CN1898852A - 绝缘型dc－dc变换器 - Google Patents

Abstract

次级侧整流平滑电路(5)，它整流并平滑从变压器(2)的次级线圈(N2)输出的电压，将经整流并平滑的电压输出到外面。三次侧整流平滑电路(10)，它整流并平滑从三次线圈(N3)输出的电压，产生直流电压，并检测和输出该直流电压，作为来自次级侧整流平滑电路(5)的输出电压(Vout)的测定电压(Vk)。控制电路(20)根据测定电压(Vk)控制主切换元件(Q)的切换动作，使输出电压(Vout)稳定。作为整流器件，所述次级侧整流平滑电路(5)包括整流侧同步整流器(6)和换向侧同步整流器(7)。所述三次侧整流平滑电路(10)包括换向侧同步整流器(24)，作为整流来自三次线圈N3输出电压的整流器件；当主切换元件(Q)断开时，接通所述换向侧同步整流器(24)。

Description

绝缘型DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及一种绝缘型DC-DC变换器，它的结构用于间接检测提供给外部的输出电压，并根据测得的电压对输出电压实行稳定化控制。

背景技术

图6示出一种典型的绝缘型DC-DC变换器的主要电路部件。该绝缘型DC-DC变换器1包含变压器2。主切换元件(如MOS-FET)Q和输入滤波电路3被设置于所述变压器2的初级线圈N1一侧。通过主切换元件Q的切换动作，由外部电源4经所述输入滤波电路3向所述初级线圈N1提供能量。

次级侧整流平滑电路5设置在所述变压器2的次级线圈N2一侧。该次级侧整流平滑电路5包括整流侧同步整流器(如MOS-FET)6、换向侧同步整流器(如MOS-FET)7、同步整流器驱动电路8，以及平滑电路9。从次级线圈N2输出的电压与初级线圈N1产生的电压对应。所述次级侧整流平滑电路5对次级线圈N2输出的电压进行整流，并使之平滑，产生直流电压，同时将该直流电压作为输出电压Vout输出给外部负载S。

三次侧整流平滑电路10设置在变压器2的三次线圈N3一侧。所述三次侧整流和平滑电路10包括整流侧二极管11、换向侧二极管12、扼流圈13、平滑电容器14，以及分压电阻15和16。所述三次侧整流平滑电路10对所述三次线圈N3输出的电压进行整流，并使之平滑，产生直流电压，同时检测该直流电电压，并将其作为所述次级侧整流平滑电路5输出的电压Vout的测定电压Vk输出。

所述绝缘型DC-DC变换器1还包括误差信号放大器18。该误差信号放大器18输出与自三次侧整流平滑电路10输出的测定电压Vk与来自基准电源17的基准电压Vs之间的差相对应的电压。所述绝缘型DC-DC变换器1还包括控制电路20。该控制电路20中的线路采用如由所述误差信号放大器18输出的电压为基础(即以测得的三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk为基础)的PWM控制法，控制所述主切换元件Q的切换动作，从而使所述次级侧整流平滑电路5输出的电压Vout稳定在预定的电压。本例中所述的控制电路20利用由所述三次侧整流平滑电路10的平滑电容器14输出的直流电电压Vcc作为电源电压。

专利文献1：日本专利No.3391320

专利文献2：日本专利No.3339452

发明内容

上述绝缘型DC-DC变换器1中，令人满意的是输出电压Vout与从三次侧整流平滑电路10输出的测定电压Vk完全成比例，从而实现良好的输出电压精度。不过，按照图6所示的绝缘型DC-DC变换器1的结构，存在的问题在于，由于下面所述的在主切换元件Q被切断期间的电路工作所致，将会打破所述输出电压Vout与测定电压Vk之间的比例关系。

以下将利用图7的波形图表来描述所述主切换元件Q被切断期间电路工作情况的举例。例如，当所述主切换元件Q被切断时(时刻t0)，由于所述主切换元件Q的源极和漏极之间并联产生寄生电容的缘故，开始变压器2的励磁感应和LC谐振。这样就会在主切换元件Q的漏极处产生图7所示的LC谐振脉冲电压。当经过LC谐振的半周期后(时刻t1)，完成变压器2的复位。

在变压器2完成复位的时刻与主切换元件Q被接通的时刻之间的时间周期(时刻t1至时刻t2之间的期间)，该主切换元件Q的漏电压处于使该漏电压被箝于有如下面所述的电压Vd状态。此外，由同步整流器驱动电路8给所述换向侧同步整流器7的栅极加以驱动电压，使所述换向侧同步整流器7受到控制，从而使其在所述主切换元件Q被切断期间处于导通状态。另外，不对整流侧同步整流器6的栅极加给驱动电压，使所述整流侧同步整流器6受到控制，使其在所述主切换元件Q被切断期间处于断开状态。

由于沿着图6所示的路径A加给因构成输入滤波器9的扼流圈(未示出)的励磁感应所致的能量，使得在所述主切换元件Q被切断期间，向负载S提供能量。对所述整流侧同步整流器6进行控制，使其有如上述那样在所述主切换元件Q被切断期间处于断开状态。不过，由于在所述整流侧同步整流器6的漏极和源极之间并联生成的寄生二极管的缘故，当完成变压器2的复位时，变压器2的励磁电流围通过绕变压器2的次级线圈N2→换向侧同步整流器7→整流侧同步整流器6的寄生二极管→次级线圈N2的路径循环通电。这样就在整流侧同步整流器6的两端产生寄生二极管的顺向降落电压Vf。于是，在完成变压器2的复位时刻与主切换元件Q导通的时刻之间的这段期间(t1和t2之间的期间-变压器励磁电流循环期间)，使次级线圈N2两端的电压被钳位在整流侧同步整流器6的寄生二极管的顺向降落电压Vf。

因此，在Vin是从外部电源4加给绝缘型DC-DC变换器1的输入电压的情况下，N1是初级线圈N1的匝数，N2是次级线圈N2的匝数，以及N3是三次线圈N3的匝数；在变压器励磁电流循环期间(t1和t2之间的时间周期)，所述主切换元件Q的漏极的钳位电压Vd由表示式Vd＝Vin-(N1/N2)×Vf来计算。三次线圈N3中产生的电压V3被钳位在V3＝(N3/N2)×Vf算出的值。

有如图6中所示的那样，由于在主切换元件Q断开期间扼流圈13中储存有能量的缘故，在三次侧整流平滑电路10中，沿着穿过扼流圈13和换向侧二极管12的路径加给电流。在主切换元件Q断开期间，有如上述那样，三次线圈N3中产生电压V3。在三次侧整流平滑电路10中，设置具有单向导通特性的二极管12，作为换向侧的整流器件。于是，因三次线圈N3的电压V3所致的电流不会流过依次穿过换向侧二极管12和整流侧二极管11的路径，而是流过穿过扼流圈13、整流侧二极管11和三次线圈N3的路径C，如图6所示者。在三次侧整流平滑电路10中，通过将沿着路径B加给电流产生的电压叠加在沿着路径C加给电流所产生的电压上，得到在主切换元件Q断开期间测得的电压测定电压Vk。

在前述主切换元件Q断开期间，由次级侧整流平滑电路5输出到负载S的电压Vout不会受到次级线圈N2所产生的电压Vf的影响。相反，从三次侧整流平滑电路10输出的测定电压Vk要受因次级线圈N2的电压Vf所致的三次线圈N3的电压V3的影响。于是，就使来自次级侧整流平滑电路5的输出电压Vout与来自三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk之间的相关关系被破坏。

这就是说，来自三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk与来自次级侧整流平滑电路5的输出电压Vout之间的相关关系会因由下述表示式给出的电压V2而被削弱：

V2＝Vf×(N3/N2)×(Tcy/Tsw)

这里的Vf是主切换元件Q断开期间整流侧同步整流器6的寄生二极管的顺向降落电压，N2是次级线圈N2的匝数，N3是三次线圈N3的匝数，Tcy是变压器励磁电流循环时间周期的长度，而Tsw是一个切换周期的长度。

具有图6所示电路的绝缘型DC-DC变换器1，变压器励磁电流循环时间周期的长度取决于输入电压Vin的大小。于是，输入电压Vin的变化可以改变来自次级侧整流平滑电路5的输出电压Vout与来自三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk之间的关系。随着温度变低，所述二极管的顺向降落电压Vf增大，而随着温度变高，该顺向降落电压Vf降低。相应地，通过改变环境温度，而使来自次级侧整流平滑电路5的输出电压Vout与来自三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk之间的关系改变。

按照这种方式，利用输入电压Vin方面的变化和环境温度方面的变化，使所述输出电压Vout与测定电压Vk之间的关系改变。因此，要想修正所述的测定电压Vk而使该测定电压Vk与输出电压Vout成比例是非常难的。这就是说，按照图6所示的绝缘型DC-DC变换器1的电路，要想达到所述输出电压Vout与测定电压Vk之间完全成正比的关系是非常困难的，而且所存在的问题在于不能确保输出电压Vout有足够的精度。特别是，近年来，三次线圈N3的匝数与次级线圈N2的匝数之比(N3/N2)有增大的趋势。因此，会使所述输出电压Vout与测定电压Vk之间的相关关系被削弱，而且，在具有输出电压Vout低的低输出绝缘型DC-DC变换器1中，更加难于将输出电压Vout的变化范围保持在预定的容许区间内。

作为解决上述问题的方案，本发明提供如下的结构。这就是，按照本发明，一种绝缘型DC-DC变换器包括：变压器，它具有电磁耦合的初级线圈、次级线圈和三次线圈；主切换元件，设在变压器初级线圈一侧，并通过切换操作，控制初级线圈中产生的电压，而控制从外部电源加给初级线圈的能量；次级侧整流平滑电路，它整流对应于变压器初级线圈的电压从次级线圈输出的电压并使之平滑，将经整流并平滑的电压输出到外面；三次侧整流平滑电路，它整流从三次线圈输出的电压并使之平滑，以产生直流电压，并检测和输出该直流电压，作为来自次级侧整流平滑电路之输出电压的测定电压；以及控制电路，它根据从所述三次侧整流平滑电路输出的测定电压，控制所述主切换元件的切换动作，使次级侧整流平滑电路输出的电压稳定。所述次级侧整流平滑电路包括整流侧同步整流器和换向侧同步整流器，它们以与主切换元件的切换动作同步的方式实行切换操作，作为整流次级线圈输出电压的整流器件。并且，所述三次侧整流平滑电路包括换向侧同步整流器，作为整流三次线圈输出电压的整流器件；当所述主切换元件断开时，接通所述换向侧同步整流器。

按照本发明，所述三次侧整流平滑电路包括换向侧同步整流器(如FET)，当所述主切换元件断开时，作为整流三次线圈输出电压的整流器件，所述换向侧同步整流器被接通。在本发明的绝缘型DC-DC变换器中，存在一个周期(变压器励磁电流循环周期)，在所述周期内，励磁电流用于保持在所述主切换元件断开的期间由于变压器围绕下述路径通电所激励的能量，所述路径通过所述次级侧整流平滑电路的换向侧同步整流器和整流侧同步整流器，以及次级线圈。设置换向侧同步整流器作为所述三次侧整流平滑电路的整流器件。于是，在变压器励磁电流通电循环期间，由于把励磁电流加给次级线圈所致的三次线圈感应电压所引起的电流，通过所述三次侧整流平滑电路的换向侧同步整流器以及所述三次线圈循环，而不通过所述三次侧整流平滑电路的外部。这就是说，在变压器励磁电路循环期间内，其间所述主切换元件断开，三次线圈的电压不包含在从所述三次侧整流平滑电路输出到控制电路的测定电压中。

这就是说，在公知的结构中，从三次侧整流平滑电路测定的电压包含打破来自次级侧整流平滑电路的输出电压与来自三次侧整流平滑电路的测定电压之间相关关系的电压分量(即因三次线圈的感应电压所致的电压分量)。而相反的是，在本发明中，在来自三次侧整流平滑电路的测定电压中，可以避免包含破坏这种关系的所述电压分量。因此，可以在来自所述次级侧整流平滑电路的输出电压和来自所述三次侧整流平滑电路的测定电压之间建立良好的相关关系。

因此，通过根据来自所述三次侧整流平滑电路的测定电压切换控制所述控制电路的主切换元件，可以精确地控制来自次级侧整流平滑电路的输出电压。由此，可以提高所述绝缘型DC-DC变换器产生的输出电压的精度。

附图说明

图1是表示第一实施例绝缘型DC-DC变换器的主要电路构成部分的电路图；

图2是说明图1所示结构达到的效果的曲线图；

图3是表示第二实施例绝缘型DC-DC变换器的主要电路构成部分的电路图；

图4是表示第三实施例绝缘型DC-DC变换器的主要电路构成部分的电路图；

图5是表示第四实施例绝缘型DC-DC变换器的主要电路构成部分的电路图；

图6是表示已知的绝缘型DC-DC变换器主要电路构成部分的电路图；

图7是说明表图6所示绝缘型DC-DC变换器的主要电路构成部分的电路工作情况的波形图。

参考标记

1  绝缘型DC-DC变换器

2  变压器

5  次级侧整流平滑电路

6，36  整流侧同步整流器

7，24  换向侧同步整流器

10  三次侧整流平滑电路

具体实现方式

以下根据附图描述本发明的具体实施例。

图1示出第一实施例绝缘型DC-DC变换器的主要电路构成部分。在对第一实施例的描述中，对与图6所示绝缘型DC-DC变换器中相同的元件配以相同的参考字母和数字，并省略对共同元件的重复描述。

在第一实施例中，同步整流器(如MOS-FET)24作为换向侧的整流器被置于三次侧整流平滑电路10中。还设置驱动电路25，用于接通和断开所述同步整流器24。所述驱动电路25的结构用于，利用三次线圈N3所产生的电压，在所述主切换元件Q被接通时，切断所述换向侧同步整流器24，而在所述主切换元件Q被切断时，接通所述换向侧同步整流器24。

在第一实施例中，除前述各构成部分以外的部分都与图6所示的元件相同。在第一实施例中，设置换向侧同步整流器24，作为所述三次侧整流平滑电路10的整流元件。因此，当所述主切换元件Q被切断时以及电将变压器的励磁电流加给所述次级线圈N2(变压器励磁电流循环周期)时，由于与所述次级线圈N2的电压Vf对应的三次线圈N3的电压V3所致的电流循环通过换向侧同步整流器24、整流侧二极管11及三次线圈N3。

在已知结构中，因三次线圈N3的电压V3所致的电流流过抗流圈13一侧。于是，就使与三次线圈N3的电压V3相应的不必要电压叠加到因抗流圈13的励磁能量所致的电压上。从而，使来自所述次级侧整流平滑电路5的输出电压Vout和来自三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk之间的相关关系被打破。所述控制电路20的线路用以实现控制操作，以稳定测定电压Vk，同时，假设来自所述三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk等于来自次级侧整流和平滑电路5的输出电压Vout。于是，利用有如图2图线中的实线A所表示的控制电路20的控制操作，即使在输入电压或者环境温度改变的情况下，实际上也能使来自所述三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk稳定化。不过，按照已知的结构，会使来自所述三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk和来自次级侧整流平滑电路5的输出电压Vout之间的关系被打破。因此，有如图2图线中的虚线a-c所示那样，尽管所述控制电路20实行控制操作，使输出电压Vout稳定，但来自次级侧整流平滑电路5的输出电压Vout还是会因输入电压方面的变化以及环境温度方面的变化而改变。

相反地，按照第一实施例的结构，在变压器励磁电流循环通电期间，能够避免因三次线圈N3的电压V3所致的电流流入所述抗流圈13一侧。因而，可以避免在来自三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk中包含那种破坏来自所述次级侧整流平滑电路5的输出电压Vout与来自三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk之间相对关系的电压分量(即因与次级线圈N2的电压Vf对应的三次线圈N3的电压V3所致的电压分量)。从而，能够在来自所述三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk与来自次级侧整流平滑电路5的输出电压Vout之间实现良好的相对关系。因此，有如图2的图线中的实线A和B所示那样，与输入电压方面的变化和环境温度方面的变化无关，在假设将来自三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk视为来自次级侧整流平滑电路5的输出电压Vout的同时，通过所述控制电路20的控制操作，可以使来自所述三次侧整流平滑电路10的测定电压Vk以及来自所述次级侧整流和平滑电路5的输出电压Vout得以被稳定。由此，可以提高所述绝缘型DC-DC变换器1的输出精度。

以下描述第二实施例。在第二实施例的描述中，对与第一实施例中同样的元件配以相同的参考字母和数字，并省略对共同的元件的重复描述。

图3表示第二实施例绝缘型DC-DC变换器1的主要构成部分。在第二实施例中，如同第一实施例一样，设置同步整流器24作为三次侧整流平滑电路10上的整流设备。将驱动变压器26的初级线圈27设置于从控制电路20到主切换元件Q栅极的电流路径上。将二极管28设置成与所述初级线圈27并联。

变压器2还包括四次线圈N4。该四次线圈N4的一端与所述次级侧整流平滑电路5的换向侧同步整流器7的栅极相连。将驱动切换元件(如MOS-FET)31设置于所述四次线圈N4另一端一侧。所述驱动切换元件31的漏极、源极和控制接线端(栅极)分别与所述四次线圈N4的另一端、换向侧同步整流器7的源极，以及驱动变压器26的次级线圈30的一端相连。所述次级线圈30的另一端与所述整流侧同步整流器6的源极相连。在所述次级侧整流平滑电路5的同步整流器6的栅极与所述次级线圈N2之间设置电容器32。

所述驱动变压器26还包括三次线圈33。所述变压器2还包括五次线圈N5。还设置驱动切换元件(如MOS-FET)34。所述五次线圈N5的一端与换向侧同步整流器24的栅极相连，而所述五次线圈N5的另一端与所述驱动切换元件34的漏极相连。驱动切换元件34的源极与换向侧同步整流器24的源极相连。所述驱动切换元件34的控制接线端(栅极)与所述三次线圈33的一端相连。三次线圈33的另一端与驱动切换元件34的源极和整流侧二极管11的阳极之间的连接部分相连。

除了前述第二实施中的构成部分以外的构成部分都与第一实施例中的相同。现在描述第二实施中提到的电路构成部分的电路工作情况示例。在第二实施中，在所述主切换元件Q被切断期间，利用由变压器2的四次线圈N4所感应的电压使所述换向侧同步整流器7的输入电容充电，并将其接通。也可以利用由所述变压器2的五次线圈N5感应的电压使所述换向侧同步整流器24的输入电容充电，并将其接通。

例如，当所述控制电路20对主切换元件Q的栅极输出接通信号，以接通该主切换元件Q时，将所述接通信号加给驱动变压器26的初级线圈27和主切换元件Q的输入电容。通过这一操作，开始对所述主切换元件Q的输入电容进行充电。当主切换元件Q的输入电容响应从控制电路20输出的接通信号而被充电时，所述主切换元件Q被接通。在第二实施例中，把驱动变压器26的初级线圈27设置于给主切换元件Q的输入电容充电的路径上。于是，使主切换元件Q的输入电容充电的速度下降，并使主切换元件Q的接通延迟。

另一方面，在所述驱动变压器26中，当已经开始对初级线圈27加给来自控制电路20的输出信号时，由于所加给的接通信号的缘故，由次级线圈30感应下述电压。这就是，在开始给初级线圈27加以接通信号时，通过瞬间充电所述驱动切换元件31的输入电容，可由次级线圈30感应的电压接通驱动切换元件31。恰在控制电路20开始输出接通信号之后，由次级线圈30感应的电压使所述驱动切换元件31被接通。

由于接通驱动切换元件31，换向侧同步整流器7的输入电容的电荷通过四次线圈N4和驱动切换元件31放电。通过这一动作，使换向侧同步整流器7断开。

在第二实施例中，将驱动变压器26的初级线圈27的匝数等设计成，使得在换向侧同步整流器7已经被断开时，不会完成主切换元件Q的输入电容器的充电。于是，在控制电路20开始输出接通信号的时刻与主切换元件Q的输入电容被充电以便接通该主切换元件Q的时刻之间用来输入电容器充电的时间周期，也就是在所述主切换元件Q被接通之前，所述次级侧整流平滑电路5的换向侧同步整流器7被断开。

有如前述情况一样，在所述主切换元件Q被接通之前，三次侧整流平滑电路10的换向侧同步整流器24也被断开。这就是说，当控制电路20开始给主切换元件Q输出接通信号时，以及在将所述接通信号加给驱动变压器26的初级线圈27时，由于所加给的接通信号的缘故，在驱动变压器26的三次线圈33中感生电压。由这一感生电压，瞬间完成驱动切换元件34的输入电容器的充电，并使驱动切换元件34接通。然后，换向侧同步整流器24的输入电容的电荷通过五次线圈N5和驱动切换元件34放电。由于这一操作，使得在主切换元件Q被接通之前，换向侧同步整流器24就被断开。

这就是说，在第二实施例中，驱动变压器26、驱动切换元件31，以及驱动切换元件31的输入电容的电荷放电路径，构成次级侧整流平滑电路5的换向侧同步整流器7的早期断开电路。另外，驱动变压器26、驱动切换元件34，以及驱动切换元件34的输入电容电荷放电路径，构成三次侧整流平滑电路10的换向侧同步整流器24的早期断开电路。

在第二实施例中，设置早期断开电路，它在主切换元件Q被接通之前，就断开次级侧整流平滑电路5的换向侧同步整流器7和三次侧整流平滑电路10的换向侧同步整流器24。于是，由于在主切换元件Q接通时，所述换向侧同步整流器7和24已经断开，所以，可以避免因换向侧同步整流器7和24的延迟切断所致的各种问题，比如，电路效率下降的问题。

以下将描述第三实施例。在描述第三实施例时，相同的参考字母和标记被配用于与第一和第二实施例中相同的构成部分，并省略对共同部分的详细描述。

在第三实施例中，有如图4中所表示的那样，设置整流侧同步整流器(如MOS-FET)36，作为三次侧整流平滑电路10的整流侧上的整流器件。整流侧同步整流器36的栅极经电容器37与三次线圈N3相连。在主切换元件Q被接通期间，由于三次线圈N3的电压的缘故，使整流侧同步整流器36接通，而在主切换元件Q被断开期间，所述整流侧同步整流器36断开。

除前述各构成部分以外的那些构成部分都与第二实施例中的相同。在第三实施例中，同步整流器不仅用作三次侧整流平滑电路10的换向侧上的整流器件，而且用作三次侧整流平滑电路10的整流侧上的整流器件。于是，可以从三次侧整流平滑电路10排除掉不连续的电流模式。这样，可将具有小电感系数的扼流圈设置为扼流圈13，构成三次侧整流平滑电路10，而无需考虑会发生所述不连续的电流模式。相应地，可以降低三次侧整流平滑电路10的扼流圈13的成本。另外，由于可以减小引入对于扼流圈13的损害，所以，能够提高扼流圈13的可靠性。

下面描述第四实施例。在描述第四实施例时，相同的参考字母和标记被配用于与第一至第三实施例中相同的构成部分，并省略对共同部分的详细描述。

在第四实施例中，有如图5所示那样，将三次侧整流平滑电路10的扼流圈13设在换向侧同步整流器24的漏极(正电极)与电容器14之间。采用这种结构，可以简化电路的结构，理由如下。

这就是说，比如像图4所示那样，在把扼流圈13设在换向侧同步整流器24的源极(负电极)与电容器14之间的情况下，驱动切换元件34的源极和整流侧同步整流器36的源极都被连接到三次线圈N3与扼流圈13之间的部分。于是，驱动切换元件34和整流侧同步整流器36各自源极的电位都与三次线圈N3的电压变化有关。在图4所示的电路中，要考虑驱动切换元件34和整流侧同步整流器36各自源极电位的变化而去设置控制驱动切换元件34和整流侧同步整流器36的切换动作的结构。也就是说，驱动变压器26包括用以控制驱动切换元件34的切换动作的三次线圈33，并将该三次线圈33并联地设置在驱动切换元件34的栅极与源极之间。由该三次线圈33中产生的电压控制驱动切换元件34的切换动作。将电容器设在从三次线圈N3到整流侧同步整流器36的栅极的导通路径上。

相反地，有如上述者，由于在第四实施例中扼流圈13设在正电极一侧，所以，驱动切换元件34和整流侧同步整流器36各自的源极都是直接接地的。这样，所述驱动切换元件34和整流侧同步整流器36各自源极的电位实际都处于地电位。因此，可以不必考虑驱动切换元件34和整流侧同步整流器36各自源极电位的变化，而设置控制所述驱动切换元件34和整流侧同步整流器36切换动作的电路。也就是说，在第四实施例中，前述驱动变压器26的三次线圈33和电容器37都被省略掉。另外，驱动切换元件34的栅极和整流侧同步整流器36的栅极都接到输出部分，该部分将切换控制信号从控制电路20输出给主切换元件Q。

按照这种结构，把与从控制电路20输出到主切换元件Q的切换控制信号相同的信号加给驱动切换元件34的栅极和整流侧同步整流器36的栅极。因而，当所述主切换元件Q被接通时，使整流侧同步整流器36被接通，并且当所述主切换元件Q被断开时，使整流侧同步整流器36被断开。在第四实施例的电路中，正如第二和第三实施例中一样，将驱动变压器26设在从控制电路20到主切换元件Q的信号传送路径上。因此，当控制电路20输出接通信号(切换控制信号)，用以接通所述主切换元件Q时；该主切换元件Q并不立刻被接通，而是使主切换元件Q的接通延迟。相反地，所述接通信号被直接加给驱动切换元件34的栅极。于是，在主切换元件Q被接通之前，就使驱动切换元件34被接通。相应地，在控制电路20输出接通信号的时刻与主切换元件Q被接通之间的时间周期内，使换向侧同步整流器24断开。

第四实施例中除前述各构成部分外的各部分都与第三实施例中的一样。由于第四实施例中可以省去驱动变压器26的三次线圈33及电容器37，所以能够实现比第三实施例更为简化的电路。另外，由于可以降低部件的成本，所以，可使绝缘型DC-DC变换器的成本减少。

本发明并不限于所述第一至第四实施例，而可按各种具体实施方式实现它。譬如，在所述第三和第四实施例中，已经描述过的各电路结构举例中分别设置换向侧同步整流器24和整流侧同步整流器36，作为包含早期具体电路的绝缘型DC-DC变换器中三次侧整流平滑电路10的换向侧器件和整流侧器件。作为另一种选择，可以分别设置所述换向侧同步整流器24和整流侧同步整流器36，作为不包含早期具体电路的绝缘型DC-DC变换器中三次侧整流平滑电路10的换向侧器件和整流侧器件。

工业上的应用

本发明的绝缘型DC-DC变换器具有优良的输出电压稳定性。因而，可将这种绝缘型DC-DC变换器有效地用于使所述绝缘型DC-DC变换器与需要稳定电压的电路连在一起的结构中。

Claims (4)

1.一种绝缘型DC-DC变换器，它包括：

变压器，它具有电磁耦合的初级线圈、次级线圈和三次线圈；

主切换元件，设在变压器初级线圈一侧，并通过切换操作，控制初级线圈中产生的电压，而控制从外部电源加给初级线圈的能量；

次级侧整流平滑电路，它整流对应于变压器初级线圈的电压从次级线圈输出的电压并使之平滑，将经整流并平滑的电压输出到外面；

三次侧整流平滑电路，它整流从三次线圈输出的电压并使之平滑，以产生直流电压，并检测和输出该直流电压，作为来自次级侧整流平滑电路之输出电压的测定电压；以及

控制电路，它根据从所述三次侧整流平滑电路输出的测定电压，控制所述主切换元件的切换动作，使次级侧整流平滑电路输出的电压稳定；

其中，所述次级侧整流平滑电路包括整流侧同步整流器和换向侧同步整流器，它们以与主切换元件的切换动作同步的方式实行切换操作，作为整流次级线圈输出电压的整流器件；

所述三次侧整流平滑电路包括换向侧同步整流器，作为整流三次线圈输出电压的整流器件；当所述主切换元件断开时，接通所述换向侧同步整流器。

2.如权利要求1所述的绝缘型DC-DC变换器，其中，当所述主切换元件的输入电容响应从控制电路输出的接通信号已经充电时，所述主切换元件被接通；还包括

早期断开电路，在控制电路开始输出接通信号的时刻和主切换元件接通的时刻之间的时间周期内，于主切换元件被接通之前，它断开次级侧整流平滑电路的换向侧同步整流器和三次侧整流平滑电路的换向侧同步整流器，在所述周期内，所述输入电容充电。

3.如权利要求1所述的绝缘型DC-DC变换器，其中，除所述换向侧同步整流器外，所述三次侧整流平滑电路还包括整流侧同步整流器，在主切换元件接通期间，该整流侧同步整流器被接通。

4.如权利要求2所述的绝缘型DC-DC变换器，其中，除所述换向侧同步整流器外，所述三次侧整流平滑电路还包括整流侧同步整流器，在主切换元件接通期间，该整流侧同步整流器被接通。

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