DE10108927B4

DE10108927B4 - Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement und dessen Verwendung

Info

Publication number: DE10108927B4
Application number: DE10108927A
Authority: DE
Inventors: Takekazu Okada; Satoru Shinmura; Toshihiro Makino
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2000-02-25
Filing date: 2001-02-23
Publication date: 2004-03-04
Anticipated expiration: 2021-02-24
Also published as: GB0104553D0; KR100394814B1; GB2361361A; JP3412593B2; FR2806534B1; CN1184717C; DE10108927A1; US6819198B2; GB2361361B; CN1322032A; KR20010085603A; US20010030584A1; FR2806534A1; JP2001237613A

Abstract

Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement mit
einer ersten Mittelelektrode (11) und einer zweiten Mittelelektrode (12), die sich einander schneiden, wobei ein Ende von jeder derselben geerdet ist;
einem ferrimagnetischen Körper (10), der in der Nähe der ersten Mittelelektrode (11) und der zweiten Mittelelektrode (12) vorgesehen ist;
einem Magnet (3), der ein magnetostatisches Feld an den ferrimagnetischen Körper (10) anlegt; und
einem Parallelkondensator (C11), der zwischen das andere Ende der ersten Mittelelektrode (11) und Masse parallel geschaltet ist, und einem Parallelkondensator (C12), der zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode (12) und Masse parallel geschaltet ist;
gekennzeichnet durch
einen Reihenkondensator (C21), der zwischen das andere Ende der ersten Mittelelektrode (11) und einen Eingangsanschluß in Reihe geschaltet ist, und
einen Reihenkondensator (C22), der zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode (12) und einen Ausgangsanschluß in Reihe geschaltet ist,
wobei der ferrimagnetische Körper (10) ein rechtwinkeliges Parallelepiped ist, und
wobei die Reihen- und Parallelkondensatoren jeweils Chipkondensatoren sind.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein nichtreziprokes Schaltungsbauelement; wie z. B. einen Isolator, der bei einem Mikrowellenband oder dergleichen verwendet wird, und bezieht sich auf eine Hochfrequertzschaltungsvorrichtung, wie z. B. eine Kommunikationsvorrichtung, die mit demselben versehen ist.

Nicht-reziproke Schaltungsbauelemente, die bei einem Mikrowellenband oder dergleichen verwendet werden, werden in der (1) US 4016510 , prioritätsgleich mit der (2) JP 52-134349 A , (3) in der JP 58-3402 A , (4) in der JP 09-232818 A und (5) in der JP 08-8612 A offenbart.

Das im vorhergehenden erwähnte nicht-reziproke Schaltungsbauelement ist eine Komponente, bei der eine Ferritplatte mit Mittelelektroden versehen ist, die sich unter einem vorbestimmten Winkel schneiden, und bei der daraufhin ein statisches Magnetfeld an der Ferritplatte angelegt wird. Unter Zuhilfenahme einer ferrimagnetischen Charakteristik der Ferritplatte wird die Polarisationsebene eines magnetischen Hochfrequenzfeldes, das durch die Mittelelektroden bewirkt wird, gemäß dem faradayischen Rotationsgesetz gedreht. Dies erzeugt eine nicht-reziproke Charakteristik.

Bei dem nicht-reziproken Schaltungsbauelement, wie z. B. demjenigen in dem im vorhergehenden erwähnten Dokument (5), das eine erste bis dritte Mittelelektrode verwendet, weist die Anpassungsimpedanz der dritten Mittelelektrode eine Reaktanzkomponente auf. Da die Impedanz von der Frequenz ab hängt, ist der Frequenzbereich, in dem eine bevorzugte nicht-reziproke Charakteristik erhalten werden kann, schmal. Dies bedeutet, daß, wenn die Komponente als ein Isolator verwendet wird, die Trennungs- bzw. Isolatorcharakteristik unvermeidbar ein schmales Band aufweist.

Das nicht-reziproke Schaltungsbauelement, das zwei Mittelelektroden verwendet, weist Vorteile in Hinblick auf eine Miniaturisierung und eine Realisierung eines breiteren Bandes auf. Eine weitere Miniaturisierung des nicht-reziproken Schaltungsbauelementes, wie z. B. des Isolators, der bei einer Kommunikationsvorrichtung verwendet wird, ist ebenfalls gemäß neueren Anforderungen erforderlich, um die Kommunikationsvorrichtung bei einem drahtlosen Kommunikationssystem zu miniaturisieren.

Wenn jedoch die Größe einer Ferritplatte auf beispielsweise 0,5 mm × 0,5 mm × 0,3 mm sehr miniaturisiert wird, während der herkömmliche Aufbau der nicht-reziproken Komponente beibehalten wird, wird, wie es im folgenden beschrieben wird, da die Länge der Mittelelektrode verkürzt wird, die Induktivitätskomponente derselben verringert. Wenn das nicht-reziproke Schaltungsbauelement mit einer vorbestimmten Frequenz betrieben wird, kann keine Impedanzanpassung erhalten werden. Dementsprechend tritt das Problem eines erhöhten Einfügungsverlustes (IL; IL = insertion loss) auftritt.

Das Schaltungsdiagramm des herkömmlichen Isolators entspricht dem in 8 gezeigten. Wenn die Induktivitäten der Mittelelektroden L1 und L2 an die Kapazitäten der Parallelkondensatoren C1 und C2 impedanzmäßig angepaßt sind, weist die Impedanz-Ortskurve die in 9 gezeigte Beziehung auf. Dies bedeutet, daß sich, wenn die Impedanz der Mittelelektrode einen vorbestimmten Wert aufweist, die Impedanz der Mittelelektrode auf einem Substanzkreis befinden muß, der durch 50 Ω verläuft, um die Parallelkondensatoren zu verbinden, um an die normierte Impedanz (50Ω) angepaßt zu sein.

Wenn die Größe des Isolators jedoch in etwa 3,5 mm × 3,5 × 1,5 mm oder weniger betragen soll, ist die Größe der Ferritplatte 1,0 mm × 1,0 mm × 0,3 mm oder weniger in einem Fall, bei dem dieselbe ein rechtwinkliges Parallelepiped ist. Bei einem Aufbau, wie z. B. demjenigen des herkömmlichen Isolators, bei dem die Mittelelektrode auf lediglich einer Hauptoberflächenseite der Ferritplatte vorgesehen ist, ist die Induktivität der Mittelelektrode verringert. Folglich müssen, da die Reaktanz an der Betriebsfrequenz klein ist, die Kapazitäten der Anpassungsparallelkondensatoren erhöht werden. Aus diesem Grund ergibt sich jedoch ein Problem darin, daß die Betriebsfrequenzbandbreite verschmälert wird.

Wenn darüber hinaus ein Einplattenkondensator als die im vorhergehenden erwähnten Anpassungsparallelkondensatoren verwendet wird, nimmt die Größe desselben zu, was es nicht ermöglicht, daß ein Isolator einer Zielgröße realisiert werden kann. Wenn es beispielsweise vorgesehen ist, einen Isolator mit äußeren Abmessungen von 3,5 mm im Quadrat und mit einem 800 MHz-Band zu entwerfen, ist es erforderlich, daß die Kapazität des Parallelkondensators für eine Induktivität der Mittelelektrode von 6,6 nH 6 pF beträgt. Sogar obwohl eine Keramikplatte einer hohen Dielektrizitätskonstante mit einer relativen Dielektrizitätskonstante von beispielsweise 110 verwendet wird, um die Anpassungsparallelkondensatoren mit einer Dicke zu bilden, die 0,17 mm dünn ist, sind die Abmessungen des Kondensators auf eine Größe von etwa 1,0 mm × 1,05 mm erhöht, was bedeutet, daß der Kondensator nicht in dem Isolator der Zielgröße enthalten sein kann.

Die Gesamtminiaturisierung verringert die Größe der Mittelelektrode, was wiederum die Induktivität der Mittelelektrode verringert. Wenn die Induktivität zu klein ist, um sich auf dem Suszeptanzkreis zu befinden, der durch die normierte Impedanz (50Ω) verläuft, kann unabhängig von einer erhöhten Kapazität der Parallelkondensatoren keine Impedanzanpassung erhalten werden. Dies erhöht die Eingangs/Ausgangs-Impedanzen und verschlechtert den Einfügungsverlust.

Die US 5,923,224 beschreibt ein nicht-reziprokes Schaltungsbauelement mit einer magnetischen Anordnung mit Kondensatoren. Die magnetische Anordnung umfaßt ein Ferritsubstrat, auf dem drei Mittelleiter angeordnet sind, wobei ein Ende dieser Leiter mit Masse verbunden ist. Ein Eingang des Bauelements ist mit einem ersten Leiter verbunden und ein Ausgang des Bauelements ist mit einem zweiten Leiter verbunden, wobei parallel zum Eingang beziehungsweise zum Ausgang ein Anpassungskondensator vorgesehen ist. Der nicht mit Masse verbundene Anschluß des dritten Leiters ist über einen Widerstand ebenfalls mit Masse verbunden.

Die US 3,820,041 beschreibt eine Resonatorschaltung, die ein Resonatorelement, einen Eingang, einen Ausgang und einen Zirkulator umfaßt. Ferner ist eine Gleichspannungsquelle zum Beaufschlagen der Resonatorschaltung mit einer erforderlichen Gleichspannung vorgesehen. Zwischen dem Eingang und der Resonatorschaltung beziehungsweise dem Ausgang und der Resonatorschaltung ist der dreitorige Zirkulator vorgesehen, wobei zum Abblocken der Gleichstromkomponenten im Betrieb des Resonators entweder zwischen dem Eingang und dem Zirkulator und dem Ausgang und dem Zirkulator oder zwischen der Vorspannungsquelle und dem Zirkulator ein Entkoppelungskondensator vorgesehen ist.

Die US 4,210,886 beschreibt einen breitbandigen Isolator, der eine Ferritscheibe aufweist, auf der zwei Leiter angeordnet sind. Die Leiter sind mit einem Ende mit Masse verbunden, und mit dem anderen Ende mit einem Eingangsanschluß beziehungsweise einem Ausgangsanschluß verbunden. Zwischen dem Eingang und dem Ausgang ist ferner ein Neutralisierungselement vorgesehen.

Die nachveröffentlichte DE 10065511 A1 beschreibt ein nicht-reziprokes Schaltungsbauelement, bei dem um ei nen Ferritkörper zwei Leiter angeordnet sind, wobei ein Ende der Leiter jeweils mit Masse verbunden ist, das andere Ende mit einem Eingangsanschluß beziehungsweise mit einem Ausgangsanschluß. Zwischen dem Eingangsanschluß und Masse und zwischen dem Ausgangsanschluß und Masse ist jeweils ein Kondensator geschaltet.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein verbessertes kleines nicht-reziprokes Bauelement zu schaffen, das über einθ große Bandbreite eine nicht-reziproke Eigenschaft und niedrige Einfügungsverluste aufweist.

Diese Aufgabe wird durch ein nicht-reziprokes Schaltungsbauelement gemäß Anspruch 1 gelöst.

Die Vorteile dieser Erfindung bestehen darin, daß ein kleines nicht-reziprokes Schaltungsbauelement geschaffen wird, das eine nicht-reziproke Charakteristik über ein breites Band aufweist, und das niedrige Einfügungsverluste aufweist; sowie daß eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung geschaffen wird, wie z. B. eine Kommunikationsvorrichtung, die das nicht-reziproke Schaltungsbauelement verwendet.

Zu diesem Zweck wird das nicht-reziprokes Schaltungsbauelement mit einer ersten Mittelelektrode und einer zweiten Mittelelektrode versehen, die sich einander schneiden, und deren eines Ende geerdet ist, sowie mit einem ferrimagnetischen Körper in Form eines recht-winkligen Parallelpipeds, der in der Nähe der ersten Mittelelektrode und der zweiten Mittelelektrode vorgesehen ist, einem Magnet, der ein magnetostatisches Feld an den ferrimagnetischen Körper anlegt, einem Reihenkondensator, der zwischen das andere Ende der ersten Mittelelektrode und einen Eingangsanschluß in Reihe geschaltet ist, und einem Reihenkondensator, der zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode und einen Ausgangsanschluß in Reihe geschaltet ist, und einem Parallelkondensator, der zwischen das andere Ende der ersten Mittelelektrode und Masse parallel geschaltet ist, und einem Paral lelkondensator, der zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode und Masse parallel geschaltet ist.

Da es die Verwendung der Reihenkondensatoren und Parallelkondensatoren in Form von Chipkondensatoeren ermöglicht, daß die Eingangs/Ausgangs-Impedanz positiv angepaßt wird, kann ein weiterer Einfügungsverlust reduziert werden, wodurch eine Miniaturisierung und ein verbreitertes Band erzielt werden können.

Die Unteransprüche gehen Ausführungsarten der Erfindung an. So können die erste Mittelelektrode und die zweite Mittelelektrode um den ferrimagnetischen Körper gewickelt sein.

Dies ermöglicht, daß ein. ausreichendes Maß an Induktivität der ersten und der zweiten Mittelelektrode erhalten werden kann, sogar obwohl ein kleiner ferrimagnetischer Körper verwendet wird. Folglich kann eine Gesamtminiaturisierung erzielt werden.

Bei dem nicht-reziproken Schaltungsbauelement kann der Schnittwinkel der ersten Mittelelektrode und der zweiten Mittelelektrode einen vorbestimmten Winkel in dem Bereich von 80° bis 100° betragen.

Dies ermöglicht es, niedrige Einfügungsverluste und eine hohe nicht-reziproke Charakteristik zu erhalten.

Bei dem nicht-reziproken Schaltungsbauelement kann der ferrimagnetische Körper eine polygonale Platte sein.

Dies ermöglicht, daß es erzielt werden kann, daß der magnetische Kopplungsabstand zwischen der ersten und der zweiten Mittelelektrode bezüglich des ferrimagnetischen Körpers der ersten und zweiten Mittelelektrode lang ist. Zusätzlich wird beim Wickeln der ersten und zweiten Mittelelektrode um den ferrimagnetischen Körper das Wickeln vereinfacht. Darüber hinaus können niedrige Einfügungsverluste und eine hohe nicht-reziproke Charakteristik erhalten werden, sogar obwohl der ferrimagnetische Körper klein ist.

Bei dem nicht-reziproken Schaltungsbauelement kann der Magnet ein rechtwinkliges Parallelepiped sein.

Dies ermöglicht, daß die Intensität des magnetostatischen Feldes, das an dem ferrimagnetischen Körper anliegt, in einem begrenzten Volumen bei dem nicht-reziproken Schaltungsbauelement mit einer rechtwinkligen Gesamtparallelepipedform weiter erhöht werden kann. Dementsprechend können niedrige Einfügungsverluste und eine hohe nicht-reziproke Charakteristik erhalten werden. Darüber hinaus wird, da das nicht-reziproke Schaltungsbauelement durch Schneiden aus einem plattenförmigen oder rechtwinkligen parallelepipedförmigen magnetischen Material aufgebaut werden kann, die Herstellung vereinfacht.

Alternativ sind bei dem nicht-reziproken Schaltungsbauelement die erste Mittelelektrode, die zweite Mittelelektrode, der ferrimagnetische Körper und der Magnet zwischen einem oberen Joch und einem unteren Joch vorgesehen, wobei das obere Joch und das untere Joch geerdet sind.

Da die erste und die zweite Mittelelektrode und die Kondensatoren zusammen mit den Jochen geerdet sind, um abgeschirmt zu sein, kann das Auftreten einer Streuung verhindert werden.

Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird das beanspruchte Bauelement in einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung verwendet.

Dies ermöglicht eine Kommunikationsvorrichtung mit niedrigen Einfügungsverlusten und einer Stabilität bezüglich der zu erhaltenden Charakteristika.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

1 ein Schaltungsdiagramm eines Isolators gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel;

2 eine perspektivische Explosionsansicht des Isolators;

3 eine perspektivische Ansicht des Isolators, nachdem die Hauptkomponenten des Isolators zusammengebaut sind;

4A und 4B Schaltungsdiagramme, die das Funktionsprinzip des Isolators veranschaulichen;

5A und 5B Diagramme, die Beispiele der Impedanzanpassung des Isolators veranschaulichen;

6A und 6B Diagramme, die Beispiele der Frequenzcharakteristika des Isolators veranschaulichen;

7A und 7B Blockdiagramme, die Hauptkomponenten einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel zeigen;

8 ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen Isolators; _

9 ein Diagramm, das ein Beispiel einer Impedanzanpassung des herkömmlichen Isolators veranschaulicht; und

10A und 10B Diagramme, die Beispiele von Frequenzcharakteristika in einem Impedanzfehlanpassungszustand des Isolators mit dem herkömmlichen Aufbau veranschaulichen.

Der Aufbau eines Isolators gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird bezugnehmend auf 1 bis 3 beschrieben.
1 ist ein Schaltungsdiagramm des Isolators. Hier ist die Ferritplatte 10 ein rechtwinkliges Parallelepiped. Eine erste Mittelelektrode 11 und eine zweite Mittelelektrode 12, von denen jede einen mit einem Isolator bedeckten bzw. beschichteten Kupferdraht umfaßt, sind um die Ferritplatte 10 gewickelt, um sich unter einem vorbestimmten Winkel zu schneiden. Ein Ende jede der ersten und der zweiten Mittelelektrode 11 und 12 ist geerdet. Reihenkondensatoren C21 und C22 sind zwischen das andere Ende der ersten Mittelelektrode 11 und einen Eingangsanschluß bzw. zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode 12 und einen Ausgangsanschluß in Reihe geschaltet. Parallelkondensatoren C11 und C12 sind zwischen das andere Ende der ersten Mittelelektrode 11 und Masse bzw. zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode 12 und Masse parallel geschaltet. Zusätzlich ist ein Widerstand R zwischen die anderen Enden der ersten Mittelelektrode 11 und der zweiten Mittelelektrode 12 geschaltet. Obwohl es in dieser Figur nicht gezeigt ist, ist ein Magnet zum Anlegen eines magnetostatischen Feldes an die Ferritplatte 10 in der Dickerichtung (der Richtung parallel zu den Schleifenebenen, die durch die erste Mittelelektrode 11 und die zweite Mittelelektrode 12 definiert sind) vorgesehen.
2 ist eine perspektivische Explosionsansicht des Isolators, der die im vorhergehenden beschriebene Schaltung bildet. Hier ist ein Ferritanordnungskörper 1 gebildet, indem bei demselben jede der ersten Mittelelektrode 11 und der zweiten Mittelelektrode 12, die isolatorbedeckte Kupferdrähte aufweisen, mit 1,5 Wicklungen um die Ferritplatte 10 gewickelt ist. Ein Magnet 3 legt das magnetostatische Feld an die Ferritplatte 10 an. Ein oberes Joch 2 und ein unteres Joch 4 bilden einen Teil des Magnetkreises. Auf der oberen Seite eines Substrates 5 sind eine Masseelektrode 50, eine Eingangsanschlußelektrode 51 und eine Ausgangsanschlußelektrode 52 gebildet. Einige dieser Elektroden erstrecken sich über die Endseiten des Substrates 5 zu einem Teil der unteren Seite desselben. Dieselben werden als Anschlußelektroden verwendet, wenn dieser Isolator auf der Schaltungsplatine einer elektronischen Vorrichtung Oberflächen-angebracht wird. C11, C12, C21, C22 und R sind Chipkomponenten, die die Kondensatoren und den Widerstand der einzelnen Komponenten bilden, die in 1 gezeigt sind. Unter denselben sind C11, C12 und R in dem unteren Joch 4 angebracht, während C21 und C22 auf der oberen Seite des Substrats 5 angebracht sind.
3 ist eine perspektivische Ansicht, die einen Zustand darstellt, bei dem jede Komponente, die in 2 gezeigt ist, zusammengebaut ist, und bei dem das obere Joch 2 und der Magnet 3 aus der Anordnung bzw. dem Zusammenbau entfernt sind. Wie es in der Figur gezeigt ist, ist das untere Joch 4 mit der Masseelektrode 50, die auf der oberen Seite des Substrates 5 gebildet ist, mittels Löten oder dergleichen verbunden, während die Kondensatoren C11 und C12 und der Ferritanordnungskörper 1 mit der oberen Seite des unteren Jochs 4 mittels Löten oder dergleichen verbunden sind. Die Kondensatoren C11 und C12 sind Chipkondensatoren, die durch Vorsehen von Elektroden auf der oberen und unteren Seite derselben erhalten werden. Die Elektroden auf den unteren Seiten derselben sind an die obere Seite des unteren Jochs 4 gelötet. Ein Ende jeder der Mittelelektroden 11 und 12 des Ferritanordnungskörpers 1 ist mittels Löten mit der oberen Seite des unteren Jochs 4 elektrisch verbunden. Zusätzlich sind die anderen Enden der Mittelelektroden 11 und 12 an die entsprechenden Elektroden der oberen Seiten der Kondensatoren C11 und C12 gelötet. Darüber hinaus sind die Elektroden der zwei Enden des Widerstands R an die entsprechenden Elektroden der oberen Seiten der Kondensatoren C11 und C12 gelötet. Da die um die Ferritplatte 10 gewickelten Teile der Mittelelektroden 11 und 12 mit einem Isolator be deckt sind, ist zwischen den Mittelelektroden und zwischen den Mittelelektroden und dem unteren Joch 4 jeweils eine elektrische Isolation eingerichtet.
Auf der oberen und unteren Seite der Kondensatoren C21 und C22 sind Elektroden vorgesehen. Die Elektroden auf den unteren Seiten sind an die entsprechende Eingangsanschlußelektrode 51 und die Ausgangsanschlußelektrode 52 des Substrats 5 gelötet. Die Elektroden auf den oberen Seiten von C21 und C22 sind über Drähte w (wire = Draht) an die entsprechenden Elektroden auf den oberen Seiten von C11 und C12 gelötet.
Der Magnet 3, der in 2 gezeigt ist, ist an der Deckenseite des oberen Jochs 2 befestigt. Das obere Joch 2, an dem dieser Magnet 3 befestigt ist, deckt das untere Joch 4 ab, wodurch ein geschlossener Magnetkreis gebildet wird.
Die Abmessungen der Ferritplatte 10, die in 1 und 2 gezeigt ist, betragen 0, 5 mm × 0, 5 mm × 0, 3 mm. Die Dicke des Substrats 5 beträgt 0,1 mm, die Dicke des unteren Jochs 4 0,15 mm, die Dicke des oberen Jochs 2 0,15 mm und die Durchmesser der Mittelelektroden 11 und 12 0,05 mm.
Bei einer Kommunikationsvorrichtung, die bei einem mobilen Kommunikationssystem, wie z. B. einem tragbaren Telephon, verwendet wird, fordert es der Markt, daß die Höhenabmessung des Isolators auf 1,5 mm oder weniger reduziert wird, um die belegte Fläche (Volumen) des Isolators in der Vorrichtung wesentlich zu verringern. Folglich wird aufgrund des im vorhergehenden beschriebenen Aufbaus und der Abmessungen jeder Komponente die Höhenabmessung bei 1,5 mm oder weniger gehalten. Wenn die Abmessungen jeder anderen Komponente als derjenigen der im vorhergehenden beschriebenen Ferritplatte beibehalten werden, und die Ferritplatte 10 dicker wird, kann die Gesamthöhe des Isolators bei 1,5 mm beibehalten werden, so lange die Dicke der Ferritplatte innerhalb von 1 mm liegt. Dementsprechend sollte, damit die Abmessungen der Ferritplatte so viel wie möglich bei dem begrenzten Volumen zunehmen, die Ferritplatte ein rechtwinkliges Parallelepiped sein, bei dem die Abmessung jeder Seite derselben 1 mm oder weniger beträgt.
4A und 4B sind Schaltungsdiagramme, die das Funktionsprinzip des im vorhergehenden beschriebenen Isolators veranschaulichen.
In 4A und 4B zeigen Pfeile die Richtungen des magnetischen Hochfrequenzfeldes unter dem Einfluß der Mittelelektroden 11 und 12 an. Betrachtet man die Übertragung eines Vorwärtssignals fließt, da die Phasen und die Amplituden an beiden Enden des Widerstandes R gleich sind, wie es in 4A angezeigt wird, kein Strom durch den Widerstand R, was es ermöglicht, daß ein Eingangssignal von dem Eingangsanschluß einfach von dem Ausgangsanschluß ausgegeben werden kann.
Betrachtet man die Reflexion eines Rückwärtssignals, wie es in 4B gezeigt ist, ist die Richtung des magnetischen Hochfrequenzfeldes, das durch die Ferritplatte 10 verläuft, entgegengesetzt zu demjenigen in dem Fall von 4A. Daraufhin wird ein Signal entgegengesetzter Phase zwischen beiden Enden des Widerstandes R erzeugt, und die Leistung desselben dissipiert in dem Widerstand R. Dementsprechend wird Idealerweise kein Signal von dem Eingangsanschluß ausgegeben. Wenn der im vorhergehenden erwähnte Widerstand R von der Schaltung entfernt wird, wirkt die Schaltung als ein Gyrator.
Tatsächlich findet, wenn das Signal in der Vorwärtsrichtung übertragen wird, und wenn das Signal in der Rückwärtsrichtung ankommt, eine Änderung der Phasendifferenz zwischen beiden Endes des Widerstandes gemäß dem Schnittwinkel der Mittelelektroden 11 und 12 und dem Rotationswinkel der Polarisationsebene aufgrund der Faraday-Rotation statt. Folglich wird die Intensität des äußeren magnetischen Feldes und der Schnittwinkel der Mittelelektroden 11 und 12 so eingestellt, daß niedrige Einfügungsverluste und eine hohe nicht-reziproke Charakteristik (eine Trenn- bzw. Isolatorcharakteristik) erhalten werden können. Die Intensität des magnetischen Feldes, das an der Ferritplatte anliegt, liegt normalerweise in dem Bereich von 0,09 bis 0,17 T, während der Rotationswinkel der Polarisationsebene aufgrund der Faraday-Rotation normalerweise in dem Bereich von 90° bis 100° liegt. Dementsprechend können, wenn der Schnittwinkel der Mittelelektroden 4a und 4b in dem Bereich von 80° bis 100° liegen, niedrige Einfügungsverluste und eine hohe nicht-reziproke Charakteristik (die Trenncharakteristik) erhalten werden.
Das Anpassen der Eingangs/Ausgangs-Impedanzen und der Impedanz des Isolators ist eine Voraussetzung für die im vorhergehenden beschriebene Wirkung. Wenn jedoch die Ferritplatte auf beispielsweise 0,5 mm × 0,5 mm × 0,3 mm sehr miniaturisiert wird, während der herkömmliche Aufbau beibehalten wird, verkürzt sich die Länge der Mittelelektrode, was, wie es im vorhergehenden beschrieben wurde, die Induktivitätskomponente der Mittelelektrode verringert. Dementsprechend kann bei dem Betrieb bei einer gewünschten Frequenz keine Impedanzanpassung erhalten werden.
Folglich werden, wie es in 1 und 2 gezeigt ist, die Mittelelektroden 11 und 12 um die Ferritplatte 10 gewikkelt. Dies verringert die Induktivität der Mittelelektrode bei sogar der kleinen Ferritplatte, wodurch ein verbreitertes Betriebsfrequenzband realisiert wird. Aufgrund der großen Zunahme der Induktivität aufgrund des Wickelns der Mittelelektroden bewirkt jedoch die Verwendung von lediglich den Anpassungsparallelkondensatoren manchmal, daß die Impedanz größer als die normierte Impedanz (50 Ω) ist, was eine Fehlanpassung ergibt. Dementsprechend werden, wie es in 1 und 2 gezeigt ist, die Reihenkondensatoren mit den Eingangs/Ausgangs-Anschlüssen in Reihe geschaltet.
5A und 5B sind Diagramme, die Beispiele für eine Impedanzanpassung zwischen den Parallelkondensatoren und den Reihenkondensatoren darstellen. 5A stellt ein Beispiel eines Falles dar, bei dem die Induktivität der Mittelelektrode relativ niedrig ist, während 5B ein Beispiel eines Falles darstellt, bei dem die Induktivität der Mittelelektrode relativ hoch ist. In beiden Fällen bewegt sich die kombinierte Impedanz durch die Verbindung des Parallelkondensators entlang des Suszeptanzkreises, wobei sich die kombinierte Impedanz daraufhin durch die Verbindung des Reihenkondensators entlang des Impedanzkreises bewegt, wodurch die Werte des Parallelkondensators und des Reihenkondensators so eingestellt werden, daß die kombinierte Impedanz letztendlich an die normierte Impedanz (50Ω) angepaßt ist.
Folglich gibt es bei einem Zweitorisolator, der von dem Gyrator mit den zwei Mittelelektroden Verwendung macht, einen Fall, bei dem die Intensität des magnetostatischen Feldes, das an dem Ferritfeld anliegt, häufig verändert wird, um den Phasenrotationswinkel des Gyrators zu optimieren. Dies ändert die magnetische Permeabilität des Ferrits, was die Induktivität der Mittelelektroden ebenfalls ändert. Sogar in diesem Fall kann eine Impedanzanpassung einfach erhalten werden, ohne daß die Form und dergleichen der Mittelelektrode geändert wird, sondern indem die Kapazitäten des Parallelkondensators und des Reihenkondensators geändert werden. Dementsprechend vereinfacht dies den Entwurf und die Einstellung für die im vorhergehenden beschriebene Optimierung.
Bei der Impedanzanpassungsschaltung mit zwei Arten von Kondensatoren, die die Parallelkondensatoren und die Reihenkondensatoren sind, kann verglichen zu einem Fall, bei dem die Impedanzanpassungsschaltung lediglich eine Art eines Parallelkondensators verwendet, die Kapazität der Kondensatoren sehr verringert werden, und es kann, wenn ein Einplattenkondensator verwendet wird, die Größe derselben ver ringert werden. Wenn beispielsweise die Induktivität der Mittelelektroden, die um die Ferritplatte gewickelt sind, 19,8 nH beträgt, beträgt die Kapazität der Parallelkondensatoren 0,5 bis 1,5 pF und die Kapazität der Reihenkondensatoren 0,5 bis 2,2 pF. Die Abmessung des Kondensators weist eine Dicke von 0,17 mm, eine Breite von 0,45 mm, eine Länge von 0,85 mm oder weniger auf, wenn ein dielektrisches Material mit einer relativen Dielektrizitätskonstante von 110 verwendet wird. Folglich kann der Isolator mit Abmessungen von 3,5 mm im Quadrat oder weniger erzielt werden, wenn die Ferritplatte mit Abmessungen von 1 mm im Quadrat oder weniger verwendet wird.
Die im vorhergehenden erwähnten Reihenkondensatoren oder Parallelkondensatoren können unter Verwendung eines Chipkondensators mit einer laminierten Struktur aufgebaut sein, die durch alternatives Laminieren von Elektrodenschichten und dielektrischen Schichten erhalten wird. In diesem Fall kann, da der Chipkondensator weiter miniaturisiert wird, sogar wenn die Mittelelektroden um einen ferrimagnetischen Körper gewickelt sind, und die Induktivität der Mittelelektrode übermäßig erhöht ist, die Impedanzanpassung einfach erhalten werden, indem die Kapazität der Reihenkondensatoren oder der Parallelkondensatoren eingestellt wird, um größer zu sein, was eine weitere Miniaturisierung des nicht-reziproken Gesamtschaltungsbauelements vereinfacht.
6A und 6B sind Diagramme, die die Frequenzcharakteristika des Einfügungsverlustes und der Eingangsimpedanz des im vorhergehenden beschriebenen Isolators veranschaulichen, bei dem die Mittenfrequenz entworfen ist, um 2,52 GHz zu betragen. 6A stellt die Verluste einer Durchlaßcharakteristik S21 und einer Reflexionscharakteristik S12 dar, wenn die Frequenz von 2,02 GHz auf 3,02 GHz geändert wird. 6B stellt die Ortskurve der Eingangsimpedanz gemäß der Frequenzänderung dar. Da die Eingangs/Ausgangs-Impedanzen an die normierte Impedanz (50Ω) angepaßt sind, zeigt sich folglich eine niedrige Einfügungsverlustcharakteristik.
Bei dem herkömmlichen Isolator mit nur Parallelkondensatoren verschlechtert sich der Einfügungsverlust, wenn die Induktivität aufgrund der Art und Weise, auf die die Mittelelektroden um die Ferritplatte gewickelt sind, übermäßig zunimmt, da die hohe Eingangsimpedanz zu einer Fehlanpassung führt, wie es im folgenden beschrieben wird.
10A und 10B sind Diagramme, die Frequenzcharakteristika des Einfügungsverlustes und der Eingangsimpedanz des im vorhergehenden beschriebenen Isolators darstellen. Auf dieselbe Art und Weise wie bei 6A und 6B ist 2,52 GHz als die Mittenfrequenz entworfen. 10A stellt die Verluste der Durchlaßcharakteristik S21 und der Reflexionscharakteristik S12 dar, wenn die Frequenz von 2,02 GHz auf 3,02 GHz geändert wird. 10B stellt die Ortskurve der Eingangsimpedanz gemäß der Frequenzänderung dar. Wie es in den Figuren gezeigt ist, nimmt, wenn die Induktivität der Mittelelektrode übermäßig zunimmt, die Eingangs/Ausgangs-Impedanz zu, und der Einfügungsverlust verschlechtert sich zu etwa –10 dB.
Andererseits, wie es in 5A und 5B gezeigt ist, ermöglicht es die Impedanzanpassung unter Verwendung des Parallelkondensators und des Reihenkondensators, daß bei dem Beispiel von 6A und 6B der Einfügungsverlust auf etwa –1,6 dB verbessert wird.
Als nächstes wird der Aufbau einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung, wie z. B. der Kommunikationsvorrichtung oder einer Signalmeßschaltung, bezugnehmend auf 7A und 7B beschrieben.
Unter Verwendung der im vorhergehenden beschriebenen verschiedenen Typen von Isolatoren, wie z. B. demjenigen, der in 7A gezeigt ist, wird der Isolator in einer Oszilla tionsausgangseinheit eines Oszillators, wie z. B. eines VCOs (VCO = Voltage Controlled Oscillator = spannungsgesteuerter Oszillator) vorgesehen, so daß eine reflektierte Welle von einer Sendeschaltung, die mit der Ausgangseinheit, des Isolators verbunden ist, nicht bei dem Oszillator eintrifft. Dies erhöht die Oszillationsstabilität des Oszillators.
Wie es in 7B gezeigt ist, ist der Isolator in einer Eingangseinheit eines Filters vorgesehen, wodurch der Isolator zur Anpassung verwendet wird. Dies bildet ein Filter mit konstanter Impedanz. Die Kommunikationsvorrichtung wird aufgebaut, indem eine solche Schaltung in einer Sende/Empfangs-Schaltungseinheit vorgesehen wird.
Bei jedem der im vorhergehenden beschriebenen Ausführungsbeispiele wird der Isolator verwendet. Wenn jedoch der Gyrator (ein nicht-reziprokes Phasenbauelement), der eine Charakteristik aufweist, bei der Phasenverzögerungen gemäß der Übertragungsrichtung zwischen den zwei Toren des Gyrators unterschiedlich sind, aufgebaut wird, kann der Widerstand R, der bei den Ausführungsbeispielen gezeigt ist, weggelassen werden.
Zwar ist bei den im vorhergehenden beschriebenen Ausführungsbeispielen die lineare Mittelelektrode um die Ferritplatte gewickelt, jedoch kann auch ein Lagen- bzw. Schichtmaterial, das eine Mittelelektrodenstruktur bildet, auf der Ferritplatte laminiert sein oder zwischen den zwei Ferritplatten gehalten werden.

Claims

Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement mit einer ersten Mittelelektrode (11) und einer zweiten Mittelelektrode (12), die sich einander schneiden, wobei ein Ende von jeder derselben geerdet ist; einem ferrimagnetischen Körper (10), der in der Nähe der ersten Mittelelektrode (11) und der zweiten Mittelelektrode (12) vorgesehen ist; einem Magnet (3), der ein magnetostatisches Feld an den ferrimagnetischen Körper (10) anlegt; und einem Parallelkondensator (C11), der zwischen das andere Ende der ersten Mittelelektrode (11) und Masse parallel geschaltet ist, und einem Parallelkondensator (C12), der zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode (12) und Masse parallel geschaltet ist; gekennzeichnet durch einen Reihenkondensator (C21), der zwischen das andere Ende der ersten Mittelelektrode (11) und einen Eingangsanschluß in Reihe geschaltet ist, und einen Reihenkondensator (C22), der zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode (12) und einen Ausgangsanschluß in Reihe geschaltet ist, wobei der ferrimagnetische Körper (10) ein rechtwinkeliges Parallelepiped ist, und wobei die Reihen- und Parallelkondensatoren jeweils Chipkondensatoren sind.
Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement gemäß Anspruch 1, bei dem die erste Mittelelektrode (11) und die zweite Mittelelektrode (12) um den ferrimagnetischen Körper (10) gewickelt sind.
Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem der Schnittwinkel der ersten Mittelelektrode (11) und der zweiten Mittelelektrode (12) ein vorbestimmter Winkel in dem Bereich von 80 Grad bis 100 Grad ist.
Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem der Magnet (3) ein rechtwinkliges Parallelepiped ist.
Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die erste Mittelelektrode (11), die zweite Mittelelektrode (12), der ferrimagnetische Körper (10) und der Magnet (3) zwischen einem oberen Joch (2) und einem unteren Joch (4) vorgesehen sind, und bei dem das obere Joch (2) und das untere Joch (4) geerdet sind.
Verwendung eines nicht reziproken Schaltungsbauelement gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5 für eine Hochfrequenzschaltungsdorrichtung.