CN211656002U

CN211656002U - 一种谐振无桥升压功率因数校正ac-dc变换器

Info

Publication number: CN211656002U
Application number: CN202020685369.1U
Authority: CN
Inventors: 陈景文; 王依妍; 王红艳; 李霞
Original assignee: Shaanxi University of Science and Technology
Current assignee: Shaanxi University of Science and Technology
Priority date: 2020-04-28
Filing date: 2020-04-28
Publication date: 2020-10-09
Anticipated expiration: 2030-04-28

Abstract

本实用新型属于电力电子软开关技术领域，公开了一种谐振无桥升压功率因数校正AC‑DC变换器，包括第一电容、第二电容、第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一功率开关管和第二功率开关管。该AC‑DC变换器不仅具有固有的因数校正能力，还可以为所有的半导体器件提供软开关，有效降低了开关损耗，提高了转换器的效率，运行时间间隔和消耗的功率较小，实现了变换器整体运行优化；同时输出电压被调节，输入电流固有地跟随具有正弦波形的输入电压，此外输入电流本质上是连续的正弦曲线，纹波小，不使用任何电流回路控制器，输入端不增加额外的滤波器，使得控制器简单且易于并入。

Description

一种谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器

技术领域

本实用新型属于电力电子软开关技术领域，涉及一种谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器。

背景技术

传统的不控和可控整流电路向电网中注入了大量谐波与无功电流，对电网造成了污染，已引起各国的高度重视，为此制定了许多国际标准，如IEEE519、IEC1000-3-2。为了满足这些要求，目前对基于升压的变换器的研究已经取得了一定成果。传统的升压变换器具有(1)较高的控制复杂性；(2)二极管的高传导损耗；(3)较高开关频率下开关损耗的增加，使得变换器效率降低；(4)由于半导体器件和无功元件的导通电阻或寄生电阻引起变换器性能下降等缺点，导致传统升压转换器无法满足高压微电网的运行控制要求，因此需要具有高开关频率和功率因数的升压AC-DC变换器。

有研究者提出利用交错式功率因数校正变换器来降低传导损耗，这种方法易于实施，使用更多更小的部件，且热量能更好地散发，但较难设计，传导损耗也并没有达到理想的效果。另有研究者提出利用无桥交错式功率因数校正变换器，即去除传统功率因数校正变换器的输入整流器，利用这种方法，可以减少电流流动路径中的半导体元件的数量，从而进一步降低传导损耗。但和交错式功率因数校正变换器一样，无桥交错式功率因数校正变换器无法对半导体器件提供软开关条件，开关损耗无法保证。

还有研究者提出了一种无桥谐振Buck功率因数校正变换器。该转换器为半导体元件提供软开关条件，并具有固有的功率因数校正能力，这样就可以在控制器中去除电流回路，使得控制器电路非常简单。然而，在输入电压的过零点，当输出电压高于输入电压时，输入电流在其周期的大部分时间内为零，导致输入电流不连续。因此，当输出电压较高时，需要较大的滤波器元件来补偿较低的功率因数，提高实施成本。此外，该转换器还在输入端汲取不连续电流，这会增加总谐波失真并降低功率因数。

实用新型内容

本实用新型的目的在于克服上述现有技术中传统升压变换器控制复杂性高、变换器效率低、输入电流不连续以及实施成本高的缺点，提供一种谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器。

为达到上述目的，本实用新型采用以下技术方案予以实现：

一种谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器，包括第一电容、第二电容、第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一功率开关管和第二功率开关管；第一电容的正极通过第一电感连接第一二极管的正极，负极连接第二电容的正极；第二电容的负极通过第二电感连接第二二极管的负极；第三二极管的正极连接第二二极管的负极，负极连接第一二极管的负极；第四二极管的正极连接第二二极管的正极，负极连接第一二极管的正极；第一功率开关管的源极连接第一电容的负极，漏极连接第一二极管的负极；第二功率开关管的源极连接第二二极管的正极并接地，漏极连接第一电容的负极；使用状态时，第一电容的正极和第二电容的负极分别连接电压源的正极和负极，第一功率开关管的漏极连接负载一端，负载另一端接地。

本实用新型进一步的改进在于：

所述第一功率开关管和第二功率开关管均为MOSFET管。

还包括第一续流二极管和第二续流二极管；第一续流二极管的正极连接第一功率开关管的源极，负极连接第一功率开关管的漏极；第二续流二极管的正极连接第二功率开关管的源极，负极连接第二功率开关管的漏极。

还包括第一辅助电容和第二辅助电容，第一辅助电容与第一功率开关管并连，第二辅助电容与第二功率开关管并连。

还包括滤波电容；滤波电容与负载并联后一端连接第一功率开关管的漏极，另一端接地。

还包括电压补偿器，电压补偿器的输出端与第一功率开关管的栅极和第二功率开关管的栅极均连接。

与现有技术相比，本实用新型具有以下有益效果：

通过设置两个电感、两个功率开关管和两组二极管实现AC-DC变换功能，整个变换器控制回路中无电流回路，只有电压回路用于实现输出电压的调节，因此该AC-DC变换器的功率因数校正是固有的，并且在电压回路中，一般通过比较输出电压和给定电压的大小来调节输出电压，同时输入电流固有地跟随具有正弦波形的输入电压，因为输入电流会平均分配到两个电感上，而在任一时刻都有两个电感上的电流存在，因此输入电流是连续的，且纹波较小，这样在设计时便可以不使用任何电流回路控制器，输入端也不增加额外的滤波器，使得控制器简单且易于并入，实施成本减小。同时，该AC-DC变换器具有无桥结构，在传导损耗大大降低的同时运行时间间隔显著缩短，因此可以产生更高的效率，实现了整体运行优化。

进一步的，设置第一续流二极管和第二续流二极管，当续流二极管导通时，第一功率开关管和第二功率开关管均可在ZVS条件下打开，进而该AC-DC变换器可以为所有的半导体器件提供软开关，通过软开关技术显著降低了开关损耗，减小了功率的消耗，使转换器可以用于更高频率的情况。

进一步的，设置第一辅助电容和第二辅助电容，保证第一功率开关管和第二功率开关管的电压不会突然达到输出电压，进而有助于降低关断损耗。

进一步的，设置滤波电容，可以滤出电压中不需要的交流部分，使输出的直流电压更加平滑。

附图说明

图1为本实用新型的AC-DC变换器电路图；

图2为本实用新型的AC-DC变换器正半周的等效电路图；

图3为本实用新型的AC-DC变换器负半周的等效电路图；

图4为本实用新型的AC-DC变换器正半周第一种工作模式的等效电路图；

图5为本实用新型的AC-DC变换器正半周第二种工作模式的等效电路图；

图6为本实用新型的AC-DC变换器正半周第三种工作模式的等效电路图；

图7为本实用新型的AC-DC变换器正半周第四种工作模式的等效电路图；

图8为本实用新型的AC-DC变换器正半周第五种工作模式的等效电路图；

图9为本实用新型的AC-DC变换器正半周第六种工作模式的等效电路图；

图10为本实用新型的AC-DC变换器正半周第七种工作模式的等效电路图；

图11为本实用新型的AC-DC变换器正半周第八种工作模式的等效电路图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本实用新型方案，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本实用新型保护的范围。

需要说明的是，本实用新型的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本实用新型的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

下面结合附图对本实用新型做进一步详细描述：

参见图1，本实用新型谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器包括第一电容C₁、第二电容C₂、第一电感L₁、第二电感L₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂。

第一电容C₁的正极通过第一电感L₁连接第一二极管D₁的正极，负极连接第二电容C₂的正极；第二电容C₂的负极通过第二电感L₂连接第二二极管D₂的负极；第三二极管D₃的正极连接第二二极管D₂的负极，负极连接第一二极管D₁的负极；第四二极管D₄的正极连接第二二极管D₂的正极，负极连接第一二极管D₁的正极；第一功率开关管S₁的源极连接第一电容C₁的负极，漏极连接第一二极管D₁的负极；第二功率开关管S₂的源极连接第二二极管D₂的正极并接地，漏极连接第一电容C₁的负极；在使用时，第一电容C₁的正极和第二电容C₂的负极分别用于连接电压源V_in的正极和负极，第一功率开关管S₁的漏极连接负载的一端，负载另一端接地。

其中，第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂均为MOSFET管，其作用是减小输入电流纹波。

在优选的实施例中，上述谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器还包括第一续流二极管和第二续流二极管；第一续流二极管的正极连接第一功率开关管S₁的源极，负极连接第一功率开关管S₁的漏极；第二续流二极管的正极连接第二功率开关管S₂的源极，负极连接第二功率开关管S₂的漏极。通过设置反并联的续流二极管，当续流二极管导通时，第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂均可在ZVS条件下打开。

在优选的实施例中，上述谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器还包括第一辅助电容和第二辅助电容，第一辅助电容与第一功率开关管S₁并连，第二辅助电容与第二功率开关管S₂并连，保证第一功率开关管和第二功率开关管的电压不会突然达到输出电压，进而有助于降低关断损耗。

在优选的实施例中，上述谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器还包括滤波电容C₀，滤波电容C₀与负载并联后一端连接第一功率开关管S₁的漏极，另一端接地，通过添加滤波电容，可以滤出电压中不需要的交流部分，使输出的直流电压更加平滑。

在优选的实施例中，上述谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器还包括电压补偿器，电压补偿器的输出端与第一功率开关管S₁的栅极和第二功率开关管S₂的栅极均连接，电压补偿器通过控制电压信号产生两个互补的脉冲信号，并分别发送至第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂，进行第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂的开启和关闭控制。

下面介绍本实用新型的原理：

参见图2和3，本实用新型AC-DC变换器的正负半周等效电路，由于AC-DC变换器电路的对称性，AC-DC变换器在正负半周的工作对称，这里以正半周的工作为例进行说明。

参见图4至11，AC-DC变换器的一个开关周期有八种不同的工作模式，由于AC-DC变换器在一个周期内都进行对称操作，这里以前四种工作模式为例说明，这四种工作模式是在输入电压的正部分进行的，然后它可以扩展到整个范围。具体工作模式如下所示：

在第一种工作模式开始之前，假设第一功率开关管S₁的第一辅助电容放大，因此，第二功率开关管S₂的第二辅助电容被完全充电到输出电压。另外，假设第一功率开关管S₁的反向并联的续流二极管导通。这时，第一功率开关管S₁的开关电流为负，表明功率开关管的续流二极管在功率开关管导通之前导通，续流二极管导通后相当于一根导线，两端电压为零，因此第一功率开关管S₁可以在ZVS条件下打开。

第一种工作模式：参见图4，当第一功率开关管S₁的第一续流二极管开始导通时，该模式开始，此时第一功率开关管S₁可以在ZVS条件下打开。在这种模式下，第一功率开关管S₁的电流i_S1为负并逐渐减小，当i_S1达到零时，该模式结束。由于在此之前，i_C1为正并逐渐减小，第二电容C₂的电流i_C2为负并逐渐减小，所以第一电容C₁和第二电容C₂的电流也在i_S1达到零时变为零。

第二种工作模式：参见图5，流经第一二极管D₁和第一功率开关管S₁的电流仍在给第一电感L₁充电，与此同时，第二电感L₂通过第二二极管D₂和第一功率开关管S₁为电路提供负载。在第一种工作模式之后，第一电感L₁和第二电感L₂的净电流为正，从第一功率开关管S1的漏极流向源极；在此期间，第一电感L₁的电流i_L1增大的同时第二电感L₂的电流i_L2减小，当i_L2接近零时，第二二极管D₂的电流也逐渐变为零，使得第二二极管D₂在ZCS条件(需要解释)下关闭，从而停止第二电感L₂给滤波电容C₀供电，该模式结束。在此期间i_C1为负并逐渐增大，i_C2为正并逐渐增大。

第三种工作模式：参见图6，只要第二二极管D₂关断，该模式即开启。在此期间，流经第一二极管D₁和第一功率开关管S₁的电流仍在给第一电感L₁充电，使得i_L1不断上升，而由于第二种工作模式的作用，i_L2一直为零。关闭第一功率开关管S₁才能使该模式结束，在此期间i_C1依然为负并逐渐增大，i_C2为正并逐渐增大。

第四种工作模式：参见图7，由于第一功率开关管S₁的栅极信号关闭，导致第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂都关闭。与此同时，i_L1在一个开关周期中达到最大值，i_L2依然一直为零。由于电感的电流不会突变，所以i_L1不能瞬时达到零，而是通过第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂的第一辅助电容和第二辅助电容续流，即给第一功率开关管S₁的第一辅助电容充电，给第二功率开关管S₂的第二辅助电容放电。当第二功率开关管S₂的第二辅助电容上的电压达到零时，i_L1将流过第二功率开关管S₂的反向并联的续流二极管，此模式结束。在此期间，第二功率开关管S₂可以通过放电的第二辅助电容或当第二功率开关管S₂的续流二极管导通时在ZVS条件下接通。

综上所述，在输入电压的正部分，流过负载电流的大小始终为第一电感L₁或第二电感L₂电流的原值或部分值，而结合以上分析，当第一电感L₁或第二电感L₂的电流减小为零时，与之串联的第一二极管D₁或第二二极管D₂就会关断，至此i_L1或i_L2就会持续为零，知道第一二极管D₁或第二二极管D₂重新打开。因此流过负载的电流始终为正，则负载电压也始终连续为正；反之，在输入电压的负部分，负载电压始终连续为负。

由于电路中的对称性，接下来的四种操作模式即第五至第八种工作模式，分别类似于第一至第四种操作模式，这里不再详细说明。

综上所述，本实用新型谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器：

由于整个变换器控制回路中无电流回路，只有电压回路用于实现输出电压的调节，因此该AC-DC变换器的功率因数校正是固有的，并且在电压补偿器回路中，一般通过比较输出电压和给定电压的大小来调节输出电压，同时输入电流固有地跟随具有正弦波形的输入电压，因为输入电流会平均分配到第一电感L₁和第二电感L₂上，而在任一时刻都有第一电感L₁和第二电感L₂的电流存在，因此输入电流是连续的，且纹波较小，这样在设计时便可以不使用任何电流回路控制器，输入端也不增加额外的滤波器，使得控制器简单且易于并入，实施成本减小。同时，功率开关管反向并联的续流二极管导通时，功率开关管的开关电流为负，表明开关的续流二极管在开关导通之前导通，续流二极管导通后相当于一根导线，两端电压为零，因此功率开关管可以在ZVS条件下打开，即为MOSFET管提供ZVS；当流过二极管的电流也逐渐变为零时，二极管就会在ZCS条件下关闭，即在二极管关断时提供ZCS；即第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂均可以在ZVS条件下接通，二极管第一二极管D和第二二极管D₂均可以在ZCS条件下关闭，进而该AC-DC变换器可以为所有的半导体器件提供软开关，通过软开关技术显著降低了开关损耗，减小了功率的消耗，使转换器可以用于更高频率的情况，并且该AC-DC变换器具有无桥结构，在传导损耗大大降低的同时运行时间间隔显著缩短，因此可以产生更高的效率，实现了整体运行优化。同时，第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂均并联了辅助电容，保证第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂的电压不会突然达到输出电压，进而有助于降低关断损耗。

以上内容仅为说明本实用新型的技术思想，不能以此限定本实用新型的保护范围，凡是按照本实用新型提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本实用新型权利要求书的保护范围之内。

Claims

1.一种谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器，其特征在于，包括第一电容、第二电容、第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一功率开关管和第二功率开关管；

第一电容的正极通过第一电感连接第一二极管的正极，负极连接第二电容的正极；第二电容的负极通过第二电感连接第二二极管的负极；第三二极管的正极连接第二二极管的负极，负极连接第一二极管的负极；第四二极管的正极连接第二二极管的正极，负极连接第一二极管的正极；

第一功率开关管的源极连接第一电容的负极，漏极连接第一二极管的负极；第二功率开关管的源极连接第二二极管的正极并接地，漏极连接第一电容的负极；

使用状态时，第一电容的正极和第二电容的负极分别连接电压源的正极和负极，第一功率开关管的漏极连接负载一端，负载另一端接地。

2.根据权利要求1所述的谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器，其特征在于，所述第一功率开关管和第二功率开关管均为MOSFET管。

3.根据权利要求1所述的谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器，其特征在于，还包括第一续流二极管和第二续流二极管；第一续流二极管的正极连接第一功率开关管的源极，负极连接第一功率开关管的漏极；第二续流二极管的正极连接第二功率开关管的源极，负极连接第二功率开关管的漏极。

4.根据权利要求1所述的谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器，其特征在于，还包括第一辅助电容和第二辅助电容，第一辅助电容与第一功率开关管并连，第二辅助电容与第二功率开关管并连。

5.根据权利要求1所述的谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器，其特征在于，还包括滤波电容；滤波电容与负载并联后一端连接第一功率开关管的漏极，另一端接地。

6.根据权利要求1所述的谐振无桥升压功率因数校正AC-DC变换器，其特征在于，还包括电压补偿器，电压补偿器的输出端与第一功率开关管的栅极和第二功率开关管的栅极均连接。