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Die Erfindung bezieht sich auf ein
Verfahren zum Anschalten einer reaktiven Last an eine Wechselstromquelle
mittels eines im Stromkreis dieser Last angeordneten, gesteuerten
Schaltkreises sowie auf eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses
Verfahrens.
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Der Betrieb einer reaktiven Last
an einer Wechselstromquelle bringt bekanntlich insbesondere dann
erhebliche Probleme mit sich, wenn zu dieser reaktiven Last induktive,
mit einem magnetisierbaren Kern versehene elektrische Bauelemente
gehören. Ein
typisches Beispiel dafür
sind elektrische Schaltungen, die über einen Transformator an
die Wechselstromquelle angeschlossen sind. Bei unkontrolliertem
An- beziehungsweise Abschalten einer derartigen reaktiven Last ist
davon auszugehen, daß bei jedem
Anschaltvorgang eine undefinierte Vormagnetisierung bei den induktivitätsbehafteten
Bausteinen des Lastkreises vorliegt. Demzufolge läuft auch
der jeweilige Einschaltvorgang in einer völlig unbestimmten Weise ab.
Im ungünstigen
Falle kann ein dabei auftretender Einschaltstrom ein mehrfaches
des vorgesehenen Nennstromes betragen. Dieses unkontrollierte Schaltverhalten
erfordert entsprechende Sicherungsmaßnahmen, damit keines der im
Lastkreis angeordneten Bauteile beschädigt wird. Dieses beim Anschalten
reaktiver Lasten auftretende Problem ist längst bekannt, es hat daher
auch nicht an Versuchen gefehlt, Lösungen dafür zu finden.
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So ist beispielsweise aus
DE 40 11 170 A1 eine
Vorrichtung zum Begrenzen des Einschaltstromes einer induktiven
Last bekannt, die im wesentlichen durch einen an die Wechselstromquelle
anzuschließenden
Transformator bestimmt ist. Die bekannte Vorrichtung besitzt einen
mit dem Laststromkreis in Serie geschalteten Wechselstromschalter
sowie eine Phasenanschnitts schaltung. Diese sind dazu bestimmt,
das tatsächliche
Anschalten des Laststromkreises an die Wechselstromquelle gegenüber einem
eigentlichen Einschaltzeitpunkt zu verzögern. Dazu ist eine Steuerschaltung
vorgesehen, die an den Steuereingang des Wechselstromschalters angeschlossen
ist. Mit dieser Steuerschaltung wird bei einem Anschaltvorgang ab
einer voreingestellten Phasenlage der Netzwechselspannung vor einem Nulldurchgang
eine mit der Netzwechselspannung synchronisierte Zündspannung
erzeugt. Wesentlich ist dabei, dass diese Zündspannung bei jedem Abschaltvorgang
rechtzeitig vor Erreichen eines Nulldurchganges der Netzwechselspannung
unterdrückt wird.
Die bekannte Lösung
hat also zum Ziel, vor dem eigentlichen Anschalten des Laststromkreises
an die Wechselstromquelle in dem im wesentlichen die Reaktanz des
Laststromkreises bestimmenden Bauteil, hier einem Transformator
eines Stromversorgungsgerätes,
einen definierten Remanenzzustand herbeizuführen. Nachteilig ist dabei,
daß die
bekannte Lösung
somit für
den eigentlichen Anschaltvorgang des Laststromkreises eine sich über mehrere
Perioden der Netzwechselspannung erstreckende Verzögerungszeit
benötigt,
die in einer ganzen Reihe von Anwendungsfällen nicht akzeptierbar ist.
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Aus
DE 41 42 644 C1 ist ferner ein Verfahren zum
Reduzieren des Einschaltstromstoßes beim Betreiben einer induktiven
Last bekannt, bei dem der induktiven Last nach dem Abschalten vom
Wechselstromnetz ein Rücksetzimpuls
zugeführt
wird, dessen Polarität
der Phasenlage der letzten Halbwelle der Netzwechselspannung entgegengesetzt
ist. Damit wird bewirkt, daß die
remanente Induktion der induktiven Last definiert in Richtung auf
niedrigere Werte verschoben. wird, so daß beim nachfolgenden Wiederanschalten
der induktiven Last von einer definierten Remanenzlage ausgegangen
werden kann. Dies setzt voraus, daß die Energie für diesen
Rücksetzimpuls
nach dem Abschalten auch zur Verfügung steht. Bei einem unkontrollierten
Netzspannungsausfall ist dies nicht hinreichend sichergestellt,
es sei denn, es würde
ein ausreichend großer
Energiespeicher, insbesondere also ein Speicherkondensator vorgesehen.
Ferner ist es zum Einstellen eines definierten Remanenzzustandes
der wesentlichen induktiven Last, auch hier ein Transformator, zumindestens
zweckmäßig, wenn
nicht sogar notwendig, dessen Sekundärseite von dem übrigen Laststromkreis zu
trennen. Auch dies ist in einer Vielzahl von Anwendungsfällen nicht
ohne weiteres möglich.
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Aus der Patentschrift
DE 197 18 814 C2 sind ein
Verfahren und eine Vorrichtung zur Leistungssteuerung von an ein
Wechselspannungs-Versorgungsnetz angeschlossenen elektrischen Verbrauchern
bekannt. In Reihe mit dem Verbraucher wird ein für Wechselspannung in beiden
Richtungen leitendes elektrisches oder elektronisches Schaltungselement,
vorzugsweise Triac, geschaltet. Die Leistungssteuerung am Verbraucher
erfolgt durch den vorgegebenen Winkel des Phasenanschnitts. Parallel
zum ersten Reihenschaltelement ist ein weiteres elektrisches oder
elektronisches Schaltungselement angeordnet, welches jedoch als
erstes zum durch die Gerätesteuerung
bestimmten Triggerzeitpunkt kontrolliert leitend gesteuert wird.
Dessen Stromfluss wird spätestens
bei Erreichen eines vorgegebenen Schwellenstroms durch die Last
oder einer Schwellenspannung an Last oder Triac von dem ersten Schaltungselement
im Wesentlichen übernommen. Das
Triggersignal wird für
jede Halbwelle erzeugt und liegt über den Halbwellenverlauf bezogen
an beliebiger Stelle, kann also früher oder später erfolgen, je nach dem Strom,
der der Last zugeführt
werden soll. Parallel zu den Triac-Anschlussklemmen liegt eine Diodengleichrichtungsschaltung,
bestehend aus einer Diodenbrücke,
mit einer Leistungstransistorschaltung im Brückenzweig, die aus einem Vortransistor
als Kollektorstufe und einem nachgeschalteten Darlington-Transistor
besteht, mit einem Widerstand im Emitterkreis. Die Grundsteuerung
für die
Gerätefunktion
besteht ferner aus einer Triggerschaltung mit zugeordneten Stromversorgungselementen
parallel zur Triggerschaltung, die auch gleich den Schmitt-Trigger
mit Strom versorgen.
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Die Patentschrift
DD 206 292 offenbart eine Spitzenwertschutzschaltung
für Wechsel-
und/oder Impulsströme,
die in automatischen, elektronischen Anlagen zum Schutz des Verbrauchers
oder Erzeugers von Wechsel- oder Impulsströmen gegen unzulässig hohe
Stromspitzen dient. Sie enthält
eine in Reihe mit dem Verbraucher diagonal geschaltete Gleichrichterbrücke, in
deren anderen Diagonalzweig ein Schalttransistor in Reihe mit einem
Spannungsteiler liegt. Der Abgriff des Spannungsteilers ist an den
Eingang eines Schwellwertschalters geschaltet, dessen Ausgang zur
Basis des Schalttransistors führt.
Ein Stromfluss durch den Lastwiderstand erfolgt nur, wenn der Schalttransistor
durchgesteuert ist. Wird der Strom erhöht, so fällt auch über den Einstellwiderstand
eine größere Spannung
ab. Erreicht diese Spannung zusammen mit der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung
des Schalttransistors die Schaltschwelle des Schwellenschalters,
so schaltet dieser seinen hochliegenden Ausgang auf Bezugspotential
herunter, wodurch der Schalttransistor gesperrt wird und der Stromfluss
durch den Lastwiderstand gestoppt wird. Gleichzeitig steigt die
Spannung am Eingang des Schwellwertschalters auf den durch den Widerstand
und die Z-Diode begrenzten Wert, wodurch das Umschalten des Schwellwertschalters
beschleunigt wird. Auch bei relativ geringer Verstärkung des
Schwellwertschalters erfolgt die Schutzabschaltung mit genügender Flankensteilheit, so
dass ein sicherer Schutz gegen Überstromspitzen gegeben
ist. Der Stromfluss durch den Lastwiderstand bleibt unterbrochen
bis die Speisespannung unter die Schaltspannung des Schwellwertschalters gesunken
ist. Die Zuschaltung erfolgt also vor Beginn der nächsten Halbwelle
der Speisespannung selbstständig.
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Der vorliegenden Erfindung liegt
daher die Aufgabe zugrunde, für
ein Verfahren der eingangs genannten Art eine weitere Ausführungsform
anzugeben, die eine wirksame Begrenzung des Einschaltstromes auch
dann ermöglicht,
wenn der bei einem Anschaltvorgang momentan vorliegende Remanenzzustand
der reaktiven Last undefiniert ist. Als weitere Teilaufgabe liegt
der Erfindung zugrunde, zur Durchführung eines solchen Verfahrens
eine geeignete, möglichst
einfach aufgebaute und betriebssichere Schaltungsanordnung zu schaffen.
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Bei einem Verfahren der eingangs
genannten Art, wird die erste Teilaufgabe durch die im Patentanspruch
1 beschriebenen Merkmale gelöst.
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Viele bekannte Lösungen sind darauf ausgerichtet,
den Abschaltvorgang so auszugestalten, daß die wesentliche induktive
Last danach einen definierten Remanenzzustand annimmt, der beim
Wiederanschalten keinen überhöhten Einschaltstrom
auslöst. Der
Aufwand dafür
ist beträchtlich
und führt
dennoch nicht immer zu betriebssicheren Lösungen. Letzteres gilt insbesondere
im Hinblick auf spontane Netzausfälle. Auf derartige Maßnahmen,
den Abschaltvorgang zu beeinflussen, wird daher beim erfindungsgemäßen Verfahren
verzichtet. Dies bedeutet aber, daß der Remanenzzustand der wesentlichen
reaktiven Last bei jedem Anschaltvorgang von der jeweiligen Vorgeschichte
abhängig
und somit unbestimmt ist. In ungünstigen
Fällen
kann also – systematisch
bedingt – zu
Beginn eines Anschaltvorganges hoher Anlaufstrom im Laststromkreis
auftreten. Beim erfindungsgemäßen Verfahren
wird der Anschaltvorgang dann kurzzeitig abgebrochen, wenn der Scheitelwert
des Anlaufstromes den des vorgegebenen Nennstromes übersteigt.
Der in einem solchen Fall impulsartig ausgebildete Anlaufstrom wird
gezielt erkannt und als ein in bezog auf die Phasenlage der speisenden
Wechselspannung ungünstiger
Remanenzzustand der reaktiven Last bewertet. Damit ist deren Remanenzzustand
bekannt und der Anschaltvorgang kann synchronisiert auf die Phasenlage
der Wechselspannung wieder aufgenommen werden. Der wieder aufgenommene
Anschaltvorgang läuft
damit kontrolliert ohne überhöhte Stromspitze
ab.
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Bei einer vorteilhaften Weiterbildung
des erfindungsgemäßen Verfahrens
wird das öffentliche Netz
als Wechselstromquelle eingesetzt und die Schaltimpulsfolge aus
Nulldurchgängen
der aus dieser Stromquelle zugeführten
Wechselspannung abgeleitet. Daraus folgt, daß der gesteuerte Schaltkreis synchron
mit der speisenden Netzwechselspannung, vorzugsweise mit der doppelten
Netzfrequenz, getaktet wird. Dies bedeutet insbesondere, daß jeder Anschaltvorgang
innerhalb einer einzigen Periode der Netzwechselspannung durchgeführt und
abgeschlossen werden kann.
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In vorteilhafter Weise wird das erfindungsgemäße Verfahren
mit einer durch die Merkmale des Patentanspruches 3 beschriebenen
Schaltungsanordnung aufwandarm und betriebssicher ausgeführt. Weitere
vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den übrigen Unteransprüchen definiert.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung
wird im folgenden anhand der Zeichnung näher beschrieben.
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Dabei zeigt:
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1 eine
Schaltungsanordnung zum kontrollierten Anschalten einer reaktiven
Last, hier insbesondere eines Transformators, an ein Wechselstromnetz
und
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2 ein
Beispiel für
den auf die Netzwechselspannung bezogenen Verlauf der beim Anschaltvorgang
an die reaktive Last gelegten Wechselspannung bzw. den Verlauf des
Laststromes.
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Bei der in 1 dargestellten Schaltungsanordnung bilden
ein Phasenleiter L sowie ein Nullleiter N zwei Anschlüsse an eine
in der Zeichnung nicht mehr dargestellte Wechselstromquelle. Zwischen dem
Phasenleiter L und dem Nullleiter N liegt die Reihenschaltung eines
gesteuerten Schaltkreises 1 und einer durch diesen an Netzwechselspannung
u≈ anzuschaltenden
reaktiven Last, die in der Zeichnung schematisch und beispielhaft
als Transformator 2 angegeben ist. Dabei liegt die Primärwicklung
dieses Transformators, der hier beispielhaft gegebenenfalls auch
für mehrere
Transformatoren steht, in dem genannten, an Netzwechselspannung
u≈ anzuschließenden Stromkreis.
Die Sekundärseite
des Transformators 2 ist in der Zeichnung nicht beschaltet,
weil die Ausgestaltung der sekundärseitigen Belastung des Transformators 2 je
nach Anwendungsfall völlig unterschiedlich
ausgeführt
sein kann und im vorliegenden Zusammenhang auch nur von untergeordneter
Bedeutung ist.
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Im gesteuerten Schaltkreis 1 ist
eine Vollweg-Gleichrichterbrücke 3 mit
ihren Wechselspannungsanschlüssen
mit dem Phasenleiter L bzw. über die
Primärwicklung
des Transformators 2 mit dem Nullleiter N verbunden. Als
Schaltglied ist in dem gesteuerten Schaltkreis 1 ein Halbleiterschalter
vorgesehen, der in dieser Ausführungsform
als IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 4 ausgeführt ist.
Die Verwendung anderer Leistungshalbleiter, beispielsweise eines
MOS-FET wäre
bei entsprechender Schaltungsanpassung ebenso denkbar. Die Schaltstrecke
dieses IGBT 4 ist in Reihe mit einem Messwiderstand 5,
der Vollweg-Gleichrichterbrücke 3 parallel
liegend, mit deren Gleichspannungsanschlüssen verbunden. Parallel zur
Schaltstrecke des IGBT 4 sind ferner Siebkondensatoren 6 angeordnet,
um das Transientenphänomen
zu beherrschen. Ein Zenerdiodenpaar 7 ist zwischen Gate
und Emitter des IGBT 4 angeordnet, um die Gate-Emitter-Spannung
definiert festzulegen und auch Restladungen schnell abführen zu
können.
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Mit Hilfe des Messwiderstandes 5 wird
ein im Laststromkreis fließender
Laststrom il gemessen und seine Amplitude in einer Strombewertungsschaltung bewertet.
Diese Strombewertungsschaltung weist als Eingangsstufe einen Operationsverstärker 8 auf, dessen
zueinander inverse Eingänge
jeweils mit einem Abgriff des Messwiderstandes 5 verbunden sind.
Der Operationsverstärker 8 liefert
ein der am Messwiderstand 5 abgegriffenen Spannung bzw. dem
durch diesen fließenden
Strom proportionales Signal, das über einen Tiefpass 9 gefiltert
einem Spannungskomparator 10 zugeführt wird. Ein weiterer Eingang
des Spannungskomparators 10 ist über den Mittelabgriff eines
Spannungsteilers 11, 12 auf eine vorgegebene Referenzspannung
gelegt, die einen definierten Schwellenwert für das Durchschalten des Spannungskomparators 10 bei
einem vorgegebenen Spitzenwert des Laststromes il bildet. In diesem
Anwendungsfall sind an die Genauigkeit dieser, Strommessung keine
hohen Anforderungen zu stellen. Es ist nur sicherzustellen, dass
kein unzulässig hoher
Spitzenwert des Anschaltstromstromes auftritt, der Bauteile des
Lastkreises beschädigen
könnte. Man
kann daher in vorteilhafter Weise, beispielsweise den Messwiderstand 5 als
eine mit Abgriffen ausgebildete Teilstrecke des Leitungszuges von
der Schaltstrecke des IGBT 4 zur geschalteten Last, d h. dem
Transformator 2 realisieren.
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Ferner ist eine bistabile Kippstufe 13 vorgesehen,
die im Ausführungsbeispiel
als D-Flipflop dargestellt ist, in vorteilhafter Weise aber beispielsweise auch
als taktflankengesteuertes JK-Flipflop ausgebildet sein könnte. Den
Steuertakt für
diese bistabile Kippstufe 13 liefert ein Nulldurchgangsdetektor 14, dessen
Eingänge
an den Phasenleiter L bzw. den Nullleiter N angeschlossen sind.
Der Nulldurchgangsdetektor 14 liefert eine auf die Phase
der Netzwechselspannung u≈ synchronisierte
Schaltimpulsfolge s mit einer in Bezug auf die Netzwechselspannung
u≈ doppelten
Pulsfrequenz. Diese Schaltimpulsfolge s wird dem Takteingang der
bistabilen Kippstufe 13 zugeführt. Deren Setzeingang D liegt
fest verdrahtet auf hohem Potential, so daß sie mit dem Eintreffen des
ersten Taktimpulses der Schaltimpulsfolge s in ihren aktiven Zustand
kippt. Ein Rücksetzeingang
R der bistabilen Kippstufe 13 ist mit dem Ausgang des Spannungskomparators 10 verbunden, daher
wird erstere zurückgesetzt,
sobald der Spannungskomparator 10 ein entsprechendes Ausgangssignal
liefert. Der normale Ausgang der bistabilen Kippstufe 13 ist über eine
Pegelanpassungsschaltung 15 mit dem steuernden Gate des
IGBT 4 verbunden. Der Schaltzustand der bistabilen Kippstufe 13 steuert
also den IGBT 4.
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Anhand der in 2 dargestellten Signaldiagramme wird
im folgenden die Funktion der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung
erläutert. Ein
erstes Diagramm zeigt den Verlauf der Netzwechselspannung u≈. Entsprechend
den in 2 dargestellten
Signalverläufen
ist in diesem Beispiel angenommen, daß die Netzwechselspannung u≈ während der
einem Zeitpunkt t0 vorangegangenen negativen Halbwelle der Netzwechselspannung
u≈ an den
Phasen – und
den Nullleiter – L
bzw. N angelegt wurde. Der darauf folgende erste Nulldurchgang der
Netzwechselspannung u≈ bestimmt
damit den Anschaltzeitpunkt t0 der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung.
Denn zu diesem Zeitpunkt liefert der Nulldurchgangsdetektor 14 den
ersten Schaltimpuls an den Takteingang der bistabilen Kippstufe 13,
die damit ihren aktiven Zustand kippt. Dadurch ausgelöst wird
der IGBT 4 angeschaltet, d.h. seine Schaltstrecke geöffnet. Der
Stromkreis für
den Transformator 2 ist damit geschlossen. Zu diesem Zeitpunkt
baut sich somit eine geschaltete, d.h. am Transformator 2 anliegende
Wechselspannung ul auf. Dies hat einen Strom il im geschalteten
Laststromkreis zur Folge, dessen Verlauf und Scheitelwert von dem
momentanen Remanenzzustand des Transformators 2 abhängt. In
dem in 2 dargestellten
Beispiel für
einen Anschaltvorgang ist angenommen, daß dieser Laststrom il aufgrund
eines ent sprechenden Remanenzzustandes des Transformators 2 steil
ansteigt und zu einem nachfolgenden Zeitpunkt t1 bereits den für den Lastkreis
vorgegebenen Nennstrom übersteigt.
Dieser über
den Messwiderstand 5 sowie die Strombewertungsschaltung 8 bis 12 bewertete
Momentanwert des Laststromes il bedingt, daß der Spannungskomparator 10 zum
Zeitpunkt t1 an die bistabile Kippstufe 13 ein Rücksetzsignal
liefert und diese damit deaktiviert. Infolgedessen wird auch der
IGBT 4 ausgeschaltet, damit fällt die geschaltete Netzwechselspannung
u1 am Transformator ab, so daß sich
der steile Stromimpuls im Signalverlauf des Laststromes il ausbildet.
Dieser Stromimpuls ist in seinem Scheitelwert derart bemessen, daß ungünstige Netzbelastungen
vermieden, vor allem auch eine zwangsweise Abschaltung der Netzwechselspannung
u≈ durch
ein Ansprechen von Sicherungen ausgeschlossen wird. Der bewertete
Impuls des Laststromes il charakterisiert eine in Bezug auf die
Phasenlage der Netzwechselspannung u≈ ungünstige Remanenzlage der geschalteten
reaktiven Last 2 und führt
automatisch zu einem Anhalten des Anschaltvorganges.
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Beim nächsten Nulldurchgang der Netzwechselspannung
u≈ zum Zeitpunkt
t2 generiert der Nulldurchgangsdetektor 14 den nächsten Taktimpuls für die bistabile
Kippstufe 13, so daß diese
wieder in ihrem aktiven Zustand kippt und wie beschrieben den IGBT 4 erneut
einschaltet. Nun aber befindet sich der Transformator 2 voraussetzungsgemäß in einem
bezogen auf die Phasenlage der speisenden Netzwechselspannung u≈ vorbestimmten
Remanenzzustand, so daß bei
der Wiederaufnahme des Anschaltvorganges zum Zeitpunkt t2 kein Sättigungsstrom auftritt.
Der IGBT 4 bleibt nun bis zu einem späteren, in 2 nicht mehr dargestellten Zeitpunkt
eingeschaltet. Wie 2 zeigt,
ist der Transformator 2 bereits mit dem Einsetzen der nächsten positiven
Halbwelle zum Zeitpunkt t3 im eingeschwungenen Zustand. Die geschaltete
Netzwechselspannung ul folgt phasensynchron der Netzwechselspannung
u≈. Analog
zeigt der Verlauf des Laststromes il eine normale Signalform, bei
der seine Scheitelwerte den vorbestimmten Wert für den Nenn strom im Lastkreis
nicht mehr übersteigen.
Die in 2 dargestellten
Signalverläufe
belegen damit, daß der
gesamte Anschaltvorgang für
die durch den Transformator 2 beispielhaft belegte reaktive
Last innerhalb einer Periode der Netzwechselspannung u≈ abgeschlossen
ist und sich bereits mit der nächsten
Periode ein normaler Betriebszustand einstellt.