DE1065030B - Mehrkanaluebertragungssystem mit Pulscodemodulation - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Impulsnachrichtenübertragungssysteme und im besonderen auf ein mit Pulscodemodulation (PCM) arbeitendes Nachrichtenübertragungssystem .

Es ist bekannt, daß die PCM die Möglichkeit gibt, Sprachsignale geheim zu übertragen. Da dies eine Folge ihrer binären Natur ist, ist sie in dieser Beziehung allen anderen Pulsmodulationssystemen überlegen. Früher war der Haupteinwand gegen die Anwendung der PCM ihre Kompliziertheit. Für ein System mit 24 bis 48 Kanälen war der notwendige Aufwand dreimal so groß wie bei PTM (Pulszeitmodulation). Da im besonderen der Grundaufwand, d. h. die allen Kanälen gemeinsame Ausrüstung, bisher sehr groß war, war es auch nicht möglich, den Gesamtaufwand durch Verringern der Kanalzahl nennenswert herabzusetzen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Technik der PCM-Übertragung zu verbessern, insbesondere durch die Verminderung des benötigten Aufwandes. Die Verbesserungen beziehen sich daher sowohl auf die Gesamtplanung eines PCM-Systems wie auch auf die einzelnen Funktionsgruppen, die im Rahmen der erwähnten Gesamtplanung eine besonders zweckmäßige Gestaltung erfahren.

Bei dem Mehrkanalübertragungssystem mit Pulscodemodulation nach der Erfindung wird das gesteckte Ziel dadurch erreicht, daß zur Umwandlung der Momentanamplituden der Nachrichten in Gruppen von Codeimpulsen für jeden Kanal ein besonderer Coder vorgesehen ist, die alle gleichzeitig arbeiten, und daß die Ausgangsspannungen der Coder zur Bildung der Mehrkanalimpulsreihe abgetastet werden, und zwar in der Weise, daß jeweils diejenigen Impulse aufeinanderfolgen, die entsprechenden Codeelementen der Codegruppen der einzelnen Kanäle zugeordnet sind.

In Ausführung dieses Grundgedankens ist ein solches System nach dem Hauptgedanken der Erfindung, das einen binären Code verwendet, bei dem die einzelnen Elemente durch eine von zwei möglichen verschiedenen Impulsamplituden gegeben werden, dadurch gekennzeichnet, daß die von den Codern erzeugten Codeelementimpulse von der Länge des Zyklus sind, nach dem alle Coder hinsichtlich eines entsprechenden Elementes abgetastet werden (Elementenabtastperiode), daß sendeseitig ein festgelegter Impuls einer bestimmten Codegruppe ausgeblendet und durch ein Synchronisiersignal ersetzt wird, daß empfangsseitig für die Kanäle normalerweise gesperrte Torschaltungen vorgesehen sind, denen die Mehrkanalimpulsreihe mit jeweils einer der der Übertragung eines Codeelementenimpulses zugewiesenen Zeitspanne entsprechenden Verzögerung gegenüber dem vorhergehenden Kanal zugeführt wird und die durch die-Mehrkanalübertragungssystem
mit Pulscodemodulation

Anmelder:

International
Standard Electric Corporation,
New York, N.Y. (V.St.A.)

Vertreter: Dipl.-Ing. H. Ciaessen, Patentanwalt,
Stuttgart-Zuffenhausen, Hellmuth-Hirth-Str. 42

Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 30. November 1956

Sidney William Lewinter₁ Verona, N. J. (V. St. A.),

ist als Erfinder genannt worden

jenigen von zwei aus dem Synchronisiersignal abgeleiteten Taktimpulsreihen, deren Wiederholungsperiode gleich der Elementenabtastperiode ist, gleichzeitig geöffnet werden, und daß den Torschaltungen Decoder nachgeordnet sind, die gleichzeitig auf Grund der anderen Taktimpulsreihe, deren Wiederholungsperiode gleich der Kanalabtastperiode ist, die den empfangenen Codegrupperi entsprechenden, wiederhergestellten Momentanamplituden abgeben.

Die oben angeführten und weitere Merkmale und Ziele dieser Erfindung werden jetzt durch die folgende Beschreibung im Zusammenhang mit den Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild der Senderseite eines PCM-Systems nach der Erfindung;

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild der Empfängerseite eines PCM-Systems nach der Erfindung; in

Fig. 3 und 4 sind Impulsdiagramme gezeigt, die zum Verständnis der Erfindung nötig sind;

Fig. 5 zeigt die Geometrie der Coderaster für binären Gewichtscode und CP-Code; in

Fig. 6, 7, 8 und 10 sind in schematischer Form verschiedene Ausführungsformen für CP-Coder, wie sie in dem System nach der Erfindung verwendet werden, dargestellt;

909 C27/291

Fig. 9 zeigt Kurven, die die Wirkungsweise einer Schaltung nach Fig. 8 erläutern;

Fig. 11, 12, 13 und 14 zeigen in schematischer Form verschiedene Ausführungsbeispiele für PCM-Coder, wie sie in einem System nach der Erfindung verwendet werden; in

Fig. 15 sind in schematischer Form zwei Ausführungsbeispiele für PCM-Decoder dargestellt;

Fig. 16 zeigt die Kompressionscharakteristik des Systems nach der Erfindung; in

Fig. 17 ist in schematischer Form ein Ausführungsbeispiel für einen Kompressor gezeigt, wie er in dem System nach der Erfindung verwendet wird;

Fig. 18 zeigt in schematischer Form ein Ausführungsbeispiel für einen Expander, wie er in dem System nach der Erfindung verwendet wird; in

Fig. 19 ist schematisch eine Auswahlschaltung gezeigt, die den Anforderungen der PCM-Coder in dem System nach der Erfindung entspricht.

„ System

In den bisherigen PCM-Multiplexsystemen waren Einrichtungen vorgesehen, die die zu übertragenden NF-Signale in PAM-Multiplexsignale und diese dann in PCM-Multiplexsignale umwandelten. Beim Demodulator ist diese Reihenfolge dann umgekehrt. Es ist also neben den PCM-Einrichtungen noch ein vollständiges PAM-Multiplexsystem vorhanden. Der Aufwand für das PCM-System ließe sich stark verringern, wenn das PAM-System eliminiert würde. Das unten beschriebene System ermöglicht eine Reduzierung des Aufwandes, indem es Schaltungen vorsieht, durch die die NF-Signale in PCM-Kanalsignale umgewandelt und diese dann zeitlich so miteinander verschachtelt werden, daß eine Multiplexsignalfolge entsteht. Entsprechende Schaltungen werden beim Empfänger angewandt, um diesen Vorgang rückgängig zu machen, d. h. die getrennten PCM-Kanalsignale in NF zurückzuverwandeln. Um die Elimination des PAM-Systems vollständig zu machen, wurden vereinfachte PCM-Coder und -Decoder entwickelt. Diese werden weiter unten unter den entsprechenden Überschriften beschrieben.

Wie in allen Multiplexsystemen müssen auch bei einem PCM-System Methoden zur Synchronisation vorgesehen werden. Mit anderen Worten, die Frequenzen im Empfänger müssen in Koinzidenz mit den Frequenzen im Sender sein, und es muß Phasenkoinzidenz zwischen den im Empfänger zur Demodulation erzeugten Signalen und den im Sender erzeugten Signalen herrschen. Eigenheiten des PCM-Systems komplizieren aber die meisten Synchronisationssysteme. Wenn z. B. ein Doppelimpulsmarkiersystem, wie es in PTM-Systemen benutzt wird, verwendet wird, wird die zur Übertragung benötigte Bandbreite annähernd verdoppelt. Da die Bandbreite aber oft begrenzt ist, sind Synchronisationssysteme, durch die sich die benötigte Bandbreite vergrößert, wenig vorteilhaft. Wird ein Synchronisationssystem mit normalen Signalen, wie z. B. Doppelimpulsen, Impulsen mit höherer Amplitude, Anstieg der Senderenergie usw., verwendet, so vergrößert und kompliziert sich der Aufwand für den Regenerator. Einige besondere Synchronisationssysteme ändern die Art des PCM-Signals vom einfachen binären Typ in einen Typ mit mehreren Amplitudenstufen. Solche Synchronisationssysteme erfordern zusätzlichen Aufwand im HF-Teil. Zum Beispiel bei einem Synchronisationssystem mit Doppelamplitude muß die von allen normalen Impulsen erzeugte Modulation halbiert werden, um inner-

halb der Modulationskapazität des HF-Kanals zu bleiben. Hieraus ergibt sich eine um 6 db niedrigere Geräuschschwelle.

Wenn man andererseits als Synchronisationssignal eine kennzeichnende Kombination von normalen PCM-Impulsen wählt, so ist man in der Auswahl durch die Zufallsnatur der in einem normalen PCM-Signal auftretenden Impulskombinationen beschränkt. Es sei z. B. angenommen, daß ein Kanal für die Synchronisation frei gelassen und hier eine Folge von sechs Impulsen als Synchronisiersignale eingefügt wird. Es ist nun so, daß sechs aufeinanderfolgende Impulse die Codezahl 63 darstellen, die mit einer Wahrscheinlichkeit von einem Vierundsechzigstel in jeder Codeübertragung mit sechs Zeichen auftreten kann. Ebenso stellt jede andere bestimmte Kombination von sechs Impulsen eine Codezahl dar und ist also nicht besser als sechs aufeinanderfolgende Impulse. Um diese Schwierigkeit bei bestimmten Kombinationen zu vermeiden, ist mitunter vorgeschlagen worden, die dieser Kombination entsprechende Zahl beim Codieren nicht zu verwenden. Der Irrtum dabei ist, anzunehmen, daß diese Impulskombination jetzt nicht mehr auftritt. Zum Beispiel sei angenommen, daß sechs aufeinanderfolgende Impulse als Synchronisiersignal benutzt werden und daß die entsprechende Codezahl 63 nicht gesendet wird. Eine Folge von sechs Impulsen kann aber auch durch die letzten fünf Impulse einer Codegruppe und den ersten Impuls der nächsten Codegruppe oder durch die letzten vier Impulse der ersten und die ersten zwei der folgenden Impulsgruppe oder auf eine ähnliche Weise dargestellt werden.

Außerdem erfordern PCM-Systeme in der Synchronisation eine zeitliche Genauigkeit von Bruchteilen eines Codeimpulses. Viele bisher benutzte einfache Synchronisationssysteme entsprechen daher nicht den Anforderungen der PCM an die zeitliche Genauigkeit.

Weiterhin soll im Idealfall die Synchronisierschaltung auch noch bei dem kleinsten Rauschabstand, der dennoch ein nutzbares NF-Signal gibt, arbeiten. Da die PCM-Signale gegen Rauschen widerstandsfähiger sind als PTM-S ignale, ist es wünschenswert, bei PCM ein besseres Synchronisationssystem zu verwenden.

Das PCM-System nach der Erfindung gibt eine Lösung des Synchronisationsproblems und sieht Synchronisierschaltungen vor, die die geforderte zeitliche Genauigkeit haben und bis zum kleinsten üblichen Störabstand arbeiten. Das Synchronisiersignal wird durch einen Impuls dargestellt, der einen normalen Nachrichtenimpuls ersetzt und dessen Folgefrequenz gleich der halben Folgefrequenz der Pulsrahmen ist. Diese Methode ist sehr sicher, da das ununterbrochen gleichmäßige Auftreten und Nichtauftreten der Synchronisierimpulse in aufeinanderfolgenden Pulsrahmen während eines merkbaren Zeitabschnittes bei den normalen PCM-Nachrichtenimpulsen nicht vorkommt. Sie ist eine der wenigen Methoden, die zuverlässig und schnell arbeiten. Das System nach der Erfindung verwendet Verzögerungsleitungen, die das Eingangssignal Codeimpuls für Codeimpuls absuchen, bis der Synchronisationsimpuls gefunden ist. Dies zeigt sich in einem größeren Ausgangssignal, als es bei den normalen Codeimpulsen auftritt. Einzelheiten und Wirkungsweise dieser Schaltung werden unten genauer beschrieben werden.

Es kann noch ein weiterer Schritt getan werden, um den Aufwand der heute verwendeten PCM-Systeme zu verringern. Bei den üblichen Zeitmultiplexsystemen sind die Zeitabschnitte zwischen zwei

Abtastimpulsen in gleiche Abschnitte für die einzelnen Kanäle geteilt. Zum Beispiel wurde in einem 8-Kanal-System mit 8 kHz Abtastfrequenz die Abtast- oder Pulsrahmenperiode von 125 μεεΰ in Abschnitte von 125

— Ιδ,όμΞεο geteilt. Während jedes dieser 15,68

Hsec-Abschnitte wird ein PTM, PAM oder sonst ein bestimmter Typ von Impulsen ausgesendet. Es war natürlich, daß mit Aufkommen der PCM dieselbe Methode zum Multiplexen von PCM verwendet werden würde. So würden bei einem 6-Codeelement-8-Kanal-System die sechs Codeelemente, die eine Codezahl darstellen, aufeinanderfolgend innerhalb eines 15,6 μΞεε langen Kanalintervalls gesendet werden. Eine Folge bei Verwendung dieses vorbekannten Zeitfolgeschemas wäre, daß der Coder, ob er nur einen einzigen Kanal oder alle acht nacheinander codiert, in der Lage sein müßte, in dem gleichen Zeitabschnitt, nämlich in 2,6 μ3εε pro Codeelement, zu codieren. Daraus ergibt sich bei diesem vorbekannten Multiplexsystem, daß ein Kanalcoder in 15,6 μβεο codiert und dann für 109,4 μsec ungenutzt ist.

Das hier beschriebene Zeichenverschachtelungssystem vermeidet dieses Nichtbenutzen des Coders und gestattet es, daß der Coder in gleichmäßigen Zeit-125

abschnitten von —= 20,83 μ-sec pro Codeelement

codiert. Die Reihenfolge der Zeichen bei dieser Multiplexart ist in der Kurve R von Fig. 3 gezeigt. In zeitlicher Reihenfolge wird erst der Impuls jedes Kanals gesendet, der die höchste Gewichtskomponente hat, darauf der Impuls jedes Kanals mit der nächsthöchsten Gewichtskomponente. Dies wird fortgesetzt, bis der ganze Pulsrahmen vollständig ist. Dabei ist zu bemerken, daß sich aus dieser Multiplexart noch ein zusätzlicher wichtiger Vorteil ergibt. Der Verteiler für die verschiedenen Kanäle, normalerweise eine Verzögerungsleitung, braucht nur eine Länge in der Größenordnung von 20,8 psec zu haben. Anschlüsse sind dann an acht 2,6 μβεε voneinander εηΐίεπιΐεη Punkten angebracht. Bei der vorbekanntεn Multiptexanordnung war eine 125 μβεε lange Verzögerungsleitung mit 15,6 μβεε voncinand8r entfernten Anschlüssen nötig.

Einige Vorteile des PCM-Systems nach der Erfindung sind jetzt kurz diskutiert worden, und es wurde aufgezeigt, wie diese Vorteile dazu dienen können, PCM-Systeme, besonders solche mit kleiner Kanalzahl und wenigen Quantisierungsschritten, zu vereinfachen. Die Beschreibung wird jetzt das System als ein ganzes genau diskutieren und die verschiedenen Vorteile aufzeigen.

In den Fig. 1 und 2 ist das vereinfachte PCM-System dieser Erfindung in Blockschaltbilder zusammengefaßt. Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild der Modulatorseite des PCM-Systems. Die NF-Signale werden über die Leitungen 1 auf die entsprechenden Kanalmodulatoren gegeben, in denen die Signale komprimiert und direkt in PCM, z. B. in eine binäre 6-Element-PCM, verwandelt werden. Die Schaltungen des Kompressors und des Coders werden weiter unten unter den entsprechenden Überschriften genauer beschrieben. Die Codesignale an den Ausgängen der Modulatoren 2, die in zeitlicher Koinzidenz miteinander sind, nehmen den ganzen Pulsrahmen ein. Dabei entfällt auf jedes Codeelement ein Zeitabschnitt 125

von —=20,83 μβεα Jeder dieser Zeitabschnitte ist

in acht Teile geteilt, je einen für jeden Kanal. Jeder Modulatorausgang wird während des ihm zugeteilten

Zeitabschnittes durch die Torschaltungen 3, die durch entsprechend verschobene Impulse gesteuert werden, abgetastet. Zur Erläuterung sei angenommen, daß das System die obengenannte Kanalzahl und Codeelementzahl habe. Die zum Steuern der Torschaltungen nötige Impulsfolge mit einer Folgefrequenz von

20 83

48 kHz und einer Impulslänge von—^— = 2,6 μβεε wird im Impulsgenerator 4 erzeugt. Diese Impulse werden über die Leitung 5 an die angezapfte Verzögerungsleitung 6, die aus sieben Abschnitten mit je 2,6 μβεε Verzögεrung bεstεht, geführt. Die Impulse von den Anzapfungen der Verzögerungsleitung 6 werden dann den einzelnen den Modulatoren 2 nachgeschalteten Torschaltungen 3 zugeführt. Die Länge und die Auftrittszeitpunkte dieser Impulse sind so, daß die Torschaltungen 3 während des ersten 20,83 μβεε langen Abschnittes jew8ils die Codeelen^nte der einzelnen Kanäle, die das höchste Gewicht haben, durchlassen, im zwεiten Abschnitt alle Impulse mit dem zweithöchsten Gewicht, usf., bis der Pulsrahmen vollständig ist.

Der Ablauf dieses Vorganges ist in dem Impulsdiagramm der Fig. 3 dargestellt. Wir betrachten jetzt das Einschachteln der Codeelemente mit dem höchsten Gewicht. Kurve A zeigt den 8-kHz-Impuls, der in den Codern das NF-Signal abtastet. Kurve B zeigt den 48-kHz-Impuls zum Steuern der Torschaltungen 3, der über die Leitung 4 an den Anschluß 7 der Verzögerungsleitung 6 gelegt wird. Kurve C zeigt die Lage des Codeelementes mit dem höchsten Gewicht im Kanal 1. Koinzidenz zwischen den Impulsen der Kurven B und C ergibt am Ausgang der Torschaltung 3 den in Kurve R mit 8 bezeichneten Impuls. Die Kurven D_j F, H, J₁ L·, N und P zeigen die zeitlich verschobenen Ausgangsimpulse von den aufeinanderfolgenden Anzapfungen an der Verzögerungsleitung 6. Koinzidenz zwischen diesen Impulsen und den Codeelementen mit dem höchsten Gewicht an den Ausgängen der einzelnen Kanalmodulatoren erzeugt die in Kurve R gezeigte Folge von Impulsen, die den Codeelementen mit dem höchsten Gewicht der einzelnen Kanäle entsprechen. Aus dem Verlauf der Kurven unter dem zweiten Abtastabschnitt der Kurve B läßt sich die Erzeugung der jeweils den Codeelementen mit dem zweithöchsten Gewicht entsprechenden Impulse erkennen. Entsprechend ergibt sich aus dem Rest der Kurven der Fig. 3 die Verschachtelung der übrigen Codeelemente.

Die Ausgänge der Torschaltungen 3 werden in der gemeinsamen Leitung 9 zusammengefaßt, in der sich dann das in Kurve R von Fig. 3 gezeigte 8-Kanal-PCM-Signal ergibt. Dieser aus den Codeelementen verschachtelte Mulipleximpulszug wird über die Leitung 9 dem Modulationssynchronisator 10 zugeführt, in dem der Impuls mit dem niedrigsten Gewicht eines bestimmten Kanals ausgetastet und durch einen 4-kHz-Impuls ersetzt wird. Dieser 4-kHz-Impuls wird erzeugt, indem die 8-kHz-Impulse des Generators 4 in einer Flip-Flop-Schaltung 11 abgezählt werden und der Ausgang dieser Flip-Flop-Schaltung der Torschaltung 12 mit dem 8-kHz-Impuls des Generators 4 abgetastet wird. Das gemeinsame Ausgangssignal der Torschaltungen 3 wird der Austastschaltung 13 zugeführt, die durch die 8-kHz-Impulse des Generators 4 gesteuert wird und in der der Impuls mit dem geringsten Gewicht im Kanal 8 ausgetastet wird. Die Ausgänge der Torschaltungen 12 und 13 sind in der Leitung 14 zusammengefaßt. Dadurch wird der 4-kHz-Synchronisierimpuls, der in Kurve R

1

der Fig. 3 gestrichelt dargestellt ist, in jede zweite Austastlücke eingefügt. Durch die Schaltung des Synchronisators 10 ist völlige Koinzidenz zwischen dem 8-kHz-Austastsignal und dem 4-kHz-Synchronisiersignal sichergestellt.

Das Signal an der Leitung 14 wäre somit für die Ausstrahlung über den Sender geeignet. Es ist jedoch vorzuziehen, die Zeitfolge des Signals hier noch einmal zu regenerieren, da sie bisher von der Genauigkeit einer Verzögerungsleitung abhängig war. Diese Regeneration ist notwendig, um ein genaues Arbeiten des Demodulators zu gewährleisten. Hierzu wird das Signal über die Leitung 14 dem regenerativen Impulsformer 15 zugeführt. Das Signal wird dem Phasendrehglied 16 zugeführt. Das Ausgangssignal des Phasendrehgliedes 16, das in Phase mit dem auf den Eingang gegebenen PCM-Signal ist, wird auf die Torschaltung 17 und das Ausgangssignal, das gegenüber dem PCM-Signal am Eingang um 180° gedreht ist, wird auf die Torschaltung 18 gegeben. Diese Phasendrehung ist z. B. in den Kurven 19 und 20 gezeigt. Die Phasenbeziehung wird augenfällig, wenn man die Eingangskurve 21 betrachtet, in der 22 einen PCM-Impuls und 23 eine Lücke, also »keinen PCM-Impuls«, darstellt. Die Torschaltungen 17 und 18 werden mit Impulsen von der Folgefrequenz der Codeelemente = 384 kHz, die vom Generator 4 über die Leitung 24 zugeführt werden, abgetastet. Die Torschaltung 17 gibt an ihrem Ausgang immer dann einen Impuls ab, wenn das zugeführte PCM-Signal einen Impuls enthält, d. h. bei Koinzidenz zwischen Impuls 22 der Kurve 19 und einem der 384-kHz-Impulse. Die Torschaltungl8 gibt an ihrem Ausgang dann einen Impuls ab, wenn das zugeführte PCM-Signal keinen Impuls enthält. Hierbei ist zu bemerken, daß, wenn das ursprüngliche PCM-Signal umgekehrt ist, aus den Impulsen Lücken und aus den Lücken Impulse werden. Somit wird aus der Lücke 23 des Eingangssignals ein Impuls 23'. Koinzidenz zwischen diesem Impuls 23' und einem der 384-kHz-Impulse ergibt den Impuls 26. Die Impulse 25 und 26 sind nicht in zeitlicher Koinzidenz, weil in diesem Falle die Torschaltungen 17 und 18 durch benachbarte 384-kHz-Impulse geöffnet werden. Somit ist zwischen den Ausgangssignalen von 17 und 18 ein zeitlicher Zwischenraum, der von der Codekombination des ursprünglichen PCM-Signals abhängt. Die Impulse 25 und 26 werden durch Umkehrstufen 27 und 28 in die Impulse 29 und 30 umgekehrt. Es ist indessen zu bemerken, daß die Umkehrstufen 27 und 28 nur dann nötig sind, wenn das Ausgangssignal der Torschaltungen 17 und 18 positiv ist. Arbeiten die Torschaltungen aber mit durch zwei Gitter gesteuerten Röhren, so sind die Ausgangssignale an den Anoden negativ, und die Umkehrstufen sind nicht nötig. Die Schaltung 31, 32, 33 benötigt schmale, positive Impulse an beiden Eingangsklemmen. Der negative Impuls 29 sperrt die Röhre 31, und der positive Impuls 30 macht die Diode 32 leitend. Somit wird der Kondensator 33 auf einen vorbestimmten Wert aufgeladen. Wenn sich die Polarität der Impulse 29 und 30 umkehrt, wird die Diode 32 nichtleitend, und über die leitend gewordene Röhre 31 kann sich der Kondensator 33 entladen. So wird durch die zeitlich genau festliegenden Ausgangssignale der Torschaltungen 17 und 18 der Konden- sator 33 aufgeladen und entladen. An dem Kondensator 33 steht also immer eine Spannung, die der Amplitude des PCM-Signals proportional ist; diese Spannung wird dann einem Amplitudenbegrenzer 34 zugeführt. Das Ausgangssignal des Amplitudenbegrenzers 030

wird über einen Bandpaß mit annähernd Gaußscher Charakteristik auf den Eingang des Senders 36 gegeben, von dem es über die Antenne 37 abgestrahlt wird.

Der Steuergenerator 4 des hier beschriebenen Systems enthält einen 384-kHz-Quarzmutteroszillator38, aus dessen Ausgangssignalen durch den Impulsformer 39 Rechteckschwingungen mit 384-kHz-Folgefrequenz erzeugt werden. Diese Impulse werden über die Ausgangsschaltung 40 den Schaltungen, die mit ihnen gesteuert werden sollen, z. B. dem Impulsformer 15 und gleichzeitig der Teilerschaltung 41, zugeführt. Diese Teilerschaltung teilt die 384-kHz-Impulse in 48-kHz-Impulse, die in der Torschaltung 42 mit den 384-kHz-Impulsen verglichen werden, um eine genaue Koinzidenz zwischen beiden herzustellen und die Länge der 48-kHz-Impulse auf 1,3 μβεΰ zu be grenzen. Diese 48 - kHz - Impulse werden über die Ausgangsschaltung 43 der Verzögerungsleitung 6 zugeführt. Das Ausgangssignal der Teilerschaltung 41 wird gleichzeitig auf die Teilerschaltung 44 gegeben, um aus den 48-kHz-Impulsen 8-kHz-Impulse zu erzeugen. Die 8-kHz-Impulse werden mit den 48-kHz-Impulsen in der Torschaltung 45 entsprechend wie in Torschaltung 42 verglichen. Vom Ausgang der Torschaltung 45 werden die 8-kHz-Impulse über die Ausgangsschaltung 46 dem OszillatorlO und dem Modulator 2 zugeführt. Das mit (48-8) bezeichnete Signal besteht aus einem 48-kHz-Impulszug, aus dem jeder sechste Impuls entfernt ist. Diese Impulsfolge wird in der Austauschschaltung 47 durch Tasten der 48-kHz-Impulsfolge von Schaltung 43 mit der 8-kHz-Impulsfolge von Schaltung 46 erzeugt. Diese Impulsfolge wird von der Ausgangsschaltung 48 über den Schalter 48 a gemeinsam allen Modulatoren 2 zugeführt, um zusammen mit der 8-kHz-Impulsfolge die NF-Signale in dem vorgesehenen Coder, z. B. dem Coder nach Fig. 14, zu codieren.

In Fig. 2 ist als Blockschaltbild die Empfängerseite eines PCM-Systems nach der Erfindung dargestellt. Das von der Antenne 39 in Fig. 1 ausgestrahlte Signal wird von der Antenne 49 aufgenommen und dem Empfänger 50 zugeführt, in dem das PCM-Signal von dem HF-Träger befreit wird. Um das PCM-Signal von während der Übertragung aufgenommenen Geräuschstörungen zu trennen, wird es dem Amplitudenbegrenzer 51 und von dessen Ausgang dann der Verzögerungsleitung 52, die eine Länge von 20,83 μsec hat, zugeführt. An dieser Verzögerungsleitung 52 sind in zeitlichen Abständen von 2,6 μsec Anzapfungen 53 angebracht, die mit den entsprechenden zur Trennung der einzelnen Kanäle dienenden Torschaltungen 54 verbunden sind. Anzapfung 53, an der keine zeitliche Verzögerung auftritt, ist mit der Torschaltung 54 von Kanal8 verbunden, Anzapfung 53 α mit 2,6 μ$εο Verzögerung ist mit der Torschaltung 54 a von Kanal K 7 verbunden usf. die Verzögerungsleitung entlang bis zur Anzapfung 53 d mit 20,8 jxsec Verzögerung, die mit der Torschaltung 54 d von Kanal 1 verbunden ist. Die resultierenden Verzögerungen der den einzelnen Torschaltungen 54 zugeführten Impulszüge sind in den Kurven A bis H der Fig. 4 dargestellt.

Allen Torschaltungen 54 wird eine vom Taktgenerator 55 abgeleitete 48-kHz-Impulsfolge zugeleitet. Sie ist in Kurve / von Fig. 4 dargestellt. Diese 48-kHz-Impulse sind in Koinzidenz mit den PCM-Impulsen, die von der Verzögerungsleitung 52 den einzelnen Torschaltungen 54 zugeführt werden. Mit anderen Worten, die Verzögerungsleitung verzögert

die zugeführten PCM-Impulse so, daß die Codeimpulse aller Kanäle koinzident sind und die den Torschaltungen 54 zugeführten 48-kHz-Impulse die Codeimpulse der einzelnen Kanäle aus dem Impulszug heraustasten. Es ist zu bemerken, daß in dem den einzelnen Torschaltungen zugeführten Signal jeweils der Codeimpuls mit dem höchsten Gewicht des ersten Kanals mit dem ersten Impuls in Kurve I von Fig. 4 in Koinzidenz ist. Durch die Torschaltungen werden die zu den einzelnen Kanälen gehörenden Codeimpulse von den anderen Codeimpulsen getrennt. Dies ist in den Kurven T bis Q der Fig. 4 dargestellt. Danach können die einzelnen Kanäle in den den einzelnen Torschaltungen nachgeschalteten Demodulatoren 56 decodiert werden. Die Demodulatoren 56 enthalten einen PCM-Decoder und einen Augenblickswertexpander, der dem Kompressor auf der Senderseite komplementär ist. Der Decoder und der Expander werden weiter unten unter den entsprechenden Überschriften genauer beschrieben werden.

Ein weiterer Zweck der Torschaltung 54 ist es, den Störabstand durch Fortsetzung der im Begrenzer 51 schon begonnenen Regeneration der PCM-Impulse zu verbessern. Es ist bekannt, daß ein PCM-Signal gegen Rauschen und Interferenz immun ist, da eSj um von äußeren Einflüssen frei zu sein, nur notwendig ist, die Anwesenheit oder Abwesenheit von Impulsen genau festzustellen. Ein Regenerator ersetzt üblicherweise die mit Störungen überlagerten Impulse durch neue mit exakter Amplitude und Auftrittszeitpunkten. Der übliche Regenerator begrenzt das Signal in halber Amplitudenhöhe und tastet jeden Impuls an dieser Halbierungslinie zeitlich ab. Aus der so gewonnenen Information werden die Impulse dann wieder rekonstruiert. Um in dem System nach der Erfindung doppelte Schaltmittel zu vermeiden, ist kein vollständiger Regenerator vorgesehen. In dem System werden die Eingangssignale in dem Begrenzer 51 begrenzt und dann der Verzögerungsleitung 52 zugeführt. Die Torschaltungen 54 zeigen dadurch, daß sie durch die schmalen Impulse des Generators 55 abgetastet werden, alle Vorteile einer Zeitselektion.

Das Ausgangssignal des Begrenzers 51 wird auch dem Taktgenerator 55 zugeführt. Diese Einheit erzeugt Impulse mit der Pulsrahmenfolgefrequenz von 8 kHz und Impulse mit der Kanalfolgefrequenz von 48 kHz, beide synchron zu den übertragenen Synchronisierimpulsen. Diese Markierimpulse werden mit Hilfe von drei reflektiven Verzögerungsleitungen 57, 58, 59 und zugehörigen Impulsformerschaltungen erzeugt. Eine detaillierte Beschreibung der Arbeitsweise wird weiter unten gegeben. Als kurze Erklärung sei gesagt, daß die Verzögerungsleitungen etwa wie Resonanzelemente arbeiten. Statt wie ein normaler Kreis bei einer bestimmten Frequenz hat die Verzögerungsleitung bei einer bestimmten Kombination von mit der Zeit veränderlichen Signalen Resonanz, d. h. daß, wenn der Verzögerungsleitung Impulse zugeführt werden, keine nennenswerte Ausgangsspannung auftritt, außer wenn die Impulse in ' einem bestimmten Verhältnis wiederkehren. Bei diesem Verhältnis erzeugt die Verzögerungsleitung eine charakteristische Impulsfolge, ähnlich wie ein Parallelschwingkreis bei seiner Eigenfrequenz in Resonanz gerät. Die Verzögerungsleitungen 57, 58 und 59 ι sprechen nur auf den 4-kHz-Synchronisierimpuls und auf keinen anderen Impuls in dem PCAi-Signal an. Die Verzögerungsleitung 57 erzeugt einen 4-kHz-Impuls mit großer Anstiegszeit, der in dem Vollweggleichrichter 60 in einen 8-kHz-Impuls verwandelt ;

wird. Die Verzögerungsleitung 58 erzeugt einen 12-kHz-impuls mit geringerer Anstiegszeit, der in dem VoliweggIeichrichter 61 in einen 24-kHz-Impuls verwandelt wird. In der Torschaltung 62 wird der 8-kHz-Impuls mit dem 24-kHz-Impuls getastet, um einen zeitlich genauen 8-kHz-Impuls zu erhalten, der dann über die Ausgangsschaltung 63 weiter verteilt wird. Die Verzögerungsleitung 59 verwandelt die 24-kHz-Impulse vom Ausgang des Gleichrichters 61 ίο in 48-kHz-Impulse. Da die Verzögerungsleitung nur durch die Synchronisierimpulse gesteuert wird, sind die Ausgangssignale automatisch phasenstarr mit den SynchiOnisierimpulsen verbunden. Die Ausgangsfrequenz der Verzögerungsleitung ist natürlich von ihrer Länge und von der Art des Abschlusses abhängig.

Oben ist die Synchronisation des Demodulators kurz beschrieben worden. Jetzt sei die Synchronisation des Systems nach der Erfindung genauer betrachtet. Das PCM-Signal, das auf der Demodulatorseite des Systems empfangen wird, besteht aus einer Folge von Pulsrahmen. "Ein Pulsrahmen des PCM-Signals sei definiert als eine Gruppe von aufeinanderfolgenden Codeelementen, die eine vollständige Codezahl für jeden Kanal enthält. Der Pulsrahmen hat die Länge einer Abtastperiode, in dem hier beschriebenen Beispiel 125 μβεα Er beginnt mit dem schwersten Codeelement des ersten Kanals und endet mit dem leichtesten Codeelement des letzten Kanals. Die Zahl der Codeelemente pro Pulsrahmen ist gleich dem Produkt aus der Kanalzahl und der Zahl der Codeelemente pro Codezahl. Für das hier betrachtete 8-Kanal-6-Codeelement-System ergeben sich also 48 Codeelemente pro

125

Pulsrahmen mit einer Länge von je —^- — 2,6 μβεΰ.' Der Aufbau des Pulsrahmens ist in Kurve R von Fig. 3 und in Kurvet von Fig. 4"gezeigt. Die Codeelemente in dem Signal des PCM-Systems nach der Erfindung liegen ohne Zwischenraum eng nebeneinander. Dies ist im Hinblick auf Synchronisation und Bandbreiteneinsparung wünschenswert. Ist keine Modulation vorhanden, so erzeugen die Coder der Modulatoren 2 entweder die Zahl 31 oder 32 des Codes. Betrachtet man ein gegebenes Codeelement eines unmodulierten Kanals, wie es in aufeinanderfolgenden Pulsrahmen auftritt, so findet man, daß es entweder stets oder niemals einen Impuls enthält. Ist der Kanal aber moduliert, so wechseln Impulse und Lücken halb zufällig miteinander ab, wobei beide mit der gleichen Wahrscheinlichkeit auftreten können. Der Synchronisierimpuls ist nun dadurch ausgezeichnet, daß er nur in jedem zweiten Pulsrahmen auftritt, in allen anderen aber fehlt. Es gibt jedoch kein normales Modulationssignal, bei dem die PCM-Impulse in einem zusammenhängenden Zeitabschnitt auf diese Art abwechseln. In Kurve R von Fig. 3 und in Kurve A von Fig. 4 ist der Synchronisierimpuls am Platz des leichtesten Codeelementes des letzten Kanals zu sehen. Es gibt keine Gründe, den Synchronisierimpuls nicht an die Stelle eines beliebigen anderen Codeelementes zu setzen.

Der normale, im Coder erzeugte Impuls wird dann entfernt und durch den Synchronisierimpuls ersetzt. Benutzt man das leichteste Element des letzten Kanals, so hat dies den Vorteil, daß sich der Kanal noch wie in einem 5-Element-Codesystem benutzen läßt.

Die Methoden, um einen Synchronisierimpuls dieser Art anzuzeigen, beruhen auf dem regelmäßigen Wechsel in seinem Erscheinen. Zusätzlich müssen Maßnahmen getroffen werden, 'um den Synchronisierimpuls festzuhalten, wenn sein Erscheinen nicht ganz

>o regelmäßig ist. Dies ist dfer Fall, wenn das Signal mit

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Rauschen gemischt ist. Die in dem vereinfachten System dieser Erfindung verwendete Methode beruht auf der Verwendung von geeigneten Verzögerungsleitungen. Diese Methode ist die direkteste, und sie leistet das gleiche wie entsprechend kompliziertere. Bei einem sehr hohen Rauschpegel stellt sie aber an die Verzögerungsleitung strenge Bedingungen, die dann diese Anordnung unpraktisch machen. Dabei ist zu bemerken, daß die Anwendung dieses Systems weniger durch die Verwendungsmöglichkeit bei hohen Rauschpegeln als durch die Chiffriermöglichkeit bestimmt wird. So ist für die Übertragung über kurze und mittlere Strecken bei normalen Rauschpegeln die Verzögerungsleitungsmethode die günstigste.

Es sei eine am Ende verkürzte Verzögerungsleitung mit der einfachen Laufzeit T angenommen, wie sie durch die Verzögerungsleitung 57 in Fig. 2 dargestellt wird, und die durch die durch den Pentodenverstärker 64 dargestellte Quelle konstanten Stromes gespeist wird. Wird ein kurzer, rechteckiger Impuls mit der Amplitude i auf den Eingang gegeben, dann läuft ein Spannungsimpuls mit der Amplitude i · R₀ in die Verzögerungsleitung. Dabei ist R₀ der Wellenwiderstand der Verzögerungsleitung. Der Impuls wird am verkürzten Ende unter Umkehrung der Polarität reflektiert und läuft zum Eingang zurück, wo er in der Phase reflektiert wird. Der zum Anfang zurückgekehrte und der dort reflektierte Impuls addieren sich phasenrichtig zu einem Impuls mit der Amplitude —2i R₀ zur Zeit 2 T nach dem Auftreten des ursprünglichen Impulses. Wird durch die Stromquelle kein weiterer Impuls auf die Verzögerungsleitung gegeben, so läuft der ursprüngliche Impuls weiterhin hin und zurück und erscheint in Abständen von 2 T mit der Amplitude 21 R₀ minus der Dämpfung der Verzögerungsleitung und abwechselnden Vorzeichen am Anfang der Leitung. Dieses Verhalten ist in den Kurven 65 und 66 der Fig. 2 dargestellt.

Es ist klar, daß, wenn gleichzeitig mit dem Auftreten von Reflexionen am Eingang zusätzliche Impulse gleicher Polarität und Phase durch die Stromquelle zugeführt werden, jeder dieser Impulse dann einen Teil zu der am Anfang der Verzögerungsleitung auftretenden Spannung beiträgt. Die entsprechenden Impulse sind in den Kurven 65 und 66 der Fig. 2 dargestellt. Die resultierende Spannung ergibt sich durch Überlagerung der einzelnen Impulse. Die am Eingang der Verzögerungsleitung gemessene Spannung wird sich, wenn sich die Impulse ergänzen, auf einen durch die Dämpfung der Leitung begrenzten Betrag erhöhen. Löschen sich die Impulse gegenseitig aus, so wird sich am Eingang eine vernachlässigbar kleine Spannung ergeben. Wenn die der Verzögerungsleitung zugeführten Impulse von zufälliger Polarität sind, lassen sich zwei Arten unterscheiden; solche, die ein Phasenverhalten entsprechend den Kurven 65 und 66 und solche, die ein entgegengesetztes Phasenverhalten haben. Betrachtet man eine lange Serie solcher zufälligen Impulse, so werden beide Arten mit dem gleichen Prozentsatz auftreten. Daher wird die Spannung, die sich bei der sich auslöschenden Impulsfolge ergibt, verschwindend klein im Verhältnis zu der Spannung, die bei sich ergänzenden Impulsen entsteht, und dieses Verhältnis um so größer, je größer die Zahl der betrachteten Impulse ist.

Die Anwendung einer Verzögerungsleitung zur Anzeige des Synchronisierimpulses in einem normalen PCM-Pulsrahmen ist jetzt klar. Die Verzögerungszeit der in Fig. 2 gezeigten verkürzten Umlauf-Verzögerungsleitung 57 ist genau gleich der Periode eines

Pulsrahmens. Die durch jedes Codeelement in dem Pulsrahmen erzeugte Spannung kann getrennt von den anderen Codeelementen betrachtet werden. Wenn das betrachtete Codeelement den Synchronisierimpuls enthält, dann ergibt sich koinzident mit dem Synchronisierimpuls in der Verzögerungsleitung ein Durchgang von Impulsen mit großer Amplitude und wechselnder Polarität, wie es in Kurve 65 dargestellt ist. Betrachtet man ein Codeelement eines unmodulierten Kanals, so enthält dieses in allen Pulsrahmen einen Impuls gleicher Polarität. Hierbei wird sich an der Verzögerungsleitung kein Ausgangssignal ergeben. Jedes Codeelement eines modulierten Kanals kann so betrachtet werden, als wenn es eine zufällige Impulsfolge enthält. Das hieraus sich ergebende Signal ist verschwindend klein zu dem, das sich aus dem den Synchronisierimpuls enthaltenden Codeelement ergibt.

Auf die gleiche Art ergibt sich bei der Verzöge-

ao rungsleitung 58 durch das Synchronisiersignal nach Gleichrichtung in 61 ein 24-kHz-Markierimpuls. Der Frequenzunterschied ergibt sich aus der anderen Verzögerungszeit der Verzögerungsleitung 58.

Durch die offene Verzögerungsleitung 59, die eine halb so große Umlaufverzögerungszeit wie die Verzögerungsleitung 58 hat, wird aus dem 24-kHz-Markiersignal ein 48-kHz-Markiersignal erzeugt. Der Unterschied in der Kurvenform am Eingang der Verzögerungsleitung 59 und der Verzögerungsleitungen 57 und 58 erklärt sich daraus, daß eine offene Verzögerungsleitung ohne Umkehrung der Polarität reflektiert. Die Überlagerung der regelmäßig wiederkehrenden Synchronisierimpulse ergibt sich in dieser Verzögerungsleitung ebenso wie in den beiden vorher besprochenen.

Coder

Um die Vereinfachung des hier beschriebenen PCM-Systems weiterzuführen, sei jetzt der gegenwärtige Stand der Codertechnik betrachtet und dann einfache Methoden und Mittel beschrieben, um ein NF-Signal direkt in ein binäres Codesignal überzuführen.

Die folgenden Erläuterungen beziehen sich auf erprobte Methoden binärer Codierung, wie die abgewägte Notierung, den zyklisch fortschreitenden (CP) oder reflektiert binären Code und verschiedene andere binäre Notierungen. Fig. 5 zeigt ein Diagramm der abgewägt binären Notierung und der CP-Notierung für ein 6-Element-Codesystem. In dem abgewägt binären Code wird eine Zahl N ausgedrückt durch:

N = a_n2" + «„-!2"-¹ + ... + O ₁Tf- + a₀2° . (1)

Die Koeffizienten a_n, a_n__i usf. können entweder gleich 0 oder gleich 1 sein.
Der CP-Code ist einer einer großen Zahl von möglichen binären Codes, der verschiedene sehr wünschenswerte Eigenschaften hat. Die wichtigsten davon sind: 1. relativ einfache Erzeugung mittels verschiedener Codierschemata und
2. einfache Geräte zur Umwandlung dieses Codes in einen abgewägt binären Code.
Es gibt viele Schemata zur Erzeugung eines abgewägt binären Codes, aber, soweit bekannt ist, lassen sich alle in drei Methoden einteilen.
Die erste Methode ist das Abzählen. Die zu codierende Quantität wird in eine Zahl verwandelt. Zum Beispiel wird ein Abtastwert in einen Impuls proportionaler Länge verwandelt. Dieser Impuls steuert in einer Torschaltung einen Oszillator fester Frequenz. Am Ausgang der Torschaltung ergibt sich jetzt

eine Zahl von Schwingungen, die dem Abtastwert proportional ist. Diese Zahl von Schwingungen wird einer Kaskade von Zählern mit zwei Stellungen zugeführt. Der Stand jedes Zählers am Ende der Zählperiode gibt Zeichen für Zeichen den abgewägt binären Code.

Die zweite Methode ist das Abwägen. Dieses Schema erfordert einen Vergleich des Abtastwertes mit einem Referenzwert und dann eine Modifikation des Abtastwertes und/oder Vergleich in einem von zwei möglichen Wegen. Die Wahl wird durch das Vorzeichen des Ausgangssignals der Vergleichsstufe bestimmt. Dieser Prozeß wird wiederholt, bis der Abtastwert mit einer ausreichenden Genauigkeit bekannt ist. iS

Die dritte Methode ist die Rastermethode. Sie ist die allgemeinste von allen, und sie kann zur Erzeugung eines abgewägten oder zyklischen Codes genau so gut wie zur Erzeugung vieler anderer Codes verwendet werden. Bei dieser Methode wird jedes Codeelement nach einem ihm entsprechenden Gesetz unabhängig von allen anderen Codeelementen erzeugt. Bei einer Methode wird das entsprechende Coderaster, z. B. eines der Raster der Fig. 5, in eine Codierplatte gestanzt, und zwar so, daß jedes schraffierte Rechteck in dem Diagramm der Fig. 5 einem Loch in der Codierplatte entspricht. Hinter jeder Reihe mit sechs Codeelementen ist ein Kontaktstreifen mit einem Kontakt für jedes Codeelement angebracht. Es wird ein bandförmiger Elektronenstrahl gebildet, dessen Fläche senkrecht zu den sechs Zeilen des Coderasters steht. Das Elektronenband wird proportional der Signalamplitude in der Richtung seiner Normalen abgelenkt. Das Auftreten eines Stromes in den Codeelementkontakten bei einer bestimmten Ablenkung des Strahlhandes veranlaßt dann das Aussenden der entsprechenden Codeimpulse.

Statt räumlicher Koordinaten kann man auch Zeit, Frequenz, Amplitude oder andere Koordinaten benutzen. So kann z. B. die Folge für jedes gegebene Codeelement in einem Code als Funktion der Zeit, als Rechteckwelle durch Verzögerungsleitungen oder andere Techniken erzeugt werden. Ob ein einzelnes Codeelement gesendet werden soll oder nicht, wird durch eine »Und«-Torschaltung bestimmt, der die Rechteckwelle und ein lagemodulierter Signalimpuls zugeführt werden. In einem zweiten Beispiel wird eine Kette selektiver Schaltungen entsprechender Bandbreite und Frequenzen verwendet, um mit der Frequenz als unabhängiger Veränderlichen das Raster für ein gegebenes Codeelement zu bilden. Ein frequenzmoduliertes Signal wird der Filterkette zugeführt. Die resultierende Spannung über jedem einer entsprechenden Gruppe von Filtern bestimmt, ob ein einzelnes Codeelement gesendet werden soll oder nicht. Ein anderes Beispiel der Rastertechnik ist die Dioden-Matrix-Methode, mit der das Coderaster mit der Amplitude als unabhängiger Veränderlichen bestimmt wird.

Schon ohne sorgfältige Ausarbeitung kann gesagt werden, daß jedem der zur Zeit bekannten Codierschemata in seiner Anwendung sehr einschränkende Grenzen gesetzt sind. Diese Einschränkungen ergeben sich aus einer großen Zahl von scheinbar verschiedenen und unzusammenhängenden Gründen, von denen aber immer einer oder mehrere zusammen jedes Codierschema belasten.

Das Codierschema dieser Erfindung, durch das das PCM-System mit vereinfacht werden soll, wird jetzt -unten beschrieben. Während diese Methode zwar einige der Schwierigkeiten der bisherigen Methode

überwindet, hat sie doch auch bestimmte Grenzen, die ihre Anwendung einschränken. Trotzdem gibt es bestimmte Situationen, in denen diese Methode den konventionellen vorgezogen wird.

Um sie zu klassifizieren, kann man sagen, daß diese Methode eine Abart der Rastertechnik ist, die so allgemein ist, daß jeder mögliche binäre Code mit n Codeelementen durch sie erzeugt werden kann. Die mögliche Zahl solcher Codes ist gleich den möglichen Permutationen von 2ⁿ, nämlich (2")!

Dabei ist zu beachten, daß die meisten dieser Codes, vom praktischen Standpunkt aus gesehen, nutzlos sind. Dies ergibt sich daraus, daß es unmöglich ist, die meisten von ihnen mit einer ausreichend einfachen Einrichtung zu decodieren. Ein allgemeiner Decoder für jeden gegebenen binären Code mit η Elementen müßte 2" Erkennungselemente enthalten, und jedes dieser Erkennungselemente müßte eine positive Antwort auf eine und nur eine der 2" Codezahlen geben. Jedes Erkennungselement wäre einer Schaltung zugeordnet, die einen bestimmten Wert, wie z. B. Amplitude, Zeit usw., proportional der dem Erkennungselement in der Codefolge zugeordneten Zahl verschlüsselt. Die Ausgänge aller dieser Schaltungen sind, um das decodierte Signal zu erzeugen, durch Hilfsmittel linear zusammengefaßt. Es ist einleuchtend, daß dieser eben beschriebene Decoder unpraktisch ist. Daher sind die meisten binären Codes nutzlos, außer man betrachtet sie vom Standpunkt der Chiffrierung und Geheimhaltung.

Um praktisch verwendbar zu sein, muß ein Coder nach einem gewissen Plan oder System entworfen werden. Dies führt zu einer periodischen Form der »Ein«-»Aus«-Abfolge für ein gegebenes Codeelement, wenn die Darstellung dieses Codeelementes über der Codezahl aufgetragen wird; oder, anders gesagt, die Struktur des Codes soll sich von Codeelement zu Codeelement wiederholen. Das heißt, prüft man die Struktur solch eines Codes mit η Codeelementen, soll es möglich sein, einen Code der gleichen Art mit w+1 Codeelementen zu konstruieren. Beide, abgewägter und binärer CP-Code, gehören zu dieser Gruppe von Codes. Der abgewägt binäre Code hat außerdem die nützliche Eigenschaft, daß die einzelnen Zeichen aufeinanderfolgenden Potenzen von 2 zugeordnet sind. Daher kann die vollständige Beschreibung des Coderasters entlang den beiden Koordinaten Codeelement und Codezahl durch die Gleichung (1) gegeben werden. Gleichung (1) ist die Basis für eine große Zahl von Codierschemata, die von der ersten und zweiten der eben erläuterten allgemeinen Methoden abgeleitet sind. Sie ist ebenso die Basis für alle normalerweise gebrauchten Decoder.

Beim CP-Code ist es ebenso möglich, eine Beschreibung des Codes in einer zur Gleichung (1) analogen AVeise zu geben, aber eine solche Beschreibung ist komplizierter und folglich von geringerem praktischem Wert. Jedoch ist die Symmetrie in der Form des CP-Code aus der Fig. 5 klar ersichtlich. Im Wesen schlägt das neue Codierprinzip dieser Erfindung vor, die Rastermethode zu adaptieren, so daß durch Benutzung der Symmetrie im Coderaster die Codierung vereinfacht werden kann. Augenfällig sind nur die »praktisch verwendbaren« Codes in dem oben definierten Sinn diesem Prinzip unterworfen.

Um dieses Prinzip anzuwenden, ist es von Vorteil, den Code nicht als aus der Definitionsgleichung (1) resultierend zu betrachten, sondern als ein Resultat aus der Geometrie seines Rasters. In Fig. 5 ist zu erkennen, daß beide Codes ein regelmäßig wiederkeh-

rendes Muster von Codeelement zu Codeelement haben. Wenn einmal das Teilmuster für einen gegebenen Code erkannt ist, kann man leicht das Raster dieses Codes für jede Zahl von Codeelementen konstruieren. Es ist also zu bemerken, daß es nicht nötig ist, jedes Gewicht oder jeden numerischen Wert mit den verschiedenen Codeelementen zu verwenden, um das Muster zu konstruieren.

Zum Beispiel ist bekannt, daß bei abgewägter PCM der Impuls mit dem größten Gewicht dann gesendet wird, wenn die zu codierende Zahl größer ist als die Hälfte des Codezahlbereiches. Mit anderen Worten, wenn die zu codierende Zahl in der oberen Hälfte des Coderasters liegt, wird dieser Impuls gesendet. Wenn wir den Bereich in der Mitte zwischen den Werten 31 und 32, wie durch die Linie 67 angezeigt, halbieren und den unteren Bereich so verlagern, daß er sich dem oberen Bereich überlagert, dann zeigt es sich, daß der zweitschwerste Impuls gesendet wird, wenn die zu codierende Zahl in der oberen Hälfte des resultierenden Rasters oder, mit anderen Worten, über der Linie 68 liegt. Wenn dieser resultierende Raster dann auf der Linie 68 halbiert und die untere Hälfte der oberen überlagert wird, zeigt es sich, daß der Impuls mit dem nächsthöchsten Gewicht gesendet wird, wenn die zu codierende Zahl in der oberen Hälfte des resultierenden Rasters oder, mit anderen Worten, über der Linie 69 liegt. Weitere Halbierungen und Überlagerungen entlang den Linien 70 und 71 ergeben weitere Codeelemente. Daraus folgt, daß durch entsprechende Operationen eine Signalwelle abgewägt binär codiert werden kann. Dabei ist anzumerken, daß diese Methode grundsätzlich verschieden von der zweiten hier beschriebenen Methode, der Abwägemethode, ist, bei der die Folge von Ereignissen ununterbrochen von dem Ergebnis der vorhergehenden Wägung abhängt. Hier erfolgt die Halbierung und Übertragung in der gleichen Art und Weise für jede Codezahl, und die Codeelemente können gleichzeitig erzeugt werden.

Wegen der Beziehung der gerade genannten Methode zur Rastermethode zeigt ein kleiner Gedankengang, daß bei beiden eine gleiche Art von groben Codierfehlern entsteht, wenn man direkt in einem abgewägt binären Code codiert. Um diese groben Fehler zu reduzieren, ist es vorzuziehen, erst in dem PC-Code zu codieren und, wenn gewünscht, später in einem abgewägt binären Code zu verwandeln. Der Grund hierfür ist, daß beim CP-Code nur ein Impuls zweifelhaft ist und daß dieser eine Impuls der ist, der nur eine Änderung von einer Einheit in der Codezahl bewirkt. Beim abgewägt binären Code können daher mehrere Impulse zweifelhaft sein, und es ergibt sich eine große Anzahl von mehreren Interpretationen. Es ist daran zu erinnern, daß die allgemeinen Prinzipien für den binären und alle anderen gebräuchlichen Codes gelten. Der unten zu beschreibende Apparat kann unter Berücksichtigung der Unterschiede, die sich aus der verschiedenen Symmetrie der beiden Codes ergeben, sowohl als Coder für CP als auch als Coder für abgewägt binäre Code verwendet werden.

Als ein einfaches Beispiel der Symmetrietechnik sei der Fall angenommen, daß gewünscht wird, einen n— I-Codeelement-Coder so zu modifizieren, daß er einen Code mit η Zeichen erzeugt. Es sei ein 5-Zeichen-CP-Coder gegeben, der so eingerichtet werden soll, daß er einen 6-Zeichen-CP-Code abgibt. Aus Fig. 5 läßt sich erkennen, daß, wenn ein 6-Element-Coder so eingerichtet ist, daß er, wenn keine Modulation vorhanden ist, entweder den Wert 31 oder 32 sendet; die Polarität des Signals bestimmt, ob der

erste Impuls gesendet wird oder nicht. Man beachte das Raster des Codeelements mit dem größten Gewicht. Es wird, wie Fig. 6 zeigt, ein Begrenzer 73 verwendet, der das Modulationssignal 74, wie durch Kurve 75 dargestellt, stark begrenzt. Das resultierende Rechtecksignal wird dann der Koinzidenz-Torschaltung 76 zugeführt. Dem Anschluß 77 dieser Torschaltung wird außerdem der von der verteilenden Verzögerungsleitung 6 in Fig. 1 abgeleitete, dem ersten Codeelement entsprechende Impuls zugeführt. Wenn das Modulationssignal während der Abtastzeit positiv ist, wird von der Torschaltung 76 ein Impuls abgegeben, der dann dem Addierer 77 zugeführt wird. Das Problem bei dieser Schaltung ist jetzt, zu erreichen, daß der Coder die letzten fünf Zeichen oder Codeelemente eines 6-Zeichen-Codes richtig erzeugt. Betrachtet man das CP-Coderaster in Fig. 5, so zeigt sich, daß alle Zeichen, außer dem einen bereits erzeugten, zur Linie 72 symmetrisch sind. Das heißt, die Wahl, ob ein Zeichen oder Codeelement gesendet wird oder nicht, hängt nur von der Amplitude und nicht vom Vorzeichen des Signals ab. Entsprechend wird das Eingangssignal 74 über den Vollweggleichrichter 79 zugeführt. Die Spitzen 80 im Ausgangssignal des Gleichrichters 79 entsprechen dem Bereich um die Zahlenwerte 31 und 32 des 6-Zeichen-Codes. Die Kuppen des Ausgangssignals am Gleichrichter entsprechen, wenn das Signal groß genug ist, um die sechs Zeichen völlig zu modulieren, den Werten 0 und 63. Da die Spitzen des gleichgerichteten Signals bei allen Signalamplituden vorhanden sind, sind sie ein zuverlässiger Bezugspunkt. Das Signal, das so gewählt ist, daß die Spitzen 80 die positivsten Werte sind, wird dann einer Klemmschaltung 81 zugeführt. Unter einer Klemmschaltung ist in diesem Zusammenhang eine Schaltungsanordnung zu verstehen, durch die das ihr zugeführte Signal relativ zur Nulllinie so verschoben wird, daß die positiven oder negativen Maximalwerte dieses Signals einem bestimmten Potential, dem sogenannten Klemmpotential, entsprechen. Das heißt also, daß die positiven Spitzen 80 des gleichgerichteten Signals auf einem dem Wert 31 in der Zahlenskala des 5-Zeichen-Coders 78 entsprechenden Gleichstrompotential festgehalten werden. Hierzu ist ein Klemmpotential von 16 Einheiten nötig. Der Coder 78 erzeugt die restlichen fünf Zeichen so, daß sie den letzten fünf Zeichen des 6-Zeichen-Codes für das ursprüngliche Eingangssignal entsprechen. Der Ausgang des Coders 78 ist mit dem Addierer 77 verbunden, um mit dem resultierenden Ausgangssignal der Torschaltung 76 das 6-Zeichen-CP-Codeausgangssignal zu erzeugen.

Aus dem Vorhergehenden wird augenscheinlich, daß, wenn es möglich ist, einen κ—I-Zeichencoder so zu modifizieren, daß er einen η-Zeichencode erzeugt, es auch möglich ist, einen vollständigen w-Zeichencoder zu bauen, der das gleiche Prinzip W--Imal anwendet, vorausgesetzt, daß man einen Codei für einen I-Zeichen-CP-Code bauen kann. Dieser Coder ist natürlich einfach ein Polaritätsanzeiger.

In Fig. 7 ist ein Coder für η Zeichen dargestellt. Das Eingangssignal wird über den Anschluß 82 der Torschaltung 83 gleichzeitig mit dem an den Anschluß 84 angelegten Kanalabtastimpuls zugefügt.

Die Torschaltung läßt das Eingangssignal, wenn es positive Polarität hat, bei Koinzidenz mit den Abtastimpulsen durch. Hierdurch wird das erste Zeichen, wie in der Schaltung nach Fig. 6, durch Bestimmung der Signalpolarität erzeugt. Die restlichen n-1 Zeichen werden dadurch erhalten, daß die Spitzen des

1

negativen vollweggleichgerichteten Signals in einer Klemmschaltung auf ein positives Potential von 2ⁿ—² gebracht werden und dieses dann einem Coder für n-1 Zeichen zugeführt wird. Dazu wird das Eingangssignal vom Anschluß 82 dem Vollweggleichrichter 85 zugeführt, in dem es für die Klemmschaltung 86 gleichgerichtet wird. Das positive Potential der Klemmschaltung, auf das die Spitzen des gleichgerichteten Signals gebracht werden, beträgt 2"—². Diese beiden Vorgänge zeigt die Kurve 87. Der Ausgang der Klemmschaltung 86 ist mit dem Vollweggleichrichter 88 verbunden, in dem das zugeführte Signal gleichgerichtet wird, aber nicht gemäß seinem Mittelwert, sondern entsprechend seiner Nullinie. Dabei ist der Gleichrichter 88 so gepolt, daß sich ein negatives Ausgangssignal ergibt. Dieses Signal wird dann der Klemmschaltung 89, die die Spitzen in dem Signal auf ein Potential von 2"—³ bringt, und anschließend einem Coder für w —2 Zeichen zugeführt. Dieser enthält dann wieder einen Vollweggleichrichter und eine Klemmschaltung mit einem Klemmpotential von 2"— ⁴. Dieser Prozeß und diese Schaltung werden für einen ra-Zeichen-Coder n— Imal nacheinander wiederholt. Der letzte Schritt besteht darin, daß das negative Ausgangssignal des n-Iten Vollweggleichrichters auf ein Klemmpotential von 2"~"=1 gebracht wird, wie es in Fig. 6 durch den Gleichrichter 90 und die Klemmschaltung 91 dargestellt ist.

Dabei wird der gleiche Kanalabtastimpuls allen Torschaltungen gleichzeitig zugeführt und dadurch die Ausgänge aller Klemmschaltungen gleichzeitig abgetastet. Das heißt, daß trotz der Umwandlung in den Gleichrichtern und Klemmschaltungen das erzeugte Codesignal einen Zeitpunkt des Eingangssignals darstellt.

Eine durch die Gleichrichter und Klemmschaltungen hervorgerufene leichte Phasenverzerrung kann, wenn nötig, durch entsprechende Verzögerung der Abtastimpulse ausgeglichen werden.

Jetzt soll zur Erläuterung der Arbeitsweise des CP-Coders nach Fig. 7 die Erzeugung einer Codezahl unter der Mittellinie des Coderasters und einer Codezahl über der Mittellinie des Coderasters beschrieben werden.

Die Erzeugung der Codezahl 11 wird unten gezeigt. Die Mittellinie des Rasters ist gleichzeitig die Nulllinie des zugeführten Signals und die Stufe 31,5 der Zahlenskala. Daherhat das Eingangssignal eine Spannung gleich — (31,5—11) = — 20,5. DieGleichrichter kehren nur die positiven Signale um. Dann ergibt sich folgende Beziehung:

Tor schaltung oder Gleich richter Nr.	Eingangssignal der Torschaltung	Ausgangs signal des Gleich richters	Ausgangssignal der Torschaltung 1 = wenn das Eingangs signal + ist 0 — wenn das Eingangs signal — ist
1	-20,5	-20,5	0
2	-20,5-I-16=-4,5	-4,5	0
3	-4,5+ 8=+3,5	-3,5	1
4	-3,5+ 4=+0,5	-0,5	i
5	-0,5+ 2=+ 1,5	-1,5	1
6	-1,5+ l = -0,5		0

Bei der Erzeugung der Codezahl 43 ergibt sich folgende Beziehung: Die Eingangsspannung ist gleich (43-31,5)=+11,5.

030

Tor schaltung oder Gleich richter Nr.	hin ρ·<ι η p-cei ότι C\ 1 xiiiiig an ι; saigiiai. der Iorscaaltung	Ausgangs signal des richters	Ausgangssignal LlCl X KJi OvJlCtl L Ullgl 1 = wenn das Eingangs- 1 signal -j- Jg£ 0 = wenn das Eingangs signal — ist
1	+ 11,5	-11,5	1
2	-11,5-16=+4,5	-4,5	1
3	-4,5+ 8= + 3,5	-3,5	1
4	-3,5+ 4=+0,5	-0,5	1
5	-0,5+ 2=+ 1,5	-1,5	1
6	-1,5+ 1 = —0,5		0

Der Coder besteht also im wesentlichen aus einer Anordnung von Vollweggleichrichtern, Klemmschaltungen und stabilen Spannungsquellen für das Klemmpotential. Zusätzlich müssen Ableseschaltungen, wie die Torschaltungen 83, 92, 93 und 94, vorgesehen werden. Das positive Signal, das von der Klemmschaltung der entsprechenden Torschaltung im Abtastzeitpunkt zugeführt wird, zeigt an, daß das der Klemmschaltung entsprechende Codeelement gesendet wird. Hierbei ist zu bemerken, daß sich die Codeelemente wie etwa bei einer Elektronenstrahl-Codierröhre gleichzeitig ergeben; der Ausdruck »Klemmschaltung« ist nur als Funktionsbezeichnung zu verstehen. Eine praktische Ausführungsform des eben beschriebenen Coders würde mit Gleichstromkopplung oder anderen Mitteln zur Festhaltung des Potentials im Coder arbeiten.

Die Folgefrequenz der Abtastimpulse, die über den Anschluß 84 den Torschaltungen 83, 92, 93 und 94 zugeführt werden, ist in dem oben beschriebenen System 84 kHz. Zur Multiplexübertragung mit dem oben beschriebenen System werden die 84 kHz von dem Markiergenerator 4 abgeleitet. Jeder Coder kann einen Kanal empfangen. Die Zeichen am Ausgang des Coders können nach der oben an Hand der Fig. 1 beschriebenen Methode zeitlich miteinander verschachtelt werden.

Bevor andere Ausführungsformen des Coders nach der Schaltung in Fig. 7 beschrieben werden, ist noch auf einen besonderen Aspekt des symmetrischen CP-Coders hinzuweisen. Die Vollweggleichrichterschaltungen sind, abgesehen von der ersten, von einer besonderen Art. Sie müssen das Signal um das Nullpunktpotential gleichrichten, nachdem die Spitzen, die sich aus der vorigen Gleichrichtung ergaben, auf ein bestimmtes, konstantes Potential festgelegt wurden. Die Kurvenform 87 am Ausgang der Klemmschaltung 86, die für 100 % Modulation gilt, ist in Fig. 7 dargestellt. Bei einem kleineren Modulationsgrad hält die Klemmschaltung die positiven Spitzen zwar auf dem konstanten Potential von +2"—², aber die Täler 95 werden größer. Ist der Modulationsgrad kleiner als 50°/o, dann schneidet die Kurve nicht die durch 96 dargestellte Nullinie, so daß der Gleichrichter 88 unter diesen Bedingungen nicht gleichzurichten braucht, sondern nur die absoluten Gleichstromwerte ohne Verzerrung umzukehren hat. Dieser Prozeß läßt sich besser als Reflexion beschreiben, mit der Annahme, daß die Nullinie die Spiegelfläche ist.

Es ist klar, daß der Gleichrichter 85 mit der Klemmschaltung 86 ebenso wie die Klemmschaltung 89 mit dem Gleichrichter 88 gleichstromgekoppelt sein muß, um die Spitzen der vorhergegangenen Gleichrichtung

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auf das Potential +2^n—3 bringen zu können. Ist der Modulationsgrad kleiner als 50%, so richtet der Gleichrichter 88 nicht gleich und erzeugt auch keine Spitzen, die die Signal welle in einer unverwechselbaren Weise mit einem Bezugspunkt versehen. Ohne Spitzen hat die Signalwelle kein Kennzeichen, das der folgenden Klemmschaltung genaues Arbeiten ermöglicht. Daher muß der Coder in seiner Gesamtheit gleichstromgekoppelt sein. Die jetzt weiter unten besprochenen Schaltungen sind gleichstromgekoppelt.

In Fig. 8 ist schematisch ein symmetrischer Coder dargestellt, der die allgemeine Charakteristik der Fig. 7 hat, aber Dioden benutzt und natürlich gleichstromgekoppelt ist. Zur Erzeugung eines den einzelnen Codeelementen einer Codegruppe entsprechenden Signals wird das Eingangssignal über den Transformator 97 den aufeinanderfolgenden Vollweggleichrichtern zugeführt. Durch die Schaltung des Transformators 97 sind die dem Gleichrichter zugeführten Signale entgegengesetzt gleich, d. h. um 180° phasenverschoben. Wie in der Schaltung nach Fig. 7 wird das Signal über den Anschluß 98 einer Ableseeinrichtung für das erste Zeichen zugeführt. Ist das Signal während der Abtastzeit an der Ableseeinrichtung positiv, so wird ein Impuls für das erste Zeichen ausgesendet. Das Signal wird dann aus den Dioden 99, 100, 101 und 102 gebildeten Brückengleichrichter zugeführt. Die Bezugsspannung zum Festhalten des Ausgangssignals des Brückengleichrichters wird von den Batterien 103 und 104 geliefert. Das so gleichgerichtete und festgehaltene Signal wird dann über den Anschluß 105 der Ableseeinrichtung für das zweite Zeichen zugeführt. Die eben beschriebene Schaltungskonfiguration ist, um ein Eingangssignal vollständig zu codieren, so oft zu wiederholen, wie eine Codegruppe Zeichen oder Codeelemente enthält.

Bei dieser Anordnung ist zu bemerken, daß die Zahl der benötigten Dioden linear mit der Zahl der Zeichen ansteigt. Weiterhin benötigt die Schaltung nach Fig. 8 hochliegende Batterien, die die Codiergeschwin- ₊₀ digkeit stark einschränken. Bei der Codierung eines einzigen Kanals ist aber die Codiergeschwindigkeit nicht von so großer Wichtigkeit. Außerdem sind heute Batterien erhältlich, die bei geringem Leckstrom eine sehr große Lebensdauer haben.

Eine der Fig. 8 entsprechende Schaltung ist für fünf Zeichen mit Germaniumdioden ausgeführt worden. Fig. 9 zeigt die Eingangs-Ausgangs-Charakteristik an den fünf Ablesepunkten. Wenn der Eingangswert bekannt ist, ist es möglich, aus diesem Diagramm die Form der sich aus den einzelnen zusammengesetzten Zeichen ergebenden Codegruppe vorherzusagen. In Fig. 10 ist eine zweite, dem Prinzip der Fig. 7 folgende Schaltung gezeigt, die zur Gleichrichtung und Trennung gleichstromgekoppelte Trioden verwendet. Die Schaltung vermeidet die hochliegenden Batterien und die Dämpfung von 6 db, die in jedem Dioden-Brückengleichrichter auftritt. Der Gleichrichter besteht aus den beiden Trioden 106 und 107, deren Anoden parallel geschaltet sind. Die beiden Trioden werden durch die entgegengesetzt gleichen Signale vom Transformator 108 gesteuert. Das Ausgangssignal von den Anoden 109 und 110 wird dem Anschluß für die Ableseeinrichtung, gleichzeitig dem Gitter 111 der Röhre 112 und ebenso über die Triode 113 dem Gitter 114 der Triode 115 der folgenden Stufe zugeführt. Die Triode 113 dient als Trennstufe und gleichzeitig als Umkehrstufe, um den Gittern der folgenden Stufe um 180° versetzte Signale zuzuführen. Als Bezugspotential dient die an Klemme 116 angeschlossene stabilisierte Vergleichsspannung. Bei dieser Schaltung bleibt die Signalamplitude an allen Gleichrichtereingängen gleich. Daher sind auch die Bezugsspannungen an den Klemmen 116 alle gleich. Um in » Zeichen zu codieren, müssen n— \ von den in Fig. 10 gezeigten S chaltungen hintereinandergeschaltet werden.

Der symmetrische Coder, der in Verbindung mit den Fig. 7, 8 und 10 beschrieben wurde, erzeugt normalerweise η Zeichen gleichzeitig an η Ablesepunkten. Es ist nun möglich, einen Coder so zu modifizieren, daß er η Zeichen nacheinander an einem Ablesepunkt erzeugt. Die von uns betrachteten Codes sind iterativ von Zeichen zu Zeichen und ebenso die Schaltungen. In Fig. 10 sind die n— !-Schaltungen völlig identisch. Daher ist es möglich, statt n— !-Schaltungen hintereinander anzuordnen, es so einzurichten, daß das Signal eine Schaltung n— Imal durchläuft. Die Polarität des der Schaltung zugeführten Signals bestimmt das erste Zeichen. Die Polarität des Impulses am Ausgang 117 bestimmt ein zweites Zeichen. Dieser Ausgangsimpuls wird über die Verzögerungsleitung 118 zum Eingang zurückgeführt. Hat er die Gleichrichterschaltung durchlaufen, so bestimmt seine Polarität am Ausgang 117 das dritte Zeichen. Dies wird fortgesetzt, bis der Impuls die Schaltung n-Imal durchlaufen hat. Danach wird der Rückkopplungsweg durch den Schalter 119 kurz geöffnet und dann wieder geschlossen. Die Schaltung ist jetzt bereit für das nächste Signal.

Die obigen Codierschaltungen bezogen sich alle auf die Codierung in einem CP-Code. CP-Codesignale können direkt decodiert oder erst in einen abgewägt binären Code verwandelt und dann mit einem der weiter unten beschriebenen Decoder decodiert werden. Auf Linien, die der oben beschriebenen entsprechen, ist es möglich, eine Codierschaltung für einen abgewägt binären Code vorzusehen und dadurch die Notwendigkeit, erst in dem CP-Code zu codieren und dann in den abgewägt binären Code umzuwandeln, zu vermeiden. Die unten beschriebenen Schaltungen sind dazu eingerichtet, um NF-Signale direkt in dem abgewägt binären Code zu codieren.

In Fig. 11 ist ein elementarer symmetrischer Coder für abgewägt binären Code dargestellt, der die oben beschriebenen Halbierungen und Übertragungen in der Geometrie des Coderasters vornimmt. Bei der Beschreibung der Geometrie des Coderasters wurde gesagt, daß der Impuls mit dem größten Gewicht gesendet wird, wenn die zu codierende Zahl in der oberen Hälfte des Coderasters liegt, d. h. über der Linie 67. Nun stelle man sich vor, daß das Coderaster an der Linie 67 halbiert und die untere Hälfte der oberen überlagert wird. Dann wird der zweitschwerste Impuls gesendet, wenn die zu codierende Zahl in der oberen Hälfte des resultierenden Rasters, d. h. oberhalb der Linie 68, liegt. Weitere Halbierungen und Überlagerungen entlang den Linien 69, 70 und 71 ergeben die restlichen vier Zeichen.

Es sei ein sinusförmiges Signal am Anschluß 120 angenommen, das durch eine elektrische Schaltung, die die oben beschriebenen Halbierungen und Überlagerungen vornimmt, abgewägt binär codiert werden soll. Das Signal wird Ablesemitteln oder Torschaltungen 121 zugeführt. Diese und die anderen Torschaltungen werden durch die an den Anschluß 122 angelegten Kanalabtastimpulse gesteuert. Der Impuls mit dem größten Gewicht wird von der Torschaltung 121 immer dann ausgesendet, wenn das Eingangssignal positiv ist. Die Halbierungen und Übertragungen gehen wie folgt vor sich: Immer, wenn das

Signal positiv ist, wird es nicht umgekehrt und vom Anschluß 120 direkt dem Addierer 123 zugeführt. Immer, wenn das Signal negativ ist, wird eine positive Spannung, deren Wert gleich der Hälfte des Codezahlbereiches ist, dem Signal im Addierer 123 hinzugefügt. Dies kann dadurch erreicht werden, daß man das Signal einer Aus wählschaltung 124 zuführt. Diese Auswählschaltung 124 ist so eingerichtet, daß sich an ihrem Ausgang ein genaues Abbild eines relativ schmalen Streifens durch den Mittelpunkt der Signalwelle ergibt. Das Ausgangssignal der Auswählschaltung ist in der Polarität umgekehrt und hat eine Amplitude gleich dem halben Maximalwert des Eingangssignals. Dann wird das Ausgangssignal der Auswahlschaltung dem Signal im Addierer 123 hinzuaddiert. Die Polarität der Summe ist immer positiv, wenn der nächstschwerste Impuls von der Torschaltung 125 gesendet wird, und negativ, wenn dieser Impuls nicht gesendet wird. Dies heißt, daß das Ausgangssignal des Addierers gleichstromgekoppelt der nächsten Schaltung zugeführt wird oder entsprechend, daß von dem Ausgangssignal des Addierers 16 Einheiten abgezogen werden. In diesem Falle erledigt das die Gleichstromkopplung automatisch ohne genaue Bezugsspannungen im Gegensatz zu den CP-Codern, bei denen Gleichstromkopplung und genaue Bezugsspannungen verwendet werden müssen.

Das Ausgangssignal des Addierers 123 wird dann durch eine identische Anordnung von Auswählschal-

tungen und Addierern gegeben, um eine Ablesung für das dritte Zeichen zu erhalten. Der einzige Unterschied zwischen den folgenden und der jetzt gerade beschriebenen Schaltung ist in diesem Falle, daß das umgekehrte Ausgangssignal der Auswahlschaltung genau auf die Hälfte des Wertes der vorhergehenden Schaltung eingestellt wird. Der Grund hierfür ist, daß der Maximalwert des Signals bei jeder Halbierung und Überlagerung halbiert wird.

ίο Die Ausgangssignale an den Eingängen zu den verschiedenen Ablesepunkten sind natürlich Zeitfunktionen mit sich ändernder Amplitude, keine PCM-Impulse. Um PCM vom abgewägt binären Typ zu erhalten, müssen die Ablesepunkte in den Ableseeinrichtungen 121 und 125 gleichzeitig mit den Kanalabtastimpulsen abgetastet werden. Ein positiver Abtastwert zeigt an, daß das entsprechende Codezeichen vorhanden ist, während ein negativer Abtastwert anzeigt, daß es fehlt.

ao Zur Erläuterung der Arbeitsweise des PCM-Coders nach Fig. 11 soll jetzt die Erzeugung einer Codezahl unter der Mittellinie des Coderasters und einer Codezahl über der Mittellinie des Coderasters beschrieben werden.

Die Erzeugung der Codezahl 11 wird unten gezeigt. Die Mittellinie des Rasters ist gleichzeitig die Nulllinie des zugeführten Signals und die Stufe 31,5 der Zahlenskala. Daher hat das Eingangssignal eine Spannung gleich —(31,5 — 11)= —20,5.

Auswahl schaltung oder Addierer Nr.	Eingangssignal der Auswahl schaltung	Ausgangssignal der Auswahl schaltung	Gleichstrom- gekoppeltes Ausgangssignal des Addierers	Wechselstromgekoppeltes Ausgangssignal des Addierers	Ablesung = Polarität des Eingangssignals der Auswahlschaltung 1 = wenn Signal + ist 0 = wenn Signal — ist
1	-20,5	+ 32	+ 11,5	+ 11,5 — 16 = -4,5	0
2	-4,5	+ 16	+ 11,5	+ 11,5— 8 = +3,5	0
3	+3,5	0	+3,5	+3,5— 4 = -0,5	1
4	-0,5	+4	+3,5	+3,5— 2 = +1,5	0
5	+ 1,5	0	+ 1,5	+ 1,5— 2 = +0,5	1
6	+0,5				1

Bei der Erzeugung der Codezahl 43 ergibt sich folgende Beziehung: Das Eingangssignal der ersten Auswählschaltung ist gleich (43 — 31,5)= +11,5.

Auswahl schaltung oder Addierer Nr.	Eingangssignal der Auswahl schaltung	Ausgangssignal der Auswahl schaltung	Gleichstrom gekoppeltes Ausgangssignal des Addierers	'Wechselstromgekoppeltes Ausgangssignal des Addierers	Ablesung = Polarität des Eingangssignals der Auswahlschaltung 1 = wenn Signal + ist 0 = wenn Signal ·—· ist
1	+ 11,5	0	+ 11,5	+ 11,5 — 16 = -4,5	1
2	-4,5	+ 16	+ 11,5	+ 11,5— 8 = +3,5	0
3	+3,5	0	+ 3,5	+ 3,5— 4 = -0,5	1
4	-0,5	+4	+3,5	+3,5— 2 = +1,5	0
5	+ 1,5	0	+ 1,5	+ 1,5— 1 = +0,5	1
6	+0,5				1

Der Coder nach Fig. 11 hat Unzulänglichkeiten. Er kann aber durch einfache Änderungen verbessert werden. Aus Fig. 11 läßt sich erkennen, daß die Schaltung bei einem w-Zeichen-Coder aus einer Kaskade von n— 1 identischen Schaltungen besteht. Der einzige Unterschied zwischen diesen Schaltungen ist, daß der Signalpegel in jeder Schaltung um 6 db absinkt. Die durch die Auswählschaltung hinzugefügte Spannung muß daher um 6 db kleiner sein, weil, wie vorhin erläutert, das maximale Ausgangssignal der Auswählschaltung gleich der Hälfte des maximalen Eingangssignals des Addierers sein muß. Fügt man also zwischen den einzelnen Schaltungen einer Verstärkung von 6 db ein, so können sie völlig identisch gemacht werden. Durch diese erste Änderung ergibt sich keine Komplizierung, da die Verstärkung durch die

Addierer vorgenommen werden kann. Wir würden jetzt jeden PAM-Impuls durch n-1 identische Schaltungen schicken. Das gleiche Resultat könnte man aber erhalten, wenn man jeden PAM-Impuls «— Imal durch eine Schaltung gibt. Um die Zeichen nacheinander statt gleichzeitig zu erhalten, ist es notwendig, jeden Impuls für die Dauer eines Codeelementes zu verzögern. In Fig. 12 ist diese Ausführung des Coders als Blockschaltbild dargestellt. Schalter 126 ist ein einfacher einpoliger elektronischer Umschalter, to Beim Beginn des Codierzyklus schließt der Schalter 126 in Stellung a für die Dauer eines Codeelementes. Hierdurch wird ein schmaler, als konstant anzunehmender Ausschnitt der Signalwelle am Eingang 127 abgetastet. Die Polarität am Ausgang der Auswählschaltung 128 während dieser Zeit zeigt an, ob das erste Zeichen am Ablesepunkt 129 vorhanden ist oder nicht. Inzwischen ergibt sich sofort eine Signalspannung am Ausgang des Addierers 133. Die Polarität dieses Signals bestimmt das zweite Zeichen. Beim Beginn des zweiten Codeelementes wird der Schalter 126 von der Stellung a in die Stellung b umgeschaltet. Das Ausgangssignal des Addierers, das während des ersten Zeichens durch die Verzögerungsleitung 131 lief, hat jetzt den Punkt b erreicht. Es bestimmt sofort über die Auswählschaltung 128 das zweite Zeichen. Gleichzeitig hat sich am Ausgang des Addierers 130 eine neue Spannung ergeben, deren Polarität schließlich das dritte Zeichen bestimmt. Dieser Prozeß wird, während der Schalter 126 in Stellung b bleibt, so lange fortgesetzt, bis die gewünschte Anzahl von Zeichen erzeugt ist. Dann wird der Schalter für das erste Codeelement der nächsten Gruppe in die Stellung a umgeschaltet. Dadurch wird der Rückkopplungsweg über die Verzögerungsleitung 131 für ein Codeelement unterbrochen. Dieser Zeitabschnitt ist hier die Rückstellzeit des Coders, d. h., in dieser Zeit verläuft sich die in der Verzögerungsleitung von der vorhergehenden Codierung gespeicherte Energie. Während dieser Rückstellzeit wird der Impuls mit dem größten Gewicht, der zweite Codeimpuls, gesendet.

Der Coder der Fig. 12, der gegenüber der ursprünglichen Schaltung in Fig. 11 stark vereinfacht ist, hat Nachteile. Einmal ist es sehr schwierig, mit einer praktisch ausführbaren Verzögerungsleitung stabile +5 Arbeitsbedingungen zu erzielen. Ein Teil dieser Schwierigkeiten ergibt sich aus dem Problem, den Schalter in Synchronismus mit der Verzögerungsleitung zu halten. Die Unvollkommenheiten der Verzögerungsleitung bestimmen die Genauigkeit der Codierung, d. h. die Zahl der Zeichen, die erzeugt werden können. Um eine Verzögerungsleitung zu vermeiden, können zwei Speicherkondensatoren 132 und 133 in der in Fig. 13 gezeigten Weise verwendet werden. Das Eingangssignal der Auswählschaltung 128 α ist relativ hoch, und die Ausgangsimpedanzen des Addierers 129 a und der an den Punkt 127 angeschlossenen NF-Quelle sind als relativ klein anzusehen. Beim Beginn des Codiervorganges wird der elektronische Schalter 134 in Stellung b geschaltet, und der elektronische Schalter 135 wird vorübergehend geschlossen. Der Kondensator 132 lädt sich rasch auf den Augenblickswert des NF-Signals auf und behält diese Ladung, nachdem sich der Schalter 135 wieder geöffnet hat. Schalter 134 bleibt für ein Codeelement in der Stellung b. Die Auswählschaltung 128 ο arbeitet wie ein Polaritätsanzeiger und erzeugt das erste Zeichen. Das Ausgangssignal des Addierers 129 a ist eine Funktion der Spannung am Kondensator 132 und ist positiv oder negativ. Entsprechend wird das zweite

Zeichen gesendet oder nicht. Der Kondensator 133 wird während des ersten Codeelementes auf dieses Potential aufgeladen. Beim Beginn des zweiten Codeelementes wird der Schalter 134 in die Stellung d geschaltet. Dadurch werden die Kondensatoren 132 und 133 vertauscht. Der Kondensator 132 lädt sich rasch auf die neue Ausgangsspannung des Addierers auf, während die Ladung am Kondensator 133 konstant bleibt. Die Auswahlschaltung 128α erzeugt jetzt das zweite Zeichen. Der Prozeß wird fortgesetzt, indem der Schalter 134 beim Beginn jedes Codeelementes umgeschaltet wird. Dadurch wird er bei Beginn jeder Codeoperation in derselben Stellung stehen, wenn die Zahl der Zeichen pro Codegruppe gerade ist, und in der entgegengesetzten Stellung, wenn die Zahl der Zeichen pro Codegruppe ungerade ist. Der Coder arbeitet in beiden Fällen gleich gut. Der Schalter 135 wird beim Beginn jeder Codeoperation vorübergehend geschlossen, und die Ladung am Kondensator 132 oder 133 entsprechend der Stellung des Schalters 134 ändert sich entsprechend der Höhe des neuen Abtastwertes.

Elektronisch muß der Schalter aus einpoligen, einkontaktigen Elementen aufgebaut werden. Es werden insgesamt fünf solcher Schalter benötigt, sie müssen linear sein und Signale beliebiger Polarität übertragen. Der günstigste Schalter für diesen Zweck erfordert zwei Dioden, einen Impulstransformator und eine Treiberröhre.

In Fig. 14 ist eine weitere Vereinfachung des abwägend binären Coders dargestellt. Statt fünf werden nur zwei elektronische Schalter benötigt. Die Verzögerungsleitung 136 spielt eine gänzlich andere Rolle als in dem Coder der Fig. 12 und braucht keine besonders gute Charakteristik zu haben.

Der Schalter 137 wird beim Beginn einer Codeoperation und der Schalter 138 beim Beginn jedes Codeelementes vorübergehend geschlossen, mit der Ausnahme, daß der Schalter 138 nicht geschlossen wird, wenn der Schalter 137 schon geschlossen ist. Die Schalter 137 und 138 werden durch die 8-kHz- und (48 —8)-kHz-Markiersignale der Fig. 1 gesteuert. Die Schließungszeit der beiden Schalter 137 und 138 sei ein kleiner Bruchteil eines Codeelementes und etwas kleiner als die Verzögerungszeit der Verzögerungsleitung 136. Die Länge der Verzögerungsleitung 136 ist dann nur ein kleiner Bruchteil eines Codeelementes statt genau eines Codeelementes wie in Fig. 12. Es werden Quellen mit geringem Innenwiderstand verwendet, so daß sich der Ladekondensator 139 in der kurzen Zeit, in der entweder der Schalter 137 oder der Schalter 138 geschlossen ist, völlig auflädt.

Der Schalter 137 schließt für einen Augenblick, und ein Abtastwert des an den Anschluß 140 angelegten NF-Signals wird im Kondensator 139 gespeichert. Die Auswahlschaltung 128 b bestimmt aus der Polarität dieses Signals das erste Zeichen. Der Addierer 129 bildet ein Signal, dessen Polarität schließlich das zweite Zeichen bestimmt. Nach einer kurzen, durch die Verzögerungsleitung 136 bestimmten Verzögerung erreicht das Ausgangssignal des Addierers die Kathodenstufe 141 und den Kontakt e des Schalters 138. Beim Beginn des zweiten Codeelementes schließt der Schalter 138 kurz, und der Kondensator 139 wird auf das Potential des Punktes e aufgeladen. Schalter 138 öffnet sich wieder, aber der Kondensator 139 behält seine Ladung. Das Ausgangssignal der Auswahlschaltung bestimmt jetzt das zweite Zeichen. Das Ausgangssignal des Addierers 129 b wird jetzt so modifiziert, daß seine Polarität das dritte Zeichen be-

stimmt, aber die Verzögerungsleitung verhindert, daß sich das Potential des Punktes e in der kurzen Zeit, in der der Schalter 138 geschlossen ist, ändert. Der Zweck der Verzögerungsleitung ist jetzt klar. Wäre nämlich in dem Augenblick, in dem der Schalter 138 geschlossen ist, keine Verzögerung in dem System, würde sich das Ausgangssignal des Addierers 129 b und gleichzeitig damit die am Kondensator 139 stehende Spannung ändern. Wenn der Schalter 138 geöffnet ist, steht die neue Spannung am Ausgang des Addierers 129 b nicht im richtigen Verhältnis zu der ursprünglich am Kondensator 139 stehenden Spannung, da die letztere Spannung sich geändert hat, bevor ein Gleichgewicht erreicht wurde. Die Verzögerungsleitung 136 kann sehr einfach aufgebaut sein. Eine ivC-Zeitkonstante genügt. Besser ist eine zwischen den Kondensator und eine Quelle niedrigen Innenwiderstandes eingeschaltete Serieninduktivität. In dem Augenblick, in dem der Schalter 138 schließt, verhütet die Induktivität einen Stromfluß.

Mit einer einzigen Ausnahme können alle erforderlichen Funktionen in den verschiedenen hier beschriebenen Ausführungsformen der Coder nach den Fig. 11, 12, 13 und 14 durch konventionelle Schaltungen mit zufriedenstellender Genauigkeit ausgeführt werden. Der schwierige Teil ist die Auswahlschaltung. Sie muß einen stabilen Auswählpegel haben und muß, um eine genaue Codierung zu erreichen, noch auf Signale, die kleiner als eine halbe Amplitudenstufe sind, ansprechen. Weiterhin darf sie nur zwei ; stabile Stellungen haben, ohne jemals eine mittlere Gleichgewichtsstellung zu erreichen. Eine einfache, nicht regenerative Schaltung entspricht dieser Bedingung nicht. Eine bistabile Schaltung, wie z. B. ein Eccles-Flip-Flop, entspricht zwar dieser Bedingung, ; aber alle diese Schaltungen haben Hysterese. Das heißt, die Eingangsspannung, auf die die Schaltung anspricht, hängt von der Stellung des Flip-Flop ab. Um ausreichend genau zu codieren, muß die Hysteresespannung kleiner als eine halbe Amplitudenstufe <i sein. Beim Entwurf so einer Triggerschaltung zeigt sich, daß jeder Versuch, die Hysterese zu verkleinern, zu einer sehr unzuverlässigen Schaltung führt. Eine Methode, die Hysterese zu verkleinern, ist, das Signal ein oder mehrere Male zu begrenzen und zu verstär- 4 ken, bevor es der Triggerschaltung zugeführt wird. Fig. 19 zeigt eine Auswählschaltung, die mehrere Abschneideschaltungen 171 und 172 enthält, deren Schaltbild dem der Schaltung 171 entspricht. Zwischen ihnen liegen die Pufferverstärker 173 und 174, die den 5 Signalpegel wieder anheben. Die letzte Abschneideschaltung steuert eine Phasenumkehrstufe 175, deren Ausgangssignale dann einen Eccles-Jordan-Flip-Flop steuern. Aus der Kaskadenschaltung mehrerer Abschneideschaltungen ergibt sich eine effektive Er- 51 höhung der Eingangs-Ausgangs-Kurve. Auf diese Weise kann der Hysteresespannungsbereich am Eingang des Flip-Flop in bezug auf das Auslösesignal am Eingang vernachlässigbar klein gemacht werden.

Decoder

Es soll hier ein einfacher Decoder zur Umwandlung eines Kanals eines mehrkanaligen PCM-Impulszuges in NF beschrieben werden. Dieser Decoder ist 65 auf die Erfordernisse des hier beschriebenen PCM-Systems zugeschnitten, in dem die Codierung und Decodierung für jeden Kanal getrennt vorgenommen wird, ohne den üblichen Umweg über Multiplex-PAM. 70

Es muß eine Methode zur Bestimmung der genauen relativen Gewichte der einzelnen Zeichen benutzt werden. Wenn wir ein 6-Zeichen-System annehmen, muß die Genauigkeit der Abwägung größer als 1 :64 sein. Üblicherweise werden zwei Methoden zur Decodierung einer binären abgewägten PCM verwendet. In zwei vorbekannten Decodern wird von dem Einschwingverhalten entsprechend dimensionierter, mit PCM-Impulsen erregter Netzwerke Gebrauch gemacht. Die Einschwingfunktion nimmt entsprechend einem Gesetz in ihrer Amplitude um 50% pro Codeelementperiode ab. Dies wird in der ersten vorbekannten Schaltung mit Hilfe einer abnehmenden Exponentialfunktion mit entsprechender Zeitkonstante und bei der zyeiten vorbekannten Schaltung mit Hilfe einer Kombination aus einer solchen Exponentialfunktion und einer entsprechend gedämpften Sinusschwingung erreicht. Bei diesen Decodern muß aber ein PCM-System verwendet werden, bei dem die Impulse in der Reihenfolge ansteigenden Gewichts gesendet werden. Das in dieser Erfindung vorgeschlagene PCM-System verlangt aber, um die oben unter der Überschrift Coder beschriebene vereinfachte Codiermethode zu ermöglichen, daß die Impulse in der Reihenfolge fallenden Gewichts gesendet werden.

Vorbekannte Systeme mit einer PCM-Pulsfolge fallenden Gewichts verwendeten zur Decodierung der Codegruppe eine in Codeelementabstand angezapfte Verzögerungsleitung. In dem Augenblick, in dem der leichteste Impuls in die Verzögerungsleitung eintritt, ist der zweitleichteste an der ersten Anzapfung, der drittleichteste an der zweiten Anzapfung usw. und schließlich der schwerste Impuls am angepaßten Ende der Leitung. Die Signale an den verschiedenen Anzapfungen werden durch Schaltungen addiert, die eine so eingestellte Dämpfung haben, daß jede Anzapfung einen dem Gewicht des an ihr in dem Augenblick, in dem die sechs Zeichen einer Codegruppe die gesamte Länge der Verzögerungsleitung einnehmen, auftretenyo den Codeimpulses proportionalen Betrag zusteuert. Es wurde gezeigt, daß sich in dem System nach der Erfindung ein beträchtlicher Vorteil beim Codieren, Multiplexen und Demultiplexen ergibt, wenn man die Zeichen der einzelnen Kanäle miteinander verschachtelt und nicht in einer Folge von vollständigen Codegruppen sendet, d. h., es wird vorgeschlagen, von allen Kanälen zuerst die Impulse mit dem Gewicht 32 zu senden, darauf von allen Kanälen die Impulse mit dem Gewicht 16 usw. Bei dieser Zeitfolge wird der Verzögerungsleitungscoder unpraktisch, da man statt einer Codeelementanzapfung jetzt η Anzapfungen benötigt; dabei ist η die Zahl der Kanäle. Die Gesamtlänge der Verzögerungsleitung liegt dann in der Größenordnung der Abtastperiode von 125 μβεα Die grundsätzliche Einfachheit des ersten der obengenannten vorbekannten Decoder ist so ansprechend, daß diese Methode für mit abfallendem Gewichtsfaktor gesendeter Impulse angepaßt wurde. Statt abfallender Einschwingvorgänge werden mit Hilfe von

) positiv rückgekoppelten Systemen ansteigende Einschwingvorgänge erzeugt. Positiv rückgekoppelte Systeme sind aber oft sehr kritisch und instabil. Es ist aber schon lange bekannt, daß sich aus der Kombination positiver und negativer Rückkopplung ein sehr stabiles System ergeben kann. Ein Beispiel dafür ist der Wiensche Brückenoszillator. Es müssen Maßnahmen getroffen werden, um den Decoder zurückzustellen, da sonst die ansteigenden Einschwingvorgänge den Decoder sperren würden. Dabei ist zu bemerken, daß der erste und zweite der vorbekannten Decoder

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auch eine Rückstellung benötigen, außer man läßt beträchtliches Nebensprechen zu oder man benutzt zwei Decoder, von denen sich jeder während der Arbeitszeit des anderen erholt.

Der erste vorbekannte PCM-Decoder wird dadurch für PCM-Code mit abfallenden Gewichtsfaktoren geeignet gemacht, daß man den üblichen passiven gedämpften Widerstand durch einen auf elektronischem Wege erzeugten negativen Widerstand ersetzt. Dieser elektronische negative Widerstand ist in Fig. 15 durch den Rückkopplungsverstärker 142 dargestellt. Solch ein Widerstand kann in einer sehr stabilen Form durch einen durch negative Rückkopplung stabilisierten Verstärker, dessen Ausgang in Phase mit seinem Eingang ist, dargestellt werden. Verwendet man den Eingang und den Ausgang des Verstärkers 142 mit dem Widerstand 143, so ergibt sich für den Verstärker ein Eingangswiderstand von Rin= ; darin

ist G die Verstärkungsziffer des Verstärkers.

Wenn G größer als 1 ist, ist diese Anordnung ein negativer Widerstand. Einzelne PCM-Kanalimpulse, die entsprechend dem Beispiel dieser Erfindung eine Länge von 2,6 \istc. und eine Folgeperiode von 20,83 μsec haben, steuern eine Quelle konstanten Stromes 144, die für jeden PCM-Eingangsimpuls einen Stromimpuls konstanter Amplitude abgibt. Dieser Strom wird in ein i?C-Netzwerk eingespeist, das aus dem Verstärker 142 und dem Widerstand 143 gebildeten negativen Widerstand und dem Kondensator 145 besteht. Kurze Zeit nachdem der Impuls mit dem geringsten Gewicht eingegangen ist, wird der Kondensator durch den elektronischen Schalter 146 abgetastet, und das Filter 147 trennt aus der abgetasteten Spannung das NF-Signal heraus. Der Abtastschalter 146 bleibt bis kurz vor dem Eintreffen des ersten Zeichens der nächsten Codergruppe geschlossen. Während dieser Zeit hat sich der Kondensator 145 über den Widerstand 148 völlig entladen.

Eine andere Ausführungsform des Decoders nach der Erfindung ergibt sich durch Umschalten des Schalters 149 auf den Punkt 150. Dadurch wird der Kondensator 145 durch die LC-Schaltung 151 ersetzt. So kann man statt einer ansteigenden Exponentialfunktion eine ansteigende Sinusfunktion benutzen und erreicht dadurch, daß die Synchronisation weniger kritisch ist. Statt eines einfachen Kondensators wird jetzt eine auf 48 kHz, die Folgefrequenz der Codegruppen in dem hier beschriebenen Beispiel, abgestimmte LC-SchaItung verwendet. Der Abtastschalter 146 wird kurz nach dem letzten eingelaufenen Zeichen geschlossen und kurz vor dem Eintreffen des ersten Zeichens der nächsten Codegruppe geöffnet. Auf diese Art und Weise werden für jede Codegruppe die gleichen Anfangsbedingungen geschaffen.

Der beschriebene Decoder ist ganz einfach und erfordert nur weniger Röhren. Die Konstantstromquelle 144 kann angenähert durch eine Pentode oder eine entsprechend geschaltete Triode dargestellt werden. Ein befriedigender rückgekoppelter Verstärker kann mit einer Doppeltriode aufgebaut werden. Der Abtast- und Rückstellschalter erfordert zwei Halbleiterdioden, eine Treibertriode und einen Impulstransformator.

65

Kompander

Die Notwendigkeit eines Kompanders in dem PCM-System ist bereits erwähnt worden. Sprachsignale sind durch sehr große Spitzenwerte in der Amplitude gekennzeichnet; es sind aber die Anteile niedriger Amplitude, die am meisten zur Verständlichkeit und Qualität der Sprache beitragen. Aus diesem Grunde soll ein Sprachkatial die kleinen Signalamplituden besser reproduzieren als die hohen Spitzen. Da die PCM die Amplituden quantisiert, ist es wichtig, daß die Quantisierungsstufen bei kleinen Signalen enger angeordnet sind als bei großen Signalen, um bei einer beschränkten Zahl von Quantisierungsstufen eine gute Sprachqualität zu erzielen. Hierzu kann man entweder syllabische Kompander oder Augenblickswertkompander verwenden. Wird jedoch ein einzelner Sprachkanal weiter in amplitudenmodulierte Unterkanäle aufgeteilt, so würde ein unter diesen Bedingungen verwendeter syllabischer Sprachkompander Nebensprechen zwischen den Unterkanälen hervorrufen.

Es muß zwischen einem syllabischen Sprachkompander, der, wenn andere als Sprachsignale übertragen werden, ausgeschaltet wird, und einem Augenblickswertkompander, der ein fester Bestandteil des Systems ist, gewählt werden. Vom Standpunkt der Praxis aus gesehen ist das letzte natürlich vorzuziehen, da hierbei keine Koordination zwischen dem Bediener der Multiplexeinrichtung und dem Benutzer der einzelnen Kanäle nötig ist. In bezug auf den Aufwand zeigt sich, daß ein gleichwertiger Augenblickswertkompander nicht mehr Röhren als ein syllabischer Kompander erfordert. Dies ist wichtig, da in dem System nach der Erfindung die Kompandierung für jeden Kanal getrennt durchgeführt werden muß. In den üblichen PCM-Systemen, in denen Multiplex-PAM eine Zwischenstufe ist, ist dies eine günstige Gelegenheit, einen Kompander gemeinsam für alle Kanäle zu verwenden.

In der Vergangenheit ist der Entwurf von Kompandern dadurch sehr kompliziert worden, da gefordert wurde, daß sich seine Kennlinie eng an eine durch Kurve 152 in Fig. 16 dargestellte logarithmische Kurve annähert. Die logarithmische Kurve hat die einmalige Eigenschaft, daß die prozentuale Quantisierungsverzerrung von der prozentualen Modulation unabhängig ist. Außerdem ist das Verhältnis der Quantisierungsverzerrung zu dem Modulationssignal von der Kurvenform des Modulationssignals unabhängig.

Aus diesen Gründen wird eine logarithmische Kennlinie mitunter als das Optimum für alle Situationen angesehen. In dem System nach der Erfindung ist dies aber nicht der Fall. Zum Beispiel bei einer Prüftonmodulation steigt bei der Einführung einer logarithmischen Augenblickswertkompandierung von 20 db die Quantisierungsverzerrung um 8 db. Die optimale Kompandierungskurve bestimmt sich aus der Amplitudenverteilung des Signals. DieStatistik der Sprache ändert sich mit dem Sprecher und mehreren anderen Bedingungen. Daher gibt es in diesem Sinne keine »günstigste« Kompandierungskurve für Sprachsignale. Es ist nötig, bei kleinen Signalen die Quantisierungsstufen enger zusammenzulegen als bei großen Signalen. Dies kann statt mit einer logarithmischen Kompanderkennlinie ebensogut mit einer durch Kurve 153 in Fig. 16 dargestellten geknickt-linearen Kompanderkennlinie geschehen. Die Verteilung der Schritte zwischen kleinen und großen Signalen kann durch geeignete Wahl der Steilheit der beiden Geraden und des Knickpunktes eingestellt werden. Zum Vergleich sind die Kurven 152 und 153 in Fig. 16 dargestellt. Die logarithmische Kurve hat ebenfalls eine Charakteristik von 20 db. Es ist wahrscheinlich,

Claims (11)

daß bei Sprachsignalen irgendein Unterschied zwischen den beiden Kennlinien auftritt. Der geknickt-lineare Kompander erfordert ein Diodennetzwerk pro Kanal. Dieser Kompandertyp soll jetzt in Verbindung mit den Fig. 17 und 18 genau besprochen werden. Es ist zu berücksichtigen, daß die Kompanderkennlinie symmetrisch zum Ursprung ist und daß in Fig. 16 nur die im ersten Quadranten liegende Hälfte gezeigt ist. Beide Amplitudenkennlinien sind als Kompressorkennlinie dargestellt. Sie können aber durch Vertauschen der Koordinatenbezeichnung in die Expanderkennlinien umgewandelt werden. Die Grundschaltung des Kompressors ist in Fig. 17 dargestellt. Sie besteht aus einer normalen Verstärkerstufe 154 mit genügend großer, durch den Widerstand 155 erzeugter Kathodengegenkopplung, um die Schaltung gegen Röhrenschwankungen zu stabilisieren. Die Stufe hat zwei Verstärkungszustände. Der eine ergibt sich, wenn keine der beiden Dioden 156 und 157 leitet, und der andere, wenn eine der beiden Dioden leitet. Der Durchlaßpunkt der Dioden 156 und 157 wird durch die über das aus den Widerständen 160, 161, 163, 164 und 165 bestehende Netzwerk angelegte Vorspannung bestimmt. Aus diesem Vorspannungsnetzwerk ergeben sich so die Steilheiten der beiden Geraden der Kurve 153 in Fig. 16. Das Ausgangssignal des Kompressors wird von der Anode 166 der Röhre 158 abgenommen. Der Übergang zwischen den beiden Verstärkungszuständen erfolgt, wenn die Ausgangsspannung gleich der Vorspannung der Dioden 156 und 157 ist. Wird ein einseitiges Signal, wie z. B. eine PCM, mit nur positiven Amplituden der Schaltung zugeführt, so leitet nur eine Diode, und es ergibt sich durch den Kondensator 162 eine Richtspannung, die den Mittelpunkt der Kompressionskennlinie verschiebt. Bei der Nullinie, symmetrische PAM oder NF ist die Ladung, die der Kondensator über beide Dioden erhält, über eine Periode der Modulationsfrequenz Null. Der Mittelpunkt der Kompensationskennlinie bleibt also immer im Nullspannungspunkt. Die Kompressorschaltung nach Fig. 17 erfordert Präzisionswiderstände mit einem niedrigen Temperaturkoeffizienten. Außerdem muß die am Punkt 159 angelegte Anodenspannung stabilisiert sein. Die Expanderschaltung der Fig. 18 entspricht der des Kompressors in Fig. 17, mit der Ausnahme, daß die Dioden 165 und 166 statt mit der Anode mit der Kathode der Röhre verbunden sind. Wird durch die Widerstände 169 und 170 und die Dioden 166 und 165 der resultierende Kathodenwiderstand verkleinert, so stimmt die Verstärkung des Expanders. Die Steilheit und die Knickpunkte der Expanderkennlinie werden dadurch bestimmt, daß die resultierende Kennlinie des Kompanders linear sein muß. Um dies zu erreichen, muß der Knickpunkt des Expanders dem Knickpunkt des Kompressors angepaßt und die Gesamtverstärkung von der Signalamplitude unabhängig sein. Die beschriebenen Ausführungen sind nur Beispiele und stellen keine Einschränkungen der Erfindung dar. PATENTANSPRÜCHE:

1. Mehrkanalübertragungssystem mit Pulscodemodulation, dadurch gekennzeichnet, daß zur Umwandlung der Momentanamplituden der Nachrich-

ten in Gruppen von Codeimpulsen für jeden Kanal ein besonderer Coder vorgesehen ist, die alle gleichzeitig arbeiten, und daß die Ausgangsspannungen der Coder zur Bildung der Mehrkanalimpulsreihe abgetastet werden, und zwar in der Weise, daß jeweils diejenigen Impulse aufeinanderfolgen, die entsprechenden Codeelementen der Codegruppen der einzelnen Kanäle zugeordnet sind.

2. System nach Anspruch 1 unter Verwendung eines binären Codes, bei dem die einzelnen Elemente durch eine von zwei möglichen, verschiedenen Impulsamplituden gegeben werden, dadurch gekennzeichnet, daß die von den Codern (2 in Fig. 1) erzeugten Codeelementimpulse von der Länge des Zyklus sind, nach dem alle Coder hinsichtlich eines entsprechenden Elementes abgetastet werden (Elementenabtastperiode), daß sendeseitig ein festgelegter Impuls einer bestimmten Codegruppe ausgeblendet und durch ein Synchronisiersignal ersetzt wird, daß empfangsseitig für die Kanäle normalerweise gesperrte Torschaltungen (54 in Fig. 2) vorgesehen sind, denen die Mehrkanalimpulsreihe mit jeweils einer der der Xjbertragung eines Codeelementenimpulses zugewiesenen Zeitspanne entsprechenden Verzögerung gegenüber dem vorhergehenden Kanal zugeführt wird und die durch diejenigen von zwei aus dem Synchronisiersignal abgeleiteten Taktimpulsreihen, deren Wiederholungsperiode gleich der Elementenabtastperiode ist, gleichzeitig geöffnet werden, und daß den Torschaltungen Decoder (56) nachgeordnet sind, die gleichzeitig auf Grund der anderen Taktimpulsreihe, deren Wiederholungsperiode (125 μβε^ gleich der Kanalabtastperiode ist, die den empfangenen Codegruppen entsprechenden, wiederhergestellten Momentanamplituden abgeben.

3. System nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die sendeseitige Ausblendung jeweils eines festgelegten Impulses einer bestimmten Codegruppe des Kanalabtastzyklus nach der Zusammenfassung der Codeelemente der einzelnen Kanäle zur Multipleximpulsreihe erfolgt und daß seine Ersetzung durch ein Synchronisiersignal, das sich von den übrigen Impulsen nicht zu unterscheiden braucht, nur in jeder zweiten derartigen Codegruppe, d. h. in jedem zweiten Kanalabtastzyklus, vorgenommen wird.

4. Empfangsverteiler für ein System nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein auf die Synchronisiersignale ansprechender Taktgenerator (55 in Fig. 2) vorgesehen ist, der die beiden Taktimpulsreihen (20,8 und 125 μsec) erzeugt, und daß die Zuführung der Mehrkanalimpulsreihe an die Torschaltungen (54) über eine Verzögerungsleitung (52) von Abgriffen (53) aus erfolgt.

5. Coder für ein System nach Anspruch 1, der Codeelemente mit in der Auftrittsreihenfolge abnehmenden Gewichten erzeugt und bei dem das Eingangssignal in aufeinanderfolgenden Schritten, für die der Amplitudenbereich nach oben zu aufeinanderfolgend halbiert ist, mit einem Bezugswert verglichen wird und bei dem ein Codeimpuls dann erzeugt wird, wenn das Signal größer als der Bezugswert ist, woraufhin nur der den Bezugswert übersteigende Teil der Eingangssignalamplitude dem nächsten Schritt unterworfen wird, dadurch gekennzeichnet, daß für η Codeelemente

η —1 in Kaskade liegende Auswählschaltungen (124 in Fig. 11) mit nachfolgenden Addierern (123) vorgesehen sind, von denen der ersten Auswahlschaltung und dem ersten Addierer das Signal und allen folgenden die Ausgangsspannung des jeweils vorhergehenden Addierers zugeführt werden, daß ferner 11 normalerweise gesperrte Ableseschaltungen (z. B. 121, 125) vorgesehen sind, an die parallel zur Vorbereitung der öffnung die Signalabtastimpulse zugeführt sind und von denen ferner an der ersten das Signal liegt, während alle anderen den Ableseschaltungen mit ihren Addierern zugeordnet sind und am Ausgang der Addierer liegen, so daß von den Ableseschaltungen zu den Auftrittszeitintervallen der Signalabtastimpulse dann ein Codeelementimpuls abgegeben wird, wenn der Momentanwert des Signals bzw. der Ausgangsspannung der Addierer den durch die Dimensionierung der Ableseschaltung festgelegten Bezugswert übersteigt.

6. Coder für ein System nach Anspruch 1, der Codeelemente mit in der Auftrittsreihenfolge abnehmenden Gewichten erzeugt und bei dem das Eingangssignal in aufeinanderfolgenden Schritten, für die der Amplitudenbereich nach oben zu aufeinanderfolgend halbiert ist, mit einem Bezugswert verglichen wird und bei dem ein Codeimpuls dann erzeugt wird, wenn das Signal größer als der Bezugswert ist, woraufhin nur der den Bezugswert übersteigende Teil der Eingangssignalamplitude dem nächsten Schritt unterworfen wird, dadurch gekennzeichnet, daß ein durch ein Taktgeber gesteuerter elektronischer Umschalter (126; Fig. 12) vorgesehen ist, dessen Kontaktarm für die Dauer des ersten von η Codeelementen an einem Punkt (a) liegt, dem auch das Signal zugeführt wird, und für die Dauer der übrigen n- 1 Codeelemente an einem zweiten Punkt (b), daß mit dem Kontaktarm des Schalters hintereinander eine Auswählschaltung (128), ein Addierer (130) und eine Verzögerungsleitung (131), deren Verzögerungszeit der Dauer eines Codeelementes gleich ist, verbunden sind, daß der Kontaktarm des Schalters mit dem Addierer auch direkt und daß der Ausgang der Verzögerungsleitung mit dem genannten zweiten Punkt (b) verbunden ist, so daß das Signal die Schaltung n — Imal durchläuft, und daß am Ausgang der Auswählschaltung jeweils ein Codeimpuls abgreifbar ist, wenn die dort auftretende Spannung positiv ist.

7. Coder für ein System nach Anspruch 1, der Codeelemente mit in der Auftrittsreihenfolge abnehmenden Gewichten erzeugt und bei dem das Eingangssignal in aufeinanderfolgenden Schritten, für die der Amplitudenbereich nach oben zu aufeinanderfolgend halbiert ist, mit einem Bezugswert verglichen wird und bei dem ein Codeimpuls dann erzeugt wird, wenn das Signal größer als der Bezugswert ist, woraufhin nur der den Bezugswert übersteigende Teil der Eingangssignalamplitude dem nächsten Schritt unterworfen wird, dadurch gekennzeichnet, daß in Kaskade ein normalerweise geöffneter elektronischer Schalter (135 in Fig. 13), der für die Dauer des ersten Codeelements das Signal (von 127a) anlegt, eine Auswahlschaltung (128a), ein Addierer (129a) und ein doppelpoliger elektronischer Umschalter (134) , der zwei Ladekondensatoren (132, 133) pro Codeelement-Zeitintervall abwechselnd vom Eingang der Auswahlschaltung auf den Ausgang des

Addierers umschaltet, vorgesehen sind, so daß das Signal die Schaltung n- Imal durchläuft, und daß am Ausgang der Auswahlschaltung jeweils dann ein Codeimpuls abgreifbar ist, wenn die dort auftretende Spannung positiv ist.

8. Coder für ein System nach Anspruch 1, der Codeelemente mit in der Auftrittsreihenfolge abnehmenden Gewichten erzeugt und bei dem das Eingangssignal in aufeinanderfolgenden Schritten, für die der Amplitudenbereich nach oben zu aufeinanderfolgend halbiert ist, mit einem Bezugswert verglichen wird und bei dem ein Codeimpuls dann erzeugt wird, wenn das Signal größer als der Bezugswert ist, woraufhin nur der den Bezugswert übersteigende Teil der Eingangssignalamplitude dem nächsten Schritt unterworfen wird, dadurch gekennzeichnet, daß in Kaskade ein normalerweise geöffneter elektronischer Schalter (137; Fig. 14), der für die Abtastdauer zur Bildung des ersten Codeelements das Signal (von 140) anlegt, eine Auswählschaltung (128 b), ein Addierer (129 b), ein Verzögerungsglied (136), dessen Verzögerungszeit ein Bruchteil der Dauer eines Codeelements beträgt, ein Verstärker (Kathodenfolger 141) und ein zweiter, normalerweise geöffneter elektronischer Schalter (138), der andererseits am Eingang der Auswählschaltung (128 b) liegt, vorgesehen sind, daß am Eingang der Auswählschaltung (1286) ferner ein Ladekondensator (139) angeordnet ist, daß der zweite Schalter (138) zu Beginn jedes Codeelements momentan zur Aufladung des Kondensators (139) geschlossen wird, so daß das Signal die Schaltung n- -Imal durchläuft, und daß am Ausgang der Auswählschaltung jeweils dann ein Codeimpuls abgreifbar ist, wenn die dort auftretende Spannung positiv ist.

9. Decoder für ein System nach Anspruch 1 unter sendeseitiger Verwendung eines der Coder nach den Ansprüchen 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das PCM-Eingangssignal eine Quelle konstanten Stromes (144 in Fig. 15) steuert, daß dieser Quelle konstanten Stromes Schaltmittel (145 oder 151) nachgeschaltet sind, in denen durch den ihnen parallelgeschalteten negativen Widerstand (142, 143) ein ansteigender Strom entsteht, und daß eine diesen Schaltmitteln parallelgeschaltete Abtastschaltung vorgesehen ist, von der das decodierte Signal abgenommen werden kann.

10. Signalkompressor für ein System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Übertragungsmittel (154 in Fig. 17) vorgesehen ist, das in bezug auf die Amplitude des zu übertragenden Signals eine gegebene Eingangs-Ausgangs-Kennlinie hat, daß Impedanzen, die normalerweise von dem Übertragungsmittel entkoppelt sind, und Schaltmittel (156, 157) vorgesehen sind, die, wenn die Eingangsspannung des Übertragungsmittels einen bestimmten Wert überschreitet, die Impedanzen mit dem Übertragungsmittel koppeln, um durch Herabsetzen der Verstärkung des Übertragungsmittels seine Eingangs-Ausgangs-Kennlinie zu ändern.

11. Signal expander für ein System nach Anspruch 1 und unter Verwendung eines Kompressors nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein Übertragungsmittel (168 in Fig. 18) vorgesehen ist, das in bezug auf die Amplitude des übertragenden Signals eine gegebene Eingangs-Ausgangs-Kennlinie hat, daß ein Schaltmittel (Rk) vorgesehen ist, das die Verstärkung des

Übertragungsmittels begrenzt, daß ferner Impedanzen, die normalerweise von dem Übertragungsmittel entkoppelt sind, und weitere Schaltmittel (165, 166) vorgesehen sind, die, wenn die Eingangsspannung des Übertragungsmittels einen be-

stimmten Wert überschreitet, die Impedanzen mit dem begrenzenden Schaltmittel koppelt, um so durch Heraufsetzen der Verstärkung des Übertragungsmittels seine Eingangs-Ausgangs-Kennlinie zu ändern.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen