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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verstärkerschaltungen und insbesondere
auf breitbandige Verstärkerschaltungen
mit hohen Dynamikeigenschaften und insbesondere auf Verstärker mit programmierbarer
Verstärkung.
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In
vielen Bereichen der Signalverarbeitung und insbesondere im Bereich
der Videoverstärker
besteht ein Bedarf nach einem Verstärker, der sehr breitbandig
ist. Typische Anforderungen für
einen Verstärker
im Videobereich liegen bei einem Übertragungsband von 50–860 MHz.
Solche Verstärker
sollen zudem eine geringe Rauschzahl haben und außerdem eine
hohe Linearität
aufweisen. In anderen Worten ausgedrückt bedeutet dies, dass nichtlineare Mischprodukte
des Verstärkers
unter einem spezifizierten Schwellwert bleiben. Eine Kenngröße hierfür ist die
sogenannte Intermodulation dritter Ordnung oder der sogenannte „Third
Order Intercept Point".
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Des
weiteren ist einem solchen Breitbandverstärker in einer Eingangsstufe
z. B. eines Fernsehempfängers
typischerweise ein Mischer nachgeschaltet. Mischer haben meistens
einen bestimmten festgelegten Eingangsdynamikbereich. Dies bedeutet,
dass der Mischer zum einen eine Minimalaussteuerung benötigt, also
ein Eingangssignal mit einer vorbestimmten Minimalleistung, damit
er korrekt arbeitet. Noch einschneidender ist jedoch bei Mischern die
Forderung, dass das Eingangssignal in den Mischer auf keinen Fall
eine vorbestimmte Maximalleistung bzw. einen vorbestimmten Maximalpegel überschreiten
darf. Würde
das Eingangssignal in den Mischer, also das Ausgangssignal eines
Breitbandverstärkers
einen zu hohen Pegel haben, also verstärkt der Verstärker zu
stark, so wird der Mischer übersteuert,
was in unerwünschten
Mischprodukten resultiert, die sogar zu einem Totalausfall des Systems
führen
können,
jedoch zumindest das Signal/Rausch-Verhältnis hinter dem Mischer empfindlich
reduzieren würden.
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Typische
Lösungen
für diese
Problematik bestehen darin, einen Breitbandverstärker zu verwenden, der eine
Kettenschaltung von Einzelverstärkern
aufweist, wobei der erste Verstärker
in der Kettenschaltung typischerweise eine geringe Rauschzahl hat
und eine hohe Verstärkung
hat, während
der letzte Verstärker
in der Kette eine geringe Verstärkung
und damit auch eine hohe Rauschzahl hat, die jedoch wegen der großen Nutzsignalpegel
nicht so stark ins Gewicht fällt.
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Damit
wird die Anforderung nach minimalem Pegel für den Mischer sichergestellt,
wenn die Gesamtverstärkung
der Kettenschaltung aus Einzelverstärkern ausreichend hoch eingestellt
wird.
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Um
die zweite Problematik zu beherrschen, also um sicherzustellen,
dass der Mischer nicht übersteuert
wird, wird einem solchen Verstärker
ein schaltbares Dämpfungsglied
nachgeschaltet, das je nach Ausgangssignal aus dem Verstärker mehr
oder weniger stark dämpft,
um das Ausgangssignal der gesamten Verstärker/Dämpfungsglied-Anordnung mit
einem Pegel zu erhalten, der in dem durch einen nachgeschalteten
Mischer festgelegten zulässigen „Pegelkorridor" liegt.
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Diese
Schaltung ist in mehrerlei Hinsicht problematisch. Die eine Seite
besteht darin, dass oftmals ein Signal zunächst verstärkt wird und dann, wenn der
Pegel zu groß ist,
wieder gedämpft
wird. Dies führt
zu einer zweifachen Signalverarbei tung eines Signals, was zumindest
im Hinblick auf das eingeführte
Rauschen problematisch ist, da jede Signalverarbeitung ein Rauschen
in ein Signal einführt.
Des weiteren müssen
die in Kette geschalteten Verstärker sehr
sorgsam entworfen werden, um hohe Linearitätsanforderungen erfüllen zu
können.
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Die
DE 196 44 996 A1 offenbart
einen Eingangssignalverstärker
in Form eines Operationsverstärkers,
dessen Plus-Eingang geerdet ist, um dessen Minus-Eingang mit einem
Verstärkereingang
verbunden ist. Ferner ist zwischen dem Minus-Eingang des Operationserstärkers und
dem Ausgang des Operationsverstärkers
eine schaltbare Widerstandsanordnung vorgesehen, um die Gegenkopplung
vom Ausgang zum Eingang abhängig
von einem digitalen Steuersignal einstellen zu können.
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DE 100 56 517 A1 offenbart
eine Verstärkungseinrichtung
mit variablem Verstärkungsfaktor, die
einen Verstärkungsfaktor
während
eines Betriebs ändern
kann. Hierbei sind zwei Differenzverstärkerstufen parallel geschaltet,
wobei die Emitter der zwei Transistoren einer Differenzverstärkerstufe über einen
Kopplungswiderstand miteinander verbunden sind. Ferner ist jeder
Emitter jedes Transistors jeder Differenzverstärkerstufe über eine eigene Stromquelle
mit Masse gekoppelt. Je nach Steuersignal kann durch Ein- und Ausschalten
der beiden Stromquellen einer Differenzverstärkerstufe die Differenzverstärkerstufe
mit niedrigem Verstärkungsfaktor
oder mit hohem Verstärkungsfaktor
ausgewählt
werden.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen verbesserten
Verstärker
mit schaltbarer Gegenkopplung zu schaffen.
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Diese
Aufgabe wird durch einen Verstärker gemäß Patentanspruch
1 gelöst.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass eine
variable Verstärkung
vorteilhafterweise durch vorzugsweise integrierte Verstärker mit
Gegenkopplungseigenschaft realisierbar ist. Für Fälle, in denen eine hohe Verstärkung benötigt wird,
wird der Gegenkopplungswiderstand reduziert, während für Fälle, bei denen eine kleinere
Verstärkung
benötigt
wird, der Gegenkopplungswiderstand erhöht wird, so dass die Verstärkung eines
gegengekoppelten Verstärkers
abnimmt. Hierzu umfasst eine Transistoreinrichtung, wie beispielsweise
ein Differenzverstärkerarray
eine Mehrzahl von Gegenkopplungswiderständen, wobei einem Gegenkopplungswiderstand
ein Schalter einer Mehrzahl von Schaltern zugeordnet ist, wobei
die Verstärkung
des erfindungsgemäßen Verstärkers über die
Mehrzahl von Schaltern variierbar ist. Durch eine Steuereinrichtung werden
die Schalter dann so angesteuert, um einen oder mehrere der Gegenkopplungswiderstände zu aktivieren,
um eine gewünschte
Verstärkung
der Mehrzahl von verschiedenen Verstärkungen einzustellen. Das Aktivieren
von Gegenkopplungswiderständen,
also das In-Betrieb-Setzen der Gegenkopplungswiderstände, so
dass sie die Verstärkerschaltung beeinflussen,
kann abhängig
von der Implementierung des Verstärkers auf verschiedene Arten
und Weisen stattfinden. Eine Möglichkeit
besteht darin, eine Vielzahl von Verstärkerstufen mit verschiedenen oder
gleichen Gegenkopplungswiderständen
parallel zu schalten, und jeder einzelnen Stufe, und damit jedem
Gegenkopplungswiderstand in einer einzelnen Stufe einen Schalter
zuzuordnen, der, wenn er betätigt
wird, dazu führt,
dass die ausgewählte
Stufe der parallel geschalteten Stufen aktiviert wird, so dass der
Gegenkopplungswiderstand, der in dieser Verstärkerstufe sitzt, das Verhalten
der gesamten Verstärkerschaltung
beeinflusst.
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Bei
dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung wird nur eine einzige Transistorstufe eingesetzt,
die je nach Schalteraktivierung mit einem oder mehreren wählbaren
Gegenkopplungsstrukturen programmierbar verschaltet werden kann.
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Bei
dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung wird in der Transistoreinrichtung ein Differenzverstärkerkonzept
verwendet, wobei ein Differenzverstärker aus einer Transistorstufe
mit Lastwiderständen,
einer gekoppelten Gegenkopplungseinrichtung und einer wiederum gekoppelten
Stromquelleneinrichtung besteht. Je nach Ausführungsform umfasst der erfindungsgemäße Verstärker dann
nur eine einzige Transistorstufe, und durch Schalter betätigbare
Gegenkopplungseinrichtungen mit Gegenkopplungswiderständen, denen
jeweils ein Schalter zugeordnet ist.
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Je
nach Ausführungsform
ist jeder schaltbaren Gegenkopplungseinrichtung auch eine eigene Stromquelleneinrichtung
zugeordnet. Sofern jedoch der benötigte Transistorstrom für alle Fälle gleich sein
kann, genügt
es lediglich, eine einzige Stromquelleneinrichtung zu verwenden
und die Stromquelleneinrichtung über
die Mehrzahl von schaltbaren Gegenkopplungseinrichtungen mit den
Gegenkopplungswiderständen
mit der einzigen Transistorstufe zu verbinden, um somit den Schaltungsaufwand
trotz gleichbleibender Schaltungskenngrößen zu reduzieren, was in vielen
Anwendungen von besonderem Vorteil ist.
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Das
erfindungsgemäße Konzept
ist dahingehend vorteilhaft, dass keine „doppelte" Verarbeitung nötig ist, also zunächst eine
Verstärkung
und dann eine anschließende
Dämpfung.
Statt dessen wird nur mit dem Maß verstärkt, das tatsächlich benötigt wird. Dies
wird durch die Verstärker-Programmierbarkeit erreicht.
Damit erleidet das erfindungsgemäße Konzept
keine Einbußen
insbesondere aufgrund von Rauschen durch die "doppelte" Verarbeitung, wie sie vorstehend ausgeführt worden
ist.
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Ein
weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass
die Linearitätseigenschaften
des Verstärkers
mit steigenden Gegenkopplungswiderständen immer besser werden. Dies
bedeutet, dass dann, wenn die Eingangssignale bereits einen bestimmten
Pegel haben, also nicht die maximale Verstärkung des Verstärkers benötigt wird,
um nachfolgende Signalpegelanforderungen zu erfüllen, erfindungsgemäß die Verstärkung reduziert
wird, wodurch gleichzeitig, also ohne zusätzlichen Aufwand, die Linearität des Verstärkers verbessert
wird. Eine hohe Linearität
des Verstärkers
ist jedoch insbesondere bei größeren Eingangssignalen
von hoher Bedeutung.
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Ein
weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass
insbesondere dann, wenn vorzugsweise auf ein Differenzverstärkerkonzept aufgebaut
wird, auch bei hohen Verstärkungen
eine gute Linearität
beibehalten werden kann, indem der durch die Stromquelleneinrichtung
definierte Emitterstrom entsprechend dimensioniert wird. Für den Differenzverstärker insbesondere
spezifisch ist die symmetrische Signalverarbeitung, die sich in
einer besserer Linearität
zweiter Ordnung äußert.
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Ein
weiterer wesentlicher Vorteil des erfindungsgemäßen Entwurf ist die Eigenschaft,
dass bei diesem Schaltungsdesign das Rauschen nur unterproportional
zur Dämpfung
ansteigt. Damit wird ein Gewinn im S/N (Signal to Noise ratio) erzielt
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass
durch entsprechende (große)
Dimensionierung der Gegenkopplungswiderstände auch ohne weiteres eine
negative Verstärkung
implementiert werden kann, also eine Signaldämpfung, die dann von besonderem
Vorteil ist, wenn ein Eingangssignal erhalten wird, das bereits
einen Pegel hat, der oberhalb der Spezifikation einer nachgeschalteten
Komponente, wie beispielsweise eines Mischers, ist.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf
die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Verstärkers;
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2 eine
detaillierte Implementierung der Transistoreinrichtung gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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3 ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung mit parallel geschalteten Differenzverstärkerstufen;
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4 eine
alternative Ausführungsform
mit einer Differenzverstärker-Transistorstufe
und mehreren Gegenkopplungs/Stromquellen-Einrichtungen, die über Schalter
aktivierbar sind;
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5 eine
alternative Ausführungsform
mit einer einzigen Transistorstufe und einer einzigen Stromquelleneinrichtung
und mehreren durch Schalter aktivierbaren Gegenkopplungswiderständen;
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6 eine
weitere alternative Ausführungsform
mit einer einzigen Stromquelleneinrichtung, einer einzigen Transistorstufe
und verschiedenen, durch eine reduzierte Anzahl von Schaltern programmierbaren
Gegenkopplungseinrichtungen; und
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7 eine
weitere alternative Ausführungsform
mit parallel geschalteten Verstärkern
unterschiedlichen Typs gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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1 zeigt
einen erfindungsgemäßen Verstärker. Der
Verstärker
umfasst eine Transistoreinrichtung 10 mit einer Mehrzahl
von verschiedenen Verstärkungen,
wobei die Transistoreinrichtung einen Eingang 12 für ein zu
verstärkendes
Eingangssignal und einen Ausgang 14 für ein verstärktes Ausgangssignal aufweist.
Die Transistoreinrichtung umfasst ferner eine Mehrzahl von Schaltern
S1, S2, S3, ..., Sn 16, über die die Verstärkung der
Transistoreinrichtung 10 variierbar ist. Insbesondere umfasst
die Transistoreinrichtung 10 neben den Schaltern eine Mehrzahl
von Gegenkopplungswiderständen
RG1, RG2, RG3, RGn 18, wobei einem Gegenkopplungswiderstand
ein Schalter der Mehrzahl von Schaltern zugeordnet ist, wie es anhand
von 1 zu sehen ist, in der beispielsweise der Gegenkopplungswiderstand RG1
mit dem Schalter S1 kombiniert ist, und bei dem dem Gegenkopplungswiderstand
RGn der Schalter Sn zugeordnet ist. Damit ist es möglich, durch
Aktivieren/Deaktivieren des entsprechenden Schalters den Gegenkopplungswiderstand,
der diesem Schalter zugeordnet ist, ebenfalls zu aktivieren bzw.
zu deaktivieren, so dass der Gegenkopplungswiderstand die Verstärkung der
Transistoreinrichtung signifikant im Vergleich zu dem Fall, bei
dem der entsprechende Gegenkopplungswiderstand nicht aktiviert ist,
beeinflusst.
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Erfindungsgemäß wird der
Effekt benutzt, dass durch einen hohen Gegenkopplungswiderstand eine
kleine Verstärkung,
dafür aber
eine hohe Linearität,
erreichbar ist, während
durch einen vergleichsweise niedrigen Gegenkopplungswiderstand eine vergleichsweise
große
Verstärkung
aber auch eine vergleichsweise reduzierte Linearität einstellbar
ist.
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Damit
wird ein in der Verstärkung
schaltbarer integrierter Verstärker
mit optimierten Eigenschaften bezüglich Rauschen und Linearität erreicht,
um, wie es ausgeführt
worden ist, einen großen
Eingangspegelbereich verarbeiten zu können.
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Nachfolgend
wird Bezug nehmend auf 2 auf die vorliegende Erfindung
detaillierter eingegangen, die dann anhand der 3–7 in
Form verschiedener Ausführungsbeispiele
näher dargelegt ist.
Zu Zwecken der nachfolgenden Betrachtung umfasst die Transistoreinrichtung 10 von 2 eine Transistorstufe 20,
die mit einer Gegenkopplungseinrichtung 22 gekoppelt ist,
welche wiederum mit einer Stromquelleneinrichtung 24 gekop pelt
ist. Erfindungsgemäß umfasst
die Gegenkopplungseinrichtung 22 mehrere durch Schalter
aktivierbare Gegenkopplungswiderstände, welche über von
einer Steuerung 19 erzeugbare Steuersignale auf einer Steuersignalleitung 21 ansteuerbar
sind. Je nach Ausführungsform
sind auch mehrere Transistorstufen oder Stromquelleneinrichtungen
vorhanden, wobei bei speziellen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung
auch verschiedene Stromquelleneinrichtungen 24 oder Transistorstufen 20 über die
Steuerleitung 21 aktiviert/deaktiviert werden können (wie
es durch die in 2 gezeigten gestrichelten Steuerleitungen
dargelegt ist), um verschiedenen Eingangssignaleigenschaften gerecht
zu werden, die über
eine Eingangssignaleigenschaftsleitung 17 (1)
der Steuerung 19 zugeführt
werden können.
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Nachfolgend
wird anhand von 3 ein Verstärker mit programmierbarer Verstärkung PGA (PGA
= Programmable Gain Amplifier) dargestellt. Der in 3 gezeigte
Verstärker
umfasst mehrere parallel geschaltete Verstärkerstufen 30a, 30b, 30c, wobei
jede Verstärkerstufe
als Differenzverstärkerstufe
ausgeführt
worden ist, derart, dass jede Verstärkerstufe einen ersten Eingang 12a,
einen zweiten Eingang 12b, einen ersten Ausgang 14a und
einen zweiten Ausgang 14b aufweist. Die Differenzverstärkerstufe 30a umfasst,
wie es anhand von 2 dargestellt worden ist, eine
Transistorstufe, eine Gegenkopplungseinrichtung und eine Stromquelleneinrichtung.
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Der
ersten Transistorstufe, die die beiden Transistoren Tx1, Ty1 umfasst,
sind ferner die Lastwiderstände
RLx, RLy oder je nach Anwendung auch Drosselspulen und der Versorgungsspannungsanschluss
Vcc zugeordnet. Bei diesem Ausführungsbeispiel
sind alle Stufen 30a, 30b, 30c mit denselben Lastwiderständen und
derselben Quelle Vcc verbunden. Je nach Anwendung können auch
verschieden Widerstände
und verschiedene Versorgungsspannungsquellen Vcc verwendet werden.
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Die
Gegenkopplungseinrichtung umfasst einen ersten Gegenkopplungswiderstand
Rx1 und einen zweiten Gegenkopplungswiderstand Ry1, durch die die
beiden Transistoren der Transistorstufe mit einem gemeinsamen Knoten 31 verbunden
sind, in den, wie es in 3 gezeigt ist, der Arbeitsstrom
aus der Stromquelleneinrichtung fließt, welche aus dem Stromquellentransistor
Ts1 und dem Stromquellen-Widerstand Rs1 besteht.
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An
den Stromquellentransistor Ts1 ist über einen Schalter TQ1 eine
Referenzspannung anlegbar. Der Strom Is1 wird somit durch Uref,
die Basis-Emitterschwelle von Ts1 und den Widerstand Rs1 bestimmt.
Wie es in dem in 3 links oben gezeigten Kasten
dargestellt ist, kann über
die Höhe
des Stroms Is1 die Linearität
der in 3 gezeigten Differenzverstärkerstufe 30a eingestellt
werden.
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Die
Verstärkung
wird dagegen bestimmt durch das Verhältnis aus Lastwiderstand RL
zu Gegenkopplungswiderstand Rx bzw. Ry. Je größer der Gegenkopplungswiderstand
ist, um so kleiner ist die Verstärkung,
und um so größer ist
die Linearität.
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Bezüglich der
Dimensionierung wird bevorzugt, dass die beiden Gegenkopplungswiderstände Rx1
und Ry1 bzw. allgemein die Gegenkopplungswiderstände Rxi und Ryi gleich sind.
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Die
Transistoreinrichtung 10 von 1 umfasst
neben der Differenzverstärkerstufe 30a noch eine
zweite, ..., n-te Differenzverstärkerstufe
und somit n Transistorstufen, n Gegenkopplungseinrichtungen und
n Stromquelleneinrichtungen. Jeder Differenzverstärkerstufe
und damit jeder Gegenkopp lungseinrichtung mit entsprechenden Gegenkopplungswiderständen ist
ein Schalter TQ1, TQ2, ..., bzw. TQn zugeordnet, um die jeweilige
Stufe k und damit die Gegenkopplungswiderstände Rxk, Ryk der Stufe k mit
dem Schalter TQk aktivieren zu können.
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Je
nach Implementierung wird es bevorzugt, durch entsprechende Ansteuerung
der Schalter TQk zwei oder mehrere Verstärkerstufen 30a, 30b parallel zu
betreiben, wobei in diesem Fall die Gegenkopplungswiderstände in den
einzelnen Differenzverstärkerstufen
identisch dimensioniert sein könnten.
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Alternativ
kann der in 3 gezeigte Verstärker jedoch
auch so angesteuert werden, dass immer nur eine Differenzverstärkerstufe 30a oder 30b oder 30c aktiv
ist. In diesem Fall wird es bevorzugt sein, die Gegenkopplungswiderstände in den
einzelnen Stufen unterschiedlich zueinander zu dimensionieren, so
dass z. B. die erste Stufe 30a große Gegenkopplungswiderstände hat,
um Signale mit hohem Eingangspegel zu verarbeiten, während die
Differenzverstärkerstufe 30c kleinere
Gegenkopplungswiderstände
hat, um kleine Eingangssignale mit größerer Verstärkung und rauscharm verarbeiten
zu können.
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Der
in 3 gezeigte Verstärker wird somit aus mehreren
Stufen aufgebaut, die je nach Anforderung elektronisch geschaltet
werden. Die einzelnen Stufen mit unterschiedlichen Verstärkungen
sind entsprechend ihrer spezifischen Anforderung dimensioniert,
also hinsichtlich ihres Gegenkopplungswiderstands, ihres Stroms
oder der Transistorgeometrie. Bei kleinen Eingangssignalen wird
eine rauscharme, hochverstärkende
Stufe benutzt. Für
steigende Eingangssignalpegel werden Stufen mit größerer Gegenkopplung
verwendet, die bei reduzierter Verstärkung eine höhere Linearität haben.
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Bei
der in 3 gezeigten Ausführungsform wird die Programmierbarkeit
des Verstärkers
durch komplette Stufen realisiert, die alle parallel geschaltet einzeln
aktiviert werden. Das Rauschen steigt nur unterproportional zu der
reduzierten Verstärkung
an. Durch die Schaltung in 3 wird die
Dimensionierung der einzelnen Verstärkerzellen vereinfacht, jedoch
entsteht eine große
parasitäre
Belastung am Eingang und am Ausgang.
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Nachteilig
an dieser Schaltungsanordnung ist, dass die parasitäre kapazitive
Belastung durch die Summe der Transistoren Tx1, Ty1 bis Txn, Tyn am
Eingang (Inx, Iny) den Treiber belastet und damit den Frequenzgang,
die Linearität,
und insbesondere die Intermodulation dritter Ordnung verschlechtert.
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Eine
Reduktion der parasitären
kapazitiven Belastung durch die große Anzahl von Transistoren bei
dem in 3 gezeigten Ausführungsbeispiel wird bei dem
in 4 gezeigten Schaltungskonzept erreicht. Es ähnelt prinzipiell
dem in 3 gezeigten Konzept, jedoch mit dem Unterschied,
dass nur noch eine einzige Transistorstufe, gebildet durch die Transistoren
Tx1, Ty1 vorhanden ist, während
eine Anzahl von n Gegenkopplungseinrichtungen vorhanden ist, wobei
die erste Gegenkopplungseinrichtung durch Rx1, Ry1 gebildet ist,
während
die zweite Gegenkopplungseinrichtung durch Rx2, Ry2 gebildet wird,
etc.
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Ferner
ist bei dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel
jede Gegenkoppelungseinrichtung k mit einer eigenen Stromquelleneinrichtung
aus Tsk und Rsk versehen, und jedem Gegenkoppelungswiderstand ist
ein Programmier-Schalter ein Schalter TQk zugeordnet.
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Während in
der obersten Stufe in 4 der Schalter TQ1 dazu verwendet
wird, den Stromquellentransistor Ts1 ein- oder auszuschalten, also
die Gegenkopplungswiderstände
Rx1, Ry1 zu aktivieren oder zu deaktivieren, wird für die Aktivierung
bzw. Deaktivierung der Gegenkopplungswiderstände Rx2, Ry2 neben dem mit
dem Stromquellentransistor verbundenen Schalter TQ2 ein Paar weiterer
Schalter TQ2x, TQ2y verwendet,, welche gemeinsam mit dem Schalter
Tq2 geschaltet werden; die Schalter Tq2x und Tq2y werden über die
Widerstände
RG2x und RG2y gesteuert, um die Verkoppelung zwischen Tq2x und Tq2y
im „Aus-Zustand" zu vermindern. Gleiches
gilt für
alle weiteren Stufen.
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Im
Hinblick auf die Funktionalität
der zweiten Gegenkopplungseinrichtung 22b von 4 sei
der Fall betrachtet, bei dem die Schalter TQ2x und TQ2y geschlossen
sind, also einen Ausgangswiderstand haben, der nur durch den On-Widerstand
des Transistors bestimmt ist. Ist dieser Widerstand des Transistors
klein, so sind die Gegenkopplungswiderstände Rx2 und Ry2 mit dem Stromquellentransistor
Ts2 verbunden, so dass diese Widerstände dann, wenn der Transistor
Ts2 eingeschaltet ist, was immer der Fall sein wird, wenn die Transistoren
TQ2 eingeschaltet sind, für
die Gegenkopplung der gesamten Transistorstufe 10 aktiviert
sind.
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Sind
die Transistoren TQ2 dagegen offen, haben sie also einen sehr großen Ausgangswiderstand,
so wird kaum ein Strom von der Spannungsquelle Vcc über den
entsprechenden Lastwiderstand z. B. R1x und den Gegenkopplungswiderstand
Ry zur Masse fließen,
so dass die entsprechenden Gegenkopplungswiderstände in der nicht-aktivierten Gegenkopplungseinrichtung 22b in diesem
Fall das Verhalten des Verstärkers
nicht beeinflussen werden.
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Durch
das Zusammenschalten mehrerer Transistorstufen in eine einzige Transistorstufe,
gebildet aus den Transistoren Tx1, Ty1 mit schaltbarer Gegenkopplung
wird somit die kapazitive Belastung reduziert, was unmittelbar zu
einer verbesserten Linearität
und zu einem verbesserten Frequenzgang des gesamten Verstärkers führt.
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Bei
dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel wird es bevorzugt,
die Widerstände
in der hochverstärkenden
Stufe alle parallel zu betreiben und zur Reduktion der Verstärkung nacheinander
die Gegenkopplungswiderstände
mit den zugeordneten Schalttransistoren TQ abzuschalten. Ferner
sind, wie es bereits ausgeführt
worden ist, Gate-Vorwiderstände für die Schalter
TQ2 vorgesehen, um die kapazitive Kopplung der MOS-Schalttransistoren
zueinander zu verringern, was sich wiederum positiv auf die Linearität der einzelnen
Stufen auswirkt.
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Selbstverständlich kann
das in 3 gezeigte Konzept mit dem in 4 gezeigten
Konzept dahingehend kombiniert werden, dass in einem Verstärker z.
B. drei parallel geschaltete komplette Stufen vorgesehen sind, und
eine vierte, fünfte,
..., (n + 3)-te Stufe vorgesehen sind, die so implementiert sind,
wie sie anhand von 4 dargestellt ist.
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Sind
die Anforderungen an den erfindungsgemäßen Verstärker so, dass alle Stufen mit
demselben Strom Is1 betrieben werden, so kann die in 4 gezeigte
Schaltung weiter vereinfacht werden, wie es in 5 dargestellt
ist.
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Bei
dem in 5 gezeigten Ausführungsbeispiel ist lediglich
noch eine einzige Stromquelleneinrichtung 24 neben der
einzigen Transistorstufe 20 (gebildet aus den Transistoren
Tx1, Ty1) vorhanden, während
eine Mehrzahl von Gegenkopplungseinrichtungen 22a, 22b, 22c vorhanden
ist, die mit jeweiligen Schaltern TQ2, TQn einzeln aktivierbar/deaktivierbar
sind. Dagegen ist, wie es in 5 dargestellt ist,
die einzige Stromquelleneinrichtung 24 nunmehr fest mit
der Referenzspannungsquelle Uref verbindbar, so dass keine Schalter
TQi, wie sie anhand der 3 und 4 dargelegt
worden sind, mehr benötigt
werden.
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Wieder
werden die Gegenkopplungswiderstände
Rxi, Ryi über
vorzugsweise MOS-Feldeffekttransistoren TQix,
TQiy aktiviert/deaktiviert, wobei es wiederum
bevorzugt wird, die MOS-Feldeffekttransistoren über die
Vorwiderstände
RGix, RGiy zu steuern,
um zusätzliche
parasitären
Kopplung der Feldeffekttransistoren hinnehmen zu müssen.
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Bei
dem in 5 gezeigten Ausführungsbeispiel wird es bevorzugt,
weitere schaltbare Stromquellen zu verwenden, die entweder mit den
gleichen Schaltsignalen gesteuert werden wie die Transistoren TQk,
um die Linearitätseigenschaften
der Verstärkerstufe
zusätzlich
den Anforderungen anpassen zu können.
Die Schalter TQk können
aber auch mit zusätzlich
generierten Schaltsignalen angesteuert und somit separat zu- oder
abgeschaltet werden.
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Bei
dem in 6 gezeigten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel mit nur einer
Stromquellenspeisung Is1 in Rx1 und Ry1 ist zur weiteren Verringerung
parasitärer
Kapazitäten
die Anzahl der Schalter in einer Gegenkopplungseinrichtung 22b im Vergleich
zum vorherigen Ausführungsbeispiel
dadurch redu ziert, dass die beiden Widerstände Rx2 und Ry2 miteinander über den
Schalter TQ2 verbunden werden.
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Diese
Serienschaltung verhält
sich dann, wenn der Schalter TQ2 geöffnet ist, genauso wie die in 5 gezeigte
Schaltung, die Widerstände
Rx2 und Ry2 sin deaktiviert.
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Wird
der Schalter TQ2 jedoch durch ein entsprechendes Signal auf beispielsweise
der Steuerleitung 2 (Nr. 21) von der Steuerung 19 geschlossen,
so führt
dies zu einer Serienschaltung der beiden Gegenkopplungswiderstände Rx2,
Ry2, also zu einer Aktivierung der Widerstände Rx2, Ry2, so dass der effektive
Gegenkopplungswiderstand der Schaltung durch die Widerstände Rx2,
Ry2 stärker
beeinflusst wird als in dem Fall, in dem der Schalter TQ2 geöffnet ist.
Dies resultiert in einer Veränderung
der Verstärkung.
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Im
Unterschied zu dem in 5 gezeigten Ausführungsbeispiel
wird jedoch bei dem in 6 gezeigten Ausführungsbeispiel
nur noch ein Schalter pro Gegenkopplungseinrichtung 22b bzw. 22c benötigt, was
wiederum zu einer verbesserten Linearität der Schaltung von 6 im
Vergleich zu der in 5 gezeigten Schaltung führt. Aufgrund
dieser Tatsache und insbesondere aufgrund der im Vergleich zu allen anderen
Schaltungen reduzierten Anzahl von Komponenten wird das in 6 gezeigte
Schaltungskonzept bevorzugt.
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Die
vorliegende Erfindung schafft somit einen in der Verstärkung schaltbaren
integrierten Verstärker,
bei dem durch Veränderung
der Gegenkopplung unter Verwendung eines Umschaltens zwischen parallelen
Stufen oder durch Zusammenschaltung der Emitter und Entkopplung
der Schalttransistoren durch Gate-Vorwiderstände ein breitbandiger Verstärker mit
hohem Dyna mikbereich geschaffen wird, der in der Lage ist, empfindliche
Spezifikationen hinsichtlich Rauschzahl und Linearität, aber
auch hinsichtlich einer minimalen und maximalen Ausgangsleistung
zu erfüllen.
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Nachfolgend
werden die wesentlichen Merkmale der Ausführungsbeispiel in den 3 bis 7 noch
einmal kurz zusammengefasst.
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Der
erfindungsgemäße PGA (PGA
= Programmable Gain Amplifier = Verstärker mit programmierbarer Verstärkung) kann
je nach Anforderung aus verschiedenen Teilverstärker-Typen zusammengeschaltet
sein, wobei die einzelnen Teilverstärker-Typen auch mehrere Schaltzustände vereinen können, wie
auch miteinander kombiniert betrieben werden können. Der Verstärker hat
also folgenden Aufbau: Lastwiderstände an Vcc oder optional über Drossel,
Transistoreinrichtung(en), Gegenkopplungseinrichtung(en) und Stromquelle(en).
Allgemeine Vorteile bestehen in einer einstellbaren Verstärkung, einstellbar über RX, RY und IS und einer programmierbaren Verstärkung oder
Dämpfung.
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Der
Verstärkertyp
nach 3 besteht aus Einzelstufen, wovon jede aus mindestens
einem Transistorpaar, einer Gegenkoppelungseinheit und einer Stromquelle
besteht. Insbesondere ist in 3 eine Parallelschaltung
verschiedener Verstärkerstufen,
die über
Schalter aktiviert oder deaktiviert werden können, gezeigt. Vorteile sind
die Einfache Dimensionierung der Gegenkopplungseigenschaften und
die unabhängige
Dimensionierung der Gegenkopplungseigenschaften. Für manche
Anwendungen nachteilig ist eine große Anzahl an Bauelementen und
wegen der durch die große
Anzahl parallel ge schalteter Transistoren bedingte hohe parasitäre Belastung
am Ein- und Ausgang sowie der Frequenzgang.
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Einen
gesamten PGA aus solchen Stufen nach 3 zu konfigurieren,
liefert zwar eine flexible Schaltung, hat aber für manche Anwendungen jedoch
den Nachteil, dass viele Transistoren ein- und ausgangsseitig parallel
geschaltet sind, auch wenn sie nicht über die Steuerleitung aktiviert
sind. Dies bedingt eine große
parasitäre
Belastung am Eingang wie auch am Ausgang des Gesamtverstärkers und wirkt
sich für
manche Anwendungen nachteilig für den
Frequenzgang, das Rauschen und die Intermodulation aus.
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Deshalb
umfaßt
das im Vergleich zu 3 bevorzugte Ausführungsbeispiel
von 4 nur eine Transistorstufe, aber mehrere schaltbare
Gegenkoppelungseinheiten. Hier bestehen wiederum zwei günstige Forderungen:
Je nach geforderter Aussteuerbarkeit im jeweiligen Schaltzustand
kann es sinnvoll sein, zur Stromeinsparung den Betriebsstrom den
Bedürfnissen
anzupassen. Weiter sollte wiederum die parasitäre Belastung der Gegenkoppelungseinheiten
an den Emittern der Verstärkertransistoren nicht
zu groß werden,
um keine nachteiligen Auswirkungen auf den Frequenzgang und die
Intermodulation zu haben.
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Bei
der Teilverstärkerschaltung
nach 4 wird dem Bedürfnis
nach Stromminimierung mit jeder aktivierten Gegenkoppelungseinheit
der dafür
erfordeliche Strom ebenfalls aktiviert. Dies funktioniert vorzugsweise
mit einer symmetrischen Anordnung der Gegenkoppelungseinheit mit
jeweils einem Schaltertransistor für jeden Gegenkoppelungstransistor.
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Da
die Schaltertransistoren funktional in Reihe liegen, müssen diese
größer dimensioniert
werden und ergeben somit wieder eine größere parasitäre Belastung.
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4 zeigt
somit eine Parallelschaltung verschiedener Gegenkopplungseinrichtungen
und damit auch Gegenkopplungswiderständen, die über Schalter aktiviert oder
deaktiviert werden können,
wobei jedoch nur eine Transistorstufe ausgebildet ist. Vorteile sind
die Verwendung von nur einer Transistorstufe, die Verringerung der
Anzahl der Bauelemente, die geringere parasitäre Belastung am Ein- und Ausgang,
die volle Symmetrie, was sich in einer guten Intermodulation 2.
Ordnung äußert. Im
Sinne eines soliden Designs sollte Ron des Schalters TQx,
TQy deutlich kleiner als der Gegenkopplungswiderstand Rx, Ry sein, da das
Parameter-Matching von RX zu RL wesentlich
besser ist als RX zu RON,Q.
Ferner ermöglicht
dies eine konstante Performance bei Parameterstreuungen und Temperaturgang.
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Wenn
ein konstanter Strom für
mehrere Schaltzustände
erforderlich wird, kann eine Schaltungsanordnung nach 5 gewählt werden,
wobei nur eine Stromquelle für
alle Schaltzustände
verwendet wird. Die Umschaltung der Verstärkung geschieht durch die schaltbare
Gegenkopplung, wobei zusätzlich
auch verschiedene Stromquellen 40a, 40b zu der einen
Stromquelle hinzugeschaltet werden können, um den Arbeitsstrom in
der Differenzverstärkertransistorstufe
zu erhöhen.
Können
die Verstärkerstufen mit
nur einer Stromquelle betrieben werden und erfolgt die Umschaltung
der Verstärkung
nur allein durch die Umschaltung der Gegenkopplungswiderstände, so
ergeben sich folgende Vorteile. Die Linearität steigt proportional zur Verstärkungsreduktion, das
Rauschen steigt nur unterproportional zur Verstärkungsreduktion. Ferner ist
eine weitere Reduktion der Bauelemente (im Vergleich zu 4)
möglich.
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Hier
ist es jedoch vorteilhaft, die je Gegenkoppelungseinheit jeweils
zwei Schaltertransistoren in einem Schaltertransistor zusammenzufassen,
wie es in 6 gezeigt ist. Dieser kann bei
gleichem wirksamen „On-Widerstand" in seiner effektiven
Geometrie auf ein Viertel reduziert werden. Im „Off-Zustand" sinkt somit erheblich
die parasitäre
Belastung für
die Verstärker-Transistoren. 6 zeigt
somit eine Parallelschaltung passiver Gegenkopplungswiderstände. Diese
Option hat alle vorher genannten Vorteile und liefert ferner eine
Reduktion parasitärer Belastungen
durch die Schalter in der Gegenkopplung
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Je
nach Gesamterfordernis wird eine PGA-Schaltung optimiert, indem
einzelne Teilverstärker-Typen
optimal miteinander kombieniert werden, wie es anhand von 7 dargestellt
worden ist. Insbesondere wird bei dem in 7 dargestellten
Schaltungskonzept bevorzugt, verschiedenartige Verstärkerstufen
parallel zu schalten. Insbesondere können Verstärkerstufen aufgebaut nach 4 mit
Verstärkerstufen
aufgebaut nach 6 zusammengeschaltet werden.
-
- 10
- Transistoreinrichtung
- 12
- Eingang
- 14
- Ausgang
- 16
- Schalter
- 17
- Eingangssignaleigenschaftsleitung
- 18
- zugeordnete
Gegenkopplungswiderstände
- 19
- Steuerung
- 20
- Transistorstufen
- 21
- Steuerleitungen
- 22
- Gegenkopplungseinrichtungen
- 24
- Stromquelleneinrichtungen
- 30a,
30b, 30c
- Differenzverstärkerstufen
- 40a,
40b
- schaltbare
Stromquelle