CN1719818A - 一种正交频分复用系统的采样频率偏差跟踪信号处理装置及方法 - Google Patents

Abstract

一种正交频分复用系统的采样频率偏差跟踪信号处理装置及方法，包括数字下变频器、内插滤波器、FIR滤波器、串并变换器、粗定时检测装置和后定时误差检测装置，其中后定时误差检测装置与内插滤波器之间设置有一用于通过相对偏差计算内插控制偏置值进行内插位置调整的由依序连接的环路滤波装置、重采样控制装置、数字控制振荡器组成的内插控制环路，其中所述后定时误差检测装置得到的定时误差ε的整数部分ε_i来调整傅立叶变换计算窗口位置，小数部分ε_i作为内插控制环路的误差输入信号，驱动环路滤波和重采样控制器、数字控制振荡器单元，并通过相位偏差计算内插控制偏置值，进行内插位置调整。

Description

一种正交频分复用系统的采样频率偏差跟踪信号处理装置及方法

技术领域

本发明属于无线数字通信领域，特别是一种基于正交频分复用(OrthognalFrepuency Division Multiplexing，OFDM)调制方法的采样频率偏差跟踪技术。

背景技术

与模拟通信系统不同，数字通信系统都会有D/A和A/D模块，在发送端通过D/A模块将数字信号变换成模拟信号，然后通过射频模块发射到无线信道中去，而接收端则通过A/D模块将通过射频模块获取的模拟信号转换成数字信号，然后进行全数字化的处理。但是决定接收机D/A模块和发射机A/D模块的采样频率的晶振特性无法做到完全相同，造成了发送端和接收端采样频率存在偏差。

由于接收机和发射机的晶振特性无法做到完全相同，造成了发送端和接收端采样频率的偏差。采样频率的偏差会破坏OFDM信号子载波间的正交性，导致解调性能的下降，因此对采样频率偏差的估计也是OFDM系统中的重要部分之一。

随着时间的增长，由于采样频率偏差估计剩余误差造成的相位偏移量不断增加，而且采样时钟的偏差造成的相位偏差在不同的子载波上是不相同的，这样的相位偏差会使得QAM的星座图发生旋转，且不同子载波上的星座点旋转的相位量各不相同。如图1a及图1b所示：

从图1a及图1b中可以看出采样频率偏差估计的剩余误差对星座点的影响。图1a是OFDM帧的持续时间不是很长的情况。可以看到此时星座点已经开始散开，且不同子载波上的星座点旋转的相位各不相同。不过由于OFDM帧的持续时间较短，相位的旋转还不是很大，16QAM的星座图还是可以勉强分辨，但已对解码造成了影响。图1b是OFDM帧的持续时间较长的情况。可以看到这个时候，星座点的相位旋转已经非常大了，16QAM的星座图几乎形成了三个同心圆，已经完全不能分辨，不能进行解调。

在图1a的情况下虽然星座图已经散开，但仍旧可以分辨，可以不进行采样频率偏差估计剩余误差跟踪而直接进行解调。但是为了提高系统性能，还是需要进行采样频率偏差估计剩余误差跟踪。在图1b的情况下，星座图已经无法分辨，必须进行采样频率偏差估计剩余误差跟踪。

采样时钟偏差对接收信号的影响必然导致某些特征量的变换，接收机就是通过对这些变量的估计来判断采样频率偏差的方向以及大小，从而对采样时钟的采样间隔进行调整

采样时钟偏差对接收信号的影响必然导致某些特征量的变换，接收机就是通过对这些变量的估计来判断采样频率偏差的方向以及大小，从而对采样时钟的采样间隔进行调整。图2a、图2b、图2c给出了常见的对系统采样时钟进行调整的三种方案。图2a所示的方案对采样时钟的调整是在模拟处理模块内进行的。即在模拟模块中提取参数特征，对采样时钟的调整信息是模拟部分获取的。这种方案在原理上比较简单，但是由于提取的是模拟量信号，容易受到各种电磁干扰，以及电路板底板噪声底干扰，所以对采样频率偏差的估计会有较大的误差，同步性能较差。而且调试也不方便，由于电路板之间差异性，不同电路板的参数设置可能会有很大的不同。由于这些原因，所以提出了在数字处理部分提取参数特征的方案，如图2b所示。在数字信号中提取参数特征有很多优势，数字信号处理过程受电磁干扰以及电路板底板噪声影响非常小，而且对数字信号进行处理可以采用复杂的算法以提高参数估计的性能。但是这种方案也有不足之处，采样时钟采样间隔的调整过程依然是个模拟过程，其调整过程还是会受到电磁干扰以及晶振本身波动的影响，使得整个采样模块的性能下降。同时软件无线电技术的提出就是希望能在同一个硬件平台上通过软件模块的切换完成通信模式、通信速率的变换。而该方案是通过直接调整采样时钟来实现同步的，而通信模式以及通信速率的变化对采样时钟的动态范围提出了很高的要求。这就限制了系统多模式、多速率的实现。所以提出了固定采样频域的方案，如图2c所示。该方案采用一个固定频率的本振对信号进行采样，采样间隔的调整在数字处理模块内通过内插处理直接对数字信号进行调整来实现。这样就实现了接收机信采样频率同步的全数字化。为可变模式、可变速率接收机的实现提供了很大的方便。

利用图2c所示的方案，可以采样一个固定频率的本振对信号进行采样，采样间隔的调整在数字处理模块内通过内插处理直接对数字信号进行调整来实现。这里可以实现全数字化的采样频率同步算法。而软件无线电技术正是要尽量减少模拟电路环节，让宽带A/D和D/A模块尽量靠近天线，使得我们可以依靠强大的数字信号处理器件就可以是实现无线信号的接收发送。

如图3所示，是一个典型的软件无线电收发机模型，宽带A/D和D/A模块尽量靠近天线，可以依靠强大的数字信号处理器件就可以是实现无线信号的接收发送。这样才有可能按不同需要，通过软件来更换和重新配置数字信号处理功能。但实际上受到物理器件水平和数字通信技术的限制，很难实现全波段的射频信号数字化处理。早期只能在较低的波段和低速率数字通信系统中，如短波电台可以使用多波段RF天线、高速的A/D、D/A变换器和DSP处理器来实现软件无线电通信。随着近年来模拟/数字器件水平、数字信号处理技术、全数字调制解调技术的发展，软件无线电技术逐渐走向实际应用领域。所以，灵活的 $h_l\left(t\right)=\underset{j=I_1,j\≠1}{\overset{I_2}{\mathrm{\Π}}}\frac{t-j{T}_s}{i{T}_s-j{T}_s}$ 硬件平台结构和软件构架、合理的无线网络结构、高速宽带数字/模拟器件、各种数字信号处理技术和全数字化调制解调方法等成为软件无线电研究的关键所在。

接收端的采样速率是不变的，并且一般来说与发送方采样速率不可能完全相同，其比值一般为无理数。在这样的情况下，只有根据计算出的判决点的位置，然后用插值计算的方法估计出最佳判决点上的信号值。

设x(m)是对信号进行采样率为f_s＝1/T_s的采样，得到的离散序列。通过一个冲击响应为h₁(t)的内插滤波器，可以得到一个模拟的信号。

$y\left(t\right)=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{x\left(m\right)h}_l(t-m{T}_s)$

通过对y(t)进行重采样，可以将采样频率转换到我们需要的频率f_i＝1/T_i上，令t＝kT_i，可得：

$y\left(k{T}_i\right)=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}x\left(m{T}_s\right)h_l({\mathrm{kT}}_i-{\mathrm{mT}}_s)$

根据输入序列{x(m)}、插值滤波器h₁(t)以及输入输出采样位置kT_i和mT_s可计算出新的采样点y(kT_i)的值。式中T_s表示采样周期，T_i与符号周期成整数倍关系，y(kT_i)表示用与符号速率成整数倍关系的频率采样所得的信号值。

m是输入信号的序列号，定义插值滤波器的序列号为：i＝int[kT_i/T_s]-m，其中int[z]表示取不大于z的最大整数。同样，定义m_k＝int[kT_i/T_s]，μ_k＝kT_i/T_s-m_k，从时间轴上看，它们之间的关系如图5所示。

则上面的公式可以改写为：

$y\left(k{T}_i\right)=y\left[(m_k+{\mathrm{\μ}}_k)T_s\right]=\underset{i=I_1}{\overset{I_2}{\mathrm{\Σ}}}x\left[(m_k-i)T_s\right]h_l\left[(i+{\mathrm{\μ}}_k)T_s\right]$

其中在高速系统中，高效的实现结构将大大节省资源。对于给定的多项式，最直接的实现方法是根据当前的时间：(i+μ_k)T_s，实时计算出内插系数，再作横向滤波。显然，这样做很耗资源。我们也可以对时偏μ_kT_s进行分级量化，事先计算好抽头系数，然后根据输入调用相应的系数。显然这样做就和一般的滤波函数没有区别，失去了多项式内插函数具有的优势。

发明内容

本发明的目的是针对上述问题的存在，提供一种定时误差或采样频率偏差的提取均是基于导频而独立于符号速率的、由一个数字控制振荡器(NCO)控制的内插环路来实现采样速率转换和符号同步的精确跟踪的适用于软件无线电OFDM接收机的采样速率转换和符号同步方法的正交频分复用系统用采样频率偏差跟踪的信号处理装置及方法。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

本发明所述的正交频分复用系统的采样频率偏差跟踪信号处理装置，包括

一由采样频率为f_sam的时钟控制的用于将接收的模拟正交频分复用(OFDM)中频信号进行数字化处理的模数转换器(ADC)；

一用于进行数字正交下变频和整数倍抽取处理而获得较低采样率的基带信号(rcm)及输出采样率为af_N的复数序列的数字下变频器(DDC)；

一用于调整采样频率并进行定时偏差校正，得到采样率为2f_N、采样时刻最佳的输出信号序列的内插滤波器；

一用于去除循环前缀(GI)而得到f_N的信号序列的有限冲激响应(FIR)滤波器；

一用于进行串并变换和傅立叶变换(FFT)计算而得到输出信号的串并变换器；

一用于对傅立叶变换计算之前的内插器输出信号进行粗定时误差检测(TED)以得到粗估计误差值

并用该粗估计误差值调整傅立叶变换计算窗口位置的粗定时检测(TED)装置；

其特点是所述串并变换器后设有一用于对傅立叶变换计算之后的输出信号进行定时误差检测(TED)以确定其精定时误差(ε)的后定时误差检测(TED)装置，且所述后定时误差检测(TED)装置与内插滤波器之间设置有一用于通过相对偏差计算内插控制偏置值，进行内插位置调整，从而实现符号精确同步的由依序连接的环路滤波装置、重采样控制装置、数字控制振荡器(NCO)组成的内插控制环路，其中所述后定时误差检测(TED)装置得到的定时误差(ε)的整数部分ε_i来调整FFT计算窗口位置，小数部分ε_i作为内插控制环路的误差输入信号，驱动环路滤波和重采样控制器、数字控制振荡器(NCO)单元，并通过相位偏差计算内插控制偏置值，进行内插位置调整。

其中上述内插滤波器采用四点分段抛物线拟合内插滤波器。

本发明所述的正交分复用系统的采样频率偏差跟踪信号处理方法，其特点是包括以下步骤：

(1)、用一由采样频率为f_sam的时钟控制的模数转换器(ADC)将接收的模拟正交频分复用中频信号进行数字化处理得到数字正交频分复用中频信号；

(2)、用一数字下变器(DDC)将数字正交频分复用中频信号进行正交下变频处理和对其采样速率进行抽取系数(a)的整数倍抽取处理而得到采样速率为af_N的串行输出序列；

(3)、用一滤波函数为

$y\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\μ}}_n^l\underset{i=I_1}{\overset{I_2}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l\left(i\right)r(m_n-i)$

的内插滤波器对数字下变频器(DDC)输出的串行输出序列进行采样速率转换得到采样率为2f(N)的信号输出序列，其中公式中b_l(i)是与最佳采样点和输入采样信号的归一化偏差μ_n无关的固定系数，r(m_n-i)是数字化接收信号序列，L为内插滤波阶数，下标n为内插输出样点序列标号，I₁、I₂为内插时刻参与计算的输入样点相对于参考基准样点m_n的前后偏移量；

(4)、用一有限冲激响应(FIR)滤波器对内插滤波器的信号输出序列进行循环前缀(GI)的去除处理和将其采样速率降低为接近符号速率(f_N)的采样速率转换处理，此时，定时偏差λl的OFDM第l个符号的第n个子载波可以表示为：

$y_{l,n}=\frac{1}{N_f}\left\{\underset{k=0}{\overset{N_f-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{l,k}{e}^{j(2\mathrm{\π\Δ}{f}_c{T}_s+{\mathrm{\φ}}_0+2\mathrm{\πn}{\mathrm{\λ}}_l+2\mathrm{\πkn}/N_f)}{H}_{l,k}\right\}+w_{l,n}$

其中T_s＝T+T_g，T是有用数据的周期，T_g是一个符号中保护间隔的时间长度，Δf_c是载波频差，Φ₀是相位偏差，第l个符号相对于T_s归一化的定时偏差为λ_l；

(5)、用一串并变换器对有限冲激响应(FIR)的信号输出序列进行串并变换和傅立叶变换(FFT)计算而得到并行信号输出序列；

(6)、用一粗定时误差检测(TED)装置对内插滤波器输出的信号输出序列采用基于保护间隔相关运算的算法得到粗定时误差估计值

并由此得到傅立叶变换(FFT)窗口的起始位置；

(7)、用一后定时误差检测(TED)装置对傅立叶变换输出的并行信号输出序列采用跟踪算法并通过频域上的定时误差检测来得到定时偏差ε的估计值；

(8)、将后定时误差检测(TED)装置检测得到的定时偏差ε的整数部分ε_i反馈调整傅立叶变换(FFT)窗口的起始位置，将其小数部分ε_f用来调整数字控制振荡器(NCO)相位η_n的初始值和频率控制字W_n并驱动由环路滤波器、采样控制器及数字控制振荡器(NCO)组成的内插控制环路来反馈跟踪和调整内插滤波器的剩余偏差，此时这些参数的递归方程如下：

μ_n＝η_n/w_n

η_n＝(η_n-1-w_n-1)mod 1

η_{start_l}＝η_{start_l-1}+f₁(ε)

w_{start_l}＝w_{start_l-1}+f₂(ε)

w₀＝2f_N/f_ddc

其中w_n是w_n的初值，f₁(ε)、f₂(ε)是ε经两个环路滤波器后的输出，两个环路滤波器的带宽分别是w_f1和w_f2。而w_{start_l}和η_{start_l}分别是第l个OFDM符号对应的NCO频率控制字和相位的第一个值，w_{start_l}每个OFDM符号计算一次，即同个符号内其值保持不变，而η_n和w_n的更新速率为采样速率f_ddc。

本发明由于采用一个固定频率的本振对信号进行采样及将采样间隔的调整在数字处理模块内通过内插处理直接对数字信号进行调整来实现的方法。从而实现了接收机信采样频率同步的全数字化。为可变模式、可变速率接收机的实现提供了很大的方便。同时本发明由于采用了可用于OFDM软件接收机的全数字化内插环路。该方法可以实现采样速率到符号速率的转换，在基于前导字的同步粗估计的基础上，用NCO控制的环路来实现残留符号定时偏差和采样频率误差的跟踪补偿，可以获得精确同步。

以下结合附图详细描述本发明的实现：

附图说明

图1a是OFDM帧持续时间较短的情况下采样频率偏差估计的剩余误差对星座点的影响的结构示意图；

图1b是OFDM帧持续时间较长的情况下采样频率偏差估计的剩余误差对星座点的影响的结构示意图；

图2a是对采样时钟的调整是在模拟处理模块内进行的结构示意图；

图2b是对采样时钟的调整是在数字处理部分提取参数特征的方案的结构示意图；

图2c是对采样时钟的调整是在一个固定频率的本振对信号进行采样的结构示意图；

图3是一个典型的软件无线电收发机模型的结构示意图；

图4是本发明的结构组成示意图；

图5是本发明的采样率转换关系的结构示意图。

具体实施方式

如图4及图5所示，本发明所述的正交频分复用系统的采样频率偏差跟踪信号处理装置，包括

一由采样频率为f_san的时钟控制的用于将接收的模拟正交频分复用OFDM中频信号进行数字化处理的模数转换器(ADC)；

一用于进行数字正交下变频和整数倍抽取处理而获得较低采样率的基带信号(rcm)及输出采样率为af_N的复数序列的数字下变频器(DDC)；

一用于调整采样频率并进行定时偏差校正，得到采样率为2f_N、采样时刻最佳的输出信号序列的内插滤波器，其中所述内插滤波器采用四点分段抛物线拟合内插滤波器；

一用于去除循环前缀(GI)而得到f_N的信号序列的有限冲激响应(FIR)滤波器；

一用于进行串并变换和傅立叶变换(FFT)计算而得到输出信号的串并变换器；

一用于对傅立叶变换计算之前的内插器输出信号进行粗定时误差检测(TED)以得到粗估计误差值

并用该粗估计误差值调整傅立叶变换计算窗口位置的粗定时检测(TED)装置；

其特征在于所述串并变换器后设有一用于对傅立叶变换计算之后的输出信号进行定时误差检测(TED)装置以确定其精定时误差(ε)的后定时误差检测(TED)装置，且所述后定时误差检测(TED)装置与内插滤波器之间设置有一用于通过相对偏差计算内插控制偏置值，进行内插位置调整，从而实现符号精确同步的由依序连接的环路滤波装置、重采样控制装置、数字控制振荡器(NCO)组成的内插控制环路，其中所述后定时误差检测(TED)装置得到的定时误差(ε)的整数部分ε_i来调整傅立叶变换(FFT)计算窗口位置，小数部分ε_i作为内插控制环路的误差输入信号，驱动环路滤波和重采样控制器、数字控制振荡器(NCO)单元，并通过相位偏差计算内插控制偏置值，进行内插位置调整。此时根据如图5所示的采样速率转换的主要信号控制参数，其中时间轴上方是输入采样序列，采样周期为T_s；时间轴下方是输入采样序列，采样周期为T_i。输入采样点和输出点之间的时间偏差用μ_kT_s表示，从而可以得到如下的递归方程：

μ_n＝η_n/w_n

η_n＝(η_n-1-w_n-1)mod 1

η_{start_l}＝η_{start_l-1}+f₁(ε)

w_{start_l}＝w_{start_l-1}+f₂(ε)

w₀＝2f_N/f_ddc

其中，η_n是NCO相位累加器中的相位值，w_n是NCO频率控制字；ε是从FFT输出信号中检测出的定时偏差，由它控制η_n和w_n来产生μ_n。其中w₀是w_n的初值，f₁(ε)、f₂(ε)是ε经两个环路滤波器后的输出。两个环路滤波器的带宽分别是w_f1和w_f2。而w_{start_l}和η_{start_l}分别是第l个OFDM符号对应的NCO频率控制字和相位的第一个值。w_{start_l}每个OFDM符号计算一次，即同个符号内其值保持不变。而η_n和w_n的更新速率为采样速率f_ddc。采样频率偏差和残留初定时偏差可以通过调整NCO的这两个参数值及相关参数来实现跟踪补偿。这时我们得到了控制环路结构的一些参数，本发明所述解决方案的解决要点是如何估计残留的定时误差。假设在OFDM数据符号中每隔N_p个子载波加入一个导频。如图5所示，是傅立叶变换(FFT)之前定时误差的初步估计值。我们采用基于保护间隔相关运算的算法来实现OFDM符号的初步同步估计。在AWGN信道条件下，符号定时偏差的估计值由下式得到：

$\widehat{\mathrm{\λ}}=\arg \underset{k}{\max }\left\{\right|\underset{i=0}{\overset{N_g-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{k+i}{y}_{k+i+N_f}^{*}\left|\right)$

$-\frac{1}{2}\underset{i=0}{\overset{N_g-1}{\mathrm{\Σ}}}({\left|y_{k+i}\right|}^2+{\left|y_{k+i+N_f}\right|}^2)\}$

则FFT窗口的起始位置可以表示为：

$s_{\mathrm{FFT}}=\widehat{\mathrm{\λ}}+N_g-s$

其中s是FFT窗口位置的前移值。初步符号同步估计值往往是一个实数值，而傅立叶变换(FFT)窗口位置的最小调整步进为一个采样点。所以初步定时同步校正后必然的一定的残留偏差。另外，在接收机中还存在采样时钟频率偏差，即设定的初始值w₀不可能是实际值。上述两点都将引起每个符号及符号中每一个子载波的不同的相位旋转。设第l个符号的残留定时误差为：

$\mathrm{\ϵ}\left(l\right)={\mathrm{\λ}}_l-\widehat{\mathrm{\λ}}$

因此，需要一个跟踪算法来减小ε(l)。ε(l)的估计值可以通过频域上的TED(Timing Error Detector)得到。

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}\left(l\right)=\mathrm{\Δ\φ}\·N_f/\left(2\mathrm{\Δk\π}\right)$

$\≈\mathrm{angle}\left[\frac{Y_{l,k_2}}{Y_{l,k_1}}\right]\·N_f/\left(2\mathrm{\Δk\π}\right)$

定义残留定时偏差的平均值为：

ε(l)＝ε_i+ε_f

ε_i＝int( ε(l))，ε_f＝fra( ε(l))

ε_i和ε_f分别表示估计值的整数和小数部分，而此时整数部分ε_i用来调整FFT的窗口位置。则有

$s_{\mathrm{FFT}}=\widehat{\mathrm{\λ}}+N_g-s-{\mathrm{\ϵ}}_i$

而小数部分通过内插器来跟踪调整剩余的偏差，该值用来调整NCO相位η_n的初始值和NCO频率控制字。这样采样速率转换、采样频率偏差和符号定时误差跟踪可以综合在一个如图4所示内插环路内，从而使本发明所述的定时误差或采样频率偏差的提取均是基于导频而独立于符号速率的、由一个数字控制振荡器NCO控制的内插环路来实现采样转换和符号同步的精确跟踪的适用于软件无线电OFDM接收机的采样速率转换和符号同步方法以达到本发明的目的。

一种正交分复用系统的采样频率偏差跟踪信号处理方法，其特征在于包括以下步骤：

(1)、用一由采样频率为f_sam的时钟控制的模数转换器(ADC)将接收的模拟正交频分复用中频信号进行数字化处理得到数字正交频分复用中频信号；

(2)、用一数字下变器(DDC)将数字正交频分复用中频信号进行正交下变频处理和对其采样速率进行抽取系数(a)的整数倍抽取处理而得到采样速率为f_N的串行输出序列；

(3)、用一滤波函数为

$y\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\μ}}_n^l\underset{i=I_1}{\overset{I_2}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l\left(i\right)r(m_n-i)$

的内插滤波器对数字下变频器(DDC)输出的串行输出序列进行采样速率转换得到采样率为f_N的信号输出序列，其中公式中b_l(i)是与最佳采样点和输入采样信号的归一化偏差μ_n无关的固定系数，r(m_n-i)是数字化接收信号序列，L内插滤波阶数，下标n为内插输出样点序列标号，I₁、I₂为内插时刻参与计算的输入样点相对于参考基准样点m_n的前后偏移量；

(4)、用一有限冲激响应(FIR)滤波器对内插滤波器的信号输出序列进行循环前缀(GI)的去除处理和将其采样速率降低为接近符号速率(f_N)的采样速率转换处理，此时，定时偏差λ_l的OFDM第l个符号的第n个子载波可以表示为：

$y_{l,n}=\frac{1}{N_f}\left\{\underset{k=0}{\overset{N_f-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{l,k}{e}^{j(2\mathrm{\π\Δ}{f}_c{T}_s+{\mathrm{\φ}}_0+2\mathrm{\πn}{\mathrm{\λ}}_l+2\mathrm{\πkn}/N_f)}{H}_{l,k}\right\}+w_{l,n}$

其中T_s＝T+T_g，T是有用数据的周期，T_g是一个符号中保护间隔的时间长度，Δf_c是载波频差，Φ₀是相位偏差，第l个符号相对于T_s归一化的定时偏差为λ_l；

(5)、用一串并变换器对有限冲激响应(FIR)的信号输出序列进行串并变换和傅立叶变换(FFT)计算而得到并行信号输出序列；

(6)、用一粗定时误差检测(TED)装置对内插滤波器输出的信号输出序列采用基于保护间隔相关运算的算法得到粗定时误差估计值

并由此得到傅立叶变换(FFT)窗口的起始位置；

(7)、用一后定时误差检测(TED)装置对傅立叶变换输出的并行信号输出序列采用跟踪算法并通过频域的定时误差检测来得到定时偏差ε的估计值，即先通过如下公式来计算第l个符号的残留定时误差

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}\left(l\right)=\mathrm{\Δ\φ}\·N_f/\left(2\mathrm{\Δk\π}\right)$

$\≈\mathrm{angle}\left[\frac{Y_{l,k_2}}{Y_{l,k_1}}\right]\·N_f/\left(2\mathrm{\Δk\π}\right),$

再定义残留定时偏差的平均值为：

ε(l)＝ε_i+ε_f

ε_i＝int( ε(l))，ε_f＝fra( ε(l))

ε_i和ε_f分别表示估计值的整数和小数部分，而此时整数部分ε_i用来调整FFT的窗口位置。则有

$s_{\mathrm{FFT}}=\widehat{\mathrm{\λ}}+N_g-s-{\mathrm{\ϵ}}_i;$

(8)、将后定时误差检测(TED)装置检测得到的定时偏差ε的整数部分ε_i反馈调整傅立叶变换(FFT)窗口的起始位置，将其小数部分ε_f用来调整数字控制振荡器(NCO)相位η_n的初始值和频率控制字w_n并驱动由环路滤波器、采样控制器及数字控制振荡器(NCO)组成的内插控制环路来反馈跟踪和调整内插滤波器的剩余偏差，此时这些参数的递归方程如下：

μ_n＝η_n/w_n

η_n＝(η_n-1-w_n-1)mod 1

η_{start_l}＝η_{start_l-1}+f₁(ε)

w_{start_l}＝w_{start_l-1}+f₂(ε)

w₀＝2f_N/f_ddc

其中w₀是w_n的初值，f₁(ε)、f₂(ε)是ε经两个环路滤波器后的输出，两个环路滤波器的带宽分别是w_f1和w_f2。而w_{start_l}和η_{start_l}分别是第l个OFDM符号对应的NCO频率控制字和相位的第一个值，w_{start_l}每个OFDM符号计算一次，即同个符号内其值保持不变，而η_n和w_n的更新速率为采样速率f_ddc。

Claims (3)

1、一种正交频分复用系统的采样频率偏差跟踪信号处理装置，包括

一由采样频率为f_sam的时钟控制的用于将接收的模拟正交频分复用OFDM中频信号进行数字化处理的模数转换器(ADC)；

一用于进行数字正交下变频和整数倍抽取处理而获得较低采样率的基带信号(rcm)及输出采样率为af_N的复数序列的数字下变频器(DDC)；

一用于调整采样频率并进行定时偏差校正，得到采样率为2f_N、采样时刻最佳的输出信号序列的内插滤波器；

一用于去除循环前缀(GI)而得到f_N的信号序列的有限冲激响应(FIR)滤波器；

一用于进行串并变换和傅立叶变换(FFT)计算而得到输出信号的串并变换器；

一用于对傅立叶变换(FFT)计算之前的内插器输出信号进行粗定时误差检测(TED)以得到粗估计误差值 并用该粗估计误差值调整傅立叶变换(FFT)计算窗口位置的粗定时检测(TED)装置；

其特征在于所述串并变换器后设有一用于对傅立叶变换(FFT)计算之后的输出信号进行定时误差检测(TED)装置以确定其精定时误差(ε)的后定时误差检测(TED)装置，且所述后定时误差检测(TED)装置与内插滤波器之间设置有一用于通过相对偏差计算内插控制偏置值，进行内插位置调整，从而实现符号精确同步的由依序连接的环路滤波装置、重采样控制装置、数字控制振荡器(NCO)组成的内插控制环路，其中所述后定时误差检测(TED)装置得到的定时误差(ε)的整数部分ε_i来调整FFT计算窗口位置，小数部分ε_i作为内插控制环路的误差输入信号，驱动环路滤波和重采样控制器、数字控制振荡器(NCO)单元，并通过相位偏差计算内插控制偏置值，进行内插位置调整。

2、根据权利要求1所述的正交频分复用系统的采样频率偏差跟踪信号处理装置，其特征在于上述内插滤波器采用四点分段抛物线拟合内插滤波器。

3、一种正交分复用系统的采样频率偏差跟踪信号处理方法，其特征在于包括以下步骤：

(1)、用一由采样频率为f的时钟控制的模数转换器(ADC)将接收的模拟正交频分复用中频信号进行数字化处理得到数字正交频分复用中频信号；

(2)、用一数字下变器(DDC)将数字正交频分复用中频信号进行正交下变频处理和对其采样速率进行抽取系数(a)的整数倍抽取处理而得到采样速率为a(fN)的串行输出序列；

(3)、用一滤波函数为

$y\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{I_1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\μ}}_n^l\underset{i=I_1}{\overset{I_2}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l\left(i\right)r(m_n-i)$

的内插滤波器对数字下变频器(DDC)输出的串行输出序列进行采样速率转换得到采样率为2f(N)的信号输出序列，其中公式中b_l(i)是与最佳采样点和输入采样信号的归一化偏差μ_n无关的固定系数，r(m_n-i)是数字化接收信号序列，L为内插滤波阶数，下标n为内插输出样点序列标号，I₁、I₂为内插时刻参与计算的输入样点相对于参考基准样点m_n的前后偏移量；

(4)、用一有限冲激响应(FIR)滤波器对内插滤波器的信号输出序列进行循环前缀(GI)的去除处理和将其采样速率降低为接近符号速率(f_N)的采样速率转换处理，此时，定时偏差λ_l的OFDM第l个符号的第n个子载波可以表示为：

$y_{l,n}=\frac{1}{N_f}\left\{\underset{k=0}{\overset{N_f-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{l.k}{e}^{j(2\mathrm{\π\Δ}{f}_c{T}_s+{\mathrm{\φ}}_0+2\mathrm{\πn}{\mathrm{\λ}}_1+2\mathrm{\πkn}/N_f)}{H}_{l,k}\right\}+w_{l,n}$

其中T_s＝T+T_g，T是有用数据的周期，T_g是一个符号中保护间隔的时间长度，Δf_c是载波频差，Ф₀是相位偏差，第l个符号相对于T_s归一化的定时偏差为λ_l；

(5)、用一串并变换器对有限冲激响应(FIR)滤波器的信号输出序列进行串并变换和傅立叶变换(FFT)计算而得到并行信号输出序列；

(6)、用一粗定时误差检测(TED)装置对内插滤波器输出的信号输出序列采用基于保护间隔相关运算的算法得到粗定时误差估计值 并由此得到傅立叶变换(FFT)窗口的起始位置；

(7)、用一后定时误差检测(TED)装置对傅立叶变换输出的并行信号输出序列采用跟踪算法并通过频域上的定时误差检测来得到定时偏差ε的估计值；

(8)、将后定时误差检测(TED)装置检测得到的定时偏差ε的整数部分ε_i反馈调整傅立叶变换(FFT)窗口的起始位置，将其小数部分ε_j用来调整数字控制振荡器(NCO)相位η_n的初始值和频率控制字w_n并驱动由环路滤波器、采样控制器及数字控制振荡器(NCO)组成的内插控制环路来反馈跟踪和调整内插滤波器的剩余偏差，此时这些参数的递归方程如下：

μ_n＝η_n/w_n

η_n＝(η_n-1-w_n-1)mod 1

η_{start_l}＝η_{start_l-1}+f₁(ε)

w_{start_l}＝w_{start_l-1}+f₂(ε)

w₀＝2f_N/f_ddc

其中w₀是w_n的初值，f₁(ε)、f₂(ε)是ε经两个环路滤波器后的输出，两个环路滤波器的带宽分别是w_f1和w_f2。而w_{start_l}和η_{start_l}分别是第l个OFDM符号对应的NCO频率控制字和相位的第一个值，w_{start_l}每个OFDM符号计算一次，即同个符号内其值保持不变，而ηn和w_n的更新速率为采样速率f_ddc。

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