DE10134019A1 - Integrierte Halbleiterschaltung - Google Patents

Abstract

Ein Kondensator C12 ist zwischen einem Knoten L in einem Doppelverstärkungsteil und Masse verbunden, und die Amplitude eines sich wiederholenden Impulses des Knotens L beträgt weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung, indem der Lade- und Entladevorgang des Kondensators C12 verwendet wird.

Description

Die Erfindung betrifft eine integrierte Halbleiterschaltung, die eine Ladungspumpenschaltung bildet, welche eine vorbestimmte Versorgungsspannung verwendet und auf ein Taktsignal reagiert, indem es eine von der Versorgungsspannung verschiedene innere Spannung bereitstellt.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild des Aufbaus einer bekannten Substratvorspannungsschaltung (einer VBB- Schaltung). Das Bezugszeichen 1 bezeichnet eine Erfassungseinrichtung, die eine negative innere Spannung VBB für die Zufuhr an eine periphere Schaltung, ein Vorrichtungssubstrat, eine (nicht gezeigte) Wanne usw. erfasst; das Bezugszeichen 2 bezeichnet einen Ringoszillator zur Verwendung im Betriebsvorgang, der ein Taktsignal für die Verwendung im Betriebsvorgang erzeugt; das Bezugszeichen 3 bezeichnet einen Ringoszillator für die Verwendung im Bereitschaftsbetrieb, der ein Taktsignal zur Verwendung im Bereitschaftsbetrieb erzeugt; das Bezugszeichen 4 bezeichnet eine Ladungspumpenschaltung zur Verwendung im Betriebsvorgang, die auf das Taktsignal für die Verwendung im Betriebsvorgang mit der Bereitstellung der inneren Spannung VBB während des Betriebsvorgangs reagiert; und das Bezugszeichen 5 bezeichnet eine Ladungspumpenschaltung für die Verwendung im Bereitschaftsbetrieb, die auf das Taktsignal für die Verwendung im Bereitschaftsbetrieb mit der Bereitstellung der inneren Spannung während des Bereitschaftsbetriebs reagiert.

Die Schaltungskonfiguration der Ladungspumpenschaltungen kann zwei Bauarten annehmen: eine mit einfacher Verstärkung oder eine mit doppelter Verstärkung. Die einfache Verstärkungsschaltung hat gegenüber der doppelten Verstärkungsschaltung den Vorteil, dass sie nicht viel Platz einnimmt und somit raumsparend ist, und das ihre einfache Schaltungskonfiguration eine erhöhte Zuverlässigkeit und Ausbeute bereitstellt. Die einfache Verstärkungsschaltung weist jedoch den Nachteil auf, dass ein Abfall bei der Versorgungsspannung zu einer unzureichenden Zufuhr der inneren Spannung VBB führt.

Andererseits weist die doppelte Verstärkungsschaltung den Vorteil auf, dass die innere Spannung VBB selbst dann hinreichend zugeführt werden kann, falls die Versorgungsspannung bis zu einem gewissen Ausmaß gering ist, weist jedoch die Nachteile auf, dass sie viel Platz einnimmt und somit platzraubend ist, und dass ihr komplizierter Schaltungsaufbau wahrscheinlich die Zuverlässigkeit und Ausbeute beeinflusst; da die Versorgungsspannung nicht stark erhöht werden kann, weil eine zu hohe Versorgungsspannung Transistoren des doppelten Verstärkungsteils zerstören würde, kann es ferner manchmal notwendig sein, dass das Potential nach Absenkung der Versorgungsspannung durch eine innere Abstufungsschaltung als Versorgungsspannung für die Ladungspumpenschaltung verwendet wird.

Aus den vorstehend angeführten Gründen ist es bekanntermaßen üblich beim Aufbringen der Substratvorspannungsschaltung auf einem Chip die entweder die einfache oder die doppelte Verstärkungsschaltung für die Ladungspumpenschaltung verwendende integrierte Halbleiterschaltung unter Erfüllung der erforderlichen Spezifikationen zu entwerfen.

Fig. 12 zeigt ein Beispiel eines Aufbaus einer bekannten integrierten Halbleiterschaltung, welche die einfache Verstärkungsschaltung für die Ladungspumpenschaltung verwendet. Die doppelte Verstärkungsschaltung für die Ladungspumpenschaltung unterscheidet sich von der einfachen Verstärkungsschaltung durch den mit gestrichelten Linien umgebenen Teil.

Der Betrieb der in Fig. 12 gezeigten Ladungspumpenschaltung wird nachstehend beschrieben. Es sei angenommen, dass die Anfangswerte der Potentiale der Knoten A bis F Null sind.

• 1. Nach Umschalten des Eingangs von Null auf die Versorgungsspannung Vcc wechseln die Potentiale der Knoten A und B von Null auf Vcc, aber der Knoten C bleibt auf Nullpotential. Die Potentiale der Knoten D und E sollten natürlich um +Vcc verändert werden, da sie mit den Knoten A und B über Kondensatoren C1 bzw. C2 verbunden sind, aber da die Transistoren Q4 und Q5 angeschaltet sind, bleiben die Potentiale der Knoten D und E auf Nieder- oder Nullpotential, bis die Transistoren Q4 und Q5 abschalten.
• 2. Nach dem Umschalten des Eingangs von Vcc auf 0 verändert sich das Potential des Knotens C demzufolge von 0 auf Vcc. Das Potential des Knotens F sollte sich entsprechend um +Vcc verändern, aber da der Transistor Q1 angeschaltet ist, bleibt der Knoten F auf Nullpotential bis der Transistor Q1 abschaltet.
• 3. Sodann verändert sich das Potential des Knotens A von Vcc auf 0 und das Potential des Knotens D fällt demzufolge um -Vcc.
• 4. Danach verändert sich das Potential des Knotens B von Vcc auf 0 und das Potential des Knotens E verändert sich um -Vcc, mit dem Ergebnis, dass der Transistor Q6 anschaltet und das Hindurchlassen eines negativen Potentials von dem Knoten D als innere Spannung VBB zulässt.
• 5. Nach dem Umschalten des Eingangs von 0 auf Vcc verändert sich daraufhin das Potential des Knotens B von 0 auf Vcc. Da sich das Potential des Knotens E entsprechend um +Vcc verändert, schaltet der Transistor Q6 aus und verhindert die Zufuhr der inneren Spannung VBB.
• 6. Sodann verändert sich das Potential des Knotens C von Vcc auf 0 und das Potential des Knotens F verändert sich entsprechend um -Vcc. Folglich schalten die Transistoren Q4 und Q5 an und reduzieren die Potentiale der Knoten D und E auf 0.
• 7. Danach verändert sich das Potential des Knotens A von 0 auf Vcc, aber da der Transistor Q4 angeschaltet ist, bleibt der Knoten D auf Nullpotential.
• 8. Durch Wiederholung der Schritte (2) bis (7) wird das Potential der inneren Spannung VBB allmählich negativ.

Fig. 13 zeigt die allgemeinen Umrisse des Zeitablaufs, wenn nach Wiederholung der vorstehend angeführten Schritte der eingeschwungene Zustand erreicht ist.

Fig. 14 zeigt ein Beispiel von lediglich dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil der Ladungspumpenschaltung in dem Aufbau der bekannten integrierten Halbleiterschaltung. Die Substitution des strichlinierten Teils auf Fig. 12 mit dieser Schaltung gibt die Ladungspumpenschaltung mit doppelter Verstärkungsschaltung an. Dies bedeutet, dass der Ausgang der in Fig. 14 dargestellten Schaltung mit dem Knoten E aus Fig. 12 verbunden ist, durch den er mit dem Gateanschluss des Transistors Q6 verbunden ist, welcher die innere Spannung VBB zuführt.

Nachstehend wird der Betrieb der integrierten Halbleiterschaltung von Fig. 14 beschrieben.

• 1. Es sei angenommen, dass der Eingang im Anfangszustand an der Versorgungsspannung Vcc liegt, die Knoten G und I beide auf Nullpotential liegen und der Knoten H das Potential Vcc aufweist. Obwohl der Knoten G auf Nullpotential liegt, wird zu diesem Zeitpunkt das Potential des Knotens J nicht entsprechend 0, sondern Vcc-Vth, da der Transistor Q7 angeschaltet ist, wobei Vth die Schwellenspannung des Transistors Q7 ist. Da das Potential des Knotens H Vcc beträgt, wird das Potential des Knotens K Vcc. Da der Knoten I auf Nullpotential liegt, schaltet der Transistor Q9 an und der Transistor Q10 aus, und folglich wird das Potential des Knotens L Vcc.
• 2. Wenn der Eingang Null wird, verändert sich sodann das Potential des Knotens T auf Vcc, und schaltet den Transistor Q9 aus und den Transistor Q10 an. Somit wird das Potential des Knotens L Null.
• 3. Danach verändert sich das Potential des Knotens G auf Vcc und das Potential des Knotens J verändert sich demzufolge auf Vcc+2Vth.
• 4. Zudem wird das Potential des Knotens H Null, aber das Potential des Knotens K wird nicht Null und bleibt auf Vcc, da der Transistor Q8 angeschaltet ist.
• 5. Wenn der Eingang das Potential Vcc annimmt, wird sodann das Potential des Knotens T Null, und der Transistor Q9 wird angeschaltet und der Transistor Q10 abgeschaltet. Folglich wird der Knoten L mit dem Knoten K verbunden, und das Potential des ersteren verändert sich somit auf Vcc.
• 6. Danach wird das Potential des Knotens G Null und das Potential des Knotens J verändert sich demzufolge auf Vcc-Vth.
• 7. Zudem verändert sich das Potential des Knotens H auf Vcc und das Potential der Knoten K und L verändert sich jeweils auf 2Vcc.

Fig. 15 zeigt die allgemeinen Umrisse des Zeitverlaufs, wenn der doppelte Verstärkungsschaltungsteil im eingeschwungenen Zustand ist. Der Knoten L und der Ausgang in Fig. 14 entsprechen den Knoten B bzw. E aus Fig. 12. Das Potential der Knoten B und E aus Fig. 12 liegt auf Vcc, wohingegen das Potential des Knotens L und der Ausgang aus Fig. 14 doppelt so groß (2Vcc) wie die Versorgungsspannung Vcc sind; daher wird die die Schaltung aus Fig. 12 verwendende Substratvorspannungsschaltung die einfache Verstärkungsschaltung genannt, und die die Schaltung aus Fig. 14 verwendende Substratvorspannungsschaltung wird die doppelte Verstärkungsschaltung genannt. Bei der doppelten Verstärkungsschaltung ist die Potentialdifferenz zwischen dem Gateanschluss und dem Sourceanschluss des Transistors Q6 größer als bei der einfachen Verstärkungsschaltung, wobei eine erhöhte Befähigung zur Zufuhr der inneren Spannung VBB bereitgestellt wird.

Mit der Erniedrigung der Arbeitsspannung bei dem jüngsten Fortschritt in Richtung Mikrominiaturisierung begegnet die Verwendung der einfachen Verstärkungsschaltung für die Substratvorspannungsschaltung Schwierigkeiten bei der Zuführung der inneren Spannung VBB. Andererseits erhöht die Verwendung der doppelten Verstärkungsschaltung für die Substratvorspannungsschaltung die Potentiale der Knoten K und L in dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil bis zu 2Vcc, was die Möglichkeit des Durchbruchs von Gateoxidschichten der Transistoren des Doppelverstärkungsschaltungsteils in der Ladungspumpenschaltung mit sich bringt.

Demzufolge liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zu Grunde, eine integrierte Halbleiterschaltung anzugeben, welche für eine höhere Zuverlässigkeit entworfen ist, indem die Knoten K und L des Doppelverstärkungsschaltungsteils auf Potentiale unter zwei Vcc gehalten werden, damit ein Zusammenbruch der Gateoxidschichten der Transistoren verhindert und die Versorgungsspannung Vcc über einen breiten Spannungsbereich verwendet wird.

Zur Lösung der vorstehenden Aufgabe wird erfindungsgemäß eine integrierte Halbleiterschaltung bereitgestellt, die eine Ladungspumpenschaltung bildet, welche eine vorbestimmte Versorgungsspannung verwendet, und auf ein Taktsignal zur Bereitstellung einer von der Versorgungsspannung verschiedenen inneren Spannung reagiert, wobei die Amplitude eines von einem doppelten Verstärkungsschaltungsteil ausgegebenen sich wiederholenden Impulses weniger als das doppelte der Versorgungsspannung beträgt.

Ferner kann ein erster Kondensator mit dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil verbunden werden, und die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil beträgt weniger als das doppelte der Versorgungsspannung, indem der Lade- und Entladevorgang des ersten Kondensators durch das Taktsignal verwendet wird.

Weiterhin kann der erste Kondensator zwischen dem Sourceanschluss eines p-Kanal-Transistors, der einen Inverter an der vorhergehenden Stufe eines mit dem Gateanschluss des ersten Transistors verbundenen zweiten Kondensators bildet, und Masse verbunden werden.

Zudem kann der erste Kondensator zwischen der vorhergehenden Stufe des mit dem Gateanschluss des ersten Transistors verbundenen zweiten Kondensators und Masse verbunden werden.

Ferner kann eine Vielzahl von ersten Kondensatoren mit dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil über eine Vielzahl von Schmelzsicherungen zur Laserabstimmung verbunden werden, und die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil beträgt weniger als das doppelte der Versorgungsspannung, indem der Lade- und Entladevorgang der Vielzahl von ersten Kondensatoren durch das Taktsignal verwendet wird.

Weiterhin kann eine Vielzahl von ersten Kondensatoren mit dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil über eine Vielzahl von Übertragungsgateanschlüssen verbunden werden, die durch vorbestimmte Steuersignale an- und ausgeschaltet werden, und die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil beträgt weniger als das doppelte der Versorgungsspannung, indem der Lade- und Entladevorgang der Vielzahl von ersten Kondensatoren durch das Taktsignal verwendet wird.

Zudem können durch eine Vielzahl von zweiten Transistoren gebildete Begrenzungsschaltungen mit dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil verbunden werden, und die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil beträgt weniger als das doppelte der Versorgungsspannung.

Ferner kann die Vielzahl von zweiten Transistoren zwischen einem p-Kanal-Transistor, der an der vorhergehenden Stufe des mit dem Gateanschluss des ersten Transistors verbundenen zweiten Kondensators einen Inverter bildet, und der Energieversorgung verbunden werden.

Weiterhin kann die Vielzahl von zweiten Transistoren zwischen der vorhergehenden Stufe des mit dem Gateanschluss des ersten Anschlusses verbundenem zweiten Kondensators und Masse verbunden werden.

Zudem kann ein zweiter Transistor mit dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil verbunden werden, und die Amplitude der sich wiederholenden Impulses von dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil beträgt weniger als das doppelte der Versorgungsspannung, indem der zweite. Transistor mit einem vorbestimmten Steuersignal gesteuert wird.

Ferner kann der zweite Transistor zwischen dem Sourceanschluss des p-Kanal-Transistors, der an der vorhergehenden Stufe des mit dem Gateanschluss des ersten Transistors verbundenen zweiten Kondensators einen Inverter bildet, und Masse verbunden werden.

Weiterhin kann der zweite Transistor zwischen der vorhergehenden Stufe des mit dem Gateanschluss des ersten Transistors verbundenen zweiten Kondensators und Masse verbunden werden.

Ferner kann ein Spannungsabfall durch einen durchfließenden Strom zum Zeitpunkt des An- /Ausbetriebsvorgangs eines Inverters in dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil durch das Taktsignal verursacht werden, durch das die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil weniger als das doppelte der Versorgungsspannung beträgt.

Weiterhin kann ein zwischen der Energieversorgung und dem Inverter verbundener dritter Transistor in dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil bereitgestellt werden, und ein Spannungsabfall wird in dem dritten Transistor durch einen durchfließenden Strom zu dem Zeitpunkt des An- /Ausbetriebsvorgangs des Inverters durch das Taktsignal verursacht.

Zudem kann der zweite Transistor mit dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil verbunden werden, und die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil beträgt weniger als das doppelte der Versorgungsspannung durch einen Spannungsabfall an dem zweiten Transistor.

Ferner kann der in dem doppelten Verstärkungsschaltungsteil bereitgestellte dritte Transistor mit der Energieversorgung verbunden werden, und der zweite Transistor kann zwischen dem p-Kanal- Transistor, der an der vorhergehenden Stufe des mit dem Gateanschluss des ersten Transistors verbundenen zweiten Kondensator einen Inverter bildet, und dem dritten Transistor verbunden werden.

Nachstehend wird die vorliegenden Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 2 den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 3 den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 4 den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 5 den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 6 den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 7 den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 8 den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem achten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 9 den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 10 den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem zehnten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 11 das Blockschaltbild des Aufbaus einer bekannten Substratvorspannungsschaltung;

Fig. 12 den Aufbau einer bekannten integrierten Halbleiterschaltung;

Fig. 13 ein Wellenformdiagramm des Betriebszeitablaufes der bekannten integrierten Halbleiterschaltung aus Fig. 12;

Fig. 14 den Aufbau einer weiteren bekannten integrierten Halbleiterschaltung; und

Fig. 15 ein Wellenformdiagramm des Betriebszeitablaufs der bekannten integrierten Halbleiterschaltung aus Fig. 14.

Ausführungsbeispiel 1

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel (Ausführungsbeispiel 1) der Erfindung, welche den doppelten Verstärkungsschaltungsteil bei der Ladungspumpenschaltung mit doppelter Verstärkungsschaltung bildet. Der Aufbau bei diesem Ausführungsbeispiel ist identisch zu dem bekannten Beispiel gemäß Fig. 14, außer dass ein Kondensator (ein erster Kondensator) C11 zwischen einem Knoten K, d. h. dem Sourceanschluss eines p-Kanal- Transistors Q9, und Masse verbunden ist. Der Kondensator C11 ist durch einen n-Kanal-Transistor gebildet.

Bei dem bekannten Beispiel gemäß Fig. 14 erscheint die in den Knoten K durch den Kondensator C6 geladenen Spannung 2Vcc vollständig in dem Knoten L, da der Kondensator C11 nicht mit dem Knoten K verbunden ist. Da bei diesem Ausführungsbeispiel jedoch der n-Kanal-Kondensator C1 parallel zu dem Knoten k verbunden ist, erscheint die in den Kondensator C11 durch den Kondensator C6 geladene Spannung im Knoten K und ebenfalls in dem damit verbundenen Knoten L.

Wenn Vx die Spannung nach der Ladungszufuhr in den Kondensator C11 durch den Kondensator C6 darstellt, dann weist die Spannung des Knotens K eine Amplitude im Bereich zwischen Vcc und Vx auf. Da der Kondensator C11 stets angeschaltet ist, sind von Anfang an Ladungen von Vcc darin gespeichert, und wenn die Spannung des Knotens K Vx beträgt, wird der Kondensator C11 von Vcc zu Vx geladen, wohingegen wenn die Spannung des Knotens K Vcc beträgt, wird er von Vx zu Vcc entladen.

Eine diesen Zusammenhang ausdrückende Gleichung lautet (vor der Verbindung gespeicherte Ladung) = (Ladung nach der Verbindung).

Im Hinblick auf die Kondensatoren C6 und C11 folgt, dass
C6.(2Vcc-Vcc) = C6.(Vx-Vcc)+(Vx-Vcc).C11.

Und die Spannung des Knotens K ist durch
Vx = (2.C6+C11).Vcc/(C6+C11)
gegeben.

Unter der Annahme, dass der Kondensator C11 eine Kondensatorgröße von einem Drittel des Kondensators C6 aufweist, ist Vx = 1,75.Vcc; daher stellt die Ladungspumpenschaltung gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine 1,75-fache Verstärkung der Versorgungsspannung Vcc bereit. Durch selektives Verändern der Größe des Kondensators C11 ist es möglich, dass die Ladungspumpenschaltung einen "weniger-als- doppelten-Verstärkungsbetrieb" durchführt und die Amplitude des Ausgangssignals des doppelten Verstärkungsschaltungsteils im Bereich zwischen den Spannungen Vcc und 2Vcc hält.

Wie vorstehend angeführt ist, kann gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der doppelte Verstärkungsschaltungsteil der Ladungspumpenschaltung einen willkürlichen Spannungswert zwischen Vcc und 2Vcc durch Verwendung der Ladung und Entladung des mit dem Knoten K verbundenen Kondensators C11 einstellen. Dies stellt einen adäquaten Sicherheitsspielraum gegen den im Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch der Gateoxidschichten der Transistoren bereit, wobei die Transistoren Q9 und Q10 die Potentialdifferenz von 2Vcc erzeugen und der Kondensator C2 eine willkürliche Potentialdifferenz ausschließlich unterhalb 2Vcc erzeugt. Folglich stellt das vorliegenden Ausführungsbeispiel eine erhöhte Zuverlässigkeit bereit und erlaubt die Verwendung der Versorgungsspannung Vcc über einen breiteren Spannungsbereich.

Darüber hinaus vermeidet das vorliegende Ausführungsbeispiel durch die zusätzliche Bereitstellung des Kondensators C11 die Notwendigkeit einer in der Vergangenheit erforderlichen inneren Herabstufungsschaltung für die Verhinderung des Oxidschichtzusammenbruchs. Dies reduziert die Schaltungsfläche und erhöht somit die Typausbeute und vermindert ebenso den Leistungsverbrauch.

Ausführungsbeispiel 2

Fig. 2 zeigt den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel (Ausführungsbeispiel 2) der Erfindung, welche den doppelten Verstärkungsschaltungsteil in der Ladungspumpenschaltung mit doppelter Verstärkungsschaltung bildet. Der Aufbau dieses Ausführungsbeispieles ist identisch zu dem bekannten Beispiel gemäß Fig. 14, außer dass ein Kondensator (ein erster Kondensator) C12 zwischen dem Knoten L, d. h. der vorhergehenden Stufe eines Kondensators C2 (eines zweiten Kondensators), und Masse verbunden ist. Der Kondensator C12 ist durch einen n- Kanal-Transistor ausgebildet.

Da im Stand der Technik der Kondensator C12 nicht mit dem Knoten L verbunden ist, erscheint die in dem Knoten K gespeicherte Spannung 2Vcc vollständig in dem Knoten L. Da bei diesem Ausführungsbeispiel jedoch der n-Kanal- Kondensator C12 parallel zu dem Knoten L verbunden ist, muss der erstgenannte unter Verwendung der in den Knoten K zu ladenden Spannung 2Vcc geladen werden, wenn die Knoten K und L verbunden sind.

Gemäß Ausführungsbeispiel 1 ist der Kondensator C11 mit dem Knoten K verbunden, und ist somit mit Ladungen von zumindest der Spannung Vcc geladen, aber da bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel das Potential des Knotens L in dem Bereich von 0 bis Vx liegt (wobei Vx die Spannung bezeichnet, wenn die Knoten K und L verbunden sind), wird der Kondensator C12 vollständig entladen.

Demzufolge ist dieser Zusammenhang wiedergegeben durch
C6.(2Vcc-Vcc) = C6.(Vx-Vcc)+C12.Vx.

Dabei ist die Spannung, wenn die Knoten K und L verbunden sind, gegeben durch
Vx = C6.2Vcc/(C6+C12).

Unter der Annahme, dass der Kondensator C12 eine Kapazität von einem Drittel des Kondensators C6 aufweist, ist Vx = 1,5.Vcc; daher stellt die Ladungspumpenschaltung gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine 1,5-fache Verstärkung der Versorgungsspannung Vcc bereit. Durch selektive Veränderung der Größe des Kondensators C12 kann die Ladungspumpenschaltung einen Verstärkungsbetrieb in dem Bereich zwischen den Spannungen Vcc und 2Vcc durchführen.

Wie vorstehend beschrieben ist, kann der doppelte Verstärkungsschaltungsteil der Ladungspumpenschaltung auf einen willkürlichen Spannungswert zwischen Vcc und 2Vcc eingestellt werden, indem der Lade- und Entladevorgang des mit dem Knoten L verbundenen Kondensators C12 verwendet wird. Dies stellt einen adäquaten Sicherheitsspielraum gegen den im Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch der Gateoxidschichten von Transistoren bereit, wobei die Transistoren Q9 und Q10 die Potentialdifferenz von 2Vcc erzeugen, und der Kondensator C2 eine willkürliche Potentialdifferenz ausschließlich unter 2Vcc erzeugt. Daher stellt das vorliegende Ausführungsbeispiel eine erhöhte Zuverlässigkeit bereit, und erlaubt die Verwendung der Versorgungsspannung über einen breiteren Spannungsbereich.

Darüber hinaus verhindert das vorliegende Ausführungsbeispiel durch die zusätzliche Bereitstellung des Kondensators C12 die Notwendigkeit für eine in der Vergangenheit erforderliche innere Herabstufungsschaltung zur Vermeidung des Oxidschichtzusammenbruchs. Dies reduziert die Schaltungsfläche und erhöht somit die Chipausbeute und vermindert den Leistungsverbrauch. Da gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel das Potential des Knotens L in dem Bereich von 0 bis Vcc liegt, werden ferner die in dem Kondensator C12 gespeicherten Ladungen alle entladen. Dies bedeutet, dass der Kondensator C12 entsprechend geladen werden muss, und der Spannungsabfall ist dabei größer, als wenn der Kondensator C11 mit dem Knoten K verbunden ist; daher ist eine entsprechende Größenreduktion des Kondensators C12 möglich.

Ausführungsbeispiel 3

Fig. 3 zeigt den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel (Ausführungsbeispiel 3) der Erfindung, welche den Doppelverstärkungsschaltungsteil bei der Ladungspumpenschaltung mit Doppelverstärkungsschaltung bildet. Der Aufbau bei diesem Ausführungsbeispiel ist identisch zu dem bekannten Beispiel gemäß Fig. 14, außer dass eine Vielzahl n von Transistoren (zweiten Transistoren) Q101 als Begrenzungsschaltung zwischen dem Knoten L, d. h. der vorhergehenden Stufe des Kondensators C2, und Masse verbunden sind. Die Transistoren Q101 sind jeweils n- Kanal-Transistoren.

Die Anzahl n der Transistoren Q101 muss die Bedingung
Vcc < n.Vth < 2Vcc
erfüllen, wobei Vth der Schwellenwert von jedem Transistor Q101 ist.

Bei dem bekannten Beispiel von Fig. 14 liegt das Potential des Knotens L in dem Bereich von 0 bis 2Vcc, aber wenn bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die vorstehend angeführte Bedingung erfüllt ist, arbeiten die Transistoren Q101 als Begrenzungsschaltung zur Begrenzung des Potentials des Knotens L auf n.Vth, wobei der Knoten L mit dem Knoten K verbunden ist. Demzufolge ist es durch Veränderung der Anzahl n von Transistoren Q101 zur Erfüllung der vorstehend angeführten Bedingung möglich, den Verstärkungsbetrieb im Bereich zwischen Vcc und 2Vcc zu erzielen.

Wie vorstehend angeführt ist, kann gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der doppelte Verstärkungsschaltungsteil der Ladungspumpenschaltung einen willkürlichen Spannungswert zwischen Vcc und 2Vcc durch Verbinden der Transistoren Q101 als Begrenzungsschaltung mit dem Knoten L einstellen. Dies reduziert die Potentialdifferenz von 2Vcc durch die Transistoren Q9 und Q10 und die Potentialdifferenz des Kondensators C2, welche bei dem bekannten Beispiel erzeugt werden würde; als Folge wird ein adäquater Sicherheitsspielraum gegen den beim Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch der Gateoxidschichten der Transistoren bereitgestellt. Daher stellt das vorliegende Ausführungsbeispiel eine erhöhte Zuverlässigkeit bereit, und erlaubt die Verwendung der Versorgungsspannung Vcc über einen breiteren Spannungsbereich.

Darüber hinaus verhindert das vorliegende Ausführungsbeispiel durch die zusätzliche Bereitstellung der n Transistoren Q101 die Notwendigkeit für eine in der Vergangenheit erforderliche innere Herabstufungsschaltung zur Verhinderung des Oxidschichtzusammenbruchs. Dies reduziert die Schaltungsfläche und erhöht somit die Chipausbeute und vermindert ebenso den Leistungsverbrauch.

Da die Spannungssteuerung lediglich bezüglich des Schwellenwertes Vth jedes Transistors bewirkt werden kann, ist demzufolge gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ferner der Freiheitsgrad bezüglich der Einstellungsspannung gering, aber die Schaltungsfläche kann kleiner als bei den Ausführungsbeispielen 1 und 2 ausgeführt werden, welche die Kondensatoren C11 bzw. C12 verwenden.

Ausführungsbeispiel 4

Fig. 4 zeigt den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel (Ausführungsbeispiel 4) der Erfindung, welche den doppelten Verstärkungsschaltungsteil bei der Ladungspumpenschaltung mit doppelter Verstärkungsschaltung bildet. Der Aufbau dieses Ausführungsbeispiels ist identisch zu dem des bekannten Beispiels gemäß Fig. 14, außer dass eine Vielzahl n von Transistoren (zweiten Transistoren) Q102 als Begrenzungsschaltung zwischen dem Knoten K, d. h. dem Sourceanschluss des p-Kanal-Transistors Q9, und der Versorgungsspannung Vcc verbunden sind. Die Transistoren Q102 sind jeweils n-Kanal-Transistoren.

Die Anzahl n von Transistoren Q102 muss die Bedingung
Vcc < n.Vth+Vcc < 2Vcc
erfüllen, wobei Vth der Schwellenwert jedes Transistors Q102 ist.

Bei dem bekannten Beispiel gemäß Fig. 14 ist das Potential des Knotens K im Bereich von Vcc bis 2Vcc, aber bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel arbeiten die Transistoren Q102 als Begrenzungsschaltung zur Begrenzung des Potentials des Knotens K auf n.Vth+Vcc, wenn die vorstehend angeführte Bedingung erfüllt ist. Demzufolge ist es durch Veränderung der Anzahl n von Transistoren Q102 zur Erfüllung der vorstehend angeführten Bedingung möglich, den Verstärkungsbetrieb im Bereich zwischen Vcc und 2Vcc zu erzielen.

Wie es vorstehend beschrieben ist, kann gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der doppelte Verstärkungsschaltungsteil der Ladungspumpenschaltung einen willkürlichen Spannungswert zwischen Vcc und 2Vcc durch Verbinden von n Transistoren Q102 als Begrenzungsschaltung mit dem Knoten K einstellen. Dies reduziert die Potentialdifferenz 2Vcc durch die Transistoren Q9 und Q10 und die Potentialdifferenz des Kondensators C2, die bei dem bekannten Beispiel erzeugt werden würde; folglich wird ein adäquater Sicherheitsspielraum gegen den im Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch der Gateoxidschichten der Transistoren bereitgestellt. Daher stellt das vorliegende Ausführungsbeispiel eine erhöhte Zuverlässigkeit bereit, und erlaubt die Verwendung der Versorgungsspannung Vcc über einen breiteren Spannungsbereich.

Darüber hinaus vermeidet das vorliegende Ausführungsbeispiel durch die zusätzliche Bereitstellung der n Transistoren Q102 die Notwendigkeit für eine in der Vergangenheit erforderliche innere Herabstufungsschaltung für die Verhinderung des Oxidschichtzusammenbruchs. Dies reduziert die Schaltungsfläche und erhöht somit die Chipausbeute und vermindert ebenso den Leistungsverbrauch.

Ferner sind bei Ausführungsbeispiel 3 die Transistoren Q101 auf Massepotential begrenzt, wohingegen bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Anzahl von Transistoren entsprechend vermindert werden kann, da sie auf die Versorgungsspannung Vcc begrenzt sind, was eine Reduktion der Schaltungsfläche erlaubt.

Ausführungsbeispiel 5

Fig. 5 zeigt den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel (Ausführungsbeispiel 5) der Erfindung, welches den doppelten Verstärkungsschaltungsteil bei der Ladungspumpenschaltung mit doppelter Verstärkungsschaltung bildet. Der Aufbau dieses Ausführungsbeispiels ist identisch zu dem bekannten Beispiel gemäß Fig. 14, außer dass ein n-Kanal- Transistor (ein zweiter Transistor) Q103 zwischen dem Knoten K, d. h. dem Sourceanschluss des p-Kanal- Transistors Q9, und Masse verbunden ist.

Der Transistor Q103 ist an seinem Drainanschluss mit dem Knoten K und an seinem Sourceanschluss mit Masse verbunden, und ihm wird an seinem Gateanschluss ein vorbestimmtes Steuersignal (1) zugeführt. Wenn das Potential des Knotens K Vcc wird, wird das vorbestimmte Steuersignal (1) dem Transistor Q103 zugeführt, damit dieser für eine vorbestimmte Zeit angeschaltet ist, so dass dadurch der Knoten K für eine vorbestimmte Zeit mit Masse verbunden ist, während der in dem Kondensator C6 gespeicherte Ladungen entladen werden und folglich die Spannung des Knotens K entsprechend fällt. Daher kann durch Steuerung der Zeitspanne, in der die Transistoren Q103 angeschaltet bleiben, ein Verstärkungsbetrieb in dem Bereich zwischen Vcc und 2Vcc durchgeführt werden.

Wie vorstehend beschrieben ist, kann der doppelte Verstärkungsschaltungsteil der Ladungspumpenschaltung einen willkürlichen Spannungswert zwischen Vcc und 2Vcc einstellen, indem der Transistor Q103 für eine vorbestimmte Zeitspanne durch das vorbestimmte Steuersignal (1) zur Verminderung der Spannung des Knotens K angeschaltet gehalten wird. Dies reduziert die Potentialdifferenz von 2Vcc durch die Transistoren Q9 und Q10 und die Potentialdifferenz des Kondensators C2, die bei dem bekannten Beispiel erzeugt werden würde; folglich wird ein adäquater Sicherheitsspielraum gegen den im Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch der Gateoxidschichten der Transistoren bereitgestellt. Somit stellt das vorliegende Ausführungsbeispiel eine erhöhte Zuverlässigkeit bereit, und erlaubt die Verwendung der Versorgungsspannung Vcc über einen breiteren Spannungsbereich.

Darüber hinaus vermeidet das vorliegende Ausführungsbeispiel durch die zusätzliche Bereitstellung des Transistors Q103 die Notwendigkeit für einen in der Vergangenheit zur Verhinderung des Oxidschichtzusammenbruchs erforderliche innere Zusammenbruchsschaltung. Dies reduziert die Schaltungsfläche und erhöht somit die Chipausbeute und vermindert ebenso den Leistungsverbrauch.

Ausführungsbeispiel 6

Fig. 6 zeigt den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel (Ausführungsbeispiel 6) der Erfindung, welches den doppelten Verstärkungsschaltungsteil bei der Ladungspumpenschaltung mit doppelter Verstärkungsschaltung bildet. Der Aufbau dieses Ausführungsbeispiels ist identisch zu dem bekannten Beispiel gemäß Fig. 14, außer dass ein n-Kanal- Transistor (ein zweiter Transistor) Q106 zwischen dem Knoten L, d. h. der vorhergehenden Stufe des Kondensators C2, und Masse verbunden ist.

Der Transistor Q104 ist an seinem Drainanschluss mit dem Knoten K und an seinem Sourceanschluss mit Masse verbunden, und ihm wird an seinem Gateanschluss ein vorbestimmtes Steuersignal (2) zugeführt. Wenn das Potential des Knotens K 2Vcc wird, wird das vorbestimmte Steuersignal (2) dem Transistor Q104 zugeführt, damit er für eine vorbestimmte Zeitspanne angeschaltet ist, wodurch der Knoten L für eine vorbestimmte Zeitspanne mit Masse verbunden ist, während der in dem Kondensator C6 gespeicherte Ladungen entladen werden, und folglich die Spannung des Knotens L entsprechend fällt. Daher kann durch Steuerung der Zeitspanne, in der der Transistoren Q103 angeschaltet bleibt, ein Verstärkungsbetrieb in dem Bereich zwischen Vcc und 2Vcc durchgeführt werden.

Wie vorstehend beschrieben ist, kann der doppelte Verstärkungsschaltungsteil der Ladungspumpenschaltung einen willkürlichen Spannungswert zwischen Vcc und 2Vcc einstellen, in dem der Transistor Q104 für eine vorbestimmte Zeitspanne durch das vorbestimmte Steuersignal (2) zur Verminderung der Spannung des Knotens L angeschaltet gehalten wird. Dies reduziert die Potentialdifferenz von 2Vcc durch die Transistoren Q9 und Q10 und die Potentialdifferenz des Kondensators C2, die bei dem bekannten Beispiel erzeugt werden würde; folglich wird ein adäquater Sicherheitsspielraum gegen den beim Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch von Gateoxidschichten der Transistoren bereitgestellt. Somit stellt das vorliegende Ausführungsbeispiel eine erhöhte Zuverlässigkeit bereit, und ermöglicht die Verwendung der Versorgungsspannung Vcc über einen breiteren Spannungsbereich.

Darüber hinaus vermeidet das vorliegende Ausführungsbeispiel durch die zusätzliche Bereitstellung des Transistors Q104 die Notwendigkeit für eine in der Vergangenheit zur Verhinderung des Oxidschichtzusammenbruchs erforderliche innere Herabstufungsschaltung. Dies reduziert die Schaltungsfläche und erhöht somit die Chipausbeute und vermindert außerdem den Leistungsverbrauch.

Ausführungsbeispiel 7

Fig. 7 zeigt den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel (Ausführungsbeispiel 7) der Erfindung, welche den doppelten Verstärkungsschaltungsteil bei der Ladungspumpenschaltung mit doppelter Verstärkungsschaltung bildet. Der Aufbau dieses Ausführungsbeispiels ist identisch zu dem des bekannten Beispiels gemäß Fig. 14, außer dass die durch die Transistoren Q9 und Q10 in Fig. 14 gebildeten Inverter mit Invertern durch parallele Verbindungen von durch Transistoren Q9-1, Q10-1 bis Q9-n, Q10-n ausgebildete n Inverter ersetzt werden.

Wenn bei dem bekannten Beispiel aus Fig. 14 die Eingänge zu den Invertern durch die Transistoren Q9 und Q10 sich von Vcc auf Null verändern, entwickeln sich bei dem Vorgang der Umkehrung der Ausgänge durchfließende Ströme, aber da der Transistor Q8 angeschaltet ist, wird das Potential des Knotens K gleich der Versorgungsspannung Vcc, und es tritt somit kein Spannungsabfall auf.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel werden bei dem Zustand, in dem der Transistor Q8 (ein dritter Transistor) unter Zeitablaufsteuerung ausgeschaltet gehalten wird, die durch die Transistoren Q9-1, Q10-1 bis Q9-n, Q10-n ausgebildeten Inverter zur Erzeugung von durchfließenden Strömen umgekehrt, wodurch in dem Kondensator C6 gespeicherte Ladungen für die Verursachung eines Spannungsabfalls entladen werden. Somit ist es gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel durch die parallele Verbindung von n Invertern zur Verursachung eines erforderlichen Spannungsabfalls möglich, den Spannungsabfall durch n durchfließende Ströme zu entwickeln. Demzufolge ist es möglich, den Verstärkungsbetrieb in dem Bereich von Vcc bis 2Vcc durch Einstellung der Anzahl von Inverter zu implementieren, so dass das Potential des Knotens K Vcc übersteigt.

Wie vorstehend beschrieben ist, kann gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der doppelte Verstärkungsschaltungsteil der Ladungspumpenschaltung einen willkürlichen Spannungswert zwischen Vcc und 2Vcc einstellen, indem die Transistoren Q9-1, Q10-1 bis Q9-n, Q10-n parallel verbunden werden, damit ein Spannungsabfall durch durchfließende Ströme zum Zeitpunkt der Umkehrung verursacht wird. Dies reduziert die Potentialdifferenz 2Vcc durch die Transistoren Q9 und Q10 und die Potentialdifferenz des Kondensators C2, welche bei dem bekannten Beispiel erzeugt werden würde; folglich wird ein adäquater Sicherheitsspielraum gegen den im Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch von Gateoxidschichten von Transistoren bereitgestellt. Somit stellt das vorliegende Ausführungsbeispiel eine erhöhte Zuverlässigkeit bereit, und ermöglicht die Verwendung der Versorgungsspannung Vcc über einen breiteren Spannungsbereich.

Darüber hinaus vermeidet das vorliegende Ausführungsbeispiel durch die parallele Verbindung von durch die Transistoren Q9-1, Q10-1 bis Q9-n, Q10-n ausgebildeten n Invertern die Notwendigkeit für eine in der Vergangenheit zur Vermeidung des Oxidschichtzusammenbruchs erforderliche innere Herabstufungsschaltung. Dies reduziert die Schaltungsfläche und erhöht somit die Chipausbeute und vermindert ebenfalls den Leistungsverbrauch.

Ausführungsbeispiel 8

Fig. 8 zeigt den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem achten Ausführungsbeispiel (Ausführungsbeispiel 8) der Erfindung, welches den doppelten Verstärkungsschaltungsteil in der Ladungspumpenschaltung mit doppelter Verstärkungsschaltung bildet. Der Aufbau dieses Ausführungsbeispiels ist identisch zu dem bekannten Beispiel gemäß Fig. 14, außer dass eine Vielzahl n von Transistoren (zweiten Transistoren) Q105 zwischen einem Knoten M, d. h. dem Sourceanschluss des p-Kanal-Transistors Q9, und dem Drainanschluss eines Transistors (eines dritten Transistors) Q8 verbunden sind.

Die Transistoren Q105 sind jeweils n-Kanal-Transistoren, wobei deren Sourceanschluss und Gateanschluss zusammengeschaltet ist.

Die Anzahl n der Transistoren Q105 muss die Bedingung
Vcc < 2Vcc-n.Vth < 2Vcc
erfüllen, wobei Vth den Schwellenwert jedes Transistors Q101 bezeichnet.

Wenn diese Bedingung erfüllt ist, kann die Spannung des Knotens M durch jede Verbindung eines Transistors um Vth vermindert werden. Durch die Auswahl der Anzahl von Transistoren Q105 zur Erfüllung der Bedingung ist es möglich, den Verstärkungsbetrieb in dem Bereich zwischen Vcc und 2Vcc-Vth zu implementieren.

Wie vorstehend beschrieben ist, kann gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der doppelte Verstärkungsschaltungsteil der Ladungspumpenschaltung einen willkürlichen Spannungswert zwischen Vcc und 2Vcc- Vth durch Verbindung der n Transistoren Q105 zwischen den Transistoren Q8 und Q9 einstellen. Dies reduziert die Potentialdifferenz von 2Vcc durch die Transistoren Q9 und Q10 und die Potentialdifferenz des Kondensators C2, welcher bei dem bekannten Beispiel erzeugt werden würde; folglich wird ein adäquater Sicherheitsspielraum gegen den beim Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch der Gateoxidschichten der Transistoren bereitgestellt. Somit stellt das vorliegende Ausführungsbeispiel eine erhöhte Zuverlässigkeit bereit, und erlaubt die Verwendung der Versorgungsspannung Vcc über einen breiteren Spannungsbereich.

Darüber hinaus vermeidet das vorliegende Ausführungsbeispiel durch die zusätzliche Bereitstellung der Transistoren Q105 die Notwendigkeit einer in der Vergangenheit für die Vermeidung des Oxidschichtzusammenbruchs erforderlichen inneren Herunterstufungsschaltung. Dies reduziert die Schaltungsfläche und erhöht somit die Chipausbeute und vermindert außerdem den Leistungsverbrauch.

Ausführungsbeispiel 9

Fig. 9 zeigt den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel (Ausführungsbeispiel 9) der Erfindung, welches den doppelten Verstärkungsschaltungsteil bei der Ladungspumpenschaltung mit doppelter Verstärkungsschaltung bildet. Die Bezugszeichen F13, F14 und F15 bezeichnen Schmelzsicherungen zur Verwendung bei der Laserabstimmung, welche mit dem Knoten L verbunden sind, d. h. mit der vorhergehenden Stufe eines Kondensators C2 (zweiter Kondensator); und die Bezugszeichen C13, C14 und C15 bezeichnen Kondensatoren (erste Kondensatoren), die mit dem Knoten L über die Schmelzsicherungen F13, F14 bzw. F15 verbunden sind. Außer vorgenanntem ist der Aufbau des vorliegenden Ausführungsbeispiel identisch zu dem des bekannten Beispiels gemäß Fig. 14. Die Kondensatoren C13, C14 und C15 sind jeweils durch einen n-Kanal-Transistor ausgebildet. Unter der Annahme dass der Kondensator C13 eine Kapazität von einem Drittel des Kondensators C6 aufweist und das C13 = C14 = C15 ist, wird dessen Spannung Vx zu Vcc, wenn keine der Schmelzsicherungen F13, F14 und F15 von dem Knoten L abgetrennt werden. Wenn irgendeine der Schmelzsicherungen durchtrennt wird, ist Vx = 1,2Vcc; wenn zwei Schmelzsicherungen durchtrennt werden, ist Vx = 1,5Vcc; und bei Durchtrennung aller drei Schmelzsicherungen ist Vx = 2Vcc.

Wie es vorstehend beschrieben ist, ist es gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel möglich, dieselben Ergebnisse wie bei Ausführungsbeispiel 2 zu erhalten, und der die Verbindung/Trennung der Schmelzsicherung F13, F14 und F15 ausführende Laserabstimmungsvorgang unter Verwendung des Schaltungsaufbaus gemäß Fig. 9 steuert die Fähigkeit für die Zufuhr der inneren Spannung VBB; da die aufgrund von unzureichender Spannungsversorgungsbefähigung bis jetzt als defekt verworfenen ICs intakt ausgebildet werden können, kann die Ausbeute von getesteten ICs verbessert werden.

Darüber hinaus kann das vorliegende Ausführungsbeispiel eine erhöhte IC-Ausbeute durch Verwendung des Laserabstimmungsmechanismus in Verbindung mit der Ebene zur Erfassung der inneren Spannung VBB in der Erfassungseinrichtung 1 gemäß dem bekannten Beispiel aus Fig. 11 bereitstellen.

Während bei diesem Ausführungsbeispiel die Kondensatoren C13, C14 und C15 zwischen der vorhergehenden Stufe des Kondensators C2 (dem Knoten L) und Masse über die Schmelzsicherung F13, F14 und F15 verbunden sind, können die Kondensatoren C13, C14 und C15 ebenfalls über die Schmelzsicherungen F13, F14 und F15 zwischen dem Sourceanschluss des p-Kanal-Transistors Q9, der an der vorhergehenden Stufe des Kondensators C2 (des Knotens K) einen Inverter bildet, und Masse verbunden werden.

Ausführungsbeispiel 10

Fig. 10 zeigt den Aufbau einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem zehnten Ausführungsbeispiel (Ausführungsbeispiel 10) der Erfindung, das den doppelten Verstärkungsschaltungsteil bei der Ladungspumpenschaltung mit doppelter Verstärkungsschaltung bildet. Die Bezugszeichen G13, G14 und G15 bezeichnen mit dem Knoten L verbundene Übertragungsgates, d. h. mit der vorhergehenden Stufe des Kondensators C2 (einem zweiten Kondensator) denen vorbestimmte Steuersignalen (3), (4) bzw. (5) zugeführt werden; und die Bezugszeichen I13, I14 und I15 bezeichnen Inverter für die Umkehrung der vorbestimmten Steuersignale (3), (4) und (5). Die Kondensatoren C13, C14 und C15 (erste Kondensatoren) sind mit dem Knoten L über die Transfergates G13, G14 bzw. G15 verbunden. Außer dem vorgenannten ist der Aufbau des vorliegenden Ausführungsbeispiel identisch zu dem bekannten Beispiel gemäß Fig. 14.

Es sei angenommen, dass der Kondensator C13 eine Kapazität von einem Drittel des Kondensators C6 aufweist, und dass C13 = C14 = C15 ist. Wenn die vorbestimmten Steuersignale (3), (4) und (5) auf niedrigem Pegel sind, dann sind die Kondensatoren C13, C14 und C15 von dem Knoten L getrennt und die Spannung Vx des Knoten L wird folglich 2Vcc. Wenn eines der Steuersignale (3), (4) und (5) auf hohem Pegel liegt dann ist Vx = 1,5Vcc; wenn zwei Steuersignale auf hohem Pegel liegen, dann ist Vx = 1,2Vcc; und sind alle drei Steuersignale auf hohem Pegel, dann ist Vx = 2Vcc.

Da der Knoten L einen Spannungswert über Vcc annehmen kann, erfordert ein sicheres An- und Ausschalten der Übertragungsgates die Verwendung des Knotens K als Energieversorgung für die Steuersignale (3), (4) und (5).

Da gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Steuerung durch die vorbestimmten Steuersignale (3), (4) und (5) möglich ist, kann die interne Spannungsversorgungsbefähigung willkürlich gemäß der DRAM-Betriebsbedingung, dem Spannungswert VBB, IC- Testbedingungen, oder anderen Umständen eingestellt werden - dies erlaubt den Entwurf einer leicht zu verwendenden Substratvorspannungsschaltung (einer VBB- Schaltung).

Wie es vorstehend beschrieben ist, ist es gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel möglich, dieselben Ergebnisse wie die bei Ausführungsbeispiel 2 erhaltenen zu erhalten, und die Befähigung zur Zufuhr der inneren Spannung VBB kann gesteuert werden; somit können aufgrund einer unzureichenden Spannungsversorgungsbefähigung bisher als Defekt verworfene ICs intakt ausgebildet werden, und die Ausbeute von getesteten ICs kann demzufolge verbessert werden.

Da es keine Notwendigkeit für eine Laserabstimmung unter Einbeziehung der Verbindung/Trennung der Schmelzsicherung F13 bis F15 gemäß vorstehender Beschreibung in Verbindung mit Ausführungsbeispiel 9 gibt, ist es darüber hinaus gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel möglich, die Kosten und die Zeit zum Testen der IC zu reduzieren.

Während bei diesem Ausführungsbeispiel die Kondensatoren C13, C14 und C15 zwischen der vorhergehenden Stufe des Kondensators C2 (des Knotens L) und der Masse über die Transfergates G13, G14 und G15 verbunden sind, die durch die vorbestimmten Steuersignale an- und ausgeschaltet werden, können die Kondensatoren C13, C14 und C15 ebenfalls über die Transfergates G13, G14 und G15 zwischen dem Sourceanschluss des p-Kanal-Transistors Q9, der an der vorhergehenden Stufe des Kondensators C2 (des Knotens K) einen Inverter bildet, und Masse verbunden werden.

Obwohl bei dem vorstehend angeführten Ausführungsbeispiel der doppelte Verstärkungsschaltungsteil der Ladungspumpenschaltung mit doppelter Verstärkungsschaltung als auf die Substratvorspannungsschaltung (die VBB-Schaltung) angewendet beschrieben wurde, kann er ebenso auf eine Verstärkungsschaltung angewendet werden.

Bei vorstehend angeführtem ist zu würdigen, dass erfindungsgemäß die Amplitude eines sich wiederholenden Impulses, der von einem mit einem ersten Transistor zur Verstärkung der Amplitude eines Taktsignals verbundenen Doppelverstärkungsteil ausgegeben wird, weniger als das doppelte der Versorgungsspannung beträgt. Dies stellt einen adäquaten Sicherheitsspielraum gegen den im Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch der Gateoxidschichten der Transistoren bereit. Demzufolge ist es möglich, eine erhöhte Zuverlässigkeit bereitzustellen, und die Verwendung der Versorgungsspannung über einen breiteren Spannungsbereich zu erlauben.

Erfindungsgemäß wird ein erster Kondensator mit dem Doppelverstärkungsteil verbunden, und die Amplitude des sich wiederholenden Impulses, der von dem Doppelverstärkungsteil ausgegeben wird, beträgt weniger als das doppelte der Versorgungsspannung, indem der Lade- und Entladevorgang des ersten Kondensators durch das Taktsignal verwendet wird. Dies stellt einen adäquaten Sicherheitsspielraum gegen den im Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch der Gateoxidschichten der Transistoren bereit. Demzufolge ist die Bereitstellung einer erhöhten Zuverlässigkeit möglich, und die Verwendung der Versorgungsspannung über einen breiteren Spannungsbereich wird erlaubt.

Erfindungsgemäß werden eine Vielzahl von ersten Kondensatoren mit dem Doppelvestärkungsteil über eine Vielzahl von Schmelzsicherungen zur Laserabstimmung verbunden, und die Amplitude des sich wiederholenden Impulses, die von dem Doppelverstärkungsteil ausgegeben wird, beträgt weniger als das doppelte der Versorgungsspannung, indem der Lade- und Entladevorgang des ersten Kondensators durch das Taktsignal verwendet wird. Dies verbessert die Ausbeute beim Testen von ICs.

Erfindungsgemäß wird eine Vielzahl von ersten Kondensatoren mit dem Doppelverstärkungsteil über eine Vielzahl von Übertragungsgates verbunden, die durch vorbestimmte Steuersignale an- und ausgeschaltet werden, und die Amplitude des sich wiederholenden Impulses, der von dem Doppelverstärkungsteil ausgegeben wird, beträgt weniger als das doppelte der Versorgungsspannung, indem der Lade- und Entladevorgang des ersten Kondensators durch das Taktsignal verwendet wird. Dies verbessert die Ausbeute beim Testen von ICs.

Erfindungsgemäß werden durch eine Vielzahl von zweiten Transistoren ausgebildete Begrenzungsschaltungen mit dem Doppelverstärkungsteil verbunden, und die Amplitude des sich wiederholenden Pulses, der von dem Doppelverstärkungsteil ausgegeben wird, beträgt weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung. Dies stellt einen adäquaten Sicherheitsspielraum gegen den im Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch von Gateoxidschichten von Transistoren bereit. Demzufolge ist die Bereitstellung einer erhöhten Zuverlässigkeit möglich, und es erlaubt die Verwendung der Versorgungsspannung über einen breiteren Spannungsbereich.

Erfindungsgemäß wird ein zweiter Transistor mit dem Doppelverstärkungsteil verbunden, und die Amplitude des sich wiederholenden Impulses, der von dem Doppelverstärkungsteil ausgegeben wird, beträgt weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung, indem der zweite Transistor mit einem vorbestimmten Steuersignal gesteuert wird. Dies stellt einen adäquaten Sicherheitsspielraum gegen den im Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch von Gateoxidschichten von Transistoren bereit. Demzufolge ist es möglich, eine erhöhte Zuverlässigkeit bereitzustellen, und die Verwendung der Versorgungsspannung über einen breiteren Spannungsbereich zu erlauben.

Erfindungsgemäß wird ein Spannungsabfall durch einen durchfließenden Strom verursacht, der erzeugt wird, wenn ein Inverter in dem Doppelverstärkungsteil durch ein Taktsignal an- und ausgeschaltet wird, und die Amplitude des sich wiederholenden Impulses, der von dem Doppelverstärkungsteil ausgegeben wird, beträgt durch den Spannungsabfall weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung. Dies stellt einen adäquaten Sicherheitsspielraum gegen den im Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch der Gateoxidschichten der Transistoren bereit. Demzufolge ist die Bereitstellung einer erhöhten Zuverlässigkeit möglich, und es erlaubt die Verwendung der Versorgungsspannung über einen breiteren Spannungsbereich.

Erfindungsgemäß wird der zweite Transistor mit dem Doppelverstärkungsteil verbunden, und die Amplitude des sich wiederholenden Impulses, der von dem Doppelverstärkungsteil ausgegeben wird, beträgt durch den Spannungsabfall über dem zweiten Transistor weniger als das doppelte der Versorgungsspannung. Dies stellt einen adäquaten Sicherheitsspielraum gegen den im Stand der Technik aufgetretenen Zusammenbruch der Gateoxidschichten der Transistoren bereit. Demzufolge ist die Bereitstellung einer erhöhten Zuverlässigkeit möglich, und es erlaubt die Verwendung der Versorgungsspannung über einen breiteren Spannungsbereich.

Wie es vorstehend beschrieben ist, ist ein Kondensator C12 zwischen einem Knoten L in einem Doppelverstärkungsteil und Masse verbunden, und die Amplitude eines sich wiederholenden Impulses des Knotens L beträgt weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung, indem der Lade- und Entladevorgang des Kondensators C12 verwendet wird.

Es ist ersichtlich, dass viele Abwandlungen und Variationen erfolgen können, ohne von dem Erfindungsbereich abzuweichen.

Claims (16)

1. Integrierte Halbleiterschaltung, die eine vorbestimmte Versorgungsspannung verwendet und auf ein Taktsignal mit der Zufuhr einer von der Versorgungsspannung verschiedenen inneren Spannung reagiert, die Schaltung umfasst dabei:
einen ersten Transistor, dem die innere Spannung zugeführt wird;
einen Doppelverstärkungsteil, der mit dem ersten Transistor verbunden ist, damit die Amplitude des Taktsignals verstärkt wird; und
eine Einrichtung, die so angepasst ist, damit die Amplitude eines sich wiederholenden Impulses von dem Doppelverstärkungsteil weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung beträgt.

2. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, zudem mit:
einem ersten Kondensator, der mit dem Doppelverstärkungsteil verbunden ist, wobei die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem Doppelverstärkungsteil weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung beträgt, indem der Lade- und Entladevorgang des ersten Kondensators durch das Taktsignal verwendet wird.

3. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 2, zudem mit:
einem zweiten Kondensator, der mit dem Gateanschluss des ersten Transistors verbunden ist; und
einem p-Kanal-Transistor, der an der vorhergehenden Stufe des zweiten Kondensators einen Inverter ausbildet;
wobei ein erster Kondensator zwischen dem Sourceanschluss des p-Kanal-Transistors und Masse verbunden ist.

4. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 2, zudem mit:
einem zweiten Kondensator, der mit dem Gateanschluss des ersten Transistors verbunden ist, und
wobei der erste Kondensator zwischen der vorhergehenden Stufe des zweiten Kondensators und Masse verbunden ist.

5. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, zudem mit:
einer Vielzahl von Schmelzsicherungen für eine Laserabstimmung; und
einer Vielzahl von ersten Kondensatoren, die mit dem Doppelverstärkungsteil über die Vielzahl von Schmelzsicherungen verbunden sind;
wobei die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem Doppelverstärkungsteil weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung beträgt, indem der Lade- und Entladevorgang der Vielzahl von ersten Kondensatoren durch das Taktsignal verwendet wird.

6. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, zudem mit:
einer Vielzahl von Übertragungsgates, die durch ein vorbestimmtes Steuersignal an- und ausgeschaltet werden; und
eine Vielzahl von ersten Kondensatoren, die über die Vielzahl von Übertragungsgates mit dem Doppelverstärkungsteil verbunden sind;
wobei die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem Doppelverstärkungsteil weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung beträgt, indem der Lade- und Entladevorgang der Vielzahl von ersten Kondensatoren durch das Taktsignal verwendet wird.

7. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, zudem mit:
Begrenzungsschaltungen, die durch eine Vielzahl von zweiten Transistoren ausgebildet und mit dem Doppelverstärkungsteil verbunden sind, und
wobei die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem Doppelverstärkungsteil weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung beträgt.

8. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 7, zudem mit:
einem zweiten Kondensator, der mit dem Gateanschluss des ersten Transistors verbunden ist; und
einem p-Kanal-Transistor, der an der vorhergehenden Stufe des zweiten Kondensators einen Inverter ausbildet; und
wobei die Vielzahl von zweiten Transistoren zwischen dem Sourceanschluss des p-Kanal-Transistors und der Energieversorgung verbunden ist.

9. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 7, wobei die Vielzahl von zweiten Transistoren zwischen der vorhergehenden Stufe des zweiten Kondensators und Masse verbunden ist.

10. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, zudem mit:
einem zweiten Transistor, der mit dem Doppelverstärkungsteil verbunden ist, und
wobei die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem Doppelverstärkungsteil weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung beträgt, indem der zweite Transistor mit einem vorbestimmten Steuersignal gesteuert wird.

11. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 10, zudem mit:
einem zweiten Kondensator, der mit dem Gateanschluss der ersten Transistors verbunden ist; und
ein p-Kanal-Transistor, der an der vorhergehenden Stufe des zweiten Kondensators einen Inverter ausbildet;
wobei der zweite Transistor zwischen dem Sourceanschluss des p-Kanal-Transistors und Masse verbunden ist.

12. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 10, wobei der zweite Transistor zwischen der vorhergehenden Stufe des zweiten Kondensators und Masse verbunden ist.

13. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, zudem mit:
einem Inverter, der in dem Doppelverstärkungsteil bereitgestellt ist,
wobei ein Spannungsabfall durch einen durchfließenden Strom zum Zeitpunkt des An-/Aus-Betriebes des Inverters durch das Taktsignal verursacht wird, wodurch die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem Doppelverstärkungsteil weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung beträgt.

14. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 13, zudem mit:
einem dritten Transistor, der in dem Doppelverstärkungsteil bereitgestellt und zwischen der Energieversorgung und dem Inverter verbunden ist, und
wobei wenn der dritte Transistor ausgeschaltet ist, ein Spannungsabfall in dem dritten Transistor durch einen durchfließenden Strom zum Zeitpunkt des An-/Aus-Betriebes des Inverters durch das Taktsignal verursacht wird.

15. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, zudem mit:
einem zweiten Transistor, der mit dem Doppelverstärkungsteil verbunden ist, und
wobei die Amplitude des sich wiederholenden Impulses von dem Doppelverstärkungsteil weniger als das Doppelte der Versorgungsspannung durch einen Spannungsabfall des zweiten Transistors beträgt.

16. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 15, zudem mit:
einem dritten Transistor, der in dem Doppelverstärkungsteil bereitgestellt und mit der Energieversorgung verbunden ist;
einem zweiten Kondensator, der mit dem Gateanschluss des ersten Transistors verbunden ist; und
einem p-Kanal-Transistor, der an der vorhergehenden Stufe des zweiten Kondensators einen Inverter ausbildet;
wobei der zweite Transistor zwischen dem Sourceanschluss des p-Kanal-Transistors und dem dritten Transistor verbunden ist.