CZ81293A3 - Přyímač globálního polohovacího systému - Google Patents

Abstract

Přijímač se používá u satelitního globálního polohovacího systému NAVSTAR, určeného pro rádiovou navigaci a časový přenos. Vysílání z každého z mnoha satelitů sestává z kódovaných signálů v kódu C/A, přičemž tyto signály obsahují nosnou frekvenci kódu a modulovaných dat. Přijímač sestává z prostředku pro příjem kódovaných signálů v kódu C/A vysílaných z alespoň čtyř satelitů a z prostředku pro zpracování těchto signálů. Tento prostředek obsahuje odhadovací zařízení parametrů signálů s otevřenými smyčkami pro fázově koherentní odhad několika parametrů signálů, zahrnujících kódové zpoždění, nosnou frekvenci, fázi nosné frekvence, fázové zrychení nosné frekvence, hodnotu dat a zpoždění dat.

Description

Přijímač globálního polohovacího systému

Oblast techniky

Vynález se týká rádiového přijímače globálního polohovacího systému, zejména přijímače pro použití u Globálního Polohovacího Systému NAVSTAR.

Dosavadní stav techniky

Globální Polohovací Systém NAVSTAR je globálním systémem pro rádiovou navigaci a přenos času, založeným na satelitech tak, že používá satelitní konstelaci Ministerstva obrany USA. Tato konstelace sestává z alespoň 21 satelitů, umístěných na mnoha orbitálních drahách v předem stanovených vzdálenostech nad Zemí a uspořádaných tak, že v jakémkoli okamžiku a v podstatě v jakékoli poloze na Zemi jsou vždy alespoň čtyři satelity nad horizontem. Dále je upravena stanice pro ovládání satelitů, která, mezi jiným, ovládá velmi přesné hodiny v satelitech, synchronizuje tyto hodiny, stanovuje dráhy satelitů a dodává na orbitální dráhy informace těmto satelitům pro jejich opětné vysílání pro uživatele.

Každý satelit z celé konstelace přenáší dvě jednoznačné zprávy se širším spektrem v přímém sledu ve fázové kvadratuře na každé ze dvou frekvencí pásma L. Popisovaný přijímač zpracovává pouze zprávy kódované v kódu C/A (Coarse/Acquisition) na nosném kmitočtu LI (1575,42 MHz); popisované principy se však rovněž používají u kódovaných signálů P (přesných) na nosném kmitočtu LI a L2. Kódovaný signál s přímým sledem, který má frekvenci 1 023 Mčip/s, a kódovanou frekvenci časového opakování 1 kHz, moduluje nosný kmitočet zapisovacím způsobem s binárním fázovým posuvem (BPSK). Tento široký signál je dále modulován binárním fázovým posuvem 50datovým signálem. Data obsahují informaci, která umožňuje přijímači měřit vzdálenost mezi přijímačem a satelitem, t.j. data, která umožňují modelování dráhy (efemeridy) kosmické lodi a časování informace týkající se přesných satelitních hodin. Hodiny přijímače budou mít vždy trvalou odchylku vůči satelitním hodinám, takže tato měření vzdáleností jsou známá jako měření pseudovzdáleností. Pro provádění řešení polohy jsou zapotřebí čtyři měření pseudovzdáleností - pro vyřešení čtyř proměnných x, y, z a místní trvalé odchylky hodin. Pro další zvýšení přesnosti řešení polohy je možno provést více měření - za určitý čas (několik měření ze stejných satelitů), u větší sady satelitů, nebo u širšího rozsahu proměnných satelitního signálu, jako je fáze a fázová rychlost.

Systém pro sdělování polohy, používající satelitní signály globálního polohovacího systému NAVSTAR, je popsán v naší souběžné australské přihlášce vynálezu č. 63995/90.

Základní návrh přijímače globálního polohovacího systému podle vynálezu ovlivňovalo mnoho faktorů. Navíc podle zvláštních požadavků zákazníků bylo evidováno několik zvláštních návrhů.

Za prvé, návrh přijímače by měl být dosti pružný pro několik použití. Toho je dosaženo modulárním provedením, u něhož jsou jednotlivé moduly zaměnitelné. Navíc úměrnost fungování přijímače prováděného pomocí software by měla být optimalizována tím, že software je napsán v modulární formě, s výhodou ve vysokoúrovňovém jazyce.

Za druhé, provedení přijímače by mělo být vhodné pro mnoho potenciálních prostředí. To zahrnuje použití vhodných mezí a zhušťování v schopnost zpracování dynamických podmínek, vozidla, nebo vibrace provedení hardware. Důležitější je signálů pro činnost za různých jako za podmínek dynamického řízení a střídavého blokování satelitních signálů.

Za třetí, vysoce výkonný a levný přijímač má minimální výrobní náklady, kterých může být dosaženo minimalizováním hardware, buď maximalizováním funkčnosti prováděné pomocí software nebo použitím techniky velkokapacitního zhušťování, nebo oběma. Navíc je přijímač upraven pro používání kódu C/A, na rozdíl od mnohem složitějšího kódu P.

Za čtvrté, používáním kódu C/A může být přijímač téměř tak přesný jako přijímač s kódem P, když je použit v diferenciálním režimu. To vyžaduje u přesně polohované základní stanice provádění systematických korekcí chyb pseudovzdáleností k přijímači. Přijímač musí měřit pseudovzdálenosti (a některé další parametry) pro rozložení a přesnost, které jsou požadované pro přesné řešení, takže chyba měření a rozložení musí být menší než systematické chyby, které se odstraňují.

Za páté, pro přenosnost a určité pohodlí musí být přijímač navržen tak, aby měl minimální hmotnost a objem. Navíc, protože se většinou používá jako přenosný, je vybaven bateriemi, takže spotřeba elektrické energie musí být minimální. Rovněž v tomto případě je důležitá technika velkokapacitního zhušťování.

Známý přijímač globálního polohovacího systému (GPS) typu se zpětnou vazbou používá dvě smyčky: kódově řízenou zpětnovazební smyčku, která vyjímá odhad kódového zpoždění (pseudovzdálenost) a fázově řízenou zpětnovazební smyčku (obvykle Costasovu smyčku) pro vyjímání dat. Costasova smyčka může být rovněž použita pro provádění dalších měření parametrů nosné frekvence, jako je fáze nebo fázová rychlost. V kódově řízené zpětnovazební smyčce se používá duplikát satelitního kódu pro zúžení přijmutého signálu, a datově modulovaný duplikát nosné frekvence je použit pro koherentní demodulaci zúženého signálu. Výsledná energie každého z a pozdějších kanálů se vyrovnává pro sladění s přijmutým signálem. V Costasově smyčce se data koherentní demodulací.

dřívějších duplikátu demoduluj í

Toto fázově řízené přibližování se pouze blíží optimalizaci. Dalším problémem je citlivost na ztrátu jištění a kruhové posuvy v nízkofrekvenčním signálu při situacích s poměrně velkým šumovým poměrem (SNR), jako je přítomnost velkého šumu nebo vibrací nebo za podmínek záměrného rušení. Kódově řízená zpětnovazební smyčka rovněž trpí zhoršeným výkonem, avšak je méně významná z hlediska celkového výkonu přijímače. Tento problém převládá v dynamických podmínkách. Avšak i v nízkých dynamických podmínkách, jako u vysoce přesných průzkumů, se stane pravděpodobnost kruhového posuvu podstatnou, protože příslušná měření trvají dlouho.

Další typ přijímače globálního polohovacího systému používá odhadovač parametrů signálů s otevřenou smyčkou. Pro maximální pravděpodobný odhad parametrů signálu může být zejména použit generický korelační přijímač. Odhady se provádějí z volby parametrů signálů, které jsou zpracovány pro vyřešení polohy.

Dynamický výkon provedení s otevřenou smyčkou je přesnější než u provedení se zpětnovazební smyčkou, protože provedení s otevřenou smyčkou nepodléhá jevu kruhového posuvu a ztrátě jištění nosné frekvence. To vyplývá z toho, že přijímač s otevřenou smyčkou má větší volnost pro změnu parametrů, pro přizpůsobení požadavkům různého použití. Dále, provedení přijímače s otevřenou smyčkou může být mnohem levnější, vzhledem k modulování základního zpracování a vzhledem k tomu, že konstruktér je mnohem méně omezován z hlediska přípustného zpoždění zpracování.

Vysoce dynamický přijímač globálního polohovacího systému je popsán v patentu US 4 578 678, uděleného W.J. Hurdovi. Na rozdíl od Hurdova přijímače pracuje přijímač podle vynálezu fázově koherentně. To znamená podstatné zlepšení v situacích s vysokým šumovým poměrem. Dále, bez fázově koherentního přiblížení, nemůže být měřen parametr fáze nosné frekvence. To rovněž umožňuje zvýšení počtu parametrů, které mají být použity u řešení polohy, což vede ke zvýšení přesnosti. Zatímco Hurd použil kód P, používá přijímač podle vynálezu kód C/A, který vede ke značnému zjednodušení hardware a zpracovatelského software. Provedení podle Hurda spočívá na použití specifického hardware a software. Protože zpracování se provádí v software, je přijímač podle vynálezu mnohem pružnější při použití v mnoha různých situacích jednoduše změnou algoritmů software přijímače. Další výhodou oproti Hurdovu řešení je to, že ovládání procesoru má po celé frekvenci lokálního kódu generátor, který umožňuje optimalizaci měření provedeného z parametrů signálů.

Přijímač globálního polohovacího systému podle vynálezu provádí odhady kódového zpoždění, velikost nosné frekvence, fáze nosné frekvence, akceleraci fáze nosné frekvence, hodnoty dat a zpoždění dat. Tyto odhady se provádějí použitím korelační techniky otevřené smyčky. Použitím několikanásobných odhadů optimálních parametrů je přijímač velmi přesný. Provedení přijímače s otevřenými smyčkami znamená, že přijímač je poměrně imunní vůči vysokým vibracím nebo vysoce dynamickým prostředím, a může pracovat spolehlivě za přerušovaného blokování signálů. Navíc, u většiny zpracovávání signálů prováděných v software je přijímač levný a univerzální.

Podstata vynálezu

Výše uvedené nedostatky odstraňuje přijímač pro použití u satelitního globálního polohovacího systému NAVSTAR, určeného pro rádiovou navigaci a časový přenos, kde vysílání z každého z mnoha satelitů sestává z kódovaných signálů v kódu

C/A, přičemž tyto signály obsahují nosnou frekvenci kódu a modulovaných dat, podle vynálezu, jehož podstatou je, že sestává z prostředku pro příjem kódovaných signálů v kódu C/A vysílaných z alespoň čtyř satelitů a z prostředku pro zpracování těchto signálů, který obsahuje odhadovací zařízení parametrů signálů, s otevřenými smyčkami pro fázově koherentní odhad několika parametrů signálů, zahrnujících kódové zpoždění, nosnou frekvenci, fázi nosné frekvence, fázové zrychlení nosné frekvence, hodnotu dat a zpoždění dat.

Přijímače založené na principu vynálezu mohou být navrženy pro mnoho různých použití, tzn. v různých prostředích a za různých dynamických podmínek.

Přehled obrázků na výkresech

Vynález bude dále blíže objasněn na příkladném provedení podle přiložených výkresů, na nichž obr. 1 znázorňuje funkční blokový diagram jednoho přijímače podle vynálezu, obr. 2 hrubé pseudovzdálenosti na korelačním diagramu a obr. 3 blokový diagram Kalmanova filtru.

Příklady provedení vynálezu

Pro snadnější odhad parametrů signálů a pro vyloučení systematických chyb se tři parametry neodhadují přímo, avšak jako rozdíl mezi vybranými satelity. Spíše než vytvoření čtyř odhadů čtyř pseudovzdálenosti se nejkratší pseudovzdálenost nominálně označí hodnotou nula, a další se potom označí hodnotou, která překročí tuto nejkratší pseudovzdálenost. To je znázorněno, aby nedošlo k zavedení žádných chyb v řešení polohy, protože jedna z proměnných, pro kterou je řešení požadováno, je trvalá odchylka hodin. Tento způsob odhadování provádí účinné nastavování hodnoty trvalé odchylky hodin na hodnotu nejkratší pseudovzdálenosti. Tímto přiblížením se nejenže vyloučí chyby obvyklé pro každý kanál, avšak sníží se i počet bitů požadovaných pro popis pseudovzdálenosti o více než jednu čtvrtinu, což zmenší velikost zprávy, která má být vyslána do základní stanice, když se používá diferenciální polohování. Pro fázi, frekvenci a fázové akcelerační parametry se rovněž odhadují diference. To vylučuje chyby obvyklé při odhadování z různých satelitů, které vznikají díky kolísáním fáze referenčních oscilátorů.

HARDWARE obr. 1 znázorňuje konstrukci přijímače tohoto provedení. Funkční bloky jsou rozděleny mezi hardware a software provedené digitálním signálním procesorem. Hardware provádí rozšiřování, sestupnou konverzi a filtrovací funkce, z nichž všechny jsou normálními funkcemi prováděnými v hardware. Sestupná konverze je pseudojednostupňová, t.j. nosná frekvence se sníží na frekvenci pouze nepatrně (vzhledem k velikosti nosné frekvence a šířky pásma signálu) nad sestupnou konverzi. Tato trvalá odchylka umožňuje samodetekci výsledných hodnot a jejich vedení lokálním oscilátorem, kde mají být filtrovány. Protože trvalá odchylka je velmi malá ve srovnání se šířkou pásma signálu, je zapotřebí vytvářet složky ve fázi a v kvadratuře, t.j. s fázovým posunutím o 90°.

U tohoto provedení se kódování a směšování rovněž provádí v hardware ovládáním hlavního procesoru. V tomto okamžiku se rovněž provádí další sestupná konverze při použití tvrdě omezeného komplexního lokálního lokálního oscilátoru je ovládána z driftu a předvídatelného Dopplerova účinný rozsah nosných frekvencí, oscilátoru. Frekvence procesoru pro umožnění posuvu, čímž se zvýší které může přijímač zpracovat. Směšování se provádí digitálně, binárním způsobem, přičemž přijímaný signál je tvrdě omezen, t.j. je představován binární 1, když je kladný, a 0, když je záporný. Tvrdé omezení má za následek ztrátu za podmínek vysokého šumu (SNR), avšak zjednodušení, které umožní hardware vyrovnat tuto nevýhodu.

Kódové směšování má za následek vytvoření signálu o šířce pásma zhruba dvakrát větší = 2 MHz, dokud nejsou kódy signál se sampluje (vzorkuje) než je frekvence kódu, t.j. perfektně přizpůsobeny. Tento při 5 MHz a potom se filtruje v dolnopropustném filtru a sampluje dolů na 9768 Hz, což je dostatečně nízko pro použití zpracování v software. Tento filtr/sestupný sampler je proveden jako integrační a vypisovací, přičemž integruje (sečítá) mnoho vstupních vzorků a vytváří jednotlivé výstupní vzorky. Integrační a vypisovací filtr má klesající funkční frekvenci, podle které má svoji první nulu při samplované frekvenci. To znamená, že existuje podstatné množství průchozích pásem nad Nyquistovou frekvencí. Komponenty signální a hlukové frekvence v této oblasti tedy procházejí jako šum vzhledem k optickému klamu. Tento problém může být jednoduše vyřešen tehdy, jestliže se pro stejnou výstupní samplovací rychlost integruje dvakrát tolik vstupních vzorků. To znamená, že daný výstupní vzorek je součtem předcházejících dvou integrací a vypsání. Tento druhý součet, známý jako filtr proti optickému klamu, se provádí v hardware.

HLAVNÍ PROCESOR

Až do tohoto okamžiku bylo funkční blokování přijímače v činnosti bud plynule, nebo při samplování, kde každý vzorek neměl žádný speciální význam z hlediska své polohy v čase. V hlavním procesoru jsou všechny algoritmy založeny na časové jednotce, známé jako integrační perioda = 25 ms. Určité algoritmy se provádějí každou integrační periodu, jiné se provádějí jednou za 3 nebo 54 integračních period, jak je znázorněno na obr. 1.

Rovněž několik algoritmů hlavního procesoru se provádí podle stavu shromažďování dat přijímače, t.j. jestli byl satelit zaznamenán nebo ne. Vstupní signál se převádí do frekvenční oblasti použitím převodu (Fast Fourier Transform) FFT. Každý soubor pamětí ve FFT se ověřuje na velikost. Jestliže žádný soubor pamětí nepřekročí prahovou hodnotu, považuje se satelitní signál za nezaznamenaný, a hlavní procesor čeká na další integrační periodu. Jestliže je prahová hodnota překročena, potom se soubor pamětí, v němž došlo k maximu, konvertuje dolů na soubor pamětí s nulovým počtem Hz a úzký dolnopropustný filtr s nekonečnou odezvou impulsů (IIR) se použije v časové oblasti. Signál je v tomto stupni nosnou vlnou, rozšířenou údajem 50 Hz.

Stanoví se rozbalená fáze tohoto signálu a derivuje se po dobu integrační periody. To umožňuje zjištění přenášení datových bitů (180° fázový přenos). Jakmile byla vyhledána paměťová místa řetězce přenosů, mohou být data dekódována. Tato operace vyhledává opakované základní informace, které jakmile jsou rezervovány, odstraní nejednoznačnost polarity, a zbytek dat může být dekódován. Cílem tohoto dekódování je vytváření času přenosu přeměn dat a vyjímání dat efemeridy, která popisují dráhu satelitu s vysokým stupněm přesnosti.

Na základě těchto zjištěných přeměn se signál zúží násobením duplikátem zjištěných dat. Optimum zjištění je zaručeno prováděním několika těchto zužovacích operací okolo zjištěných přeměn a vyhledáním vrcholů korelační funkce pro parametr zpoždění dat. Jakmile je signál zúžen vůči datům, jmenovitě tak, že opustí pouze nosnou frekvenci, provede se ještě jednou změření fáze. K této fázové funkci se provede lineární přizpůsobení. To vytváří odhad nejnižších čtverců fázové frekvence po dobu integrační periody. Fáze signálu se potom otočí s použitím přeměny·, pomocí které je vytvořená přímka lineárním přizpůsobením transformována na reálnou osu. Součet reálných hodnot tohoto otočeného signálu je fázovou koherentní korelací signálu. Jedna z těchto korelačních hodnot se vytváří při každé integrační periodě. Sada prahových hodnot korelačních hodnot může rovněž zjistit, že satelit nebyl zaznamenán.

Pro provedení měření pseudovzdáleností je nutno provést odhad kódového zpoždění, pseudovzdáleností měřeny satelity. Jeden satelit

V přijímači podle vynálezu nejsou přímo, nýbrž jako rozdíly mezi se označí hodnotou nula a další satelity se označí jako rozdíly mezi touto pseudovzdáleností a pseudovzdáleností, o kterou se jedná. Měřením rozdílů je přijímač zjednodušen tak, že není zapotřebí vysoce přesných hodin a spojení se základní stanicí je jednodušší.

Kódové zpoždění se odhadne nastavením kódového generátoru na tři různé fáze pro tři postupné integrační periody. Tyto tři fáze jsou blokovány (t.j. lokální a satelitní kódy jsou vyrovnány), část čipů dříve a část čipů později. Z těchto tří kódových fází může být rekonstruována korelační funkce. Optimálním způsobem provádění rekonstrukce korelační funkce a vyhledáváním vrcholu je korelování změřené korelační funkce, samplované ve třech bodech, s očekávanou korelační funkcí, která je změřena předem. Při použití této techniky dvojité korelace vzniknou hrubé odhady pseudovzdáleností. Použití této druhé korelace je nutné pro optimalizování použití provedeného ze tří integračních časů přispívajících k měření. Každý ze tří korelačních vzorků je vytvářen pozorováním signálu pouze pro jednu integrační periodu, avšak celková doba měření představuje tři integrační periody. Šum na vzorcích je nezávislý mezi vzorky. Proto je samplovaná korelační křivka optimální částečně. Korelace neboli uvádění do vztahu s očekávanou korelační funkcí maximalizuje korelační poměr signálu k šumu, čímž se obnovuje optimálnost procesu a umožňuje se interpolování vzorků.

Aby byly splněny požadavky na přesné měření rozdílů pseudovzdáleností, fázových diferencí, frekvenčních diferencí a diferencí fázové akcelerace, musí být signál pozorován po mnohem delší dobu než představuje integrační perioda (jejíž délka je nastavena požadavky zjišťování signálů). Jinými slovy, hrubé odhady musí být kombinovány několika optimálními způsoby pro vytvoření přesnějšího odhadu. Zvolený způsob kombinování odhadů představuje použití Kalmanova filtru. Vstupními údaji do filtru jsou odhady pseudovzdáleností, frekvence a fázových diferencí, a od základní stanice. Tento filtr pohyb satelitu a těchto modelů a vyrovnané, avšak základní stanici, vůči uživateli.

korelace pseudovzdáleností modeluje polohu přijímače, přijímače a drift oscilátoru přijímače. Z vstupních údajů filtr vytváří nejen pouze nesprávné pseudovzdáleností pro přenos na nýbrž rovněž odhaduje polohu přijímače Tyto odhady jsou předkládány uživateli ve standardním referenčním systému, který potřebuje geometrickou transformaci.

KORELACE

Odhadovací zařízení maximální pravděpodobnosti (MP) je korelačním detektorem. Parametry signálu, o který se jedná, jsou kódová hodnota, zpoždění signálu (změřené použitím kódového zpoždění a zpoždění dat), velikost nosné frekvence, fáze nosné frekvence a hodnota dat. Přijímač musí účinně provádět šestirozměrovou korelaci a vyhledávat její vrchol pro stanovení optimálních odhadů všech parametrů, pro provedení derivace řešení optimální polohy.

Dvěma dalšími parametry, které vznikají v procesu odhadování, jsou drift lokálního oscilátoru a frekvence kódového generátoru. Drift oscilátoru je důležitý proto, že všechna měření provedená v daném čase v přijímači jsou provedena ve vztahu k jednomu oscilátoru, který je použit pro lokální oscilátor a samplovací hodiny. Výstup Kalmanova filtru je použit pro vytváření odhadu frekvence oscilátoru, která se použije pro korekci nastavení frekvence kódového generátoru. Korekce frekvence kódového generátoru umožňuje těsné sledování kódu satelitu, optimalizování korelačního tvaru a hodnoty a maximalizováním situace se šumovým poměrem (SNR). Není odhadována jako oddělený parametr (t.j. korelace není prováděna proti ní), protože je přímo úměrná nosné frekvenci satelitního signálu, která je již odhadnuta.

KÓDOVÁ HODNOTA

Volba kódové hodnoty jednoduše znamená volbu satelitního kódu, který má být použit pro každý kanál přijímače. Každý satelit má kód časové délky 1023 čipů, který se opakuje za každou časovou frekvenci 1 kHz. V přijímači vytváří každý satelitní kanál duplikát kódu satelitu, ze kterého se přijímají údaje. Lokálně vytvořený kód se vynásobí přijmutým satelitním signálem. Jestliže je lokální kód prodloužený tak, že kódy jsou vyrovnány, je přijmutý signál zúžen z rozšířeného spektra šířky pásma 2 MHz na šířku pásma údajů 100 MHz.

ODHADY HODNOTY DAT

Hodnota dat se stanoví vyhledáním přeměn dat. Správná polarita dat se vytvoří v algoritmu pro dekódování dat. Za účelem zpracování signálů se hodnota dat odhadne jako invertovaná nebo neinvertovaná, vůči skutečným datům, přičemž v pozdějším stupni se stanoví 1 nebo 0. Přeměny se umístí v čase filtrováním fáze nosné frekvence modulovaných dat pomocí filtru upraveného pro přeměnu. Vrcholy ve výstupu porovnávacího filtru nastávají v oblasti přeměn dat. Porovnávací filtrování je optimálním způsobem umisťování přeměn a je přesné i u malého počtu vzorků. Pro nezávislé umisťování přeměn, daných počátečním odhadem z porovnávacího filtru, je možno použít kódových období. Protože porovnávací filtr umisťuje přeměny do několika vzorků (t.j. do stovek mikrosekund), a přeměny dat vždy odpovídají přeměnám kódových období, která nastávají každou 1 ms, je možné jednoznačné umisťování přeměn, jestliže umisťování mezí kódového období v integrační periodě jsou známá. Tento způsob je použit v přij ímači.

Když byly přeměny dat umístěny a dekódovány, přispívá informace v datech k dalším měřením. Časová informace v datech se použije pro nastavení týdenního času a umožní přijímači vypočítat čas přenosu okraje použitého pro měření pseudovzdálenosti. Údaje o efemeridě se použijí pro přesné umístění satelitů, daných dobou přenosu.

FÁZE, FÁZOVÁ RYCHLOST (FREKVENCE) A ODHADY FÁZOVÉHO ZRYCHLENÍ

Odhad frekvence v každém satelitním kanálu je jednoduše součtem všech sestupných přeměn použitých pro koherentní zjišťování signálu. Jmenovitě, existují čtyři takové sestupné přeměny - v analogovém hardware (přes lokální oscilátor LO), v digitálním hardware a dvě v hlavním procesu (jedna před IIR filtrem a jedna cestou fázového otočení, obě v časové oblasti). Každá z těchto přeměn je jmenovitě menší než předcházející. Změřená hodnota každé z nich je tedy úměrná frekvenci LO. Je to proto, že frekvence sestupné přeměny prováděné v hardware a v procesoru jsou všechny v samplovací frekvenci, která se derivuje ze stejného zdroje jako LO. Jinými slovy, drift LO způsobuje mnohonásobnou chybu v tomto měření. Avšak díky odhadu rozdílů frekvencí, je eliminována trvalá odchylka první frekvence LO, a drift pouze násobí sestupné přeměny prováděné v software.

Optimalizování přizpůsobené odhadu frekvence se týká pouze posledních dvou sestupných přeměn - první dvě jsou ve skutečnosti konstantní. Transformace FFT je korelací ve frekvenci, takže odhadování frekvence pro první sestupnou přeměnu v hlavním procesoru přes transformaci FFT poskytuje odhad MP. Fázové zpracování, které používá průměrování odhadů frekvence a fáze může být znázorněno jako optimální interpolace odhadů komplexní transformace FFT.

Jestliže je fáze změřena v mezích integrační periody, je měření rovněž optimální. Fázový příspěvek prvním LO je eliminován použitím fázových rozdílů. Jak sestupná přeměna v digitálním hardware, tak i sestupná přeměna FFT přispívá k nulové fázi signálu v mezích integrační periody. Je to díky těmto oscilátorům při sestupné přeměně, které mají integrální počty cyklů v integrační periodě, a jsou zpočátku nulové. To znamená, že fázový odhad je průměrnou hodnotou odhadnutou při zpracování fáze. Pro odstranění fázové nejednoznačnosti musí být fázový odhad rozbalen vzhledem k 2.

Fázové zrychlení není optimální, protože nepoužívá všech dostupných informací. Používá pouze dřívějších a pozdějších integračních period, které obě budou mít v podstatě nižší šumový poměr (SNR) než bodový.

ODHAD ZPOŽDĚNÍ (PSEUDOVZDÁLENOST)

Odhad zpoždění je mnohem komplexnější než jiné odhady, avšak většinou je nej základnější pro stanovení polohy přijímače. Jak již bylo uvedeno výše, odhadují se pouze rozdíly mezi pseudoodhady. Odhad vyžaduje vstup jak z odhadu kódového zpoždění (které má nejednoznačnost 1 ms, avšak může být odhadováno snadněji, protože kód je znám), tak i datové zpoždění (které není nejednoznačné, avšak není známé). Přeměna dat, která nastává v každém kanálu, se použije pro časové označování měření pseudovzdáleností. To provádí umisťování přeměny dat do jednoho vzorku, jak bylo popsáno pro odhad hodnoty dat. Přeměna dat se vždy shoduje s přenosem kódového období. Interpolace mezi vzorky je umožněna samplováním neboli vzorkováním fáze kódu na začátku a konci integrační periody, na přesnost podčipu. Když je dáno, že lokální kódová frekvence je blokována na přijmutou kódovou frekvenci na stupeň, který lze odhadnout, může být bod mezi vzorky, kde nastává přeměna, interpolován. Jestliže byl lokální kód přesně porovnán (ve zpoždění) s přijmutým kódem, a v systému nebyl žádný šum, mohlo by být toto interpolované změření pseudovzdálenosti přesně korigováno.

Požadavky jak na udržování blokování kódu a provedení přesného odhadu, i přes šum v systému, však určují, že je nutno provést dva další zpracovatelské kroky. První z nich zahrnuje vyhledání korelačního vrcholu parametru zpoždění a druhý zahrnuje kombinaci série měření provedených při pozorovací periodě, která zajistí, že jsou splněny požadavky na přesnost.

Odhady pseudovzdálenosti provedené použitím výše uvedeného způsobu byly nazvány jako hrubé pseudovzdálenosti. Tyto odhady nejsou optimální, protože neexistuje žádný vztah mezi těmito odhady a korelace v parametru zpoždění. To je adresováno provedením tří takových odhadů ve třech následujících integračních periodách, přičemž každý odhad je proveden pro různou fázi kódu. Jedna z integrací se provádí se sadou kódů· u nejlepšího odhadu kódové fáze (t.j. nejtěsněji odhadnutelně k blokování). Další dvě jsou provedeny v okamžicích části dřívějšího čipu a části pozdějšího čipu, čímž vznikne sada měření znázorněná na obr. 2. Pro nalezení přesného vrcholu korelace, a tak korigování měření pseudovzdálenosti, provedeného při je nutno použít tyto tři body pro korelační funkce. Optimální způsob rekonstrukce je korelování tří bodů s korelace (znázorněným tečkované na obr. pseudovzdálenosti byl nazván interpolovaná pseudovzdálenost, a je optimálním odhadem, protože byla použita korelace (dvakrát, protože byly provedeny dva odhady - jeden tvaru nej lepším odhadu, rekonstrukci tvaru očekávaným tvarem 2). Tento odhad korelace a jeden vrcholu korelace) při provádění odhadu. Avšak vzdor optimálnosti každého odhadu nejsou pseudovzdálenosti dosud dosti přesné. Do Kalmanova filtru, který produkuje konečné odhady pseudovzdálenosti a polohy, se vede několik (jmenovitě alespoň 18) těchto interpolovaných pseudovzdáleností. Odhady fáze a frekvence, jako vstupy do Kalmanova filtru, rovněž přispívají ke zlepšení odhadu pseudovzdáleností.

KALMANŮV FILTR

Funkcí Kalmanova filtru je sledovat stav lineárního dynamického systému zpracováním pozorování opakovacím způsobem nejmenších čtverců. Stav systému je popsán vektorem proměnných systému, které musí být vztaženy vzájemně k sobě pomocí soustavy známých lineárních rovnic. Vektor stavu obvykle sestává z jedné nebo několika soustav derivací, a proto i rovnice, které se jich týkají, jsou diferenciálními rovnicemi popisujícími dynamiku systému. Pozorování jsou provedena měřením pozorovatelných veličin, které musí být známými lineárními funkcemi stavových proměnných.

Obr. 3 znázorňuje funkci Kalmanova filtru. Pozorovací vektor Y sestává ze tří rozdílů pseudovzdálenosti a tří fázových rozdílů. Stavový vektor X sestává z polohy přijímače, rychlosti a zrychlení ve třech souřadnicích, a z rychlosti změny trvalé výchylky lokálních hodin. Kloboukovité tvary představuj í odhady nebo předpovědi.

Matice (J) přeměny se násobí na x* pro získání odhadu stavového vektoru pro další časový interval. Smyčka je známá jako smyčka přeměny stavu. Provede se každých N přeměn a A ...

pozorovaní a provede se korekce na X. Tak, mezi pozorováními, modeluje matice přeměny předpověď dynamického chování přij ímače.

Korekce se provedou srovnáním předpovězeného pozorovacího /\ vektoru Y s pozorovacím vektorem Y a z toho vyplyne zpracováním předpovězený vektor chyby. Vektor chyby se násobí tzv. Kalmanovou ziskovou maticí K. Kalmanova zisková matice K se vypočítá technikou náhodného modelování zahrnující stavovou kovarianční matici P, kovarianční matici R pozorovaných chyb, kovarianční matici 2 šumu systému a pozorovací matici M. Pozorovací matice M uvádí vztah změřeného vektoru ke stavovému vektoru.

Přítomnost označení matic, určujících jejich model (t.j. <j>, 2 ^a M ) označuje, že tyto matice musí být pravidelně obnovovány, protože nejsou časově neproměnné. Tyto matice 0, 2 ^a M závisí na polohách satelitů a přijímače. Navíc mohou být matice 2 a E odhadnuty z pozorování různými způsoby, což umožňuje přizpůsobení se filtru změnám v dynamickém chování přijímače. Dalším způsobem přizpůsobení filtru je jeho násobení skalárním faktorem vztaženým ke křivce odhadu týkající se předpovězené chyby. Skalární faktor je 1 + a, kde a je lineárně vztaženo k podkřivce matice <(Y-Ý) (Υ-¥*)Τ> (MPMT+R).

Pozorování v kontextu tohoto Kalmanova filtru je vstupem z interpolačního algoritmu pseudovzdáleností a vstupem z odhadovacích zařízení frekvence a fáze. Po provedeném požadovaném množství pozorování může být odhadnutá hodnota polohy přímo výstupem z předpovězeného stavového vektoru k uživateli. Podobně mohou být odhady rozdílů pseudovzdáleností, které mají být přenášeny do základní stanice při diferenciální činnosti, přímo vyjmuty z předpovězeného pozorovacího vektoru. Když jsou ze základní stanice k dispozici korekce pseudovzdáleností, mohou být použity pro stanovení přesnější polohy přiváděním do filtru, jak je znázorněno na obr. 3.

POLOHOVACÍ ALGORITMY

Polohovací algoritmy, použité u tohoto přijímače, jsou prováděny v Kalmanově filtru.

Je nutno zdůraznit, že vynález není omezen na popsané provedení. V rámci jeho širokého konceptu je možno provádět mnoho změn a modifikací. Přijímač může být vylepšen několika způsoby.

Výše popsaný generický koncept se týká přijímačů se čtyřmi nebo více kanály, známých jako multikanálové přij ímače.

S vynaložením malé námahy je možno uvedený koncept rozšířit na použití, jako např. u tříkanálových lodních přijímačů nebo jednokanálových multiplexních přijímačů. Pro jednokanálové přijímače je důležitým rozdílem to, že jsou zapotřebí absolutní měření pseudovzdálenosti, fáze atd., spíše než rozdíly.

Pro zajištění zvláštních případů použití a pro speciální podmínky prostředí je možno provádět další změny a modifikace.

ia !2 -7..

- 19 PATENTOVÉ NÁROKY

Claims (14)

1. PATENTOVÉ NÁROKY

   1. Přijímač globálního polohovacího systému pro použití u satelitního globálního polohovacího systému NAVSTAR, určeného pro rádiovou navigaci a časový přenos, kde vysílání z každého z mnoha satelitů sestává z kódovaných signálů v kódu C/A, přičemž tyto signály obsahují nosnou frekvenci kódu a modulovaných dat, vyznačující se tím, že sestává z prostředku pro příjem kódovaných signálů v kódu C/A vysílaných z alespoň čtyř satelitů a z prostředku pro zpracování těchto signálů, který obsahuje odhadovací zařízení parametrů signálů, s otevřenými smyčkami pro fázově koherentní odhad několika parametrů signálů, zahrnujících kódové zpoždění, nosnou frekvenci, fázi nosné frekvence, fázové zrychlení nosné frekvence, hodnotu dat a zpoždění dat.
2. 2. Přijímač podle nároku 1, vyznačující se t í m, že odhadovacím zařízením s otevřenými smyčkami je korelační detektor.
3. 3. Přijímač podle nároku 1 nebo 2, vyznačující se tím, že obsahuje prostředky pro volbu alespoň čtyř satelitů, ze kterých mají být přijímány kódované signály v kódu C/A.
4. 4. Přijímač podle nároku 3, vyznačující se t í m, že alespoň jeden z parametrů signálů je odhadnut jako rozdíl mezi jedním a zbývajícími zvolenými satelity.
5. 5. Přijímač podle nároku 4, vyznačující se t í m, že odhad rozdílu je proveden z kódového zpoždění.
6. 6. Přijímač podle nároku 4 nebo 5, vyznačující se tím, že odhad rozdílu je proveden z velikosti nosné frekvence.

   - 20
7. 7. Přijímač podle nároku jící se tím, že odhad nosné frekvence.

   4, 5 nebo 6, vyznač urozdílu je proveden z fáze
8. 8. Přijímač podle čující se tím fázového zrychlení.

   nároku 4, 5, 6 nebo 7, že odhad rozdílu je vyzná proveden
9. 9. Přijímač podle kteréhokoli z předcházejících nároků, vyznačující se tím, že obsahuje prostředek pro vyjímání informace ze signálů vyslaných ze satelitu pro umožnění přijímači změřit vzdálenost mezi přijímačem a uvedeným satelitem.
10. 10. Přijímač podle kteréhokoli z předcházejících nároků, vyznačující se tím, že obsahuje prostředek pro vyjímání informace ze signálů vyslaných ze satelitu pro umožnění přijímači změřit trvalou odchylku hodin v přijímači a upřesnit hodiny v uvedeném satelitu.
11. 11. Přijímač podle kteréhokoli z předcházejících nároků, vyznačující se tím, že prostředek pro zpracování signálů obsahuje procesor digitálních signálů.
12. 12. Přijímač podle nároku 11, vyznačující se t í m, že funkce přijímače jsou prováděny v hardware a software.
13. 13. Přijímač podle nároku 3, vyznačující se tím, že přijímač má alespoň čtyři kanály, z nichž každý kanál odpovídá jednomu ze zvolených satelitů.
14. 14. Přijímač podle kteréhokoli z předcházejících nároků, vyznačující se tím, že přijímač je modulárního provedení, přičemž jednotlivé moduly jsou zaměnitelné.