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CN201830155U - 三相功率因数校正开关电源装置 - Google Patents

三相功率因数校正开关电源装置 Download PDF

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CN201830155U
CN201830155U CN2010205109987U CN201020510998U CN201830155U CN 201830155 U CN201830155 U CN 201830155U CN 2010205109987 U CN2010205109987 U CN 2010205109987U CN 201020510998 U CN201020510998 U CN 201020510998U CN 201830155 U CN201830155 U CN 201830155U
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CN
China
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power factor
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power supply
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CN2010205109987U
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李永富
丁晓伟
杜岩平
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ZHUHAI TAITAN NEW ENERGY SYSTEM CO Ltd
Beijing Huashang Sanyou New Energy Technology Co Ltd
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ZHUHAI TAITAN NEW ENERGY SYSTEM CO Ltd
Beijing Huashang Sanyou New Energy Technology Co Ltd
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Abstract

本实用新型提供了一种三相功率因数校正开关电源装置，包括：第一单相功率因数校正电路，第一输入端与三相交流电源的第一相输出端连接，第二输入端与三相交流电源的第二相输出端连接；第二单相功率因数校正电路，第一输入端与三相交流电源的第二相输出端连接，第二输入端与三相交流电源的第三相输出端连接；第三单相功率因数校正电路，第一输入端与三相交流电源的第一相输出端连接，第二输入端与三相交流电源的第三相输出端连接；第一单相功率因数校正电路、第二单相功率因数校正电路以及第三单相功率因数校正电路各自的输出端耦合至三相功率因数校正开关电源装置的输出端。本实用新型可以使三相电源每相对应的负载相等，且设计较简单。

Description

三相功率因数校正开关电源装置
技术领域
本实用新型涉及电子技术领域，具体而言，涉及一种三相功率因数校充开关电源装置。
背景技术
近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。电源作为各种电子设备必不可少的组成部分，其性能的优劣直接关系到整个系统安全性和可靠性的高低。随着电力电子器件制造技术和变流技术的进步，开关电源以其效率高、功率密度高而确立了其在电源领域中的主流地位。开关电源多数是通过整流器接入电网的，传统的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路。因此，传统的开关电源存在一个致命的弱点，即功率因数较低(一般仅为0.45～0.75)，它在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网，开关电源现已成为电网中最主要的谐波源之一。
针对高次谐波的危害，从1992年起国际上开始以立法的形式限制高次谐波，传统整流器因谐波远远超标而面临前所未有的挑战。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。开关电源功率因数校正研究的重点，主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制集成电路的开发。功率因数校正控制集成电路负责检测变换器的工作状态，并产生脉冲信号控制开关装置，调节传递给负载的能量以稳定输出；同时保证开关电源的输入电流跟踪电网输入电压，实现接近于1的功率因数。现有技术已有的功率因数校正电路包括Buck功率因数校正控制集成电路、Boost功率因数校正控制电路以及Buck-Boost功率因数校正控制集成电路等。
控制集成电路的结构和工作原理由开关电源采用的控制电路决定。对于同一功率因数校正控制集成电路，采用不同的控制方法会对开关电源的稳态精度及动态性能等方面产生影响，因而控制方法的研究显得日益重要。
传统的开关电源装置中的控制电路采用的是采用三桥臂六开关方式对功率因数校正控制集成电路进行控制，系统设计复杂，且三相负载平衡度控制困难，设计时需要考虑三相负载如何均衡的问题，增加了设计的难度。
实用新型内容
本实用新型旨在提供一种三相功率因数校正开关电源装置，以解决现有技术中的三相功率因数校正开关电源装置三相负载平衡度控制困难，设计难度较大的问题。
为了实现上述目的，本实用新型供了一种三相功率因数校正开关电源装置，包括：第一单相功率因数校正电路，第一输入端与三相交流电源的第一相输出端连接，第二输入端与三相交流电源的第二相输出端连接；第二单相功率因数校正电路，第一输入端与三相交流电源的第二相输出端连接，第二输入端与三相交流电源的第三相输出端连接；第三单相功率因数校正电路，第一输入端与三相交流电源的第一相输出端连接，第二输入端与三相交流电源的第三相输出端连接；第一单相功率因数校正电路、第二单相功率因数校正电路以及第三单相功率因数校正电路各自的输出端耦合至三相功率因数校正开关电源装置的输出端。
进一步地，第一单相功率因数校正电路、第二单相功率因数校正电路以及第三单相功率因数校正电路具有公共的正极输出端和负极输出端。
进一步地，第一单相功率因数校正电路、第二单相功率因数校正电路以及第三单相功率因数校正电路均为单相Boost功率因数校正电路。
进一步地，单相Boost功率因数校正电路包括：桥式整流二极管电路，输入端与三相电源的任意两相连接；第一电感，第一端与桥式整流二极管电流的第一输出端连接；第一开关管，漏极连接至第一电感的第二端，源极与桥式整流二极管电路的第二输出端连接后作为单相Boost功率因数校正电路的负极输出端；第一二极管，阳极与第一开关管的漏极连接，阴极作为单相Boost功率因数校正电路的正极输出端；第一极性电容，正极与第一二极管的阴极连接，负极作为单相Boost功率因数校正电路的负极输出端。
进一步地，第一单相功率因数校正电路、第二单相功率因数校正电路以及第三单相功率因数校正电路各自的输出端通过直流-直流变换器耦合至三相功率因数校正开关电源装置的输出端，其中，第一直流-直流变换器，连接于第一单相功率因数校正电路的输出端与三相功率因数校正开关电源装置的输出端之间；第二直流-直流变换器，连接于第二单相功率因数校正电路的输出端与三相功率因数校正开关电源装置的输出端之间；第三直流-直流变换器，连接于第二单相功率因数校正电路的输出端与三相功率因数校正开关电源装置的输出端之间。
进一步地，第一直流-直流变换器、第二直流-直流变换器以及第三直流-直流变换器均为不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器。
进一步地，不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器的占空比为48％，死区时间设置为2％。
进一步地，不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器包括：第二极性电容，正极作为不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器的第一输入端，负极作为不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器的第二输入端；第二开关管，漏极与第一二极管的阴极连接；第三开关管，漏极与第二开关管的源极连接，源极与第二极性电容的阴极连接；第二电容，第一端与第二开关管的漏极连接；第二电感，第一端与第二电容的第二端连接；变压器，位于原边线圈处的第一输入端与第二电感的第二端连接，第二输入端与第二极性电容的阴极连接，位于副边线圈的输出端作为不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器的输出端。
应用本实用新型的技术方案，通过在三相交流电源的输出端连接单相功率因数校正电路，并且每个单相功率因数校正电路的输入端与三项交流电源的两相连接，每个单相功率因数校正电路的输出端耦合至三相功率因数校正开关电源装置的输出端，从而使每个单相功率因数校正电路的输入端之间的电压为三相交流电的线电压，当采用同样参数的单相功率因数校正电路时，就可以保证经过单向功率因数校正电路变换的电压相同，且由于每个单向功率因数校正电路的输出端耦合至三相功率因数校正开关电源装置的输出端，负载同时与每个单相功率因数校正电路的输出端连接，从而使三相电源每相对应的负载相等，且设计较简单，从而克服了现有技术中三相功率因数校正开关电源装置三相负载平衡度控制困难，设计难度较大的问题。
附图说明
说明书附图用来提供对本实用新型的进一步理解，构成本申请的一部分，本实用新型的示意性实施例及其说明用于解释本实用新型，并不构成对本实用新型的不当限定。在附图中：
图1示出了根据本实用新型实施例一的三相功率因数校正开关电源装置的原理示意图；
图2示出了单相Boost功率因数校正电路波形示意图；
图3示出了单相Boost功率因数校正电路输入电流频谱分析图；
图4示出了根据本实用新型实施例二的三相功率因数校正开关电源装置的原理示意图；
图5示出了本实用新型优选实施例的三相功率因数校正开关电源装置电路结构示意图；
图6示出了不对称半桥LLC谐振变换器直流输入电流波形图；
图7示出了不对称半桥LLC谐振变换器开关管电压电流与驱动波形；
图8示出了本实用新型优选实施例的三相功率因数校正开关电源装置的输入电压和输入电流波形示意图。
具体实施方式
需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本实用新型。
下面结合图1至图8相信说明本实用新型的实施例。
图1示出了根据本实用新型实施例一的三相功率因数校正开关电源装置的原理示意图。如图1所示，三相功率因数校正开关电源装置包括：第一单相功率因数校正电路，即图1中的单相功率因数校正电路A1；第二单相功率因数校正电路，即图1中的单相功率因数校正电路A2；第三单相功率因数校正电路，即图1中的单相功率因数校正电路A3。
其中，单相功率因数校正电路A1的第一输入端与三相交流电源的第一相的输出端连接，即与交流电源的A相连接；单相功率因数校正电路A1的第二输入端与三相交流电源的第二相输出端连接，即与交流电源的B相连接；单相功率因数校正电路A2的第一输入端与三相交流电源的第一相的输出端连接，即与交流电源的B相连接；单相功率因数校正电路A2的第二输入端与三相交流电源的第二相输出端连接，即与交流电源的C相连接。单相功率因数校正电路A3的第一输入端与三相交流电源的第一相的输出端连接，即与交流电源的A相连接；单相功率因数校正电路A3的第二输入端与三相交流电源的第二相输出端连接，即与交流电源的C相连接。单相功率因数校正电路A1、单相功率因数校正电路A2以及单相功率因数校正电路A3各自的输出端相互连接，形成了三相功率因数校正开关电源装置的输出端，该输出端用于为电动汽车的充电电池充电。即图1中的每个单向功率因数校正电路各自的输出端通过导线耦合连接至本装置的输出端。
如图1所示，在本实施例中，单相功率因数校正电路A1、单相功率因数校正电路A2以及单相功率因数校正电路A3具有公共的正极输出端和负极输出端。
在本实施中，单相功率因数校正电路A1、单相功率因数校正电路A2以及单相功率因数校正电路A3均为单相Boost功率因数校正电路，以在将交流电转换为直流电的同时降低谐波对三相电源的影响。
本实施例中的单相Boost功率因数校正电路主要利用了谐振现象以及其中所具有的部分器件的箝位作用，从而使开关变换器中开关管的电压在开启或关断过程中维持为零，单相Boost功率因数校正电路包括零电压开关功率因数校正电路、零电压转换功率因数校正电路、零电流开关功率因数校正电路、零电流转换功率因数校正电路、有源箝位功率因数校正电路和带有无损吸收电路的功率因数校正电路，每种单相Boost功率因数校正电路的具体的电路结构在现有技术中已有详细介绍，在此不再详细描述。
在本实施例中提及的单相Boost功率因数校正电路可以直接购买市面上的集成电路，单相Boost功率因数校正电路的参数按照三相功率因数校正开关电源装置对电压变换的具体要求进行选择。
图2示出了单相Boost功率因数校正电路波形示意图，图中横坐标表示时间，从图中可以看出，输入电流Iin以及输入电压Uin波形呈正弦波状，输出电压Uo的波形稳定在预设的400V参考电压，功率因数基本接近1。
图3示出了单相Boost功率因数校正电路输入电流频谱分析图，从图中可以看出，经过单相Boost功率因数校正电路校正后，前馈到电网的输入电流的高频谐波成分含量较少，主要谐波电流成分集中在3、5、7、9、11、13、15次谐波，但该谐波含量均控制在2％以内，总谐波畸变率为2.06％，满足国家标准5％的限定要求。
应用本实用新型的技术方案，通过在三相交流电源的输出端连接单相功率因数校正电路，并且每个单相功率因数校正电路的输入端与三项交流电源的两相连接，每个单相功率因数校正电路的输出端耦合至三相功率因数校正开关电源装置的输出端，从而使每个单相功率因数校正电路的输入端之间的电压为三相交流电的线电压，当采用同样参数的单相功率因数校正电路时，就可以保证经过单向功率因数校正电路变换的电压相同，且由于每个单相功率因数校正电路的输出端耦合至三相功率因数校正开关电源装置的输出端，负载同时与每个单相功率因数校正电路的输出端连接，从而使三相电源每相对应的负载相等，且设计较简单，从而克服了现有技术中三相功率因数校正开关电源装置三相负载平衡度控制困难，设计难度较大的问题。
下面结合图4说明本实用新型的实施例二。
图4示出了根据本实用新型实施例二的三相功率因数校正开关电源装置的原理示意图。
如图4所示，与实施例一不同的是，本实施例中的单相功率因数校正电路A1、单相功率因数校正电路A2以及第三单相功率因数校正电路A3各自的输出端通过直流-直流(DC-DC，Direct Current-Direct Current)变换器耦合至三相功率因数校正开关电源装置的输出端，以满足不同的电动汽车充电电压等级的要求，并进一步消除谐波的影响。即在本实施例中，在单相功率因数校正电路与三相功率因数校正开关电源装置的输出端之间增加了用于进一步消除谐波影响的直流-直流变换器。
其中，第一直流-直流变换器，连接于第一单相功率因数校正电路的输出端与三相功率因数校正开关电源装置的输出端之间；第二直流-直流变换器，连接于第二单相功率因数校正电路的输出端与三相功率因数校正开关电源装置的输出端之间；第三直流-直流变换器，连接于第二单相功率因数校正电路的输出端与三相功率因数校正开关电源装置的输出端之间；即DC-DC变换器B1与单相功率因数校正电路A1的输出端连接；第二直流-直流变换器，即DC-DC变换器B2与单相功率因数校正电路A2的输出端连接；第三直流-直流变换器，即DC-DC变换器B3与单相功率因数校正电路A3的输出端连接；每个DC-DC变换器的输出端通过导线耦合连接至本装置的输出端。且若单相单向功率因数校正电路具有正极输出端与负极输出端，则与其相连接的DC-DC变换器也需要具有与之对应的第一输入端与第二输入端，即正极输入端与负极输入端。
在本实施例中，直流-直流变换器B1、直流-直流变换器B2以及直流-直流变换器B3均为不对称半桥逻辑链路控制(LLC，logicLink Control)谐振直流-直流变换器。不对称半桥LLC谐振直流-直流变换器可以直接从市面上购买，或者通过现有技术中介绍的电路结构连接形成。
在本实施例中，不对称半桥LLC谐振直流-直流变换器的占空比为48％，死区时间设置为2％。
虽然在本实施例中，采用的是不对称半桥LLC谐振直流-直流变换器进行电压变化，但也可以采用其他结构的直流-直流变换器实现电压变化，其他的直流-直流变换器在现有技术中已有较多介绍，在此不再赘述。
下面结合图5详细说明采用单相Boost功率因数校正电路以及不对称半桥LLC谐振直流-直流变换器的三相功率因数校正开关电源装置的结构。
图5示出了本实用新型优选实施例的三相功率因数校正开关电源装置电路结构示意图。如图5所示，在本实施例中，单相Boost功率因数校正电路具体包括：桥式整流二极管电路，第一电感L1、第一开关管S1以及第一二极管D5；不对称半桥LLC谐振直流-直流变换器包括第一极性电容CPFC、第二开关管S2、第三开关管S3、变压器T、以及与变压器T副边相连的常用外围连接器件。在本实施例中，为了方便起见，仅以单相功率因数校正电路A1与直流-直流变换器B1为例进行说明，单相功率因数校正电路A2、单相功率因数校正电路A3与单相功率因数校正电路A1结构相同，直流-直流变换器B2、直流-直流变换器B3与直流-直流变换器B1的结构相同，且图5中的R表示负载。
桥式整流二极管电路包括四个二极管D1、D2、D3、D4，输入端与三相电源的任意两相连接；第一电感L1的第一端与桥式整流二极管电流的第一输出端连接；第一开关管S1的漏极连接至第一电感L1的第二端，源极与桥式整流二极管电路的第二输出端连接后接地；第一二极管D5的阳极与第一开关管S1的漏极连接；极性电容CPFC的第一端与第一二极管D5的阴极连接，负极接地；第二开关管S2的漏极与第一二极管D5的阴极连接；第三开关管S3的漏极与第二开关管S2的源极连接，源极接地；第二电容C1的第一端与第二开关管S2的漏极连接，第二电感L2的第一端与第二电容C1的第二端连接；变压器，位于原边线圈处的第一输入端与第二电感L2的第二端连接，第二输入端接地，位于副边线圈的输出端作为不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器的输出端。且从图5中可以看出，变压器的副边为中心抽头型，输出滤波电感较小。变压器的副边的常规器件包括二极管D6、二极管D7以及极性电容C0。
在本实施例中，单相Boost功率因数校正电路以及不对称半桥LLC谐振直流-直流变换器共用极性电容CPFC，即第一极性电容与第二极性电容在本实施例为同一个电容，以减少器件的使用量，降低电路连接的复杂度。当然可以分别在两个电路中各自设置一个极性电容。
在本实施例中，接地端即为单相Boost功率因数校正电路的负极输出端以及不对称半桥LLC谐振直流-直流变换器的负极输入端。
图6示出了不对称半桥LLC谐振变换器直流输入电流波形图，如图6所示，横坐标表示时间，纵坐标表示电流大小，从图6中可以看出，输入电流由负变正，在开关管导通的瞬间流过开关管的电流为负向电流，使开关管实现零电压导通的软开关条件。
图7示出了不对称半桥LLC谐振变换器开关管电压电流与驱动波形，图中从上到下依次为开关管S2的输入电流、开关管S2两端承受的电压、开关管S2的驱动脉冲和开关管S3的驱动脉冲，从图中可以看出，开关管S2的驱动脉冲和开关管S3的驱动脉冲互补且留有一定的死区，开关管S2导通时开关管承受的电压为零，流过开关管的电流为负，即开关管的体内二极管导通，使开关管S2处于软开关导通的状态下，进而提高变换器的效率。
图8示出了本实用新型优选实施例的三相功率因数校正开关电源装置的输入电压和输入电流波形示意图。如图8所示，图中上面的图为输入电压波形示意图，下面的图为电流波形示意图。从图中可以看出三相输入电压均衡，且三相输入电流不仅与三相输入电压同相位，而且三相输入电流也为均衡电流，实现三相负载的平衡，且实现各相输入电压的单位功率因数功能。
在本实用新型的实施例中利用三个单相功率因数校正电路，即单相功率因数校正电路A1、单相功率因数校正电路A2和单相功率因数校正电路A3组成一个三相单相功率因数校正电路作为三相车充电源的功率因数校正电路。三相交流电A相与B相之间的线电压作为单相功率因数校正电路A1的输入电源，三相交流电B相与C相直接的线电压作为单相功率因数校正电路A2的输入电源，三相交流电C相与A相直接的线电压作为单相功率因数校正电路A3的输入电源，单相功率因数校正电路A1、A2与A3实现三相电各线压输入的功率因数校正功能。单相功率因数校正电路A1的直流输出电压作为DC-DC变换器B1的输入电源，单相功率因数校正电路A2的直流输出电压作为DC-DC变换器B2的输入电源，单相功率因数校正电路A3的直流输出电压作为DC-DC变换器B3的输入电源。变换器B1、B2与B3的直流输出端连接，实现了负载的均流。
从以上的描述中，可以看出，本实用新型的上述的实施例实现了如下技术效果：相对于已有的三相功率因数校正技术，采用本实用新型的三个单相功率因数校正技术组合成三相功率因数校正技术时，使变换器设计更加具有模块化和高效性；控制器结构简单，简化了控制环路设计，增强了系统稳定性；负载电流发生突变时，变换器迅速均流；变换器不受负载功率的限制，在中小及大功率范围内均可正常工作。
以上所述仅为本实用新型的优选实施例而已，并不用于限制本实用新型，对于本领域的技术人员来说，本实用新型可以有各种更改和变化。凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种三相功率因数校正开关电源装置，其特征在于，包括：
第一单相功率因数校正电路，第一输入端与三相交流电源的第一相输出端连接，第二输入端与三相交流电源的第二相输出端连接；
第二单相功率因数校正电路，第一输入端与三相交流电源的第二相输出端连接，第二输入端与三相交流电源的第三相输出端连接；
第三单相功率因数校正电路，第一输入端与三相交流电源的第一相输出端连接，第二输入端与三相交流电源的第三相输出端连接；
所述第一单相功率因数校正电路、所述第二单相功率因数校正电路以及所述第三单相功率因数校正电路各自的输出端耦合至所述三相功率因数校正开关电源装置的输出端。
2.根据权利要求1所述的三相功率因数校正开关电源装置，其特征在于，所述第一单相功率因数校正电路、所述第二单相功率因数校正电路以及所述第三单相功率因数校正电路具有公共的正极输出端和负极输出端。
3.根据权利要求2所述的三相功率因数校正开关电源装置，其特征在于，所述第一单相功率因数校正电路、所述第二单相功率因数校正电路以及所述第三单相功率因数校正电路均为单相Boost功率因数校正电路。
4.根据权利要求3所述的三相功率因数校正开关电源装置，其特征在于，所述单相Boost功率因数校正电路包括：
桥式整流二极管电路，输入端与三相电源的任意两相连接；
第一电感，第一端与所述桥式整流二极管电流的第一输出端连接；
第一开关管，漏极连接至所述第一电感的第二端，源极与所述桥式整流二极管电路的第二输出端连接后作为所述单向Boost功率因数校正电路的负极输出端；
第一二极管，阳极与所述第一开关管的漏极连接，阴极作为所述单向Boost功率因数校正电路的正极输出端；
第一极性电容，正极与所述第一二极管的阴极连接，负极作为所述单向Boost功率因数校正电路的负极输出端。
5.根据权利要求1所述的三相功率因数校正开关电源装置，其特征在于，所述第一单相功率因数校正电路、所述第二单相功率因数校正电路以及所述第三单相功率因数校正电路各自的输出端通过直流-直流变换器耦合至所述三相功率因数校正开关电源装置的输出端，其中，
第一直流-直流变换器，连接于所述第一单相功率因数校正电路的输出端与所述三相功率因数校正开关电源装置的输出端之间；
第二直流-直流变换器，连接于所述第二单相功率因数校正电路的输出端与所述三相功率因数校正开关电源装置的输出端之间；
第三直流-直流变换器，连接于所述第二单相功率因数校正电路的输出端与所述三相功率因数校正开关电源装置的输出端之间。
6.根据权利要求5所述的三相功率因数校正开关电源装置，其特征在于，所述第一直流-直流变换器、所述第二直流-直流变换器以及所述第三直流-直流变换器均为不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器。
7.根据权利要求6所述的三相功率因数校正开关电源装置，其特征在于，所述不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器的占空比为48％，死区时间设置为2％。
8.根据权利要求7所述的三相功率因数校正开关电源装置，其特征在于，所述不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器包括：
第二极性电容，正极作为所述不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器的第一输入端，负极作为所述不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器的第二输入端；
第二开关管，漏极与所述第一二极管的阴极连接；
第三开关管，漏极与所述第二开关管的源极连接，源极与所述第二极性电容的阴极连接；
第二电容，第一端与所述第二开关管的漏极连接；
第二电感，第一端与所述第二电容的第二端连接；
变压器，位于原边线圈处的第一输入端与所述第二电感的第二端连接，第二输入端与所述第二极性电容的阴极连接，位于副边线圈的输出端作为所述不对称半桥逻辑链路控制谐振直流-直流变换器的输出端。
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WO2021110172A1 (zh) * 2019-12-06 2021-06-10 中兴通讯股份有限公司 功率变换器的bus电压均衡调节方法、功率变换器、存储介质及电子装置
US11451139B2 (en) * 2019-01-22 2022-09-20 Queen's University At Kingston Three-phase single-stage soft-switching AC-DC converter with power factor correction
WO2024017172A1 (zh) * 2022-07-19 2024-01-25 深圳市海柔创新科技有限公司 充电控制电路及电子设备

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