CN203387407U

CN203387407U - Llc谐振变换器轻负载控制装置

Info

Publication number: CN203387407U
Application number: CN201320430881.1U
Authority: CN
Inventors: 潘海燕; 蒋友明; 潘海铭
Original assignee: Taizhou Vocational and Technical College
Current assignee: Taizhou Vocational and Technical College
Priority date: 2013-07-17
Filing date: 2013-07-17
Publication date: 2014-01-08
Anticipated expiration: 2023-07-17

Abstract

本实用新型提供了一种LLC谐振变换器轻负载控制装置，属于功率变换领域，它解决了零电压开关和零电流开关软开关环境丧失的问题，本装置包括控制器、调频模块和调宽模块、电流检测单元和电压检测单元，控制器还连接有反馈补偿误差放大器，电压检测单元和基准电压电源分别连接反馈补偿误差放大器，电流检测单元连接控制器，控制器连接有工作模块切换单元，调频模块和调宽模块分别连接控制器和工作模块切换单元，工作模块切换单元连接开关管控制端，控制器根据误差电压信号和输出电流信号判断LLC谐振变换器是否工作于轻负载状态；不在轻负载，进行频率调节控制模式；在轻负载，进行定频脉宽控制模式。该装置实现全负载范围的软开关环境和谐振参数优化。

Description

LLC谐振变换器轻负载控制装置

技术领域

本实用新型属于功率变换领域，涉及一种LLC谐振变换器轻负载控制装置。

背景技术

随着开关电源技术的发展，高效率和高功率密度成为发展趋势。因此LLC谐振变换器应用而生并越来越广泛。LLC谐振变换器在较宽的频率范围内实现一次侧开关管的零电压开通和二次侧整流管零电流关断。但是随着负载的减轻，为了获得相同的直流增益，LLC谐振变换器需要提高开关频率。开关频率的升高，一方面增加了开关损耗；另一方面，也将导致整流侧二极管的电流在没有回零时就关断，零电流开关的软开关环境丧失，进一步增加开关损耗。同时，轻载使电路品质因数Q值降低，负载变化会严重影响电压增益。因此，LLC谐振变换器轻载下随着开关频率的增加，转换器的效率将受到影响，相比其重载的高效率，很难同时兼顾到轻载时的效率提高。

随着对电源变换器效率的更高要求，LLC变换器需要获得更高的轻载效率，现有技术常采用输出端迟滞带比较电路的控制方法，当输出电压升高到某一上限值时关断开关管控制信号，变换器进入空闲状态；当输出电压降低到某一下限值时产生开关管频率调制控制信号，变换器进入输出功率的工作状态。该方法只适合于极轻负载或待机状态。其它轻负载效率改善策略还有在主、次级增加开关管或二极管辅助支路的方案，也有占空比固定的PWM控制方案。这些方案能使空载或轻负载时的损耗降低，但由于在主电路中增加硬件来实现，对电路的可靠性带来一定的影响，也很难同时兼顾到重载时的效率提高。

中国专利文献公开了申请号为200910221471.4的一种LLC谐振变换器控制方法及装置,该装置通过输入开关管导通频率来判断负载状态，再根据负载状态分别进行变频、调宽控制，一定程度上降低了电路损耗，但该变频调宽控制没有任何约束条件，会使LLC谐振变换器的开关管零电压开关和整流管零电流开关的软开关环境丧失，从而使谐振腔电压增益不确定。

发明内容

本实用新型针对现有的技术存在上述问题，提出了一种LLC谐振变换器轻负载控制装置，该装置采用轻负载定频脉宽控制，从而实现全负载范围的软开关环境和谐振参数优化，提高变换器的效率尤其是轻载效率。

本实用新型通过下列技术方案来实现：一种LLC谐振变换器轻负载控制装置，其特征在于，本装置包括控制器、用于使谐振变换器工作在频率调节控制模式下的调频模块和用于使谐振变换器工作在定频脉宽控制模式下的调宽模块、用于分别检测LLC谐振变换器的硬件电路调理的输出电压信号及输出电流信号的电压检测单元和电流检测单元，所述控制器还连接有反馈补偿误差放大器，所述电压检测单元和基准电压电源分别连接反馈补偿误差放大器的输入端，所述电流检测单元连接控制器的输入端，所述控制器的输出端连接有工作模块切换单元，所述调频模块和调宽模块分别连接控制器和工作模块切换单元，所述工作模块切换单元连接谐振变换器开关管控制端，所述控制器根据电压检测单元检测的输出电压经反馈补偿误差放大器后输出的误差电压信号和电流检测单元检测的输出电流信号判断LLC谐振变换器是否工作于轻负载状态；若不工作在轻负载，则通过工作模块切换单元选择调频模块工作，进行频率调节控制模式；若工作在轻负载，则通过工作模块切换单元选择调宽模块工作，进行定频脉宽控制模式，实现占空比调节电压增益，并经工作模块切换单元输出相应的开关管控制信号给开关管控制端。

LLC谐振变换器硬件电路母线供电电压为直流电压。负载控制电路包括控制器，电压检测单元、电流检测单元、调频模块和调宽模块。电压检测单元采集LLC谐振变换器硬件电路的直流输出负载电压信号，发送给反馈补偿误差放大器，并与基准电压进行比较，比较后的误差电压信号经反馈补偿误差放大器发送给控制器。控制器同时接收电流检测单元采集的输出电流信号，控制器根据接收的误差电压信号和输出电流信号判断负载是额定负载、忠负载还是轻负载，经工作模块切换单元选择相应的控制模式；若是工作在重负载或额定负载，则通过工作模块切换单元选择调频模块工作，进行频率调节控制模式；若工作在轻负载，则通过工作模块切换单元选择调宽模块工作，进行定频脉宽控制模式，实现占空比调节电压增益，并经工作模块切换单元输出相应的开关管控制信号给开关管控制端。

在上述的LLC谐振变换器轻负载控制装置中，所述调宽模块用于产生固定开关频率和根据谐振变换器输出电压信号调节占空比变化的定频脉宽信号。这里实现了在轻负载状况下，谐振变换器接收的控制信号是相同频率、相同占空比且时序相差半个开关周期的两路PWM信号。

在上述的LLC谐振变换器轻负载控制装置中，所述在定频脉宽控制模式周期处理中，固定开关频率为谐振频率，并根据不同的负载输出电压稳压要求，计算PWM占空比D。PWM为脉宽调节，本方法中的定频脉宽控制模式是进行固定频率的脉宽调节控制方式。这里确定固定开关频率以及负载输出稳压要求与PWM占空比D存在的关系，具有优化谐振网络参数的作用。

在上述的LLC谐振变换器轻负载控制装置中，所述占空比范围为

其中f_r为谐振频率，即固定开关频率，f_r2为第二谐振频率。在额定负载时采用频率调节控制模式，此时开关频率在f_r2<f≤f_r内变动。这里确定轻负载谐振网络电压增益的占空比D变化范围跟重负载和额定负载相连接使固定频率取值更加稳定。

在上述的LLC谐振变换器轻负载控制装置中，所述PWM占空比用于调节谐振变换器内谐振网络电压增益，所述轻负载谐振网络电压增益计算公式为

G_{ac} = \frac{1 - \cos (2 πD)}{2} .

在上述的LLC谐振变换器轻负载控制装置中，所述频率调节控制模式和定频脉宽控制模式的切换在一个开关周期结束后的死区时间内进行。这里实现了频率调节控制模式和定频脉宽控制模式切换的在死区时间内进行不受上一个开关周期的影响，使控制更加准确。

在上述的LLC谐振变换器轻负载控制装置中，所述谐振变换器的上下臂开关管对称输出形式。这里实现了在轻负载状况下，谐振变换器接收的控制信号是相同频率、相同占空比且时序相差半个开关周期的两路PWM信号。

在上述的LLC谐振变换器轻负载控制装置中，所述的谐振网络参数为高励磁电感和低谐振电感设计。常规的LLC谐振变换器采用低励磁电感设计，一方面会造成变压器一次侧轻载时更高的循环电流，另一方面又使得在重负载谐振电流较大时，带来更多的导通和开关损耗。本申请中高励磁电感设计对优化变压器尺寸和控制电路具有一定的好处。

在上述的LLC谐振变换器轻负载控制装置中，所述LLC谐振变换器轻负载控制装置用于全桥、半桥或推拉结构的谐振式功率变换器。这里说明本控制装置能够应用与多种不同类型的LLC谐振变换器中。

与现有技术相比，本LLC谐振变换器轻负载控制装置具有以下优点：

1、本实用新型该装置及方法采用轻负载定频脉宽控制，实现全负载范围的软开关环境和谐振参数优化设计，提高谐振变换器的效率尤其是轻载效率。

2、本实用新型该装置及方法直接由负载的电压、电流条件进行工作模式的选择。同时，本实用新型也明确指出了两种工作模式的临界切换点在额定负载谐振频率处。保证整个控制过程中的开关管零电压开关和整流管零电流开关的软开关环境，从而有效确定谐振腔电压增益。

附图说明

图1是本实用新型电路示意图；

图2是本实用新型的控制流程图；

图3是本实用新型轻负载调控时调宽模块产生的开关管控制信号和谐振腔关键电流波形图。其中T_r=1/f_r，a=D·T_r；

图4是本实用新型在定频脉宽控制模式时谐振腔归一化增益特性曲线图；

图5是本实用新型在定频脉宽控制模式时谐振腔关键电流实验波形图。

具体实施方式

以下是本实用新型的具体实施例，并结合附图对本实用新型的技术方案作进一步的描述，但本实用新型并不限于这些实施例。

如图1-5所示，本LLC谐振变换器轻负载控制装置包括控制器、用于使谐振变换器工作在频率调节控制模式下的调频模块和用于使谐振变换器工作在定频脉宽控制模式下的调宽模块、用于分别检测LLC谐振变换器的硬件电路调理的输出电压信号及输出电流信号的电压检测单元和电流检测单元，所述控制器还连接有反馈补偿误差放大器，所述电压检测单元和基准电压电源分别连接反馈补偿误差放大器的输入端，所述电流检测单元连接控制器的输入端，所述控制器的输出端连接有工作模块切换单元，所述调频模块和调宽模块分别连接控制器和工作模块切换单元，所述工作模块切换单元连接谐振变换器开关管控制端，所述控制器根据电压检测单元检测的输出电压经反馈补偿误差放大器后输出的误差电压信号和电流检测单元检测的输出电流信号判断LLC谐振变换器是否工作于轻负载状态；若不工作在轻负载，则通过工作模块切换单元选择调频模块工作，进行频率调节控制模式；若工作在轻负载，则通过工作模块切换单元选择调宽模块工作，进行定频脉宽控制模式，实现占空比调节电压增益，并经工作模块切换单元输出相应的开关管控制信号给开关管控制端。所述在定频脉宽控制模式周期处理中，固定开关频率为谐振频率，并根据不同的负载输出电压稳压要求，计算PWM占空比D。PWM为脉宽调节，本申请的定频脉宽控制模式是进行固定频率的脉宽调节控制方式。这里确定固定开关频率以及负载输出稳压要求与PWM占空比D存在的关系，具有优化谐振网络参数的作用。

PWM占空比用于调节谐振变换器内谐振网络电压增益,此时，轻负载谐振网络电压增益计算公式为

调节轻负载谐振网络电压增益的占空比D变化范围为其中f_r为固定开关频率，f_r2为在频率调节控制模式下的开关最低频率，即第二谐振频率。谐振变换器内谐振网络工作于额定负载下的开关频率f=f_r，开关频率f=f_r为频率调节控制模式和定频脉宽控制模式的临界工作点。这里额定负载工作状态下的开关频率即为轻负载工作状态下的固定开关频率，且作为频率调节控制模式和定频脉宽控制模式的临界工作点。便于优化谐振变换器内谐振网络的谐振参数。频率调节控制模式和定频脉宽控制模式的切换在一个开关周期结束后的死区时间内进行。

调宽模块用于产生频率固定和根据谐振变换器输出电压信号调节占空比变化的定频脉宽信号，所述谐振变换器的上下臂开关管对称输出形式。

本实用新型LLC谐振变换器轻负载控制装置可适用于全桥、半桥或推拉结构的谐振式功率变换器。谐振变换器一般包括电子开关，半桥或全桥结构的输出端，通过谐振电感、谐振电容、和变压器的初级绕组或电磁感应线圈串联构成，其中谐振电感可以与变压器磁集成，或者单独存在。本实施例中选用的LLC谐振变换器为半桥LLC谐振变换器如图1所示，包括：输入直流电压V_in，由开关管Q1、开关管Q2驱动的方波产生器，由串联谐振电容C_r、串联谐振电感L_r和并联励磁电感L_m组成的谐振网络，变比为n:1:1的理想变压器T，二极管VD₁、二极管VD₂组成的整流电路，滤波电容C_O以及负载电阻R_O。其中串联谐振电感L_r可以是一个独立元件，也可以与变压器T磁集成。图中画出了开关管Q1、开关管Q2的控制信号control和工作模块选择信号mode在临界点的时序波形。上述的电压检测单元、电流检测单元可以由电阻构成，也可以由霍尔元件或电压、电流互感器构成；其中控制器、调频模块、调宽模块及工作模块选择电路可以采用模拟电路实现，也可以采用数字电路来实现，包括具有软件运算能力的可编程序控制器。

如图1、图2所示，图中FM表示频率调节控制模式，PWM表示固频脉宽调节控制模式，LLC谐振变换器硬件电路母线供电电压为直流电压。负载控制电路包括控制器，电压检测单元、电流检测单元、调频模块和调宽模块。电压检测单元采集LLC谐振变换器硬件电路的直流输出负载电压信号，发送给反馈补偿误差放大器，并与基准电压进行比较，比较后的误差电压信号经反馈补偿误差放大器发送给控制器。控制器同时接收电流检测单元采集的输出电流信号，控制器根据接收的误差电压信号和输出电流信号判断负载是额定负载、忠负载还是轻负载，经工作模块切换单元选择相应的控制模式；若是工作在重负载或额定负载，则通过工作模块切换单元选择调频模块工作，进行频率调节控制模式；若工作在轻负载，则通过工作模块切换单元选择调宽模块工作，进行定频脉宽控制模式，实现占空比调节电压增益，并经工作模块切换单元输出相应的开关管控制信号给开关管控制端。若是选择固频脉宽控制模式，控制器在调宽模块的周期处理中，固定开关频率为谐振频率，并根据不同的负载输出电压由固频脉宽控制模式的电压增益公式计算PWM占空比；控制器在调频模块的周期处理中，固定占空比为1/2（忽略死区时间），开关频率根据不同的负载输出电压由频率调节模式的电压增益公式计算；控制器根据负载情况选择调宽模块或者调频模块工作，输出开关管控制信号。控制器根据不同的误差电压值，对调宽模块进行占空比调整，从而调节电路的电压增益，使LLC谐振变换器的输出负载电压保持稳定。具体的调节过程包括：

在额定负载时采用频率调节增益的频率调节控制模式，开关频率在f_r2<f≤f_r内变动，在图中信号流向图上表示Q₁、Q₂为图1开关管Q1和开关管Q2对应的驱动信号。开关管Q1和开关管Q2的驱动信号Q₁、Q₂占空比固定为1/2。谐振网络电压增益为：

G_{ac} = 1 / \sqrt{{1 + \frac{1}{K} [1 - {(\frac{f_{r}}{f})}^{2}]}^{2} + Q^{2} {(\frac{f}{f_{r}} - \frac{f_{r}}{f})}^{2}}

其中

K = \frac{L_{m}}{L_{r}},

f_{r} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{r} C_{r}}},

f_{r 2} = \frac{1}{2 π \sqrt{(L_{r} + L_{m}) C_{r}}},

品质因数

Q = \frac{{2 π}^{3} f_{r} L_{r}}{{8 π}^{2} R_{o}} .

公式中C_r为串联谐振电容Cr的电容值、L_r为串联谐振电感Lr的电感值、L_m为励磁电感Lm的电感值，K为励磁电感和谐振电感的比值。

当负载变轻时，采用开关频率固定为f=f_r的固频脉宽控制模式，由PWM占空比D来调节电压增益。谐振网络电路增益计算公式为

G_{ac}^{'} = \frac{1 - \cos (2 πD)}{2},

其中占空比D变化范围为

1 - \frac{f_{r}}{2 f_{r 2}} < D \leq \frac{1}{2} .

当占空比为D的PWM信号去控制LLC谐振变换器半桥开关管时，通过傅立叶分解，母线供电直流电压V_in输入到谐振网络的基波分量幅度为：

而传统的频率调节控制模式下的基波分量幅度为每半个开关周期为T，负载电流I_o由谐振电流i_Cr和励磁电流i_Lm之差经变压器耦合得到，满足：

I_o与i_Cr和i_Lm围成的面积成正比。输出功率时，励磁电流i_Lm因为整流侧的嵌位保持了恒定的线性变化。因此，当负载减轻时，谐振电流i_Cr必须减小才能适应这种变化。因为开关频率固定在f=f_r，没有改变谐振网络的阻抗特性，可以通过PWM占空比D控制输入电压来适应谐振电流i_Cr的减小。

根据上述分析在图3、4、5中能够充分体现本实用新型得到的结果，如图3在轻负载状态下进行固频脉宽调节控制模式的工作模态分析如下：

在图3中可以看到，在t₀时刻，驱动信号Q₂关断，励磁电流i_Lm反向，开始线性上升，谐振电流i_Cr按谐振频率f_r上升，谐振电流i_Cr>励磁电流i_Lm，整流侧二极管VD₁导通，输出端获得了能量。因为占空比的存在，此时Q₁驱动信号并未到来；

在谐振电流i_Cr过零前的t₁时刻，施加Q₁驱动信号；由于轻负载使谐振电流i_Cr相比于额定负载时低，谐振电流i_Cr=励磁电流i_Lm发生在到达半周期前的t₂时刻，此时整流侧二极管VD₁截止，能量从输入级到输出级被隔断。谐振电流i_Cr和励磁电流i_Lm串接，谐振网络按f_r2频率谐振。看见二极管VD₁为零电流开关关断；

在t₃时刻，Q₁驱动信号关断，励磁电流i_Lm反向，开始线性下降，谐振电流i_Cr按谐振频率f_r下降，谐振电流i_Cr<励磁电流i_Lm，整流侧二极管VD₂导通整流；

在i_Cr过零前的t₄时刻，施加Q₂驱动信号；谐振电流i_Cr=励磁电流i_Lm发生在到达半周期前的t₅时刻，此时整流侧二极管VD₂截止，能量从输入级到输出级被隔断。谐振电流i_Cr和励磁电流i_Lm串接，谐振网络按f_r2频率谐振。二极管VD₂为零电流开关关断；

在t₆时刻，Q₂驱动信号关断，i_Lm反向，进入下一工作周期。

综上对图3的分析可以看出在轻负载状态下用固频脉宽调节控制模式实现了整流侧二极管的零电流开关关断，如果驱动信号能确保在谐振电流过零前施加，则开关管零电压开关关断也能实现，固频脉宽调节控制模实现零电压开关关断由占空比D取值范围来保证。

谐振网络设计成额定负载下工作于开关频率f=f_r，这也是频率调节模式和固定脉宽调节模式的临界工作点。频率调节模式和固频脉宽调节控制模式的切换是在一个开关周期结束后的死区时间内进行的。固定脉宽调节模式具有与频率调节模式同样的上下臂对称驱动形式。

工作模块的选择和误差电压信号的计算可以采用模拟电路或数字控制PI算法。

图4为本实用新型实施例中使用固频脉宽调节控制模式时谐振腔归一化增益特性曲线图。曲线所选的参数为：L_r=46μH、L_m=1.38mH、C_r=55nF、Q=0.126、K=30。X轴为占空比D，Y轴为归一化电压增益，图中开关频率f=f_r，由占空比最小值D_min决定最小电压增益G_min。D_min可以在设计谐振网络参数时确定。从图中可以看出通过本增益计算公式能有效确定谐振腔电压增益。常规的频率调节模式在负载变化时会使电路品质因数发生变化，造成电路增益随着负载而变动，使用如图4所示的轻负载增益特性曲线，能有效地改善上述影响，使电路增益与负载开关，只受占空比D控制。

图5为本实用新型实施例中使用固频脉宽调节控制模式谐振腔关键电流实验波形图。如图显示了驱动信号Q₁为5V/div,Q2为5V/div，作用下i_Cr为谐振电流500mA/div、开关管Q₁、开关管Q₂的电压和整流二极管VD₁、二极管VD₂的电流合成波形图，图5进一步验证了上述图3的分析。其中X轴为i_Cr=0。如图实验证明轻负载采用PWM占空比D控制电压增益，使LLC谐振变换器实现了开关管的零电压开关关断和整流管的零电流开关关断，在图中分别用ZVS表示零电压开关关断和ZCS表是零电流开关关断。如图5中显示了在固频脉宽调节控制模式驱动信号Q₁、Q₂作用下谐振电流i_Cr、整流管VD₁、VD₂的电流波形。固频脉宽调节控制模式使变换器在轻载时实现了ZCS，如图5所示，Q₁驱动信号关断前某时刻，i_VD2到达0实现零电流关断，此后Q₁关断，谐振电流i_Cr相位延迟电压后开始反向下降，i_VD1上升，在i_Cr过零前，Q₂驱动信号到来。因此，该模式既实现了开关管ZVS，又实现了整流管ZCS。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本实用新型精神作举例说明。本实用新型所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本实用新型的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims

1.一种LLC谐振变换器轻负载控制装置，其特征在于，本装置包括控制器、用于使谐振变换器工作在频率调节控制模式下的调频模块和用于使谐振变换器工作在定频脉宽控制模式下的调宽模块、用于分别检测LLC谐振变换器的输出电压信号及输出电流信号的电压检测单元和电流检测单元，所述控制器还连接有反馈补偿误差放大器，所述电压检测单元和基准电压电源分别连接反馈补偿误差放大器的输入端，所述电流检测单元连接控制器的输入端，所述控制器的输出端连接有工作模块切换单元，所述调频模块和调宽模块分别连接控制器和工作模块切换单元，所述工作模块切换单元连接谐振变换器开关管控制端。

2.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器轻负载控制装置，其特征在于，所述控制器根据电压检测单元检测的输出电压经反馈补偿误差放大器后输出的误差电压信号和电流检测单元检测的输出电流信号判断LLC谐振变换器是否工作于轻负载状态；若工作在轻负载，则通过工作模块切换单元选择调宽模块工作，进行定频脉宽控制模式，实现占空比调节电压增益，并经工作模块切换单元输出相应的开关管控制信号给开关管控制端。

3.根据权利要求2所述的LLC谐振变换器轻负载控制装置，其特征在于，所述调宽模块用于产生固定开关频率和根据谐振变换器输出电压信号调节占空比变化的定频脉宽信号。

4.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器轻负载控制装置，其特征在于，所述在定频脉宽控制模式周期处理中，固定开关频率为谐振频率，并根据不同的负载输出电压稳压要求，计算PWM占空比D。

5.根据权利要求4所述的LLC谐振变换器轻负载控制装置，其特征在于，所述占空比范围为

其中f_r为谐振频率，即固定开关频率，f_r2为第二谐振频率。

6.根据权利要求5所述的LLC谐振变换器轻负载控制装置，其特征在于，所述PWM占空比用于调节谐振变换器内谐振网络电压增益，所述轻负载谐振网络电压增益计算公式为

7.根据权利要求1-6中的任意一项所述的LLC谐振变换器轻负载控制装置，其特征在于，所述频率调节控制模式和定频脉宽控制模式的切换在一个开关周期结束后的死区时间内进行。

8.根据权利要求7所述的LLC谐振变换器轻负载控制装置，其特征在于，所述谐振变换器的上下臂开关管对称输出形式。

9.根据权利要求8所述的LLC谐振变换器轻负载控制装置，其特征在于，所述LLC谐振变换器的谐振网络参数为大励磁电感值和小谐振电感值。

10.根据权利要求9所述的LLC谐振变换器轻负载控制装置，其特征在于，所述LLC谐振变换器轻负载控制装置用于全桥、半桥或推拉结构的谐振式功率变换器。