DE10111795B4

DE10111795B4 - Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor

Info

Publication number: DE10111795B4
Application number: DE10111795A
Authority: DE
Inventors: Shinji Yokohama Shinnaka
Original assignee: Okuma Corp; Okuma Machinery Works Ltd
Current assignee: Okuma Corp
Priority date: 2000-03-17
Filing date: 2001-03-12
Publication date: 2010-04-01
Anticipated expiration: 2021-03-13
Also published as: JP2001268998A; JP3328636B2; US6339308B2; CN1314745A; US20010024100A1; DE10111795A1

Abstract

Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor mit einem Stromsteuerungsprozess zum Steuern der Unterteilung eines zur Erzeugung eines Drehmoments τ beitragenden Statorstroms (i_u, i_v, i_w) in eine d-Achse-Komponente und eine q-Achse-Komponente eines Sromvektors i₁ in dq-Rotationskoordinaten, die aus zueinander rechtwinkligen Achsen d und q bestehen, die Vektorrotatoren R^T und R zugeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, dass ein Statorkopplungsfluss als Statorflussvektor ϕ₁ über die Formel ϕ₁ = (1/s)[υ₁ – R₁i₁], in der υ₁ die Statorspannung und R₁ den Kupferverlustwiderstand darstellt, abgeschätzt wird, und dann in einen phasengleichen Flussvektor ϕ_a mit derselben Richtung wie der des Stromvektors i₁ und einen phasengespiegelten Flussvektor ϕ_b aufgeteilt wird, der als Differenz zwischen dem Statorflussvektor ϕ₁ und dem phasengleichen Flussvektor ϕ_a bestimmt ist, und Cosinus- und Sinus-Schätzwerte eines Zwischenwinkels θ von durch den phasengleichen ϕ_a Flussvektor und den phasengespiegelten Flussvektor ϕ_b gebildeten Winkeln als Rotationssignal für Vektorrotatoren R^T(θ) und R(θ) verwendet werden.

Description

Die Erfindung betrifft ein Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor. Genauer gesagt, betrifft die Erfindung ein Vektorsteuerungsverfahren unter Verwendung einer Schätzeinrichtung unter Verwendung eines am Rotor angebrachten Polpositionswinkel-Detektors, um Cosinus- und Sinusinformation zum Polpositionswinkel des Rotors zu erhalten, wie sie für Vektorrotatoren bei der Vektorsteuerung erforderlich ist.
Um für einen Reluktanz-Synchronmotor hervorragende Steuerungsfunktionen zu erzielen, wird herkömmlicherweise das Vektorsteuerungsverfahren als gut bekanntes Steuerungsverfahren zum Steuern des Statorstroms verwendet, was für hervorragende Funktion wesentlich ist. Das Vektorsteuerungsver fahren verfügt über einen Stromsteuerungsprozess, der den zur Erzeugung eines Drehmoments beitragenden Statorstrom steuert und in eine d-Achse-Komponente und eine q-Achse-Komponente von dq-Rotationskoordinaten unterteilt, die sich aufeinander rechtwinklig schneidende Achsen d und q beziehen.
Im Allgemeinen werden als dq-Koordinaten bei einem Vektorsteuerungssystem solche dq-Koordinaten verwendet, die mit der Position des Hauptpols des Rotors, mit der räumlichen Phasendifferenz Null, synchronisiert sind. Anders gesagt, ist die Verwendung synchroner dq-Koordinaten, deren d-Achse in der Richtung des Rotorhauptpols ausgerichtet ist, und deren q-Achse rechtwinklig zur d-Achse verläuft, sehr verbreitet. Im Allgemeinen muss der Positionswinkel der Hauptpolrichtung bekannt sein, um die dq-Rotationskoordinaten auf synchronisierte Weise frei von einer räumlichen Phasendifferenz hinsichtlich der Hauptpolrichtung aufrechtzuerhalten. Herkömmlicherweise wird zum genauen Erhalten des Positionswinkels ein durch einen Codierer repräsentierter Polpositionswinkel-Detektor am Rotor angebracht.
13 ist ein Blockdiagramm, das schematisch ein typisches Beispiel für das Vektorsteuerungsverfahren unter Verwendung eines Polpositionswinkel-Detektors veranschaulicht, wie es bei einer Vorrichtung verwendet wird, die ihrerseits an einem standardmäßigen Reluktanz-Synchronmotor angebracht ist, wobei Eisenverluste vernachlässigt werden können. In 1 ist 1 ein Reluktanz-Synchronmotor, 2 ist ein Polpositionswinkel-Detektor, 3 ist ein Spannungsumrichter, 4 ist ein Stromdetektor, 5a und 5b sind ein 3-2- bzw. ein 2-3-Phasenwandler, 6a und 6b sind Vektorrotatoren, 7 ist ein Cosinus/Sinus-Signalgenerator, 8 ist eine Stromsteuerungseinrichtung, 9 ist ein Sollwertwandler, 10 ist ein Drehzahlregler und 11 ist ein Drehzahldetektor. Die Komponenten 4 bis 9 in
13 bilden eine Vektorsteuerung. Der Deutlichkeit und Einfachheit halber kennzeichnet eine einzelne dicke durchgezogene Linie in 13 ein 2×1-Vektorsignal, das in engem Zusammenhang mit der Erfindung steht. Nachfolgende Blockdiagramme zeigen eine ähnliche Veranschaulichung.
Bei einem herkömmlichen Bauteil, wie dem der 13, erfasst der Polpositionswinkel-Detektor 2 die Hauptpolrichtung als Winkel in Bezug auf das Zentrum einer U-Phase-Wicklung, und der Cosinus/Sinus-Signalgenerator 7 gibt seine Cosinus- und Sinussignale an den Vektorrotatoren 6a, 6b aus. Gemeinsam bilden diese eine Einrichtung zum Bestimmen der räumlichen Phase der dq-Rotationskoordinaten. Bei diesem Reluktanz-Synchronmotor ist die Rotordrehzahl die Drehzahl des Rotorpols. Anders gesagt, stehen der Rotor-Polpositionswinkel und die Rotordrehzahl in integralem und differenziellem Zusammenhang, und es ist dem Fachmann bekannt, dass Drehzahlinformation vom Polpositionswinkel-Detektor, wie einem Codierer, erhalten werden kann und dass auch Positionswinkelinformation erhalten werden kann. Der Drehzahldetektor 11 ist ein solcher, der eine Drehzahl-Erfassungseinrichtung bildet. Die oben genannten fünf Komponenten 4, 5a, 5b, 6a, 6b, 7, 8 bilden eine Einrichtung zum Ausführen eines Stromsteuerungsprozesses zum Unterteilen des Statorstroms in eine d-Achse-Komponente und eine q-Achse-Komponente betreffend die dq-Rotationskoordinaten, und um die jeweiligen Komponenten so einzustellen, dass sie den Stromsollwerten für die Bund die q-Achse folgen.
Der vom Stromdetektor 4 erfasste 3-Phasen-Strom wird vom 3-2-Phasendetektor 5a in einen 2-Phasen-Strom in den stationären Koordinaten umgesetzt, der wiederum durch den Vektorrotator 6a in 2-Phasen-Ströme i_d, i_q für die dq-Rotationskoordinaten umgesetzt wird und an den Stromregler 8 geliefert wird. Der Stromregler 8 erzeugt Spannungssollwerte v*_d, v*_q für die dq-Rotationskoordinaten, und er liefert diese an den Vektorrotator 6b, so dass die umgesetzten Ströme i_d, i_q den jeweiligen Stromsollwerten i*_d, i*_q folgen. Der Vektorrotator 6b setzt die 2-Phase-Signale v*_d, v*_q in einen 2-Phasen-Spannungssollwert für die stationären Koordinaten um, und er liefert diese an den 2-3-Phasenwandler 5b. Dieser 2-3-Phasenwandler 5b setzt das 2-Phasen-Signal in einen 3-Phasen-Spannungssollwert um und gibt diesen als Sollwert an den Spannungsumrichter 3. Dieser Spannungsumrichter 3 erzeugt eine dem Sollwert entsprechende Spannung und gibt diese an den Reluktanz-Synchronmotor 1, um ihn anzusteuern. Dabei wird der Stromsollwert dadurch erhalten, dass der Drehmoment-Sollwert vom Sollwertwandler 9 umgesetzt wird. Bei diesem Beispiel eines Drehzahlsteuerungssystems wird ein Drehmoment-Sollwert als Ausgangssignal des Drehzahlreglers 10 erhalten, in den der Drehzahl-Sollwert und die Istdrehzahl eingegeben werden. Dem Fachmann ist es gut bekannt, dass dann, wenn es erwünscht ist, die Erzeugung des Drehmoments zu kontrollieren und das Drehzahl-Steuerungssystem nicht zu konfigurieren, der Drehzahlregler 10 und der Drehzahldetektor 11 nicht erforderlich sind. In diesem Fall kann ein Drehmoment-Sollwert direkt von außen zugeführt werden.
Um das herkömmliche Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor zu realisieren, ist der Polpositionswinkel-Detektor zum Erfassen des Polpositionswinkels des Rotors erforderlich, wie es beim obigen typischen Beispiel beschrieben ist. Wenn jedoch ein Polpositionswinkel-Detektor 4, wie ein Codierer, am Rotor angebracht wird, kommt es zu bestimmten unvermeidlichen Problemen, wie sie nachfolgend beschrieben werden.
Ein erstes Problem besteht in der Beeinträchtigung der Zuverlässigkeit des Motorsystems. Obwohl ein Reluktanz-Synchronmotor mechanisch einer der stärksten Wechselspannungs motoren ist, ist es aus der Struktur des Rotors erkennbar, dass der Reluktanz-Synchronmotor, wie ein Codierer, mechanisch viel schwächer als der Motorkörper ist. Demgemäß verringert die Anbringung eines Polpositionswinkel-Detektors die mechanische Gesamtzuverlässigkeit des Motorsystems beträchtlich. Zusätzlich zur Beeinträchtigung der mechanischen Zuverlässigkeit tritt eine Zuverlässigkeitsabnahme des Motorsystems durch das Anbringen des Polpositionswinkel-Detektors auch in elektrischer Hinsicht auf, was sich in einer Belastung des Signals des Polpositionswinkel-Detektors durch Störsignale aus der Spannungsversorgung zeigt, und es tritt auch eine thermische Beeinträchtigung wegen einer Temperaturerhöhung im Polpositionswinkel-Detektor wegen Wärme vom Rotor auf. So verringert das Anbringen eines Polpositionswinkel-Detektors, wie eines Codierers, am Motorrotor die Zuverlässigkeit des Systems in extremer Weise.
Ein zweites Problem besteht in der Vergrößerung der Motorabmessungen. Das Anbringen eines Polpositionswinkel-Detektors am Rotor erhöht das Volumen des Motors in dessen axialer Richtung um mindestens einige Prozent, bis zu 50% oder mehr, was vom Volumen des Motors selbst abhängt.
Ein drittes Problem besteht in der Notwendigkeit, eine Spannungsquelle zum Betreiben des Polpositionswinkel-Detektors, eine Signalleitung für den Empfang eines Erfassungssignals und Raum für eine Leiterbahn anzubringen. Im Allgemeinen ist zum Betreiben eines Polpositionswinkel-Detektors und zum Erhalten von Information zum Hauptpol-Positionswinkel des Rotors vom Detektor eine Leiterbahn erforderlich. Die Signalleitung muss im Allgemeinen auch eine bestimmte Stabilität als Spannungsversorgungsleitung zum Betreiben des Motorhauptkörpers aufweisen, um eine Beeinträchtigung der mechanischen, elektrischen und thermischen Zuverlässigkeit zu verhindern. Im Ergebnis ist für eine Signalleitung im We sentlichen dieselbe Größe und derselbe Raum für einen einzelnen Motor erforderlich wie für die Spannungsversorgungsleitung.
Ein viertes Problem besteht in einer Kostenerhöhung. Bei der Herstellung eines kompakten Motors können die Kosten eines Polpositionswinkel-Detektors höher als die des Motorhauptkörpers sein. Auch können die Kosten zum Anschließen des Polpositionswinkel-Detektors nicht vernachlässigt werden, insbesondere bei einem kompakten Motor. Auch nehmen Wartungskosten in unvermeidlicher Weise zu, wenn die Zuverlässigkeit abnimmt. Diese verschiedenen Kosten erhöhen demgemäß die Anzahl verwendeter Motoren. Insbesondere zeigen Wartungskosten die Eigenschaften einer exponentiellen Zunahme in Bezug auf die Anzahl von Motoren.
Die obigen Probleme rühren direkt oder indirekt vom Polpositionswinkel-Detektor her, und sie können selbstverständlich dann umgangen werden, wenn ein sogenanntes sensorfreies Vektorsteuerungsverfahren verwendet wird, das keinen Polpositionswinkel-Detektor benötigt. Für Induktionsmotoren und Permanentmagnet-Synchronmotoren unter anderen Wechselspannungsmotoren wurden sensorfreie Vektorsteuerungsverfahren entwickelt, die verschiedene Perfektionsgrade aufweisen, und sie werden abhängig von der Vollkommenheit für verschiedene Anwendungen verwendet. Es ist die Entwicklung eines sensorfreien Vektorsteuerungsverfahrens für Reluktanz-Synchronmotoren zu erwarten, jedoch wurde bisher kein Verfahren in die Praxis überführt.
DE 19531771 A1 (aus der Oberbegriff des Anspruchs 1 bekannt ist) beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Bestimmung einer Drehzahl einer geberlosen, feldorientiert betriebenen Drehfeldmaschine. Mittels eines vollständigen Maschinenmodells und eines Modulators werden u. a. ein Statorstrom-Modellraumzeiger und ein konjugiert komplexer Bezugsraumzeiger berechnet. Durch Vergleich des Imaginärteils vom Produkt aus einem ermittelten Statorstrom-Raumzeiger und dem berechneten Bezugsraumzeiger mit dem Imaginärteil vom Produkt aus dem berechneten Statorstrom-Modellraumzeiger und dem Bezugsraumzeiger wird eine Regelabweichung ermittelt. Anhand dieser ermittelten Regelabweichung wird eine Rotorgeschwindigkeit so eingestellt, dass die Regelabweichung zu Null wird.
Dieses Verfahren kann als ein Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor eingesetzt werden, mit einem Stromsteuerungsprozess zum Steuern der Unterteilung eines zur Erzeugung eines Drehmoments τ beitragenden Statorstroms (i_u, i_v, i_w) in eine d-Achse-Komponente und eine q-Achse-Komponente eines Sromvektors i_l in dq-Rotationskoordinaten, die aus zueinander rechtwinkligen und Vektorrotatoren R^T und R zugeordneten Achsen d und q bestehen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein neuartiges Vektorsteuerungsverfahren zu schaffen, das keinen Polpositionswinkel-Detektor, wie einen Codierer, für einen Reluktanz-Synchronmotor benötigt, um dadurch die oben genannten Probleme in Zusammenhang mit der Ansteuerung eines Reluktanz- Synchronmotors zu überwinden. Dabei soll dieses Vektorsteuerungsverfahren auf genaue und effiziente Weise Cosinus- und Sinuswinkel als Rotationssignale für die Vektorrotatoren abschätzen können.
Diese Aufgabe ist durch das Verfahren gemäß dem beigefügten Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind Gegenstand abhängiger Ansprüche.
Als Nächstes wird die Funktionsweise des erfindungsgemäßen Verfahrens beschrieben. Für ein deutliches Verständnis der Erfindung wird die Funktionsweise unter Bezugnahme auf mathematische Modelle beschrieben, bei denen Eisenverluste vernachlässigt sind. Wenn der Rotor des Reluktanz-Synchronmotors mit üblichen dq-Rotationskoordinaten beschrieben wird, die sich mit der momentanen Winkelgeschwindigkeit ω drehen, kann eine Veranschaulichung gemäß 1 vorgenommen werden. In 1 bewegen sich die dq-Rotationskoordinaten nicht notwendigerweise synchron mit der Richtung eines Rotor-Hauptpols. Daher werden die dq-Rotationskoordinaten als allgemein angenommen. Eine Schaltungseigenschaft des Reluktanz-Synchronmotors im obigen Zustand kann durch die folgenden Schaltkreisgleichungen (1) und (2) ausgedrückt werden: ν1 = R1i1 + [sI + ωJ]ϕ1 (1) ϕ1 = [LaI + LbQ(θ)]i1 (2)
Eine Eigenschaft der Drehmomenterzeugung kann durch die folgende Gleichung (3) wiedergegeben werden: τ = NpLbiT1 JQ(θ)i1 (3)
In den Gleichungen (1) bis (3) sind ν₁, i₁ und Φ₁ 2×1-Vektoren, die die Statorspannung, den Statorstrom bzw. den Stator-Kopplungsmagnetfluss (Stator-Magnetfluss) kennzeichnen, und R₁ kennzeichnet den Kupferverlustwiderstand des Stators, N_p kennzeichnet die Anzahl der Polpaare, s kennzeichnet den Differenzieroperator d/dt. Und J kennzeichnet die durch die folgende Gleichung (4) definierte symmetrische verkippte Matrix.
In den Gleichungen (2) und (3) kennzeichnet Q(Θ) eine durch die folgende Gleichung (5) definierte Spiegelmatrix.
Wie es in 1 dargestellt ist, bezeichnet der Wert Θ in der Spiegelmatrix den momentanen Positionswinkel des Hauptpols des Rotors, der sich mit der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω_2n in Bezug auf die d-Achse der üblichen dq-Rotationskoordinaten dreht.
Um eine Vektorsteuerung auszuführen, werden die dq-Rotationskoordinaten so ausgewählt, dass Θ Null wird, oder anders gesagt, so, dass die dq-Rotationskoordinaten mit der Hauptpolposition unter Einhaltung der Phasendifferenz Null synchronisiert sind. Mittels der synchronisierten dq-Rotationskoordinaten kann die Drehmomenterzeugungs-Formel gemäß der Gleichung (3) in eine einfachere Form umgeschrieben werden, wie sie durch die Gleichung (6) angegeben ist: τ = 2NpLbidiq (6)
Genauer gesagt, ist das erzeugte Drehmoment proportional zu den jeweiligen dq-Komponenten i_d, i_q des Statorstromvektors. Auf Grundlage der obigen Beziehung kann die Drehmomenterzeugung durch Steuerung der dq-Komponenten des Statorstroms mittels eines geeigneten Stromsteuerungsverfahrens eingestellt werden.
Jedoch ist es, damit die Gleichung (6) für die Synchronreluktanz gilt, erforderlich, die synchronisierten dq-Rotationskoordinaten synchron mit dem Hauptpol-Positionswinkel des Rotors ohne Phasendifferenz aufzubauen. Daher wird herkömmlicherweise ein Polpositionswinkel-Detektor, wie ein Codierer, am Rotor angebracht, um den Positionswinkel in den stationären Koordinaten zu erfassen, und die sich ergebenden Cosinus- und Sinuswerte werden für die Vektorrotatoren, wie durch die 2×2-Matrix der folgenden Gleichung (7) beschrieben, verwendet, wobei diese eine Koordinatentransformation zwischen den stationären Koordinaten und den synchronisierten Koordinaten vornimmt.
Gemäß der Erfindung wird der durch die Gleichung (2) angegebene Stator-Magnetflussvektor in einen phasengleichen Magnetflussvektor Φ_a mit derselben Richtung wie der des Stromvektors und einen phasengespiegelten Magnetflussvektor Φ_b unterteilt, der durch die Differenz zwischen dem Statorflussvektor und dem phasengleichen Flussvektor bestimmt ist. Als Schätzwert für den Hauptpol-Positionswinkel Θ des Rotors wird ein Zwischenwinkel unter den Winkeln bestimmt, die durch die beiden Flussvektoren erzeugt werden. Bei der Erfindung werden der phasengleiche Flussvektor Φ_a und der phasengespiegelte Flussvektor Φ_b so bestimmt, wie es durch die folgenden Gleichungen (8) und (9) angegeben ist. Φa = Lai1 (8) Φb = Φ1 – Φa = LbQ(Θ)i1 (9)
Nun wird beschrieben, dass der Zwischenwinkel unter den durch die beiden Flussvektoren erzeugten Winkeln als Schätzwert für den Hauptpol-Positionwinkel Θ des Rotors verwendet werden kann. Um die nachfolgende Beschreibung zu vereinfachen, ist ein Einheitsvektor, der über dieselben Winkel wie der Hauptpol-Positionswinkel verfügt, wie folgt definiert:
Der Statorstrom i₁ kann wie folgt durch die üblichen dq-Rotationskoordinaten ausgedrückt werden: i1 = ||i1||u(θa) = ||i1||R(θa – θ)u(θ) (11)wobei Θ_a der Strom-Positionswinkel ist. Der phasengleiche Fluss ist mit dem Statorstrom mit der Phasendifferenz Null synchronisiert, wie es in der Gleichung (8) angegeben ist, und er kann durch die folgende Gleichung (12) ausgewertet werden: ϕa = La||i1||R(θa – θ)u(θ) (12)
Indessen kann der phasengespiegelte Fluss angesichts der Gleichungen (9) und (11) durch die Gleichung (13) neu ausgewertet werden:
Die Gleichungen (12) und (13) beschreiben, dass sich der phasengleiche Vektor und der phasengespiegelte Vektor in einem wechselseitigen Zustand entgegengesetzter Phasen in Bezug auf den Hauptpol-Positionswinkel des Rotors befinden. Anders gesagt, zeigen sie an, dass der Zwischenwinkel unter den durch die beiden Flussvektoren gebildeten Winkeln als Schätzwert für den Hauptpol-Positionswinkel Θ des Rotors verwendet werden kann. Cosinus- und Sinuswerte des Schätzwerts des Hauptpol-Positionswinkels Θ werden in natürlicher Weise Schätzwerte für den Cosinus und den Sinus des Hauptpol-Positionswinkels Θ. Die auf die oben beschriebene Weise erhaltenen Cosinus- und Sinus-Schätzwerte werden für die Vektorrotatoren verwendet, wie für die synchronisierten dq-Koordinaten bei der Erfindung erforderlich. Um das Verständnis der Erfindung zu unterstützen, sind die Beziehungen zwischen den Vektoren des Statorstroms, des Statorflusses, des phasengleichen Flusses und des phasengespiegelten Flusses in den üblichen dq-Koordinaten, wie durch die Gleichungen (8) bis (13) beschrieben, in 2 als Vektordiagramm veranschaulicht.
Aus der vorstehenden Beschreibung ist es ersichtlich, dass gemäß der Erfindung ein Verfahren erzielt ist, bei dem die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Hauptpol-Positionswinkel des Rotors für die Vektorrotatoren verwendet werden, um eine Vektorsteuerung zu erzielen, ohne einen am Rotor angebrachten Polpositionswinkel-Detektor zu verwenden.
Nun wird die Betriebsweise gemäß einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung beschrieben. Unter Bezugnahme auf die Gleichungen (8) bis (13) wurde beschrieben, dass der phasengleiche Flussvektor und der phasengespiegelte Flussvektor im Zustand entgegengesetzter Phasen in Bezug auf den Hauptpol-Positionswinkel des Rotors vorliegen. Eine derartige Beziehung kann unter Verwendung des Hauptpol-Positionswinkels Θ und der jeweiligen Positionswinkel Θ_a, Θ_b des phasengleichen und des phasengespiegelten Flussvektors durch die folgende Gleichung (14) wiedergegeben werden: 2Θ = Θa + Θb (14)
Das für die Vektorrotatoren zur Vektorsteuerung erforderliche Signal ist nicht der Positionswinkel des Rotor-Hauptpols selbst, sondern es sind die zugehörigen Cosinus- und Sinuswerte. Anders gesagt, ist für die Anwendung auch die folgende Beziehung von Bedeutung:
Die rechte Seite der Gleichung (15) kann unmittelbar aus dem phasengleichen und dem phasengespiegelten Flussvektor berechnet werden. Z. B. kann sie einfach durch die folgende Gleichung (16) berechnet werden:
Es ist die folgende allgemeine trigonometrische Funktion für den doppelten Winkel gut bekannt:
Aus dem Vorstehenden ist es erkennbar, dass dann, wenn die Cosinus- und Sinuswerte des doppelten Winkels der Hauptpolposition bekannt sind, die Cosinus- und Sinuswerte derselben aus der Beziehung der Gleichung (17) bestimmt werden können.
Gemäß einem anderen Gesichtspunkt ist die Erfindung ein Vek torsteuerungsverfahren, wie oben angegeben, wobei die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den doppelten Winkel des Zwischenwinkels aus dem phasengleichen Flussvektor oder dessen Schätzwert und dem phasengespiegelten Flussvektor oder dessen Schätzwert bestimmt werden und die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den bestimmten Cosinus- und Sinus-Schätzwerten für den doppelten Winkel bestimmt werden. Aus der obigen Beschreibung ist es unter Bezugnahme auf die Gleichungen (16) und (17) erkennbar, dass durch die Erfindung für eine direkte Berechnung der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte gesorgt werden kann, wie sie für die Vektorrotatoren erforderlich sind, was aus dem phasengleichen und dem phasengespiegelten Flussvektor selbst erfolgt, ohne dass die Positionswinkel dieser Vektoren berechnet werden. Die Berechnung des Positionswinkels aus den Vektoren erfordert eine inverse Operation betreffend eine trigonometrische Funktion, wobei es sich um eine Art nichtlinearer Funktionen handelt. Es ist bekannt, dass die inverse Operation zu einem größeren Fehlersuchen führen kann oder einen größeren Rechenaufwand erforderlich machen kann, was vom Positionswinkel abhängt. Gemäß diesem Gesichtspunkt der Erfindung ist jedoch keine derartige inverse Operation erforderlich, und Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Positionswinkel können mit relativ hoher Genauigkeit durch eine relativ einfache Berechnung bestimmt werden. Anders gesagt, kann gemäß diesem Gesichtspunkt der Erfindung die früher beschriebene Betriebsweise mit relativ hoher Genauigkeit durch eine relativ einfache Berechnung realisiert werden.
Nun wird die Funktionsweise gemäß noch einem anderen Gesichtspunkt der Erfindung beschrieben. Wenn die Beziehung in der ersten Zeile der Gleichung (17) dazu verwendet wird, die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Hauptpol-Positionswinkels aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels der Hauptpolposition des Rotors zu berechnen, ist eine Quadratwurzeloperation erforderlich. Wenn die Beziehung in der zweiten Zeile der Gleichung (17) verwendet wird, ist eine Divisionsoperation erforderlich, aber keine Quadratwurzeloperation. Im Allgemeinen ist der zum Ausführen einer Division erforderliche Rechenaufwand klein im Vergleich zu dem zum Lösen einer Quadratwurzel, so dass es wünschenswert ist, die zweite Zeile so weit wie möglich zu verwenden. Da jedoch beim Teilungsvorgang die Tendenz besteht, dass der Fehler groß wird, wenn der Absolutwert des Nenners extrem klein ist, ist es aus einem praktischen Gesichtspunkt heraus wünschenswert, derartige Fälle zu vermeiden. Aus der obigen Beschreibung ist es ersichtlich, dass es dann, wenn z. B. der Cosinuswert den größeren Absolutwert aufweist, bevorzugt ist, über ein Bestimmungsverfahren zu verfügen, das durch die folgende Gleichung (18) gekennzeichnet ist:
Wenn dagegen der Sinuswert einen großen Absolutwert aufweist, ist das durch die folgende Gleichung (19) gekennzeichnete Bestimmungsverfahren bevorzugt:
Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt des oben beschriebenen Vektorsteuerungsverfahrens wird das Verfahren zum Bestimmen der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels gemäß der vorhergesagten Größe der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels variiert. Im Ergebnis ist es aus der obigen Beschreibung, unter Bezugnahme auf die Gleichungen (18) und (19), erkennbar, dass eine Operation erzielt wird, gemäß der die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte als Rotationswinkel für die Vektorrotatoren im Zustand, in dem für die höchste Rechengenauigkeit gesorgt ist, bestimmt werden können, wobei in diesem Zustand auch der Rechenaufwand vernünftig gesenkt ist. Außerdem kann gemäß diesem Gesichtspunkt der Erfindung die oben beschriebene Operation mit hoher Genauigkeit und vernünftigem Rechenaufwand erzielt werden.
Als Nächstes wird die Funktionsweise gemäß noch einem anderen Gesichtspunkt der Erfindung beschrieben. Bei diesem Gesichtspunkt der Erfindung werden beim oben beschriebenen Vektorsteuerungsverfahren der phasengleiche Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert sowie der phasengespiegelte Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert, die beide über dieselbe Norm verfügen, erzeugt, und jeweilige Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels werden proportional zu einer ersten Komponente und einer zweiten Komponente eines Synthesevektors bestimmt, der durch Vektoraddition der zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird.
3 veranschaulicht die obige Vektorsynthese in üblichen dq-Koordinaten. In der Zeichnung ist die Richtung des Rotorhauptpols durch den Einheitsvektor u(Θ) gekennzeichnet, und zwei Vektoren, deren Norm gleich ist, sind mit K₂i₁ und K₂Q(Θ)i₁ gekennzeichnet. Der durch Addition derartiger Vektoren erhaltene Synthesevektor ist mit ζ gekennzeichnet. Aus 3 ist es leicht erkennbar, dass der Synthesevektor dieselbe Richtung wie der Rotorhauptpol hat. Es ist auch möglich, unter Verwendung der unten angegebenen Gleichungen genau zu beschreiben, dass der durch Addition erzielte Synthesevektor dieselbe Richtung wie der die Hauptpolposition anzeigende Einheitsvektor aufweist:
Die Gleichung (20) zeigt, dass der additive Synthesevektor das skalare Vielfache des die Hauptpolposition anzeigenden Einheitsvektors ist und dass die Beschreibung unter Bezugnahme auf 3 gültig ist.
Aus der Gleichung (20) ist es erkennbar, dass die Cosinus- und Sinuswerte des Hauptpol-Positionswinkels des Rotors durch die folgende Beziehung abgeschätzt werden können:
Genauer gesagt, können die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels proportional zur ersten und zweiten Komponente des Synthesevektors durch Addition bestimmt werden, wie es für diesen Gesichtspunkt der Erfindung beschrieben wurde.
Gemäß dem vorliegenden Gesichtspunkt ist es aus der obigen Beschreibung unter Bezugnahme auf die Gleichung (21) erkennbar, dass eine Wirkungsweise dahingehend erzielt wird, dass die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel und ferner das für die Vektorrotatoren erforderliche Rotationssignal durch eine sehr einfache Berechnung erzielt werden kann, außer für ein Gebiet, in dem der Absolutwert des inneren Produkts (i₁ ^Tu(Θ)) des Statorstroms und des Einheitsvektors klein wird. Im Ergebnis kann, gemäß dem vorliegenden Gesichtspunkt, die beschriebene Funktionsweise durch eine sehr einfache Berechnung erzielt werden. Nachfolgend wird unter Bezugnahme auf ein Ausführungsbeispiel in Zusammenhang mit dem vorliegenden Gesichtspunkt ein Verfahren im Detail beschrieben, das dazu dient, zu vermeiden, dass der Absolutwert des inneren Produkts aus dem Statorstrom und dem Einheitsvektor zu klein wird.
Nun wird die Funktionsweise gemäß einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung beschrieben. Die Erfindung gemäß diesem Gesichtspunkt ist ein Vektorsteuerungsverfahren, wie es oben beschrieben ist, wobei der phasengleiche Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert sowie der phasengespiegelte Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Richtung mit dessen Schätzwert, die beide über dieselbe Norm verfügen, erzeugt werden und jeweilige Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels in verkippter Relation zu einem Synthesevektor bestimmt werden, der durch Vektorsubtraktion der obigen erzeugten zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird.
4 zeigt das Aussehen der obigen Vektorsynthese in üblichen dq-Koordinaten. In der Zeichnung ist die Richtung des Rotorhauptpols durch den Einheitsvektor u(Θ) gekennzeichnet, und zwei Vektoren mit derselben Form sind mit K₂i₁ und K₂Q(Θ)i₁ gekennzeichnet. Der durch Subtraktion derartiger Vektoren erhaltene Synthesevektor ist mit ζ gekennzeichnet. Aus dieser Zeichnung ist es leicht erkennbar, dass die Richtung des Synthesevektors rechtwinklig zu der des Rotorhauptpols verläuft. Es ist auch möglich, dies gemäß einer mathematischen Gleichung auf die folgende Weise genau zu beschreiben:
Die Gleichung (22) wird dazu verwendet, sicherzustellen, dass die Richtung des Substraktions-Synthesevektors rechtwinklig zum die Hauptpolposition anzeigenden Einheitsvektor verläuft und seine Größe ein skalares Vielfaches wird, wobei auch die Gültigkeit der Beschreibung unter Bezugnahme auf 4 bewiesen ist.
Aus der Gleichung (22) ist es erkennbar, dass die Cosinus- und Sinuswerte des Hauptpol-Positionswinkels des Rotors aus der folgenden Beziehung abgeschätzt werden können:
Genauer gesagt, können, wie es für die Erfindung speziell angegeben wird, die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkel in verkippter Relation zum Subtraktions-Synthesevektor ζ bestimmt werden. Es sei darauf hingewiesen, dass die verkippte Relation hinsichtlich der symmetrischen Verkippungsmatrix J ausgedrückt wird, die in (23) auf den Subtraktions-Synthesevektor ζ einwirkt, und dass die verkippte Relation, statt einer einfachen Proportionalität, für die Schätzwerte erforderlich ist, da der Synthesevektor ζ rechtwinklig in Bezug auf die Hauptpolrichtung verläuft.
Gemäß diesem Gesichtspunkt der Erfindung ist es aus der obigen Beschreibung unter Bezugnahme auf die Gleichung (23) leicht erkennbar, dass die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel und ferner das für die Vektorrotatoren erforderliche Rotationssignal durch eine sehr einfache Berechnung bestimmt werden können, mit Ausnahme eines Gebiets, in dem der Absolutwert des verkippten inneren Produkts (i₁ ^TJu(Θ)) aus dem Statorstrom und dem Einheitsvektor klein wird. Im Ergebnis kann, gemäß der Erfindung, die beim ersten Gesichtspunkt beschriebene Funktionsweise mittels einer relativ sehr einfachen Berechnung erzielt werden. Nachfolgend wird ein Verfahren zum Vermeiden, dass der Absolutwert des verkippten inneren Produkts aus dem Statorstrom und dem Einheitsvektor klein wird, im Einzelnen beschrieben.
Nun wird die Erfindung anhand von durch Figuren veranschaulichten Ausführungsbeispielen näher erläutert.
1 ist ein Vektordiagramm, das ein Beispiel für Beziehungen zwischen der Richtung des Rotorhauptpols und Achsen d und q in üblichen dq-Koordinaten zeigt;
2 ist ein Vektordiagramm, das ein Beispiel für Beziehungen zwischen dem Statorstrom, dem Statorfluss, einem phasengleichen Fluss und einem phasengespiegelten Fluss in den üblichen dq-Koordinaten zeigt;
3 ist ein Vektordiagramm, das ein Beispiel der Beziehungen zwischen einem Additions-Synthesevektor und der Richtung des Rotorhauptpols in den üblichen dq-Koordinaten zeigt;
4 ist ein Vektordiagramm, das ein Beispiel der Beziehungen zwischen einem Subtraktions-Synthesevektor und der Richtung des Rotorhauptpols in den üblichen dq-Koordinaten zeigt;
5 ist ein Blockdiagramm, das den Grundaufbau einer Vektorsteuerungsvorrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel zeigt;
6 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur einer Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel zeigt;
7 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur einer Flussvektor-Abschätzeinrichtung eines Ausführungsbeispiels zeigt;
8 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur eines Cosinus/Sinus-Generators bei einem Ausführungsbeispiel zeigt;
9 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur eines Sollwertwandlers bei einem Ausführungsbeispiel zeigt;
10 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur eines Cosinus/Sinus-Generators bei einem Ausführungsbeispiel zeigt;
11 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur eines Cosinus/Sinus-Generators bei einem Ausführungsbeispiel zeigt;
12 ist ein Beispiel für Beziehungen zwischen einem Beurteilungsindex zum Auswählen eines Entscheidungsverfahrens, wie es von einem Cosinus/Sinus-Generator für den Zwischenwinkel verwendet wird, und einem ausgewählten Ergebnis; und
13 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Struktur einer herkömmlichen Vektorsteuerungsvorrichtung zeigt.
Unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen werden nun bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung im Einzelnen unter Verwendung spezieller Beispiele beschrieben. 5 zeigt den Grundaufbau eines Ausführungsbeispiels einer Vektorsteuerungsvorrichtung und eines Reluktanz-Synchronmotors, bei dem das erfindungsgemäße Vektorsteuerungsverfahren ange wandt ist. Diese Struktur unterscheidet sich von der Struktur eines herkömmlichen Steuerungsverfahrens dem Grunde nach dadurch, dass anstelle eines Polpositionswinkel-Detektors 2 und eines Cosinus/Sinus-Signalgenerators 7 eine Positionswinkel-Abschätzeinrichtung 12 verwendet ist und dass anstelle eines Drehzahlvektors 11 eine Drehzahl-Abschätzeinrichtung 13 verwendet ist. Andere Einheiten sind grundsätzlich dieselben wie die beim durch 13 veranschaulichten herkömmlichen Steuerungsverfahren, wobei jedoch der Sollwertwandler 9 geringfügig modifiziert ist. Die Haupteinheit der Erfindung liegt in der Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung 12. Die Drehzahl-Abschätzeinrichtung 13 schätzt die Rotordrehzahl aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des von der Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung 12 ausgegebenen Positionswinkels ab. Die Drehzahl-Abschätzeinrichtung wurde in Zusammenhang mit dem sensorfreien Vektorsteuerungsverfahren für Induktionsmotoren und Permanentmagnetsynchronmotoren entwickelt und ist dem Fachmann gut bekannt. Der Sollwertwandler 9 wird gemeinsam mit einem für die Erfindung geeigneten Konfigurierverfahren in Zusammenhang mit der Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung erläutert. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird eine Drehzahlregelung als Beispiel zum Vergleich mit dem durch 13 veranschaulichten herkömmlichen Verfahren beschrieben, jedoch ist zu beachten, dass auch eine Verwendung zur Drehmomentregelung verwendet werden kann und dass dafür die Drehzahl-Abschätzeinrichtung nicht erforderlich ist. Die folgende Beschreibung konzentriert sich auf die Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung 12, da es sich hierbei um den prinzipiellen Kern der Erfindung handelt.
Aus der 5 ist es erkennbar, dass die Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung Stromvektorinformation und Spannungsvektorinformation des Stators als Eingangssignale erhält und Cosinus- und Sinussignale als Rotationssignal an die Vektorrotatoren ausgibt. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird der Spannungsvektor-Sollwert in den stationären Koordinaten als Spannungsinformation erhalten, so dass die Montage auf relativ einfache Weise vorgenommen werden kann, ohne dass spezielle Leitungsspannungsdetektoren verwendet werden, und es wird der gemessene Statorstromvektor in den stationären Koordinaten als Strominformation erhalten. Wenn die entstehenden Kosten keinen wesentlichen Faktor darstellen, kann Spannungsinformation unter Verwendung von Leitungsspannungsdetektoren erhalten werden, ähnlich wie bei sensorfreien Vektorsteuerungsverfahren für andere Wechselspannungsmotoren. Es ist auch möglich, als Strominformation einen Schätzwert, wie einen Stromvektor-Sollwert, anstelle der gemessenen Stromstärke zu verwenden. Die Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung erhält auch einen d-Achse-Stromsollwert und einen q-Achse-Stromsollwert, die Eingangssignale des Stromreglers sind, zusätzlich zur obigen Spannungs- und Strominformation. Gemäß der Erfindung sind derartige Stromsollwerte nicht immer erforderlich, jedoch können sie bei bestimmten Ausführungsbeispielen von Nutzen sein. Daher ist die Situation einer Hilfseingabe durch eine gestrichelte Signalleitung spezifiziert. Das Ausgangssignal der Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung sind Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel der durch einen phasengleichen Flussvektor und einen phasengespiegelten Flussvektor erzeugten Winkel, wie im Einzelnen beschrieben, und sie werden als Rotationssignale der zwei Vektorrotatoren verwendet, wie in 5 dargestellt.
6 zeigt die interne Struktur der Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung 12. Diese Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung 12 verfügt im Wesentlichen über zwei Komponenten, nämlich eine Flussvektor-Abschätzeinrichtung 12a und einen Cosinus/Sinus-Generator 12b. Die Flussvektor-Abschätzeinrichtung 12a schätzt den phasengleichen magnetischen Vek tor und den phasengespiegelten Flussvektor aus der Strom- und der Spannungs-Vektorinformation für den Stator ab und gibt die Werte aus. Der Cosinus/Sinus-Generator 12b erhält die Schätzwerte des phasengleichen Flussvektors und des phasengespiegelten Flussvektors und gibt die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel aus den durch sie gebildeten Winkeln aus. Wie es aus 6 und der obigen Beschreibung erkennbar ist, werden die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel aus den beiden Flussvektoren unter Verwendung der Schätzwerte für beide Flussvektoren bestimmt. Vom Cosinus/Sinus-Generator können, wie es durch gestrichelte Linien in der Zeichnung gekennzeichnet ist, der d-Achse- und der q-Achse-Stromsollwert zusätzlich verwendet werden.
7 zeigt eine typische Struktur der Flussvektor-Abschätzeinrichtung 12a. In der Zeichnung kennzeichnet 12a-1 eine Statorflussvektor-Abschätzeinrichtung. Diese Einheit dient zum Empfangen der Spannungs- und Strominformation des Stators und zum Abschätzen und Ausgeben des Statorflusses. Als Verfahren hierfür kann ein dem Fachmann bekanntes Verfahren für sensorfreie Vektorsteuerung von Induktionsmotoren und Permanentmagnet-Synchronmotoren verwendet werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird der Statorfluss unter Verwendung eines einfachen Verfahrens abgeschätzt, das durch die folgende Gleichung gekennzeichnet ist: Φ1 = (1/s)[ν1 – R1i1] (24)
In 7 und der Gleichung (24) kennzeichnet 1/s eine Integrationsverarbeitung durch einen Integrierer. Wie es dem Fachmann gut bekannt ist, kann die Integrierverarbeitung durch digitale Annäherung bewerkstelligt werden.
Der phasengleiche Flussvektor, der dieselbe Richtung wie der Stromvektor aufweist, wird grundsätzlich gemäß der Beziehung der Gleichung (8) abgeschätzt. Indessen wird der phasengespiegelte Fluss grundsätzlich gemäß der zweiten Formel der Gleichtung (9) als Differenz zwischen dem Statorflussvektor und dem phasengleichen Flussvektor bestimmt. Aus einem Vergleich zwischen der Gleichung (2) und den Gleichungen (8), (9) und 7 ist es erkennbar, dass die Abschätzverarbeitung hier dazu dient, den Statorflussvektor-Schätzwert in einen Schätzwert für den phasengleichen Flussvektor und einen solchen für den phasengespiegelten Flussvektor zu unterteilen.
8 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel für den Cosinus/Sinus-Generator 12b. In der Zeichnung ist 12b-1 ein Doppelwinkel-Cosinus/Sinus-Generator, und 12b-2 ist ein Zwischenwinkel-Cosinus/Sinus-Generator. Außerdem ist 12b-3 eine Beurteilungseinrichtung, die ein Auswählsignal erzeugt, das zum Auswählen eines Bestimmungsverfahrens durch den Zwischenwinkel-Cosinus/Sinus-Generator zu verwenden ist.
Der Doppelwinkel-Cosinus/Sinus-Generator empfängt als Eingangssignale die Schätzwerte des phasengleichen und des phasengespiegelten Flussvektors, er bestimmt die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des doppelten Winkels des Zwischenwinkels der beiden Vektoren und gibt sie aus. Diese Schätzwert-Bestimmungsverarbeitung wird gemäß der Gleichung (16) ausgeführt. Der Zwischenwinkel-Cosinus/Sinus-Generator 12b-2 empfängt als Eingangssignale die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des doppelten Winkels, wie vom Doppelwinkel-Cosinus/Sinus-Generator 12b-1 ausgegeben, und er verwendet sie zum Bestimmen und Ausgeben der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels.
Gemäß der Erfindung wird das Verfahren zum Festlegen der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels abhängig von der erwarteten Größe der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels geändert. Z. B. kann der Zwischenwinkel-Cosinus/Sinus-Generator 12b-2 mit vier Typen von Bestimmungsverfahren versehen sein, die durch die folgenden Gleichungen (25) bis (28) gekennzeichnet sind, und er kann durch diesen eine Auswahl abhängig von der Größe der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte für den Zwischenwinkel auswählen.
In den Gleichungen (25) bis (28) sind, unter Berücksichtigung, dass die Stärke der Cosinus- und Sinuswerte des Zwischenwinkels direkt vom Wert desselben abhängen, die Bedingungen zum Auswählen des Bestimmungsverfahrens so dargestellt, dass ein Zwischenwinkelwert im ganz rechten Term jeder Gleichung angegeben ist.
Die Beurteilungseinrichtung 12b-3 dient zum Bestimmen der erwarteten Stärke der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels und zum Auswählen des oben genannten Bestim mungsverfahrens. Bei jeder Komponente der Erfindung kann die Verarbeitung digital sein. Als spezielles Ausführungsbeispiel zeigt 8 ein solches Beispiel, bei dem die erwartete aktuelle Stärke unter Verwendung der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels bestimmt wird, die, unter der Berücksichtigung der digitalen Verarbeitung, um einen Steuerungszyklus früher liegen. Bei diesem Beispiel ist angenommen, dass der aktuelle Moment der Moment k ist, der um einen Steuerungszyklus frühere Moment der Moment (k – 1) ist und der Cosinus- und Sinus-Schätzwert des Zwischenwinkels im Moment (k – 1) der Wert u(Θ, k – 1) ist. In 8 ist z^–1 ein Verzögerungselement für eine Verzögerung um einen Steuerungszyklus, und es dient zum Ausgeben des Eingangssignals nach Verzögern desselben um einen Steuerungszyklus. Die Funktion nach dem obigen Element ist die folgende.
Als Erstes werden die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels zum Moment (k – 1) gemäß der Beziehung der Gleichung (29) verarbeitet, um einen Beurteilungsindex d₁(k), d₂(k) zum Moment k zu erzeugen.
Dann wird, gemäß dem obigen Beurteilungsindex, beurteilt, welche der Gleichungen (25) bis (28) zum Moment k als Beurteilungsverfahren verwendet werden soll. Die Beurteilung gemäß dem Index d₁(k), d₂(k) wird gemäß dem durch 12 veranschaulichten Verfahren ausgeführt. Das Verfahren gemäß 12 führt eine Beurteilung alleine durch positive und negative Vorzeichen des Beurteilungsindex aus, und seine dritte Zeile zeigt das Ausgangssignal (ausgewählte Ergebnisse), während seine erste und zweite Zeile Eingangsgrößen (Codes für den Beurteilungsindex) zeigen. So ist die unter Bezugnahme auf das Ausführungsbeispiel beschriebene Erfin dung von großem Nutzen, und sie kann auf einfache und vernünftige Weise eine zu verwendende Gleichung auswählen. Beim Ausführungsbeispiel des Cosinus/Sinus-Generators gemäß 8 sind die Sollwerte für den d-Achse- und den q-Achse-Strom nicht angegeben, da sie nicht verwendet werden.
9(a) ist eine beispielhafte Struktur des Sollwertwandlers 9, der für das in 8 dargestellte Ausführungsbeispiel des Cosinus/Sinus-Generators geeignet ist. Wie es unter Bezugnahme auf die Gleichung (6) speziell angegeben wurde, kann ein Drehmoment bei minimalen Kupferverlusten erzeugt werden, wenn die Absolutwerte des d-Achse- und des q-Achse-Stroms in den synchronisierten dq-Koordinaten gleich sind. Die beispielhafte Struktur des Sollwertwandlers 9 der 9(a) ist ein Beispiel für das Erzielen minimaler Kupferverluste für hohen Wirkungsgrad. Gemäß der Erfindung kann mit dem Cosinus/Sinus-Generator 12b gemäß 8 eine effiziente Ansteuerung realisiert werden.
10 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel des Cosinus/Sinus-Generators 12b. In dieser Zeichnung kennzeichnet 12b-4 eine Vektoradditions-Syntheseeinrichtung. Diese Vektoradditions-Syntheseeinrichtung multipliziert den Schätzwert des phasengleichen Flussvektors und den Schätzwert des phasengespiegelten Flussvektors mittels der Kehrwerte der jeweiligen Induktanzen, um sie auf dieselbe Norm zu bringen, und dann erzeugt sie durch Addieren der Vektoren einen Synthesevektor und gibt diesen aus. In der Vektoradditions-Syntheseeinrichtung ist K₂ ein Designparameter, dessen Design in den Händen eines Designers liegt, und er kann allgemein nach Wunsch ausgewählt werden, jedoch vorzugsweise als 1, L_a oder L_b ausgewählt werden. In 10 ist 12b-5 eine Vektornormierungseinrichtung für den additiven Synthesevektor, und sie bestimmt die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels proportional zum Synthesevektor. Bei diesem Ausfüh rungsbeispiel ist der Vektor mit den Cosinus- und Sinuswerten des Zwischenwinkels als erste und zweite Komponente ein Einheitsvektor, damit diese Einheitseigenschaft zum Normieren des Synthesevektors auf einen Einheitsvektor verwendet wird, um die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte in einer Form proportional zum Synthesevektor zu bestimmen. Im Prinzip nutzt dieses Ausführungsbeispiel die unter Bezugnahme auf die zweite Formel der Gleichung (21) beschriebene Funktion. Wie es durch die zweite Formel der Gleichung (21) angegeben ist, benötigt der Vorzeichenfaktor, der ein positives oder negatives Vorzeichen bestimmt, den Wert des inneren Produkts aus dem Stromvektor und dem Einheitsvektor. Dies wird bei diesem Ausführungsbeispiel durch den d-Achse-Stromsollwert angenähert. Anders gesagt, wird die folgende Beziehung verwendet: i1 Tu(Θ) ≈ i*d (30)
Zum Abschätzen der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte ist nur das positive oder negative Vorzeichen eines Signals erforderlich, wohingegen die aktuelle Signalstärke nicht erforderlich ist. Aus dem zum Abschätzen der Cosinus- und Sinuswerte verwendeten Signal wird nur das positive oder negative Vorzeichen bestimmt, während die Stärke selbst nicht berücksichtigt wird. Angesichts der obigen Eigenschaften liefert der d-Achse-Stromsollwert, der durch Störsignale wenig beeinflusst wird, häufig eine günstige Reaktion im Vergleich zu einem gemessenen Wert.
Es ist auch möglich, die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels durch die erste Formel der Gleichung (21) zu bestimmen. Das innere Produkt aus dem Stromvektor und dem Einheitsvektor kann auch durch den d-Achse-Stromsollwert oder dergleichen angenähert werden.
9(b) zeigt eine beispielhafte Struktur für den Sollwertwandler 9, wie er für das in 10 dargestellte Ausführungsbeispiel des Cosinus/Sinus-Generators geeignet ist. Um dafür zu sorgen, dass der Cosinus/Sinus-Generator in 10 vernünftig reagiert, ist es erforderlich, zu vermeiden, dass der d-Achse-Strom einen sehr kleinen Wert, einschließlich Null, einnimmt. Dies kann dadurch einfach bewerkstelligt werden, dass der Sollwertwandler 9 wie in 9(b) dargestellt konfiguriert wird. Anders gesagt, wird der Sollwertwandler 9 so konfiguriert, dass der d-Achse-Strom auf einem vorbestimmten konstanten Strom gehalten wird, während der q-Achse-Strom abhängig von einem Drehmoment-Sollwert variiert wird. So kann verhindert werden, dass der d-Achse-Strom einen sehr kleinen Wert einschließlich Null einnimmt, und es kann dafür gesorgt werden, dass vernünftig auf den Cosinus/Sinus-Generator der 10 reagiert wird. Das durch 9(b) veranschaulichte Ausführungsbeispiel erfüllt grundsätzlich die Beziehung der Gleichung (6) betreffend die Drehmomenterzeugung.
11 veranschaulicht ein drittes Ausführungsbeispiel für den Cosinus/Sinus-Generator 12b. In dieser Zeichnung kennzeichnet 12b-6 eine Vektorsubtraktions-Syntheseeinrichtung. Diese Vektorsubtraktions-Syntheseeinrichtung multipliziert den Schätzwert des phasengleichen Flussvektors und den Schätzwert des phasengespiegelten Flussvektors mit dem Kehrwert jeder zugehörigen Induktanz, um denselben zu normieren, und sie führt eine Vektorsubtraktion zum Erzeugen eines Synthesevektors und zum Ausgeben desselben aus. In der Vektorsubtraktions-Syntheseeinrichtung ist K₂ ein Designparameter, dessen Design in den Händen des Designers liegt, und er wird im Allgemeinen nach Wunsch ausgewählt, wobei 1, L_a, L_b bevorzugte Kandidatenwerte sind. In 11 ist 12b-7 eine Vektornormierungseinrichtung für den Subtraktionssynthesevektor, und sie bestimmt die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels in verkippter Relation zum Synthesevektor. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Vektor mit den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des Zwischenwinkels als erste und zweite Komponente ein Einheitsvektor, und die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels befinden sich in verkippter Relation zum Synthesevektor. Dieses Ausführungsbeispiel nutzt im Prinzip die unter Bezugnahme auf die ausgewählte Formel der Gleichung (23) beschriebene Funktionsweise, und die symmetrische Verkippungsmatrix J der Vektornormierungseinrichtung 12b-7, die ebenfalls in der Gleichung (23) auftritt, ist durch die Gleichung (4) definiert. Wie es durch die zweite Formel der Gleichung (23) gekennzeichnet ist, benötigt der Vorzeichenfaktor zum Festlegen des positiven oder negativen Vorzeichens den Wert des verkippten inneren Produkts aus dem Stromvektor und dem Einheitsvektor. Dies wird bei diesem Ausführungsbeispiel durch den q-Achse-Stromsollwert angenähert, und es wir die folgende Beziehung genutzt: i1 TJu(Θ) ≈ i*q (31)
Zum Abschätzen der Cosinus- und Sinuswerte werden nur das positive oder negative Vorzeichen des Signals benötigt, wobei die tatsächliche Signalstärke nicht benötigt wird. Aus dem zum Abschätzen der Cosinus- und Sinuswerte verwendeten Signal wird nur das positive oder negative Vorzeichen bestimmt, während die Stärke desselben nicht berücksichtigt wird. Angesichts der obigen Eigenschaften liefert der q-Achse-Stromsollwert, der durch Störsignale kaum beeinflusst wird, häufig ein günstiges Ansprechverhalten im Vergleich zum gemessenen Wert.
Selbstverständlich ist es auch möglich, die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels gemäß der ersten Formel der Gleichung (23) zu bestimmen. Das verkippte innere Produkt aus dem Stromvektor und dem Einheitsvektor kann durch den q-Achse-Stromsollwert oder dergleichen angenähert werden.
9(c) zeigt eine beispielhafte Struktur des Sollwertwandlers, wie er für das in 11 dargestellte Ausführungsbeispiel des Cosinus/Sinus-Generators geeignet ist. Damit der Cosinus/Sinus-Generator der 11 vernünftig reagiert, ist es erforderlich, zu verhindern, dass der q-Achse-Strom einen sehr kleinen Wert, einschließlich Null, einnimmt. Ein einfaches Verfahren, um dies zu bewerkstelligen, besteht darin, den Sollwertwandler 9 wie in 9(b) dargestellt zu konfigurieren. Der Sollwertwandler 9 der 9(b) ist so konfiguriert, dass der q-Achse-Strom immer auf einem vorbestimmten Wert gehalten wird, während der d-Achse-Strom abhängig von einem Drehmoment-Sollwert variiert wird. So kann verhindert werden, dass der q-Achse-Strom einen sehr kleinen Wert, einschließlich Null, einnimmt, und es kann dafür gesorgt werden, dass vernünftig auf den Cosinus/Sinus-Generator der 11 reagiert wird. Das in 9(c) dargestellte Ausführungsbeispiel erfüllt prinzipiell die Beziehung gemäß der Gleichung (6) betreffend die Drehmomenterzeugung.
Die Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung gemäß der Erfindung wurde in den obigen Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen im Einzelnen beschrieben. Wie es in mehreren Punkten in dieser Beschreibung angegeben ist, wird die Positionswinkelvektor-Abschätzeinrichtung bei der Erfindung angesichts des beachtlichen Fortschritts der aktuellen Digitaltechnik vorzugsweise digital konfiguriert. Zur digitalen Struktur gehören Hardware- und Softwarestrukturen, und es ist dem Fachmann erkennbar, dass als erfindungsgemäße Struktur jede derselben verwendet werden kann.
Wie es aus der obigen Beschreibung erkennbar ist, ist durch die Erfindung für die folgenden Wirkungen gesorgt. Insbesondere wird bei der Erfindung gemäß dem Anspruch 1 der Statorflussvektor in den phasengleichen Flussvektor mit derselben Richtung wie der des Stromvektors und den phasengespiegelten Flussvektor, der durch eine Differenz zwischen dem Statorflussvektor und dem phasengleichen Flussvektor bestimmt ist, unterteilt, und es werden die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den durch den phasengleichen Flussvektor und den phasengespiegelten Flussvektor gebildeten Winkels als Rotationssignal der Vektorrotatoren verwendet. Gemäß der Erfindung wird die Funktionsweise erzielt, dass die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels als Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Hauptpol-Positionswinkels des Rotors gehandhabt werden können, so dass das Rotationssignal für die Vektorrotatoren erhalten werden kann, ohne dass ein am Rotor angebrachter Polpositionswinkel-Detektor verwendet wird. Im Ergebnis sind Wirkungen dahingehend erzielt, dass die für die Vektorsteuerung des Reluktanz-Synchronmotors benötigten Vektorrotatoren normal betrieben werden können und dass die Vektorsteuerung des Reluktanz-Synchronmotors ohne Verwendung eines Polpositionswinkel-Detektors vorgenommen werden kann, wie er herkömmlicherweise am Rotor angebracht wurde. Es sind auch Effekte erzielt, durch die verschiedene Probleme beim Stand der Technik beseitigt sind, wie eine Beeinträchtigung der Zuverlässigkeit des Motorsystems, eine Vergrößerung in axialer Richtung, Verdrahtungsprobleme und eine Erhöhung verschiedener Kosten, hervorgerufen durch das Anbringen des Polpositionswinkel-Detektors am Rotor, wenn der Vektorsteuerungsvorgang für den Reluktanz-Synchronmotor ausgeführt wird.
Wie oben beschrieben, kann die Erfindung auch so konfiguriert werden, dass die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des doppelten Winkels des Zwischenwinkels zunächst aus dem phasengleichen Flussvektor oder dem Schätzwert und dem phasengespiegelten Flussvektor oder dessen Schätzwert bestimmt werden und dann die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den bestimmten Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels bestimmt werden. Daher können die für die Vektorrotatoren benötigten Cosinus- und Sinus-Schätzwerte direkt aus dem phasengleichen Flussvektor und dem phasengespiegelten Flussvektor berechnet werden, ohne dass deren Positionswinkel berechnet werden. Da eine Umkehrberechnung zum Berechnen des Positionswinkels überflüssig ist, ist auch der Effekt erzielt, dass die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Positionswinkels mit relativ hoher Genauigkeit und relativ kleinem Rechenaufwand bestimmt werden können. So ist es möglich, die Erfindung so zu konfigurieren, dass die Funktionsweise vernünftig gewährleistet werden kann. Im Ergebnis wird die Wirkung erzielt, dass die oben beschriebenen Effekte mit relativ hoher Genauigkeit und relativ kleinem Rechenaufwand erzielt werden können.
Die Erfindung kann auch so konfiguriert sein, dass das Verfahren zum Bestimmen der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels aus den Cosinus- und Sinus-Schätzwerten des doppelten Winkels abhängig von der erwarteten Stärke der Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels festgelegt wird. Auf diese Weise kann die Funktion erzielt werden, dass die für die Vektorrotatoren erforderlichen Cosinus- und Sinus-Schätzwerte so erhalten werden, dass die höchste Rechengenauigkeit aufrechterhalten ist, während der Rechenaufwand gesenkt ist. Im Ergebnis können die Wirkungen der Erfindung in einem Zustand erzielt werden, in dem die höchste Rechengenauigkeit aufrechterhalten ist, während der Rechenaufwand gesenkt ist.
Die Erfindung kann ferner so konfiguriert sein, dass der phasengleiche Flussvektor mit gleicher Norm oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert und der phasengespiegelte Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert erzeugt werden und die jeweiligen Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels proportional zur ersten und zweiten Komponente des Synthesevektors bestimmt werden, der durch Addition der zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird. So wird eine Funktionsweise erzielt, die es ermöglicht, die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels durch eine einfache Berechnung zu bestimmen, was jedoch nicht in einem Gebiet möglich ist, in dem der Absolutwert mit derselben Komponente wie der Rotor-Hauptpolrichtung des Statorstroms klein wird. So können die Wirkungen der Erfindung durch sehr einfache Berechnung erzielt werden.
Die Erfindung kann auch so konfiguriert sein, dass der phasengleiche Flussvektor mit gleicher Norm oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert und der phasengespiegelte Flussvektor oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert erzeugt werden, und die jeweiligen Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels in verkippter Beziehung betreffend eine Form mit Codes, die wechselseitig in Bezug auf die zweite und erste Komponente eines Synthesevektors invertiert sind, der durch Subtrahieren der zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird, bestimmt werden. Auf diese Weise können die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels durch eine sehr einfache Berechnung bestimmt werden, außer in einem Gebiet, in dem der Absolutwert der Statorstromkomponente rechtwinklig zur Rotor-Hauptpolrichtung sehr klein wird. Demgemäß können die Wirkungen der Erfindung durch eine sehr einfache Berechnung erzielt werden.
Gemäß bestimmten Gesichtspunkten der Erfindung, wie oben be schrieben, wird die Verwendung im Gebiet, in dem dieselbe Komponente wie der Rotorhauptpol des Statorstroms oder die vertikale Komponente klein wird, auf Kosten der Verringerung des Rechenaufwands eingeschränkt. Vorstehend wurde speziell ein praxisgerechtes Verfahren beschrieben, gemäß dem ein solches Gebiet auf solche Weise vermieden wird, dass die Wirkungen der Erfindung nicht verlorengehen.

Claims

Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor mit einem Stromsteuerungsprozess zum Steuern der Unterteilung eines zur Erzeugung eines Drehmoments τ beitragenden Statorstroms (i_u, i_v, i_w) in eine d-Achse-Komponente und eine q-Achse-Komponente eines Sromvektors i₁ in dq-Rotationskoordinaten, die aus zueinander rechtwinkligen Achsen d und q bestehen, die Vektorrotatoren R^T und R zugeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, dass ein Statorkopplungsfluss als Statorflussvektor ϕ₁ über die Formel ϕ₁ = (1/s)[υ₁ – R₁i₁], in der υ₁ die Statorspannung und R₁ den Kupferverlustwiderstand darstellt, abgeschätzt wird, und dann in einen phasengleichen Flussvektor ϕ_a mit derselben Richtung wie der des Stromvektors i₁ und einen phasengespiegelten Flussvektor ϕ_b aufgeteilt wird, der als Differenz zwischen dem Statorflussvektor ϕ₁ und dem phasengleichen Flussvektor ϕ_a bestimmt ist, und Cosinus- und Sinus-Schätzwerte eines Zwischenwinkels θ von durch den phasengleichen ϕ_a Flussvektor und den phasengespiegelten Flussvektor ϕ_b gebildeten Winkeln als Rotationssignal für Vektorrotatoren R^T(θ) und R(θ) verwendet werden.
Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des doppelten Winkels des Zwischenwinkels θ aus dem phasengleichen Flussvektor ϕ_a oder dessen Schätzwert bestimmt werden und die Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels θ aus den bestimmten Cosinus- und Sinusschätzwerten des doppelten Winkels bestimmt werden.
Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren zum Bestimmen der Cosinus- und Sinusschätzwerte des Zwischenwinkels θ aus den Cosinus- und Sinusschätzwerten des doppelten Winkels abhängig von der abgeschätzten Größe der Cosinus- und Sinusschätzwerte des Zwischenwinkels θ eingestellt wird.
Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der phasengleiche Flussvektor ϕ_a mit einer Norm für denselben oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert sowie der phasengespiegelte Flussvektor ϕ_b mit einer Norm für denselben oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert erzeugt werden und jeweilige Cosinus- und Sinusschätzwerte des Zwischenwinkels θ proportional zu einer ersten Komponente und einer zweiten Komponente eines Synthesevektors bestimmt werden, der durch Addition der zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird.
Vektorsteuerungsverfahren für einen Reluktanz-Synchronmotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der phasengleiche Flussvektor ϕ_a mit einer Norm für denselben oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert und der phasengespiegelte Flussvektor ϕ_b mit einer Norm für denselben oder ein Vektor mit derselben Richtung wie dessen Schätzwert erzeugt werden und die jeweiligen Cosinus- und Sinus-Schätzwerte des Zwischenwinkels θ in verkippter Relation zu einer Form betreffend Codes bestimmt werden, die wechselseitig in Bezug auf eine zweite Komponente und eine erste Komponente eines Synchronvektors invertiert sind, der durch Subtrahieren der zwei Vektoren mit derselben Norm erhalten wird.