
dagegen Abhilfe in dieser Problemstellung.
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Das
Prinzip kann auf weitere multiplizierende Elemente ausgedehnt werden.
Bei Hallsonden wird das Nutzsignal B mit dem Versorgungsstrom Ih multipliziert. Bei XMR (CMR, GMR, MR ...
magnetoresistive) Sensoren funktioniert das auch, weil auch hier
das Vorzeichen des Signals am Choppereingang durch Umpolen des Versorgungsstroms
des Sensorelementes geändert
werden kann.
-
- 100
- Sensorelement
- 102
- Erster
Kontaktanschluss
- 104
- Zweiter
Kontaktanschluss
- 106
- Dritter
Kontaktanschluss
- 108
- Vierter
Kontaktanschluss
- 109
- Messelement
- 110
- Erster
Ausgangsanschluss
- 112
- Zweiter
Ausgangsanschluss
- 114
- Schalteinrichtung
- 116
- Einrichtung
zum Anlegen einer Steuergröße
- 118
- Steuereinrichtung
- 120
- Schalter
- 122
- Verbindung
zwischen den Schaltern 120
- 124
- Chopper-Verstärker
- 126
- Einrichtung
zum Bestimmen des Sensorsignals
- 128
- Sensorsignal
- 302
- Kennzeichnendes
Element für
die Richtung des Magnet
-
- feldes
in den 3a bis 3d