CN201336757Y - 用于大功率led光源的多路恒流电源 - Google Patents

Abstract

本实用新型的用于大功率LED光源的多路恒流电源，主要由输入滤波整流电路、PFC变换器、多个输入并联的用于调节输出给多路串联的LED提供供电电流的DC/DC恒流变换器、一个开环控制的LLC变换器和一个开关频率同步电路组成，具有优良调整率和高效率，高功率密度和高功率因数，解决多路变换器相互拍频问题，能够驱动可变数量的LED光源，能够适应大功率LED光源的可扩展输出等优点，具有广泛的实用价值，非常适合用于多路串联的大功率LED光源上。

Description

用于大功率LED光源的多路恒流电源

技术领域

本实用新型涉及一种用于大功率LED光源的多路恒流电源，特别是涉及一种采用开环控制的LLC变换器产生中间母线直流电压作为后级多个输入并联的DC/DC恒流变换器的输入的方法，涉及一种采用电流源转换电路采集DC/DC恒流变换器的电流的方法，以及涉及一种采用开关频率同步电路使多个输入并联的DC/DC变换器的开关频率与开环控制的LLC变换器的开关频率相同步的控制方法。

背景技术

随着LED技术的迅速发展，LED光源已经广泛应用在道路照明等大功率路灯上。而目前的大功率路灯上LED颗数较多，有的多达上百颗，单路串联供电的电压很高，可靠性差。

目前常见的供给大功率路灯的电源通常分为多路。图1为传统的多路恒流电源的方案。单相交流输入经过EMI滤波和整流后供给PFC变换器，得到一个高压直流输出，该高压为多个输入并联的DC/DC恒流变换器提供输入。由于后级多个DC/DC变换器是高压输入，开关损耗大，效率不高。受开关损耗的限制，该方案变换器的开关频率较低，因而滤波器件的体积较大，加之又是多路变换器，整个电源的体积较大。且当后级多个输入并联的DC/DC变换器以不同频率运行，会出现拍频现象。变换器的路数越多，拍频现象越严重，需要额外增大或附加滤波器，会导致整个电源的性能下降和体积增大。

鉴于上述现有的多路恒流电源的缺点，本人基于从事电源设计的多年实际经验和专业知识，并配合理论的运用，积极加以研究和创新，以期改进现有多路恒流输出电源的缺点，使其更具有实用性。经过不断的研究和反复制作样品及改进后，终于研制出确具实用价值的本实用新型。

实用新型内容

本实用新型的目的是为了克服上述传统的多路恒流电源的缺陷，提供一种具有优良调整率和高效率，高功率密度和高功率因数，可以解决多路变换器相互拍频问题，能够驱动可变数量的LED光源，能够适应大功率LED光源的可扩展输出的大功率LED光源的多路恒流电源。

本实用新型要解决的技术问题是采用以下技术方案来实现的。交流AC输入电压经过EMI滤波和整流后，送给PFC变换器，通过PFC变换器可以得到高功率因数。而PFC变换器得到的高压直流供给开环控制的LLC变换器得到一个中间母线直流电压。中间母线电压为多个输入并联的DC/DC恒流变换器等提供输入，可以解决DC/DC恒流变换器的输入电压高的问题，从而提高整个电源的效率和功率密度。而独立的DC/DC恒流变换器具有优良调整率。通过采用开关频率同步电路的控制，使多个输入并联的DC/DC变换器的开关频率与开环控制的LLC变换器的开关频率相同步，可以解决多路变换器相互拍频的问题，使多路恒流电源具有可扩展性。

本实用新型的用于大功率LED光源的多路恒流电源，其结构包括输入滤波整流电路、PFC变换器、多个输入并联的用于调节输出给多路串联的LED提供供电电流的DC/DC恒流变换器，同时还包括：

一个开环控制的LLC变换器，用于产生一个中间母线直流电压作为DC/DC恒流变换器的输入电压，并输出两个互补的方波电压信号；

一个开关频率同步电路，以所述LLC变换器输出的两个互补的方波电压信号产生相位为180度的两个窄脉冲信号控制DC/DC恒流变换器，为DC/DC恒流变换器提供与LLC变换器的开关频率相一致的同步控制信号。

上述的开环控制的LLC变换器，进一步包括：

两个电容，第一电容与第二电容的串联结构，用于接收直流输入电压；

两个开关管，第一开关管与第二开关管为串联结构，用于接收直流输入电压；

一个驱动控制电路，用于产生一对占空比接近50％的互补驱动脉冲；

一个变压器，包含了原边绕组以及原边绕组的漏感、两个串联的副边绕组，该变压器的原边绕组一端跨接在两个串联电容的中心点，另一端跨接在两个串联开关管的中心点上，两个副边绕组的中心点为中间母线直流电压正压输出端与多个输入并联的DC/DC恒流变换器的输入电压正极连接，两个副边绕组的两端经整流二极管接地并为开关频率同步电路提供两个互补的方波电压信号。

上述的DC/DC恒流变换器，进一步包括：

一个浮地电流源转换电路，用于产生一个电压降信号；

一个浮地电源，用于产生一个辅助电源供给浮地电流源转换电路工作，该浮地电源的参考地接在负降压型变换器输出的滤波电容负端；

一个响应所述的电压降信号用于转换功率的负降压型变换器及其控制芯片，向LED提供电流。

上述的浮地电流源转换电路，进一步包括：

一个用于产生基准电流信号的电路；

一个误差运算放大器，用于比较所检测的电流信号与所述的基准电流信号，所述的误差运算放大器产生一个电流误差信号；

以及响应所述的电流误差信号用于产生一个电压降信号的电路。

上述的基准电流信号的电路参考地和误差运算放大器的参考地均接在负降压型变换器输出的滤波电容负端；所述的产生电压降信号的电路是一个共射放大电路。

上述的共射放大电路包括一个PNP型三极管和集电极电阻，该PNP型三极管的集电极经集电极电阻与实地连接，该PNP型三极管的基极接收参考地为浮地的误差运算放大器输出的误差信号，集电极电阻产生的电压降信号与负降压型变换器的控制芯片的误差放大器的反相端Vfb端连接。

上述的开关频率同步电路，进一步包括：

一个对称的微分电路，由对称的两组微分电容、电阻和放电二极管构成，用于产生相位为180度的两个窄脉冲信号，所述的微分电容的输入信号分别取自开环控制的LLC变换器的变压器的副边绕组两端的两个互补的方波电压信号；

一个电位抬升电路，所述电位抬升电路主要由MOS管、电位抬升电阻和频率设定电容构成，由上述的对称的微分电路产生的两个窄脉冲信号控制该电位抬升电路的MOS管栅极，该电位抬升电路的信号输出端与DC/DC恒流变换器中的负降压型变换器的控制芯片的频率设定脚RT/CT端连接，用于提前关断控制芯片的震荡器。

综上所述，根据本实用新型所研发的用于大功率LED光源的多路恒流输出电源，具有优良调整率和高效率，高功率密度和高功率因数，解决多路变换器相互拍频问题，能够驱动可变数量的LED光源，能够适应大功率LED光源的可扩展输出等优点，在设计方法和功能上都有较大的进步，具有广泛的实用价值，非常适合用于多路串联的大功率发光二极管LED光源上。

附图说明

图1为一种现存的传统的多路输出的LED电源方框图；

图2为根据本实用新型所研制的多路输出的LED电源方框图；

图3为根据本实用新型所研制的DC/DC恒流变换器的方框图；

图4为根据本实用新型所研制的开环控制的LLC变换器的电路图；

图5为根据本实用新型所研制的DC/DC恒流变换器的电路图；

图6为根据本实用新型的开关频率同步电路图。

具体实施方式

为便于对本实用新型进一步的理解，下面结合附图及具体实施例对本实用新型进行进一步详细描述。

图2示出根据本实用新型所研制的用于大功率发光二极管LED光源的多路输出电源方框图。其结构包括输入滤波整流电路100和102、PFC变换器104、多个输入并联的用于调节输出给多路串联的LED提供供电电流的DC/DC恒流变换器108、一个开环控制的LLC变换器106和一个开关频率同步电路110。其中，单相交流输入100经过EMI滤波和整流102后转换成直流，该直流经过PFC变换器104得到高压直流输出。该高压直流电压经过一个开环控制的LLC变换器106得到一个中间母线直流电压。该中间母线电压为多个输入并联的DC/DC恒流变换器108等提供输入。该多个输入并联的DC/DC恒流变换器108等调节输出给LED供电的电流。其中开关频率同步电路110为恒流输出的DC/DC变换器与开环控制的LLC变换器开关频率相一致的同步控制电路。

图3示出根据本实用新型所研制的DC/DC恒流变换器电源方框图。该DC/DC恒流变换器的电路拓扑是负降压型(BUCK)变换器130，由LLC变换器106输出的中间母线直流电压128提供输入。由于该变换器130是负降压型变换器，所以其输入与输出不共地。在这里我们定义输入地136为实地，输出地138为浮地。图3中示出每块方框中的具体的参考地信号的标示。LED输出电流经过电流传感器122得到一个电流信号，该信号对应于浮地的参考地。该浮地电流信号经过浮地电流源转换电路124得到一个实地参考地的电压信号。该电压信号与在比较器118处的基准电流126相比较得到一个误差信号，通过此误差信号控制DC/DC恒流变换器130的占空比，以此控制输出给LED 116的电流。

图4示出根据本实用新型所研制的用于LED光源的电源前级及开环控制的LLC变换器的电路图，图中的输入电压Vin是典型值为110V/220V的宽范围输入的交流电压，该电压经过EMI滤波器140和AC/DC整流电路142供给功率校正变换器(PFC)144工作。由此得到一个稳定的高压直流输出电压，典型值为400V。本实用新型的方案是采用一级中间级的开环控制的谐振LLC变换器，把PFC输出的高压转换成合适的低压中间母线电压。该LLC变换器既能起到隔离的作用，又能把高压降成合适的低压。为后级多路DC/DC恒流变换器提供合适的输入电压。这样后级的变换器就能采用非隔离的BUCK电路，同时由于输入电压是一个较低的电压，所以BUCK电路的开关频率可以推得较高而开关损耗不是较大。这样后级的DC/DC恒流变换器的体积可以做的很小，提高了功率密度且容易扩展。而且前级的LLC变换器的功率开关管工作在零电压ZVS状态，开关损耗也极低，这样也可以把开关频率推得较高且效率较高。由此，整个多路电源能实现较高的功率密度和很高的效率。

上述电源前级方案的核心是开环控制的LLC变换器。所谓开环控制，就是采用占空比接近50％频率固定的互补脉冲去驱动谐振半桥的上下臂开关管，互补脉冲之间保留很小的死区，以防止上下臂开关管直通。这样的控制方式无需光耦和反馈信号，不需要调节输出电压，控制方式十分简单。下面简单叙述一下传统的LLC的工作原理。传统的LLC变换器是通过一个压控震荡器改变变换器的开关频率，以此改变变换器的输出对输入的电压增益而调节输出电压的。它需要对输出电压进行检测，所检测的电压反馈信号通过光耦传送给原边侧的压控震荡器。该方式是一个闭环的控制系统，需要反馈调节。目前该闭环控制的LLC变换器拓扑已经被广泛地应用了。由于闭环控制的LLC固有的特性，其轻载时开关频率很高，导致开关损耗较大。另外闭环控制的LLC变换器的控制方式相对较为复杂。

本实用新型所采用的是开环控制的LLC变换器，参考图4。其结构包括两个电容Cr，第一电容Cr/2与第二电容Cr/2的串联结构，用于接收直流输入电压；两个开关管Q1和Q2，第一开关管Q1与第二开关管Q2为串联结构，用于接收直流输入电压；一个驱动控制电路146，用于产生一对占空比接近50％的互补驱动脉冲；一个变压器148，包含了原边绕组P1以及原边绕组的漏感、两个串联的副边绕组S1和S2，该变压器的原边绕组P1的一端跨接在两个串联电容Cr的中心点，另一端跨接在两个串联开关管Q1和Q2的中心点上，两个副边绕组S1和S2的中心点为中间母线直流电压正压输出端与多个输入并联的DC/DC恒流变换器的输入电压正极连接，两个副边绕组的两端经整流二极管D1和D2接地并为开关频率同步电路提供两个互补的方波电压信号SYNC1和SYNC2。

图4中的谐振电容Cr，变压器148的原边绕组P1的励磁电感Lm以及148原边绕组的漏感Lr构成谐振腔的三元素。由此可以推出变换器工作在串联谐振点的谐振频率Fr1，如式1所示。

$\mathrm{Fr}1=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{Lr}*\mathrm{Cr}}}$ ——式1

这里采用的开环控制的LLC变换器，是利用变压器148原边绕组的漏感Lr作为串联谐振电感即可，无须外加串联谐振电感，通过调整谐振电容Cr的值来设定变换器的串联谐振点的谐振频率Fr1，这样就节约了元器件成本，减少了体积。能够产生占空比接近50％的互补脉冲控制芯片146可以设定一个固定频率Fs，使固定频率Fs接近谐振频率Fr1，这样变换器就工作在串联谐振点附近，变压器148的输入电流接近正弦波，这样整个电源的电流谐波就比较小。当满足公式2，开关管Q1，Q2就可以工作在零电压ZVS状态下。当满足公式3，开关管Q1，Q2就可以在空载的条件下工作在零电压ZVS状态下。因此只要调整励磁电感Lm，开环控制的LLC变换器的开关管Q1，Q2就能在全负载范围实现零电压开关。公式中的Ip为原边峰值电流，Im为原边励磁电流，Coss为开关管Q1，Q2的输出结电容。另外，副边的整流二极管D1，D2也工作在零电流ZCS状态下，几乎无反向恢复电流，可以应用较低电压应力的二极管。因此变换器的开关损耗很低，效率高，易实现高频化。

$\frac{1}{2}*\mathrm{Lr}*{\mathrm{Ip}}^2+\frac{1}{2}*\mathrm{Lm}*{\mathrm{Im}}^2\≥\mathrm{Coss}*{\mathrm{Vin}}^2$ ——式2

$\frac{1}{2}*\mathrm{Lm}*{\mathrm{Im}}^2\≥\mathrm{Coss}*{\mathrm{Vin}}^2$ ——式3

驱动控制电路146只需要能够产生占空比接近50％的互补脉冲即可，而无需嵌入压控震荡器。这样，开环控制的LLC变换器的控制方式就十分简单。由于变压器148原边绕组的漏感Lr的值很小，即Lr＜＜Lm，那么LLC变换器的输出对输入的电压增益等效接近为1。由于其输入电压是PFC变换器的输出电压，典型值是为400V，且LLC变换器的输出对输入的电压增益等效为1，所以只需要通过改变变压器148的原副边匝比，就可以改变LLC变换器的输出电压。该输出电压虽然是一个精度不是很高的中间母线电压，但是完全可以满足后级的DC/DC恒流变换器工作。

图5示出根据本实用新型所研制的DC/DC恒流变换器电源电路图。其结构包括一个浮地电流源转换电路156，一个浮地电源152，一个负降压型变换器及其控制芯片150和Q1。所述浮地电流源转换电路包括一个用于产生基准电流信号的电路R2和U2，一个误差运算放大器U1，一个电压降信号的电路Q2和R6。其中的基准电流信号的电路参考地和误差运算放大器的参考地均接在负降压型变换器输出的滤波电容C1负端；所述的产生电压降信号的电路是一个共射放大电路，其共射放大电路包括一个PNP型三极管Q2和集电极电阻R6，该PNP型三极管的集电极经集电极电阻与实地连接，该PNP型三极管的基极接收参考地为浮地的误差运算放大器输出的误差信号，集电极电阻产生的电压降信号与负降压型变换器的控制芯片的误差放大器的反相端Vfb端连接。

该变换器的主电路拓扑是负降压型BUCK电路。控制器150是普通的控制芯片，象常用的UC2843即可，该芯片150的辅助供电的参考地电位，简称实地，与MOSFET管Q1的源级相连接，所以可以直接驱动Q1，简化了驱动电路。但是这样就给后面的电流取样带来了麻烦，原因是控制芯片150的地电位与后面的电流取样电路的地电位不同，后者简称浮地，如图5所示。传统的做法是采用差分电路直接取样，但是差分电路需要很精确的电阻匹配，且取样精度不是很高，输出电流精度难以达到客户的要求。本实用新型方案的DC/DC恒流变换器的核心是一个电流源转换电路156。该电路156的辅助供电VCCS的地电位为浮地，因此需要一个参考地为浮地的供电的浮电电源152，该参考地为浮地的电路是一个简单的线性稳压电路，被广泛的应用。浮地电流源转换电路156中的U1是一个误差运算放大器，同相端是一个对应于参考地为浮地的设定的基准电流信号输入，由电阻R2，R10，R13和选用TL431型的U2构成，反相端是一个对应于参考地为浮地的电流取样信号，由取样电阻R1检测滤波得到。通过对取样电流的比较，运算放大器U1得到一个电流误差信号。该误差信号作为输入信号，控制一个共射放大电路，其由电阻R8，R14，R6和PNP三极管Q2构成，其输入为对应于参考地为浮地的放大器U1输出的误差信号，其输出为对应于参考地为实地的电阻R6。通过运算放大器U1得到的电流误差信号来控制Q2集电极电流，在集电极电阻R6两端上得到一个电压降，该电压信号传给控制芯片150，所述的控制芯片150向MOSFET管Q1提供门级驱动，使输出电流跟踪设定的基准电流信号，以此来调节供给LED光源154的输出电流。齐纳二极管ZD1在这里起输出过压保护。

在设计后级每路的DC/DC恒流变换器时，通常设定其开关频率相等。但由于参数的离散性等原因，后级的DC/DC变换器开关频率不尽相同，会有所偏离。当后级多路的DC/DC变换器以不同频率运行，频率总和以及频率差造成的拍频，对输入会导致EMI滤波器的体积增大和难以设计，对自身会造成输出纹波的增大，变换器的路数越多，拍频现象越严重。这也是多路输出变换器的设计难点。当把多个变换器的开关频率同步到某一特定频率，同步后的变换器可消除拍频并可简化EMI滤波器的设计。

图6示出本实用新型的开关频率同步电路图，连接在前级LLC变换器和后级多个输入并联的DC/DC恒流变换器之间。所述开关频率同步电路主要包括：一个对称的微分电路和一个电位抬升电路，所述微分电路由对称的两组微分电容C8和C5、电阻R15和R12、放电二极管D6和D4构成，用于产生相位为180度的两个窄脉冲信号，所述的微分电容C8和C5的输入信号分别取自开环控制的LLC变换器的变压器的副边绕组两端的两个互补的方波电压信号SYNC1和SYNC2；所述电位抬升电路主要由MOS管Q4、电位抬升电阻R3和频率设定电容构成，由上述的对称的微分电路产生的两个窄脉冲信号控制该电位抬升电路的MOS管栅极，该电位抬升电路的信号输出端与DC/DC恒流变换器中的负降压型变换器的控制芯片的频率设定脚RT/CT端连接，用于提前关断控制芯片的震荡器。

图6中SYNC1和SYNC2两个标号是取自图4中变压器148的两个输出绕组的互补的方波电压信号，这两个互补的方波电压信号作为同步电路162的输入信号。同步电路162为两个对称的电路C8，R15和D6以及C5，R12和D4构成，可以产生相位为180度的两个窄脉冲。通过调整微分电容C8，C5以及电阻R12，R15和R7的值，就可以调节窄脉冲的宽度和幅度。D4和D6是为了对微分电容C8，C5快速放电。控制芯片150可以是带同步功能的集成IC，可以是常见的UC2843系列的芯片，也可以是具有振荡器的频率设定脚的控制芯片。图6示150为UC2843芯片，其中RT/CT为震荡器的频率设定脚。R3为数欧姆的电阻，通过窄脉冲信号开通Q4而抬高该电阻的电位可以使控制器150的震荡器提前关断，从而实现同步的功能。但实现同步功能的前提条件是同步信号的频率要略大于控制芯片的原始设定频率，一般为其1.1～1.5倍。由于前级的LLC变换器是谐振半桥变换器，假定其开关频率为Fs，那么同步电路162所得的窄脉冲信号的频率就是2Fs，这样后级的DC/DC恒流变换器的开关频率就是前级LLC变换器开关频率的2倍。通过调整微分电容C8，C5以及电阻R12，R15和R7的值，确保控制器150的震荡器提前关断，那么理论上通过附加该同步电路162，整个电源可扩展任意个DC/DC恒流变换器。这样就解决了整个电源多路输出的拍频现象，又能很好的对后级的DC/DC恒流变换器进行扩展。

在这个说明书中，图2，3，4，5，6示例出本实用新型的具体应用和实施例，而并不是旨在将本公开内容或权利要求的范围限制在此所呈现的内容上。虽然在此公开的本实用新型实施例目前被认为是优选的，但是可以进行各种改变和修改而不违背本实用新型的精神和范围。因此，依本实用新型的权利要求所作的等同变化或部分应用，仍属于本实用新型所提出权利要求的范围。

Claims (7)

1、一种用于大功率LED光源的多路恒流电源，包括输入滤波整流电路、PFC变换器、多个输入并联的用于调节输出给多路串联的LED提供供电电流的DC/DC恒流变换器，其特征在于还包括：

一个开环控制的LLC变换器，用于产生一个中间母线直流电压作为DC/DC恒流变换器的输入电压，并输出两个互补的方波电压信号；

一个开关频率同步电路，以所述LLC变换器输出的两个互补的方波电压信号产生相位为180度的两个窄脉冲信号控制DC/DC恒流变换器，为DC/DC恒流变换器提供与LLC变换器的开关频率相一致的同步控制信号。

2.如权利要求1所述的用于大功率LED光源的多路恒流电源，其特征在于所述开环控制的LLC变换器，进一步包括：

两个电容，第一电容与第二电容的串联结构，用于接收直流输入电压；

两个开关管，第一开关管与第二开关管为串联结构，用于接收直流输入电压；

一个驱动控制电路，用于产生一对占空比接近50％的互补驱动脉冲；

一个变压器，包含了原边绕组以及原边绕组的漏感、两个串联的副边绕组，该变压器的原边绕组一端跨接在两个串联电容的中心点，另一端跨接在两个串联开关管的中心点上，两个副边绕组的中心点为中间母线直流电压正压输出端与多个输入并联的DC/DC恒流变换器的输入电压正极连接，两个副边绕组的两端经整流二极管接地并为开关频率同步电路提供两个互补的方波电压信号。

3.如权利要求2所述的用于大功率LED光源的多路恒流电源，其特征在于所述DC/DC恒流变换器，进一步包括：

一个浮地电流源转换电路，用于产生一个电压降信号；

一个浮地电源，用于产生一个辅助电源供给浮地电流源转换电路工作，该浮地电源的参考地接在负降压型变换器输出的滤波电容负端；

一个响应所述的电压降信号用于转换功率的负降压型变换器及其控制芯片，向LED提供电流。

4.如权利要求3所述的用于大功率LED光源的多路恒流电源，其特征在于所述浮地电流源转换电路，进一步包括：

一个用于产生基准电流信号的电路；

一个误差运算放大器，用于比较所检测的电流信号与所述的基准电流信号，所述的误差运算放大器产生一个电流误差信号；

以及响应所述的电流误差信号用于产生一个电压降信号的电路。

5.如权利要求4所述的用于大功率LED光源的多路恒流电源，其特征在于所述的基准电流信号的电路参考地和误差运算放大器的参考地均接在负降压型变换器输出的滤波电容负端；

所述的产生电压降信号的电路是一个共射放大电路。

6.如权利要求5所述的用于大功率LED光源的多路恒流电源，其特征在于所述共射放大电路包括一个PNP型三极管和集电极电阻，该PNP型三极管的集电极经集电极电阻与实地连接，该PNP型三极管的基极接收参考地为浮地的误差运算放大器输出的误差信号，集电极电阻产生的电压降信号与负降压型变换器的控制芯片的误差放大器的反相端Vfb端连接。

7、如权利要求1～6中之一所述的用于大功率LED光源的多路恒流电源，其特征在于所述开关频率同步电路，进一步包括：

一个对称的微分电路，由对称的两组微分电容、电阻和放电二极管构成，用于产生相位为180度的两个窄脉冲信号，所述的微分电容的输入信号分别取自开环控制的LLC变换器的变压器的副边绕组两端的两个互补的方波电压信号；

一个电位抬升电路，所述电位抬升电路主要由MOS管、电位抬升电阻和频率设定电容构成，由上述的对称的微分电路产生的两个窄脉冲信号控制该电位抬升电路的MOS管栅极，该电位抬升电路的信号输出端与DC/DC恒流变换器中的负降压型变换器的控制芯片的频率设定脚RT/CT端连接，用于提前关断控制芯片的震荡器。

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