CN1977459A - 发送装置、通信设备及移动无线机 - Google Patents

Abstract

一种能够将作为发送输出的矢量调制波的失真降低至充分小的电平的发送装置。放大单元(105)基于振幅分量调制信号和相位调制波而生成矢量调制波。同步解调单元(107)对矢量调制波进行检测，生成同步解调信号并传送到带通滤波单元(108)。带通滤波单元(108)从同步解调单元(107)输出的同步解调信号中提取失真的频率分量的信号。控制单元(109)参照由带通滤波单元(108)提取出的失真分量的信号而对延迟时间调整单元(103)进行控制，以减小失真分量的信号电平，并对振幅分量调制信号和相位分量调制信号之间的延迟时间差进行调整，使调制波的失真降低。

Description

发送装置、通信设备及移动无线机

技术领域

本发明涉及进行极性调制而生成矢量调制波的发送装置等，特别涉及将振幅分量调制信号和相位调制波合成而生成并发送矢量调制波的发送装置、装载了该发送装置的通信设备及移动无线机。

背景技术

通常，设置在无线通信系统的发送装置的输出单元中的功率放大器，需要兼顾低失真和高效率。就提供这样的用途的功率放大器来说，分类为将晶体管用作电流源的放大器或用作开关的放大器。就将晶体管用作电流源的放大器来说，有A级放大器、AB级放大器、B级放大器和C级放大器等。而就将晶体管用作开关的放大器而言，有D级放大器、E级放大器和F级放大器等。

以往，就将包含了包络线变动分量的调制波放大的高频功率放大器来说，使用A级或AB级的线性放大器，以便线性地放大包络线变动分量。但是，线性放大器的功率效率与C级或E级等的非线性放大器相比有功率效率差的缺点。因此，在将以往的线性放大器用作以电池为电源的携带电话机或携带信息终端装置等的携带式的无线装置时，因使用消耗功率大的A级或AB级的线性放大器而有使用时间短的缺点。此外，在将以往的线性放大器用于设置多个大功率的发送装置的移动通信系统的基站装置时，有导致发送装置的大型化和发热量增大的缺点。

因此，作为具有高效率的发送功能的发送装置，已知包括了振幅相位分量提取单元、振幅信号处理单元、相位调制单元及非线性放大单元等进行极性调制的发送装置。作为这样的发送装置，提出了在非线性放大单元接受一定的包络线电平的信号，作为高频放大器使用效率高的非线性放大器结构的EER(Envelope E1imination and Restoration)发送装置。此外，作为发送装置，已知通过负反馈来补偿非线性放大器的包络线信号的非线性，从而抑制振幅失真的发送装置(例如，参照非专利文献1)。

图1是表示以往的EER发送装置的结构例的方框图。该EER发送装置为包括了发送数据信号输入端子11、振幅相位分量提取单元12、振幅信号处理单元13、相位调制单元14、非线性放大单元15及发送输出端子16的结构。在图1中，将由发送数据信号输入端子11输入的发送数据信号Si(t)如以下的算式(1)那样定义。

Si(t)＝a(t)×exp[j×φ(t)]                          (1)

其中，a(t)是振幅分量调制信号，φ(t)是相位分量调制信号。

在发送数据信号Si(t)被上述算式(1)那样定义时，通过振幅相位分量提取单元12从发送数据信号Si(t)中提取振幅分量调制信号a(t)和相位分量调制信号φ(t)。然后，根据该振幅分量调制信号a(t)，通过振幅信号处理单元13而设定非线性放大单元15的电源电压值。另一方面，通过相位调制单元14，生成将具有角频率ωc的载波以相位分量调制信号φ(t)进行了相位调制的相位调制波Sc(t)，并输入到非线性放大单元15。此时的相位调制波Sc(t)用以下算式(2)表示。

Sc(t)＝exp[ωc×t+φ(t)]                            (2)

然后，在非线性放大单元15的输出中，将非线性放大单元15的电源电压值a(t)和作为相位调制单元804的输出信号的相位调制波Sc(t)相乘所得的信号被放大相当于非线性放大单元15的增益G的量，作为RF(RadioFrequency)的矢量调制波Srf(t)被输出。此时的矢量调制波Srf(t)用以下算式(3)表示。

Srf(t)＝G×a(t)×Sc(t)

      ＝G×a(t)×exp[ωc×t+φ(t)]                  (3)

如以上那样，输入到非线性放大单元15的相位调制波Sc(t)是有一定的包络线电平的调制波的相位调制波，所以能够使用效率高的非线性放大器作为高频放大器，其结果，可以成为高效率并且低失真的发送装置。

可是，在图1所示的发送装置中，在振幅分量和相位分量到达非线性放大单元15的路径中存在延迟时间的差的情况下，在作为非线性放大单元15的输出信号的矢量调制波Srf(t)中产生失真。例如，传输振幅分量的信号是振幅分量调制信号a(t)，传输相位分量的信号是相位分量调制信号φ(t)或相位调制波Sc(t)，传送这些信号的路径中的延迟时间成为问题。

图2是表示图1所示的发送装置的矢量调制波的频率和振幅的关系的特性图，图2A表示在延迟时间上没有差的情况，图2B表示在延迟时间上存在差的情况。即，图2是表示作为图1的发送装置的非线性放大单元15的输出信号的矢量调制波Srf(t)的频谱的曲线图。如果在振幅分量和相位分量到达非线性放大单元15的路径中延迟时间上没有差，则如图2A所示频谱上看不到扩大。但是，在振幅分量和相位分量到达非线性放大单元15的路径中延迟时间上存在差时，如图2B所示，矢量调制波Srf(t)的失真作为频谱的扩大而被观测到。由于在频率轴上配置了多个信道的频分复用通信系统中，这样的频谱的扩大将成为对相邻信道的干扰，这并非人们所乐见。

因此，提出了消除这样的矢量调制波Srf(t)的失真的技术(例如，参照专利文献1)。图3是表示改善了矢量调制波的失真的专利文献1等的现有的EER发送装置的结构方框图。即，图3是表示具备了对振幅分量和相位分量到达非线性功率放大单元28的路径中产生的延迟时间的差进行校正的功能的发送装置的结构方框图。该发送装置包括：发送数据输入端子21、形成振幅分量和相位分量的调制信号的极坐标分量调制信号发生单元22、定时校正单元23、频带限制滤波器24、25、振幅控制单元26、相位调制单元27、功率放大单元28、发送输出端子29、相位角度测量单元30、振幅测量单元31及校正数据存储单元32。

下面，说明有关图3所示的发送装置的动作。该发送装置除了与图1所示的发送装置同样的动作以外，还根据参照了作为功率放大单元28的输出信号的矢量调制波Srf(t)的振幅分量和相位分量的结果来选择校正数据，对振幅控制单元26及相位调制单元27进行校正控制。即，通过从矢量调制波Srf(t)中再次提取并参照振幅分量和相位分量，从而获知振幅分量和相位分量之间的延迟时间差，对振幅控制单元26及相位调制单元27附加与该差的校正相当的控制。此外，也可以对定时校正单元23进行校正控制，直接调整振幅分量调制信号a(t)和相位分量调制信号φ(t)之间的时间关系。

通过以上的校正控制，进行调整，以将振幅分量和相位分量到达功率放大单元28的路径中产生的延迟时间的差相互抵消，从而能够降低作为功率放大单元28的输出的矢量调制波Srf(t)的失真。

专利文献1：美国专利第6366177B1号说明书

非专利文献1：Peter B.Kenington，‘HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIERDESIGN’第1版，ARTECHHOUSE，INC.，2000年，p.426-443

发明内容

发明要解决的课题

但是，在图3所示的现有的发送装置中，在相位角度测量单元30和振幅测量单元31之间，由于各自的功能本质上有所不同，所以在测量的处理时间上产生差。其结果，产生不能高精度地测量振幅分量和相位分量之间的延迟时间差的不适状况。

相位角度测量单元30需要具有作为PM(Phase Modulation)调制波或FM(Frequency Modulation)调制波的解调器的频率鉴别器的功能，因而例如，通过脉冲计数检波电路和低通滤波器电路等构成。对此，振幅测量单元31需要具有作为AM(Amplitude Modulation)调制波的解调器的包络线检波器的功能，因而例如，通过二极管检波电路和低通滤波器电路等构成。因此，因两者的电路结构的不同而在测量的处理时间上产生差，不能高精度地测量延迟时间差。

这样，在相位角度测量单元30和振幅测量单元31之间，产生因电路结构的不同或要求性能的不同等造成的测量的处理时间差。因而，不能正确地测量振幅分量和相位分量之间的延迟时间差。因此，难以将作为功率放大单元28的输出的矢量调制波Srf(t)的失真降低至充分小的电平。

本发明的目的是提供一种发送装置，适当地调整振幅分量和相位分量的延迟时间差，从而能够将作为发送输出的矢量调制波Srf(t)的失真降低至充分小的电平。

用于解决课题的手段

本发明的发送装置的一个方案，将振幅分量和相位分量通过极性调制进行合成，并生成且发送矢量调制波，该发送装置包括：极坐标分量调制信号发生单元，基于输入信号而形成振幅分量调制信号和相位分量调制信号；延迟时间调整单元，使振幅分量调制信号和相位分量调制信号的延迟时间差改变；相位调制单元，形成将载波通过相位分量调制信号进行了相位调制的相位调制波；放大单元，对自身的信号输入端子输入相位调制波，并且对自身的电源电压端子施加振幅分量调制信号，形成相位调制波被振幅分量调制信号进行了振幅调制的矢量调制波；同步解调单元，对矢量调制波进行同步解调而形成同步解调信号；带通滤波单元，提取并输出同步解调信号具有的特定的频率分量的信号；以及控制单元，控制延迟时间调整单元，以使带通滤波单元的输出信号的电平小。

根据这样的结构，通过不进行从调制波中分开提取振幅分量和相位分量，对调制波进行同步解调，从而检测由振幅分量和相位分量的延迟时间差产生的调制波的失真，基于该检测结果进行振幅分量调制信号和相位分量调制信号的延迟时间差的校正控制，所以能够将调制波的失真降低至充分小的电平。

此外，本发明的发送装置的一个方案，所述极坐标分量调制信号发生单元包括：同相/正交分量调制信号发生单元，形成同相分量调制信号和正交分量调制信号；以及坐标变换单元，基于所述同相分量调制信号和所述正交分量调制信号而形成振幅分量调制信号和相位分量调制信号，同相/正交分量调制信号发生单元形成频率为第1频率f1并具有第1相位角p1的第1正弦波信号作为同相分量调制信号，同时形成频率与所述第1频率f1相同并具有与所述第1相位角p1的差不是90度的整数倍的第2相位角p2的第2正弦波信号作为正交分量调制信号，带通滤波单元提取以第1频率f1的n倍的值的表示的第2频率f2的频率分量的信号，n的值是3以上的奇数。

根据这样的结构，通过极坐标分量调制信号发生单元，在振幅分量调制信号和相位分量到达放大单元的路径中延迟时间上有差的情况下，发生在以第1频率f1的n(n为3以上的奇数)倍的值表示的第2频率f2的频率分量中出现失真分量的信号，通过带通滤波单元，提取第2频率f2，通过控制单元对延迟时间调整单元进行控制，以使带通滤波单元的输出信号的电平小，所以在振幅分量调制信号和相位分量到达放大单元的路径中延迟时间上有差的情况下，能够对振幅分量调制信号和相位分量调制信号的延迟时间差可靠地进行校正控制。

此外，本发明的发送装置的一个方案，所述极坐标分量调制信号发生单元包括：同相/正交分量调制信号发生单元，形成同相分量调制信号和正交分量调制信号；以及坐标变换单元，基于所述同相分量调制信号和所述正交分量调制信号而形成振幅分量调制信号和相位分量调制信号，同相/正交分量调制信号发生单元形成将第1正弦波信号和第2正弦波信号相加的信号作为同相分量调制信号，第1正弦波信号的频率为第1频率f1并且具有第1相位角p1，第2正弦波信号的频率为第2频率f2并且具有所述第1相位角p1，同时形成将第3正弦波信号和第4正弦波信号相加的信号作为正交分量调制信号，第3正弦波信号的频率与第1频率f1相同并且具有与第1相位角p1的差为90度的奇数倍的第2相位角p2，第4正弦波信号的频率与第2频率f2相同并且具有第2相位角p2，带通滤波单元提取第3频率f3的频率分量的信号，该第3频率以第1频率f1的n倍的值和第2频率f2的(n+1)倍的值之和来表示，n的值为1以上的整数。

根据这样的结构，通过极坐标分量调制信号发生单元，在振幅分量调制信号和相位分量到达放大单元的路径中延迟时间上有差的情况下，发生在以第1频率f1的n倍的值和第2频率f2的(n+1)倍的值之和表示的第3频率f3的频率分量中出现失真分量的信号，通过带通滤波单元，提取第3频率f3，通过控制单元对延迟时间调整单元进行控制，以使带通滤波单元的输出信号的电平小，所以在振幅分量调制信号和相位分量到达放大单元的路径中延迟时间上有差的情况下，能够对振幅分量调制信号和相位分量调制信号的延迟时间差可靠地进行校正控制。

此外，能够将上述发明的任何一个的发送装置装载在通信设备或移动无线机上。

由此，能够在发送装置中适当地校正振幅分量调制信号和相位分量调制信号的延迟时间差，所以装载了这种发送装置的通信设备或移动无线机成为能够提供可发送失真分量少的高质量信号的设备。

发明的效果

根据本发明的发送装置，从调制波通过同步解调检测失真，从而对振幅分量调制信号和相位分量调制信号的延迟时间差进行校正控制，所以能够将矢量调制波的失真降低至充分小的电平。

附图说明

图1表示以往的EER发送装置的结构例的方框图。

图2表示矢量调制波Srf(t)的频谱的特性图，图2A表示延迟时间上没有差的情况下的频谱的特性图，图2B表示延迟时间上有差的情况下的频谱的特性图。

图3表示对矢量调制波的失真进行改善的以往的EER发送装置的结构的方框图。

图4表示本发明的实施方式1的发送装置的结构的方框图。

图5表示从图4的发送装置的同步解调单元输出的同步解调信号的频谱的特性图。

图6表示本发明的实施方式2的发送装置的结构的方框图。

图7是用于说明图6的极坐标分量调制信号发生单元310的动作的比较例，图7A表示相位角的差为90度的情况下的I(t)及Q(t)的时间波形的图，图7B表示相位角的差为90度的情况下的由I(t)及Q(t)绘制的星座(constellation)的图。

图8是用于说明图6的极坐标分量调制信号发生单元310的动作的特性图，图8A表示相位角的差不是90度的整数倍的情况下(60度的情况)的I(t)及Q(t)的时间波形，图8B表示相位角的差不是90度的整数倍的情况下(60度的情况)的由I(t)及Q(t)绘制的星座的图。

图9是表示同步解调信号的频谱的特性图，图9A表示延迟时间上没有差的情况下的频谱的图，图9B表示延迟时间上有差的情况下的频谱的图。

图10表示本发明的实施方式3的发送装置的结构方框图。

图11是用于说明图10的正弦波发生单元401、402、相移单元403、404及加法单元405、406的动作的特性图，图11A表示频率f1和频率f2之比为7∶9、振幅a1和振幅a2之比为2∶1的情况下的I(t)及Q(t)的时间波形，图11B表示频率f1和频率f2之比为7∶9、振幅a1和振幅a2之比为2∶1的情况下的由I(t)及Q(t)绘制的星座的图。

图12是表示同步解调信号的频谱的特性图，图12A表示延迟时间上没有差的情况下的频谱的图，图12B表示延迟时间上有差的情况下的频谱的图。

图13表示本发明的实施方式4的发送装置的结构方框图。

图14表示本发明的实施方式5的发送装置的结构方框图。

图15是表示作为实施方式5的放大单元105的输出信号的矢量调制波的频谱的特性图，图15A表示延迟时间上没有差的情况下的频谱的图，图15B表示延迟时间上有差的情况下的频谱的图。

图16表示本发明的实施方式6的发送装置的结构方框图。

图17是表示作为实施方式6的放大单元105的输出信号的矢量调制波的频谱的特性图，图17A表示延迟时间上没有差的情况下的频谱的图，图17B表示延迟时间上有差的情况下的频谱的图。

具体实施方式

以下，使用附图，详细地说明本发明的发送装置的几个实施方式。再有，在各实施方式中使用的附图中，对应的结构部件附加相同的标号，并且尽量省略重复的说明。

(实施方式1)

图4是表示本发明的实施方式1的发送装置的结构方框图。图4所示的发送装置100的结构包括：发送数据信号输入端子101，输入发送数据信号；极坐标分量调制信号发生单元102，基于所输入的发送数据信号而形成振幅分量调制信号和相位分量调制信号；延迟时间调整单元103，使振幅分量调制信号和相位分量调制信号的延迟时间差改变；相位调制单元104，形成将载波通过相位分量调制信号进行了相位调制的相位调制波；放大单元105，相位调制波被输入到自身的信号输入端子，振幅分量调制信号被施加到自身的电源电压端子，形成将相位调制波通过振幅分量调制信号进行了振幅调制的矢量调制波；发送输出端子106，输出矢量调制波；同步解调单元107，对矢量调制波进行同步解调并形成同步解调信号；带通滤波单元108，提取并输出同步解调信号具有的特定的频率分量的信号；以及控制单元109，对延迟时间调整单元103进行控制，以使带通滤波单元108的输出信号的电平小。

下面，说明有关图4所示的实施方式1的发送装置100的动作。极坐标分量调制信号发生单元102基于从发送数据信号输入端子101输入的发送数据信号而形成振幅分量调制信号和相位分量调制信号，将振幅分量调制信号通过延迟时间调整单元103作为电源电压供给到放大单元105。另一方面，相位分量调制信号通过延迟时间调整单元103而被输入到相位调制单元104。于是，相位调制单元104通过将载波由相位分量调制信号进行相位调制而形成相位调制波，并将该相位调制波传送到放大单元105。

放大单元105具有半导体放大元件并构成为高频放大器。因此，在该放大单元105，来自相位调制单元104的相位调制波和作为电源电压的振幅分量调制信号被相乘，放大了相当于规定的增益的量的RF信号通过发送输出端子106作为矢量调制波而被输出。此时，由于输入信号是一定的包络线电平的相位调制波，所以放大单元105能够进行效率高的非线性放大。

同步解调单元107对从放大单元105输出的矢量调制波进行同步解调而形成同步解调信号。即，同步解调单元107将从放大单元105输出的矢量调制波和具有与矢量调制波的中心频率相等的频率的局部振荡信号(本机信号)通过混频电路相乘，从而形成被变频到基带(base band)的同步解调信号，并将该同步解调信号传送到带通滤波单元108。

图5是表示从图4的发送装置的同步解调单元107输出的同步解调信号的频谱的特性图，横轴表示频率(MHz)，纵轴表示同步解调信号的振幅(dB)。即，振幅分量和相位分量在到达放大单元105的路径中延迟时间上有差时，与上述图2B所示的矢量调制波被同步解调的情况同样，成为有图5所示的特性的同步解调信号。

从图5可知，从同步解调单元107输出的同步解调信号在振幅分量和相位分量到达放大单元105的路径中延迟时间上有差的情况下，维持从放大单元105输出的矢量调制波中产生的失真(即，图5所示的频谱的扩大)的信息。

因此，带通滤波单元108从同步解调单元107输出的同步解调信号中提取失真的频率分量的信号，控制单元109参照由带通滤波单元108提取出的失真分量的信号，对延迟时间调整单元103进行控制而使该失真分量的信号电平小，并调整振幅分量调制信号和相位分量调制信号之间的延迟时间差。

例如，控制单元109通过对延迟时间调整单元103进行控制，从而使振幅分量调制信号的延迟时间一点点地改变，同时将使带通滤波单元108提取出的失真分量的信号电平最小的延迟时间的值随时存储在存储器中，将存储的值作为使延迟时间在某个一定的范围中改变结束的时刻提供到延迟时间调制单元103的延迟时间的值来设定，从而实现延迟时间的调整目的。

即，放大单元105基于振幅分量调制信号和相位调制波而生成矢量调制波，但在振幅分量和相位分量到达放大单元105的路径中延迟时间上有差的情况下，同步解调单元107检测矢量调制波，形成同步解调信号并传送到带通滤波单元108。于是，带通滤波单元108从由同步解调单元107输入的同步解调信号中提取失真的频率分量的信号，控制单元109参照由带通滤波单元108提取出的失真分量的信号而对延迟时间调整单元103进行控制，以使失真分量的信号电平小，并调整振幅分量调制信号和相位分量调制信号之间的延迟时间差，从而使调制波的失真降低。由此，能够使作为发送输出的矢量调制波的失真降低至充分小的电平。

这样，在本发明的实施方式1的发送装置中，通过不从矢量调制波中分开提取振幅分量和相位分量，对矢量调制波进行同步解调，从而检测因振幅分量和相位分量之间的延迟时间差产生的调制波的失真，并基于该检测结果而对振幅分量调制信号和相位分量调制信号之间的延迟时间差进行校正控制，所以能够使矢量调制波的失真降低至充分小的电平。

(实施方式2)

图6是表示本实施方式的发送装置的结构方框图。在图6中，与实施方式1中说明的图4相同的结构部件附加相同的标号，并省略其说明。本实施方式的发送装置300的极坐标分量调制信号发生单元310具有同相/正交分量调制信号发生单元311和坐标变换单元302。而同相/正交分量调制信号发生单元311具有正弦波发生单元301和相移单元303。

本实施方式的情况下，同相/正交分量调制信号发生单元311使用正弦波发生单元301和相移单元303，形成第1正弦波信号，作为同相分量调制信号，第1正弦波信号的频率为第1频率f1并具有第1相位角p1，同时形成第2正弦波信号，作为正交分量调制信号，第2正弦波信号的频率与第1频率f1相同并具有与第1相位角p1的差不是90度的整数倍的第2相位角p2。

具体地说，同相/正交分量调制信号发生单元311将正弦波发生单元301发生的频率f1的第1正弦波作为同相分量调制信号传送到坐标变换单元302，同时将正弦波发生单元301发生的频率f1的正弦波通过相移单元303错开相位并作为正交分量调制信号传送到坐标变换单元302。此时，相移单元303使正弦波的相位错开，以使正交分量调制信号的相位角p2和同相分量调制信号的相位角p1的差不为90度的整数倍。

坐标变换单元302根据同相分量调制信号和正交分量调制信号而形成振幅分量调制信号和相位分量调制信号，并将它们传送到延迟时间调整单元103。

下面，说明有关图6所示的实施方式2的发送装置300的动作。输入到坐标变换单元302的同相分量调制信号I(t)、正交分量调制信号Q(t)分别是一般被称为I(Inphase)分量调制信号、Q(Quadrature)分量调制信号的信号。同相分量调制信号I(t)及正交分量调制信号Q(t)是将发送数据信号Si(t)以笛卡尔坐标的形式表现的信号。笛卡尔坐标也被称为IQ坐标或XY坐标等。

坐标变换单元302根据以笛卡尔坐标的形式表现的同相分量调制信号I(t)和正交分量调制信号Q(t)，形成以极坐标的形式表现的振幅分量调制信号a(t)和相位分量调制信号φ(t)。此时，振幅分量调制信号a(t)按以下的算式(4)表示，相位分量调制信号φ(t)按以下的算式(5)表示。

a(t)＝[{I(t)}²+{Q(t)}²]^1/2                  (4)

φ(t)＝tan^-1{Q(t)/I(t)}                     (5)

本实施方式的同相/正交分量调制信号发生单元311形成按以下的算式(6)表示的信号作为同相分量调制信号I(t)，该信号是频率为f1并具有相位角p1的正弦波信号。而作为正交分量调制信号Q(t)，形成按以下的算式(7)表示的信号，该信号是频率为f1并具有相位角p2的正弦波信号。

I(t)＝sin(2π×f1×t+p1)                    (6)

Q(t)＝sin(2π×f1×t+p2)                    (7)

这里，相位角p1及相位角p2具有它们的值的差不是90度的整数倍的值。而且，在相位角p1和相位角p2的差例如为90度的情况下，从坐标变换单元302输出的振幅分量调制信号a(t)成为一定值。因此，即使振幅分量调制信号a(t)和相位分量调制信号φ(t)之间的时间关系变化，放大单元105中相位调制波也始终与具有一定的值的振幅分量调制信号相乘，所以对从放大单元105输出的矢量调制波不产生变化，结果上也不产生失真。考虑到这样的情况，在本实施方式中，使相位角p1和相位角p2的差不成为90度的整数倍的值。

图7是用于说明本实施方式的极坐标分量调制信号发生单元310的动作的一特性图。作为本实施方式的比较例，为了说明本发明的实施方式2的发送装置的特征，图7是表示与本发明的实施方式2不同条件的、相位角p1和相位角p2的差、即(p2-p1)例如为90度的情况下的同相分量调制信号I(t)及正交分量调制信号Q(t)的特性图。图7A表示I(t)和Q(t)的时间波形，横轴表示时间[μS]，纵轴表示同相分量调制信号I(t)和正交分量调制信号Q(t)的电压(V)。而图7B中，横轴表示同相分量调制信号I(t)的电压(V)，纵轴表示正交分量调制信号Q(t)的电压(V)，是表示由I(t)和Q(t)绘制的星座图。图7B的特性图也被称为信号空间图等。

从上述算式(4)可知，振幅分量调制信号a(t)相当于图7B那样的星座图中的原点(圆的中心)和坐标(I(t)，Q(t))之间的距离。在图7B的星座图中，同相分量调制信号I(t)和正交分量调制信号Q(t)的相位差为90度，所以坐标(I(t)，Q(t))的轨迹描绘了圆，可知振幅分量调制信号a(t)始终为一定的值。在本实施方式的发送装置300，通过正弦波发生单元301和相移单元303，形成相位角p1和相位角p2的差不是90度的整数倍的同相分量调制信号和正交分量调制信号。

图8是用于说明本实施方式的极坐标分量调制信号发生单元310的动作的特性图。图8是表示本实施方式的同相/正交分量调制信号发生单元311在相位角p1和相位角p2的差不是90度的整数倍的值的情况下的同相分量调制信号I(t)及正交分量调制信号Q(t)的特性图。在图8中，表示相位角p1和相位角p2的差、即(p2-p1)例如为60度的情况。

图8A表示I(t)和Q(t)的时间波形，横轴表示时间[μS]，纵轴表示I(t)和Q(t)的电压(V)，。而图8B中，横轴表示同相分量调制信号I(t)的电压(V)，纵轴表示正交分量调制信号Q(t)的电压(V)，表示由I(t)和Q(t)绘制的星座图。即，在图8B的星座图中，由于同相分量调制信号I(t)和正交分量调制信号Q(t)的相位差为60度，所以坐标(I(t)，Q(t))的轨迹绘制成椭圆，可知振幅分量调制信号a(t)随着时间而值发生变化。

图9是用于说明本实施方式的发送装置300的同步解调单元107的动作的特性图。具体地说，图9是表示作为同步解调单元107的输出信号的同步解调信号的频谱的特性图。在振幅分量调制信号和相位分量调制信号到达放大单元105的路径中延迟时间上没有差时，如图9A所示，仅呈现1MHz的分量，不产生失真分量。但是，在振幅分量调制信号和相位分量调制信号到达放大单元105的路径中延迟时间上有差时，如图9B所示，对于正弦波发生单元301发生的正弦波的1MHz频率，在3MHz、5MHz、7MHz产生失真分量。即，该失真的频率分量的值对于正弦波发生单元301发生的正弦波的频率f1，具有3以上的奇数倍的值。

带通滤波单元108提取以频率f1的n倍的值表示的频率f2的频率分量的信号。n的值具有3以上的奇数的值之中的任何一个值即可。该带通滤波单元108由提取从同步解调单元107输出的同步解调信号中产生的失真的频率分量之中的任何一个的单一频率f2的分量，抑制其他的失真分量或频率f1的信号分量的所谓带通滤波器构成。其他失真分量或频率f1的信号分量存在于从频率f2的分量中分离的频率中，所以能够抑制到充分低的电平。因此，能够高精度地仅提取频率f2的失真分量。

这样，在本实施方式的发送装置300中，通过同相/正交分量调制信号发生单元311，形成第1正弦波信号作为同相分量调制信号，第1正弦波信号的频率为第1频率f1并具有第1相位角p1，同时作为正交分量调制信号，形成第2正弦波信号，第2正弦波信号的频率为与第1频率f1相同的频率并具有与第1相位角p1的差不为90度的整数倍的第2相位角p2，通过带通滤波单元108，提取以第1频率f1的n倍(n为3以上的奇数)的值表示的第2频率f2的频率分量的信号，从而能够高精度地检测调制波的失真，并使其降低到充分小的电平。

(实施方式3)

图10表示本实施方式的发送装置的结构。本实施方式的发送装置400与图6所示的实施方式2的发送装置300的不同在于，同相/正交分量调制信号发生单元411具有正弦波发生单元401、402、相移单元403、404及加法单元405、406，取代正弦波发生单元301及相移单元303。

正弦波发生单元401发生频率f1的正弦波，将它传送到相移单元403及加法单元405。正弦波发生单元402发生与频率f1不同的频率f2的正弦波，将它传送到相移单元404及加法单元405。

相移单元403将所输入的正弦波的相位错开并输出，以使所输入的正弦波和输出的正弦波的相位角的差为90度的奇数倍。同样地，相移单元404将所输入的正弦波的相位错开并输出，以使所输入的正弦波和输出的正弦波的相位角的差为90度的奇数倍。

由此，从加法单元405输出将频率为f1并具有相位角p1的正弦波信号和频率为f2并具有相位角p1的正弦波信号相加所得的信号，作为同相分量调制信号。从加法单元406输出将频率为f1并具有与相位角p1的差为90度的奇数倍的相位角p2的正弦波信号和频率为f2并具有相位角p2的正弦波信号相加所得的信号，作为正交分量调制信号。

即，同相/正交分量调制信号发生单元411形成按以下算式(8)表示的信号，作为同相分量调制信号I(t)。

I(t)＝a1×sin(2π×f1×t+p1)+a2×sin(2π×f2×t+p1)      (8)

此外，同相/正交分量调制信号发生单元411形成按以下算式(9)表示的信号，作为正交分量调制信号Q(t)。

Q(t)＝a1×sin(2π×f1×t+p2)+a2×sin(2π×f2×t+p2)      (9)

再有，相位角p1及相位角p2具有它们的值的差为90度的值。

图11是用于说明本实施方式的极坐标分量调制信号发生单元410的动作的特性图。图11是表示同相分量调制信号I(t)及正交分量调制信号Q(t)的曲线图。在图11中，表示了频率f1和频率f2之比为7∶9、振幅a1和振幅a2之比为2∶1的情况。图11A表示I(t)和Q(t)的时间波形，横轴表示时间[μs]，纵轴表示I(t)和Q(t)的电压。而图11B表示由I(t)和Q(t)绘制的星座图，横轴表示同相分量调制信号I(t)的电压(V)，纵轴表示正交分量调制信号Q(t)的电压(V)。

振幅分量调制信号a(t)相当于图11B的星座图中的原点与坐标(I(t)，Q(t))之间的距离。在图11B中，由于坐标(I(t)，Q(t))的轨迹远离原点或靠近原点，所以可知振幅分量调制信号a(t)随时间而值极大地变化。即，作为放大单元105的输出信号的矢量调制波的包络线电平极大地变化。

在要使高频放大器输出包络线电平不同的信号的情况下，有时其通过特性有所不同。一般地，将根据包络线电平而变化的增益特性称为AM-AM特性，将根据包络线电平而变化的相位特性称为AM-PM特性。通常，通过发送装置传输信息的情况下的发送数据信号具有随机性，在这样的动作条件下，作为发送装置的输出信号的矢量调制波也随机地动作，包络线电平极大地变化。

在本实施方式的发送装置400，由于极坐标分量调制信号发生单元410输出的振幅分量调制信号a(t)的值随时间而极大地变化，所以从放大单元105输出的矢量调制波的包络线电平也极大地变化，表示与发送装置的通常的动作条件下接近的动作。因此，即使放大单元105具有AM-AM特性或AM-PM特性那样的通过特性，在放大单元105中仍被维持与发送装置的通常的动作条件下接近的通过特性。其结果，从放大单元105输出的矢量调制波中产生的失真也作为与发送装置的通常动作的条件下产生的失真接近的失真被观测。由此，能够基于与通常的发送动作时(数据发送时)产生的失真接近的信号，进行延迟时间调整，所以在通常的发送动作时延迟时间调整的精度得到维持，能够进一步良好地进行振幅分量和相位分量的时间调整。其结果，在数据发送时能够获得失真更少的矢量调制波。

图12是用于说明本实施方式的发送装置400的同步解调单元107的动作的特性图。具体地说，图12是表示作为同步解调单元107的输出信号的同步解调信号的频谱的曲线图。如图12A所示，在振幅分量和相位分量到达放大单元105的路径中延迟时间上没有差时不产生失真分量，但如图12B所示，在振幅分量调制信号和相位调制波到达放大单元105的路径中延迟时间上有差时产生失真分量。该失真的频率分量的值成为以正弦波发生单元401发生的正弦波的频率f1的n倍的值和正弦波发生单元402发生的正弦波的频率f2的(n+1)倍的值之和表示的值。再有，f1和f2的大小关系没有特别限定。

带通滤波单元412提取频率f3的频率分量的信号，频率f3以频率f1的n倍的值和频率f2的(n+1)倍的值之和表示。此时，n的值具有1以上的整数的值中的任何一个值即可。

这样，在本实施方式的发送装置400中，通过同相/正交分量调制信号发生单元411，形成将第1正弦波信号和第2正弦波信号相加所得的信号作为同相分量调制信号，第1正弦波信号的频率为第1频率f1并具有第1相位角p1，第2正弦波信号的频率为第2频率f2并具有第1相位角p1，同时形成将第3正弦波信号和第4正弦波信号相加所得的信号作为正交分量调制信号，第3正弦波信号的频率与第1频率f1相同并具有与第1相位角p1的差为90度的奇数倍的第2相位角p2，第4正弦波信号的频率与第2频率f2相同并具有第2相位角p2，并通过带通滤波单元412，提取第3频率f3的频率分量的信号，第3频率以第1频率f1的n倍(n为1以上的整数)的值和第2频率f2的(n+1)倍的值之和表示，从而能够高精度地检测调制波的失真并将其降低至充分小的电平。

另外，与实施方式2比较，由于能够基于与通常的发送动作时(数据发送时)产生的失真接近的信号，进行延迟时间调整，所以在通常的发送动作时也可维持延迟时间调整的精度，进一步良好地进行振幅分量和相位分量的时间调整。其结果，在数据发送时能够获得失真更少的矢量调制波。

再有，在实施方式3的说明中，使同相/正交分量调制信号发生单元411成为具有正弦波发生单元、相移单元及加法单元的结构，但不一定必须由正弦波发生单元、相移单元及加法单元构成。同相/正交分量调制信号发生单元即使未设置正弦波发生单元、相移单元及加法单元，只要是能够形成与正弦波的相移相加的以算式(8)、算式(9)表示的同相分量调制信号和正交分量调制信号的结构，无论采用什么样的结构，都可以获得同样的效果。

(实施方式4)

在与图4对应的部分附加相同标号来表示的图13中，表示本实施方式的发送装置的结构。本实施方式的发送装置500与图1所示的实施方式1的发送装置100的不同之处在于，省略了同步解调单元107，而带通滤波单元501及控制单元502的结构与带通滤波单元108及控制单元109有所不同。

即，在实施方式1的发送装置100中，说明了有关在将RF频带的矢量调制波通过同步解调单元107变频到基带后，通过带通滤波单元108从同步解调信号中提取矢量调制波的失真分量，控制单元109参照由带通滤波单元108提取出的失真分量的信号而对延迟时间调整单元进行控制，以使失真分量的信号电平小的情况。

对此，本实施方式的发送装置500将RF频带的矢量调制波直接输入到带通滤波单元501，通过带通滤波单元501直接提取矢量调制波的失真分量，控制单元502参照由带通滤波单元502提取出的失真分量的信号而对延迟时间调整单元103进行控制，以使失真分量的信号电平小。

这里，带通滤波单元501由使RF频带的矢量调制波中载波频率附近的频率通过的高频带通滤波器构成。具体地说，例如，在图2B所示的输入了RF频带的矢量调制波的情况下，带通滤波单元501使1.935GHz～1.945GHz或1.955GHz～1.965GHz(即，作为载波频率的1.95GHz的附近的频率)通过。即，带通滤波单元501在到达放大单元105的路径中延迟时间上有差的情况下，使矢量调制波的失真作为频谱的扩大而表现的部分的频率分量通过。

控制单元502观测从带通滤波单元501输入的矢量调制波的频谱的扩大，对延迟时间调整单元103进行调整，以使频谱的扩大小。即，对延迟时间调整单元103进行调整，以使图2B那样的矢量调制波成为图2A那样的矢量调制波。

这样，在本实施方式的发送装置500中，通过设置用于提取由放大单元105形成的矢量调制波的特定的频率分量的信号的带通滤波单元501、以及为了使带通滤波单元501提取出的矢量调制波的频谱的扩大小而对延迟时间调整单元103进行控制的控制单元502，能够不从矢量调制波中分开提取振幅分量和相位分量，而将矢量调制波的失真降低至充分小的电平。

(实施方式5)

在对与图6的对应部分附加同一标号表示的图14中，表示本实施方式的发送装置的结构。本实施方式的发送装置600与图6所示的实施方式2的发送装置300的不同在于，省略了同步解调单元107，以及带通滤波单元601及控制单元602的结构与带通滤波单元108及控制单元109有所不同。

首先，在详细地说明结构之前，论述完成本实施方式的着眼点。图15是表示放大单元105的输出信号的矢量调制波的频谱的特性图。横轴表示矢量调制波和载波频率(中心频率)的差，0MHz相当于载波频率。振幅分量调制信号和相位调制波在到达放大单元105的路径中延迟时间上没有差时，如图15A所示，与载波频率的差仅呈现1MHz的分量，未产生失真分量。但是，在振幅分量调制信号和相位调制波在到达放大单元105的路径中延迟时间上有差时，如图15B所示，与载波频率的差对于正弦波发生单元301发生的正弦波的频率1MHz，在3MHz、5MHz、7MHz呈现失真分量。即，该失真的频率分量的值与载波频率的差，相对于正弦波发生单元301发生的正弦波的频率f1，具有3以上的奇数倍的值。

在这样的研究之后，发送装置600的带通滤波单元601构成为可提取将与载波频率的差以频率f1(正弦波发生单元301发生的正弦波的频率)的n倍的值表示的f2的频率分量的信号。这里，n的值是3以上的奇数的值之中的任何一个值。实际上，带通滤波单元601由带通滤波器构成就可以，该滤波器提取作为从放大单元105输出的矢量调制波中产生的失真分量的频率分量内的任何一个的、与载波频率的差为f2的分量，并抑制其他失真分量或与载波频率的差为f1的信号分量。这里，由于其他失真分量或与载波频率的差为f1的信号分量在与载波频率的差为f2的分量分开的频率中存在，所以能够抑制到充分低的电平。因此，带通滤波单元601可高精度地仅提取与载波频率的差为f2的失真分量。再有，载波频率和f2的大小关系没有特别限定。

控制单元602观测从带通滤波单元601输入的与载波频率的差为f2的分量，并对延迟时间调整单元103进行调整，以使该f2的分量的电平小。

这样，在本实施方式的发送装置600中，通过设置：同相/正交分量调制信号发生单元311，形成第1正弦波信号作为同相分量调制信号，第1正弦波信号的频率为第1频率f1并具有第1相位角p1，同时形成第2正弦波信号作为正交分量调制信号，第2正弦波信号的频率与第1频率f1相同并具有与第1相位角p1的差不是90度的整数倍的第2相位角p2；带通滤波单元601，在由放大单元105形成的矢量调制波中，提取将与载波频率的差以频率f1(正弦波发生单元301发生的正弦波的频率)的n(3以上的奇数值之中的任何一个值)倍的值表示的f2的频率分量的信号；以及控制单元602，观测由带通滤波单元601提取出的与载波频率的差为f2的分量，并对延迟时间调整单元103进行调整，以使该f2的分量的电平小，从而能够不从矢量调制波中分开提取振幅分量和相位分量，而将矢量调制波的失真降低至充分小的电平。

(实施方式6)

在对与图10的对应部分附加同一标号表示的图16中，表示本实施方式的发送装置的结构。本实施方式的发送装置700与图10所示的实施方式3的发送装置400的不同在于，省略了同步解调单元107，以及带通滤波单元701及控制单元702的结构与带通滤波单元108及控制单元109有所不同。

首先，在详细地说明结构之前，论述完成本实施方式的着眼点。图17是表示放大单元105的输出信号的矢量调制波的频谱的特性图。横轴表示矢量调制波和载波频率(中心频率)的差，0MHz相当于载波频率。振幅分量调制信号和相位调制波在到达放大单元105的路径中延迟时间上没有差时，如图17A所示，未产生失真分量，但是，振幅分量调制信号和相位调制波在到达放大单元105的路径中延迟时间上有差时，如图17B所示，出现失真分量。该失真的频率分量的值是将与载波频率的差以正弦波发生单元401发生的正弦波的频率f1的n倍的值和正弦波发生单元402发生的频率f2的(n+1)倍的和表示的值。

在这样的研究之后，发送装置700的带通滤波单元701构成为可提取频率f3的频率分量的信号，频率f3以将与载波频率的差以频率f1(正弦波发生单元401发生的正弦波的频率)的n倍的值和频率f2(正弦波发生单元402发生的正弦波的频率)的(n+1)倍的值之和表示。其中，n的值是1以上的整数之中的任何一个值。再有，f1和f2的大小关系、载波频率和f3的大小关系没有特别限定。

控制单元702观测从带通滤波单元701输入的频率f3的频率分量，并对延迟时间调整单元103进行调整，以使该f3的分量的电平小。

这样，在本实施方式的发送装置700中，通过设置：同相/正交分量调制信号发生单元411，形成将第1正弦波信号和第2正弦波信号相加的信号作为同相分量调制信号，第1正弦波信号的频率为第1频率f1并具有第1相位角p1，第2正弦波信号的频率为第2频率f2并具有第1相位角p1，同时形成将第3正弦波信号和第4正弦波信号相加的信号作为正交分量调制信号，第3正弦波信号的频率与第1频率f1相同并具有与第1相位角p1的差为90度的奇数倍的第2相位角p2，第4正弦波信号的频率与第2频率f2相同并具有第2相位角p2；带通滤波单元701，在由放大单元105形成的矢量调制波中，提取频率f3的频率分量的信号，频率f3用将与载波频率的差以频率f1的n(n为1以上的整数)倍的值和频率f2的(n+1)倍的值之和表示；以及控制单元702，观测由带通滤波单元701提取出的频率f3的分量，并对延迟时间调整单元103进行调整，以使该f3的分量的电平小，从而能够不从矢量调制波中分开提取振幅分量和相位分量，而将矢量调制波的失真降低至充分小的电平。

此外，上述各实施方式的发送装置能够装载在通信设备或移动无线机上。这样的话，由于能够在发送装置中适当地校正振幅分量调制信号和相位分量调制信号的延迟时间差，所以装载了这种发送装置的通信设备或移动无线机成为可提供能够发送失真分量少的高质量信号的设备。

本说明书基于2005年3月22日申请的特愿2005-81717。其全部内容包含于此。

工业上的利用可能性

本发明的发送装置能够使合成了振幅分量和相位分量的矢量调制波的失真充分小，可以广泛地应用于通信设备或移动无线机等。

Claims (5)

1.一种发送装置，将振幅分量和相位分量通过极性调制进行合成，并生成且发送矢量调制波，它包括：

极坐标分量调制信号发生单元，基于输入信号而形成振幅分量调制信号和相位分量调制信号；

延迟时间调整单元，使所述振幅分量调制信号和所述相位分量调制信号的延迟时间差改变；

相位调制单元，形成将载波通过所述相位分量调制信号进行了相位调制的相位调制波；

放大单元，对自身的信号输入端子输入所述相位调制波，并且对自身的电源电压端子施加所述振幅分量调制信号，形成将所述相位调制波通过所述振幅分量调制信号进行了振幅调制的矢量调制波；

同步解调单元，对所述矢量调制波进行同步解调而形成同步解调信号；

带通滤波单元，提取并输出所述同步解调信号具有的特定的频率分量的信号；以及

控制单元，控制所述延迟时间调整单元，以使所述带通滤波单元的输出信号的电平小。

2.如权利要求1所述的发送装置，其中，

所述极坐标分量调制信号发生单元包括：同相/正交分量调制信号发生单元，形成同相分量调制信号和正交分量调制信号；以及坐标变换单元，基于所述同相分量调制信号和所述正交分量调制信号而形成振幅分量调制信号和相位分量调制信号，

所述同相/正交分量调制信号发生单元形成第1正弦波信号作为所述同相分量调制信号，第1正弦波信号的频率为第1频率f1并具有第1相位角p1，同时形成第2正弦波信号作为所述正交分量调制信号，第2正弦波信号的频率与所述第1频率f1相同并具有与所述第1相位角p1的差不是90度的整数倍的第2相位角p2，

所述带通滤波单元提取以所述第1频率f1的n倍的值表示的第2频率f2的频率分量的信号，

所述n的值是3以上的奇数。

3.如权利要求1所述的发送装置，其中，

所述极坐标分量调制信号发生单元包括：同相/正交分量调制信号发生单元，形成同相分量调制信号和正交分量调制信号；以及坐标变换单元，基于所述同相分量调制信号和所述正交分量调制信号而形成振幅分量调制信号和相位分量调制信号，

所述同相/正交分量调制信号发生单元形成将第1正弦波信号和第2正弦波信号相加的信号作为所述同相分量调制信号，第1正弦波信号的频率为第1频率f1并且具有第1相位角p1，第2正弦波信号的频率为第2频率f2并且具有所述第1相位角p1，同时形成将第3正弦波信号和第4正弦波信号相加的信号作为所述正交分量调制信号，第3正弦波信号的频率与所述第1频率f1相同并且具有与所述第1相位角p1的差为90度的奇数倍的第2相位角p2，第4正弦波信号的频率与所述第2频率f2相同并且具有所述第2相位角p2，

所述带通滤波单元提取第3频率f3的频率分量的信号，该第3频率以所述第1频率f1的n倍的值和所述第2频率f2的(n+1)倍的值之和来表示，

所述n的值为1以上的整数。

4.一种通信设备，装载了权利要求1所述的发送装置。

5.一种移动无线机，装载了权利要求1所述的发送装置。

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