CN1771557A - 用于基于rll存储系统的串话消除方案 - Google Patents

Abstract

本发明涉及游程长度受限码存储系统。在现代存储系统中，选择轨道间隔为相对小，以允许高存储密度。因此，当读取目标轨道时，写在旁轨上的数据可能出现在恢复信号中。这种轨道间干扰被称为串话。本发明建议一种基于最小化(dm+1，m)信号的两个跃迁(xm，xm+1)之间的实际的(dm+1，m)和期望的(exp)游程长度之间的失配的串话消除方案。所建议的方案显著地改善接收机的上倾斜特性，并允许更为有效的硬件实施。

Description

用于基于RLL存储系统的串话消除方案

技术领域

本发明涉及串话消除方法、用于实施串话消除方法的计算机程序、包括串话消除装置的信号处理器以及用于读取沿着存储媒体上的轨道存储的信号的设备，所述设备包括串话消除装置。

本发明涉及存储系统，其中沿着存储媒体上的轨道存储数据。在现代存储系统中，轨道间距选择为相对小，以允许高存储密度。结果，当读取目标轨道时，写在旁轨上的数据可能出现在恢复信号中。这种轨道间干扰被称作串话。

本发明有利地用于这样的存储系统，以便通过除去串话来改进恢复信号。例如，本发明应用于光存储系统(DVD，Blu-ray盘，小波形因数光盘......)、磁存储系统(特别是硬盘)、磁-光存储系统。

由于光存储系统，当系统中存在径向倾斜时，因为光点随之更加在旁轨上扩展，所以串话甚至更加严重。

背景技术

在美国专利6,134,211中描述了一种串话除去设备。此设备具有三个读取元件，同时读取主轨道和两个相邻轨道。对利用三个读取元件读取的三个信号进行采样，以提供三个采样序列。串话除去电路对三个采样序列应用自适应信号处理(例如LMS自适应算法)，以产生来自相邻轨道的与无串话成分的主轨道相关的串话除去的采样序列。

自适应处理包括自适应滤波，更新滤波系数，以便收敛到使得出现在串话除去的采样序列中的错误值为零。

通过使用基准采样提取电路来实现此收敛。当三个连续采样的值从正变换到负或从负变换到正时，基准采样提取电路提取三个连续采样值的中心采样值。将提取的采样值提供给减法器，该减法器计算提取的采样值和基准值之间的差。此差被用作误差(e)，该误差必须被收敛到零，以更新滤波系数。

在此方案中，假定中心采样值是在理想的过零点时间上的采样值。如果采样是位同步采样，才能作出此假定。

在US 6,134,211中，通过在利用时间恢复电路驱动的时钟上运行模-数转换器和串话消除电路来实现这一点。固此，此串话消除方案仅在时间恢复电路已经获得频率和相位锁定时是可操作的。

在US 6,134,211中，当采样序列保持在异步状态中时(也就是说，当没有锁定时间恢复电路时)，根据固定的预定系数对这些序列进行滤波。这有助于避免滤波系数的发散，但是导致上倾斜(ramp-up)问题：如果时间恢复电路由于强的串话而不能收敛，则串话消除方案将仍然是低效的并且系统将被堵塞。

现有技术系统的另一个问题是它几乎不与异步接收机体系结构相兼容。

在这样的异步体系结构中，模-数转换器和滤波器在固定时钟上运行。在串话消除电路的输出端上利用由时间恢复电路控制的采样率转换器来完成从固定时钟域到位同步域的跃迁。对于每个相邻轨道需要锁定到时间恢复电路的附加的采样率控制器来产生导出上述误差(e)所需的位同步采样。

而且，如果固定时钟(滤波器运行的时钟)和利用时间恢复电路驱动的时钟(更新滤波系数的时钟)基本上彼此不同，也将要求逆采样率转换器将滤波系数从由时间恢复电路驱动的时钟域插入(interpolate)到固定时钟域。

这将导致体系结构增加的复杂性。

发明内容

本发明的目标之一是建议一种用于解决以上问题的串话消除的解决方案。

这利用权利要求1中所述的串话消除方法、权利要求2中所述的程序、权利要求3-5中所述的包括串话消除装置的信号处理器以及权利要求6-8中所述的用于读取沿着存储媒体上的轨道存储的信号的设备来实现。

根据本发明的串话消除装置用于接收与目标轨道相关的主信号和与旁轨有关的卫星信号，所述主信号显示跃迁和两个跃迁之间的不同长度的游程。它们包括：

滤波装置，用于利用自适应滤波器对卫星信号进行滤波，从而生成滤波版本的卫星信号，

更新装置，用于通过最小化主信号的两个跃迁之间的实际的和期望的游程长度之间的失配来更新自适应滤波器的系数，

处理装置，用于通过减去所述滤波版本的卫星信号从所述主信号中生成改进的主信号。

根据本发明，当更新滤波系数时将被最小化的误差是主信号的两个跃迁之间实际的和期望的游程长度之间的失配。与现有技术最小化方案相反，本发明的最小化方案不使用理想的转移时间的概念。因此，它不要求使用位同步采样。所建议的最小化方案要求频率锁定而不是相位锁定。

所建议的最小化方案的第一优势是它解决上述的上倾斜问题。

所建议的最小化方案的第二优势是它能够以异步体系结构来实现而没有任何附加的硬件复杂性。

有利地，当用于具有利用时间恢复电路驱动的位时钟的异步接收机中时，本发明的串话消除装置操作在相对于这个位时钟是异步的固定时钟上。

在这种情况下，如果位时钟频率不同于固定时钟频率，提供额外的时间恢复装置，以导出位时钟频率和固定时钟频率之间的比率，所述比率由所述更新装置用于更新所述系数。

附图说明

将参考下列附图进一步说明本发明的这些及其他方面：

图1和2是根据本发明的用于读取存储媒体的设备的例子的功能方框图；

图3和4是用于3点(3-spot)串话消除方案中的轨道和光点的第一和第二配置的示意图；

图5是根据本发明的串话消除装置的功能方框图；

图6是显示两个跃迁和两个跃迁之间的游程的接收信号的示意图。

具体实施方式

本发明应用于具有轨道的存储媒体，其中每个轨道形成360°旋转的螺旋线。沿着轨道记录编码数据。用于光记录系统中的编码方案是游程长度受限编码方案(RLL)。当利用RLL编码方案对沿着轨道记录的数据编码时，轨道呈现出对应于相同值的游程的标记，并且标记的边缘对应于两个游程之间的跃迁。标记的尺寸对应于游程的长度。它是基准单位尺寸标记的整数倍。

图1和2显示用于读取这样的盘的设备的第一和第二例子的方框图。显示在图1的设备具有标号6-1。图2的设备具有标号6-2。根据图1和2，设备6-1和6-2包括光单元8，该光单元具有三个读取元件：用于读取与主轨道相关的主信号的主读取元件12，和两个用于读取与邻近于主轨道的两个轨道相关的两个卫星信号的卫星读取元件11和13。在后续的说明中，这些卫星信号之中的一个被称作上(upper)卫星信号，而另一个卫星信号被称作下(lower)卫星信号。三个读取元件发送三个光点21，22和23。

图3和4显示三个光点21，22和23相对于将被读取的三个轨道31，32和33的位置。主光点22是以主轨道32为中心。卫星光点21和23的中心可在图3中表示的卫星轨道31和33上，或者在图4中表示的主轨道32与相邻轨道31和33之间。由图3和4中的卫星光点21和23读取的卫星信号据说“与相邻轨道相关”，因为光点21和23与相邻轨道的至少一部分重叠。

图4的实施例对于可重写光盘系统是有利的，因为它允许重用3点推-拉径向跟踪装置，所述装置当前在所有这样的系统中是可用的(利用读取元件11，12和13读取的信号与主光点21，22和23能用于跟踪和用于串话消除)。

返回到图1和2，由三个读取元件11，12和13读取的三个信号输入到包括串话消除装置42和解码装置44的信号处理器40。由解码装置44产生的信号输入到生成输出信号(例如音频或视频信号)的再现电路46。

图5是串话消除装置42的功能表示图。串话消除装置42包括三个模-数转换器51，52和53，用于采样主信号、上卫星信号和下卫星信号。三个模-数转换器51，52和53在固定时钟55上操作，并生成主采样序列62、下卫星采样序列61和上卫星采样序列63。下和上卫星采样序列61和63分别由下自适应滤波器71和上自适应滤波器73进行处理，这生成下卫星采样序列的滤波版本81和上卫星采样序列的滤波版本83。主采样序列62由可选均衡器90进行处理，这生成主采样的均衡序列92。随后，减法器93从主采样的均衡序列92中减去下卫星采样序列的滤波版本81和上卫星采样序列的滤波版本83，从而生成主采样的改进序列102。

可替换地，如果省略均衡器90，通过从主采样序列62中减去下卫星采样序列的滤波版本81和上卫星采样序列的滤波版本83，生成主采样的改进序列102。

将主采样102的改进序列输入到由时问恢复电路130驱动的采样率转换器120(例如锁相环路电路)．采样率转换器120的输出是解码装置44的输入。

主采样102的改进序列以及下与上卫星采样61和63的序列由下与上系数更新装置111和113进行处理。下与上系数更新装置111和113分别更新由下滤波器71和由上滤波器73使用的系数。

串话消除装置42的行为可以利用下列数学表达式来形式化：

${\tilde{C}}_m=C_m-\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{f}_k^{+}{S}_{m-k}^{+}-\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{f}_k^{-}{S}_{m-k}^{-}$ (等式1)

其中：

S_m ⁺是上卫星信号的采样m；

S_m ^-是下卫星信号的采样m；

C_m是主信号的采样m；

f_k ⁺是上滤波器的系数，而f_k ^-是下滤波器的系数，

是在减法器93的输出上获得的改进的主采样m。

有利地，用于更新滤波系数的算法是LMS算法(最小均方)。根据本发明，算法的驱动项Z_m(即，将被最小化的项)是主信号的两个跃迁之间的实际的和期望的游程长度之间的失配。

这意味着：

${\left(f_k^{\±}\right)}_{m+1}=(1-\mathrm{\μ}){\left(f_k^{\±}\right)}_m-\mathrm{\μ}\frac{\∂}{\∂f_k^{\±}}{\left(Z_m\right)}^2$ (等式2)

将参考图6在下面说明本发明的串话最小化方案。如从本说明书中可以显而易见的，为了所建议的方案正确地操作，PLL驱动的位时钟与运行模-数转换器51，52和53的固定时钟之间的比率α必须是可利用的。在图5中，两个箭头141和143指示将频率比α提供给第一和第二系数更新装置111和113。箭头141和143表示为虚线，因为如果频率比α等于1，则可能省略它们。

有利地由串话消除装置42外部的时间恢复电路提供比率α，并且比率α特别地为快速近似恢复位频率而设计。这样的外部时间恢复电路已经出现在大多数的读取设备中。

例如，在一些系统中(主要在可写/可重写系统中)，摆动(wobble)时钟可以方便地被用来估算比率α。图1给出将有利地用于这样的系统中的实施的例子：在图1中，外部时间恢复电路具有标号50-1，并且连接在主读取元件12和串话消除装置42之间的路径中。在其它系统(主要在ROM系统中)，平均游程长度测量可以用于同一目的。图2给出将有利地用于这样的系统中的实现的例子：在图2中，外部时间恢复电路具有标号50-2，并且连接在串话消除装置42和解码装置44之间的路径中。

图5是接收的主信号的示意图。表示了两个连续的跃迁X_m和X_m+1。

是在跃迁X_m的左侧的改进的主采样；

是在跃迁X_m的右侧的改进的主采样；

是在跃迁X_m+1的左侧的改进的主采样；

是在跃迁X_m+1的右侧的改进的主采样；

是在采样

之前的改进的主采样；

是在采样

之后的改进的主采样；

是在采样 之前的改进的主采样；

是在采样 之后的改进的主采样；

_m是跃迁X_m的理想时间和跃迁X_m的实际时间之间的时间间隔(在图5，_m＜0)；

_m+1是跃迁X_m+1的理想时间和跃迁X_m+1的实际时间之间的时间间隔(在图5中，_m+1＜0)；

d_m+1，m是两个跃迁X_m和X_m+1之间实际的游程长度。

在下文中，为了简化目的而不失一般性，假设：

两个采样之间的时间间隔等于1，

跃迁矩(moment)m＝1对应于上升跃迁，和时间间隔_m从间隔 $[-\frac{1}{2},+\frac{1}{2}]$ 中取值。

现在将说明本发明的更新方案的第一实施。当固定的系统时钟是(几乎)等于PLL驱动位时钟时(即当比率α接近1时)，这个第一实施例是可应用的，但是两个时钟之间没有相位锁定时。

选择将被最小化的LMS驱动参数Z_m等于实际的游程长度d_m+1，m和期望的游程长度之间的差d_m+1，m ^(exp)。当没有码元间干扰和没有时钟频率变化时，考虑时钟间隔的整数应该理想地拟合在RLL编码信号中的跃迁之间，d_m+1，m ^(exp)可以近似为 $d_{m+1,m}^{\left(\exp \right)}=\mathrm{round}\left(d_{m+1,m}\right),$ 其中round(x)被定义为最接近于实数x的整数。

因而：

Z_m＝ζ(d_m+1，m)

其中ζ(x)＝x-round(x)   (等式3)

并且d_m+1，m＝[(m+1，L)-(m，L)]+_m+1-_m

其中[(m+1，L)-(m，L)]表示采样

和 之间的采样间隔的整数。

在下文中，假定串话不是非常大，以便对于滤波系数小的变化

$\left|\mathrm{\&zeta;}\left(d_{m+1,m}\right)\right|<\frac{1}{2}$

根据此假设，Z_m可以近似为以下：

Z_m＝ζ(d_m+1，m)≈_m+1-_m+E，其中E是独立于滤波系数的整数。

(等式4)

时间间隔_m可以近似计算为改进的主采样的函数g_m：

线性逼近的一般形式是：

可以使用简单的2项线性逼近法，这给出：

其中η_k，L＝η_k，R＝η＞0

以及

根据这个简单的2项线性逼近法和上面的等式3：

Z_m≈ζ(ηR_m·(-1)^m+1+[(m+1，L)-(m，L)])＝ζ(ηR_m)·(-1)^m+1

其中 $R_m={\tilde{C}}_{(m,L)}+{\tilde{C}}_{(m,R)}+{\tilde{C}}_{(m+1,L)}+{\tilde{C}}_{(m+1,R)}$

可以如下计算等式2中的项 $\frac{\&PartialD;}{{\&PartialD;f}_k^{\&PlusMinus;}}{\left(Z_m\right)}^2:$

$\&DoubleRightArrow;\frac{\&PartialD;}{{\&PartialD;f}_k^{\&PlusMinus;}}{\left(Z_m\right)}^2\&ap;2\&CenterDot;\mathrm{\&eta;}\&CenterDot;\mathrm{\&zeta;}\left(\mathrm{\&eta;}{R}_m\right)\&CenterDot;[S_{(m,L)-k}^{\&PlusMinus;}+S_{(m,R)-k}^{\&PlusMinus;}{+S}_{(m,1,L)-k}^{\&PlusMinus;}+S_{(m+1,R)-k}^{\&PlusMinus;}]$

最后，用于更新滤波系数的表达式是：

${\left(f_k^{\&PlusMinus;}\right)}_{m+1}=(1-\mathrm{\&mu;}){\left(f_k^{\&PlusMinus;}\right)}_m-2\&CenterDot;\mathrm{\&mu;}\&CenterDot;\mathrm{\&eta;}\&CenterDot;\mathrm{\&zeta;}\left(\mathrm{\&eta;}{R}_m\right)\&CenterDot;(S_{(m,L)-k}^{\&PlusMinus;}+S_{(m,R)-k}^{\&PlusMinus;}+S_{(m+1,L)-k}^{\&PlusMinus;}+S_{(m+1,R)-k}^{\&PlusMinus;})$ (公式5)

现在将说明本发明的更新方案的第二实现，当固定系统时钟(滤波器运行的时钟)不等于PLL驱动位时钟时(当比率α≠1时)，可以使用这第二实现。

在此第二实现中，也选择将被最小化的LMS驱动参数Z_m等于实际的游程长度d_m+1，m和期望的游程长度d_m+1，m ^(exp)之间的差值，但是必须修改用来计算d_m+1，m、_m和_m+1的数学公式，以考虑频率比α。

即，为了测量比特间隔中的游程长度，两个跃迁之间的采样数目必须乘以α，这意味着：

d_m+1，m＝α·[(m+1，L)-(m，L)]+_m+1-_m

跃迁相位_m也必须乘以α。这意味着_m的线性逼近法的一般形式为：

线性逼近法的简单2项表达式为：

最后，用于更新滤波系数的表达式为：

(等式6)

将注意：根据等式5和6，本发明的最小化方案不使用理想的转换时间的概念。

相对于所描述的串话消除方法、信号处理器和读取设备，可以建议修改或改进而不偏离本发明的范围。本发明并不局限于所提供的例子。具体地：

-所描述的第一和第二实现基于简单的2项线性近似法用于计算时间间隔_m和_m+1，这不是限制性的。可以使用其它的近似法。例如，可以使用多于2项的线性逼近法。可以以类似于2项线性逼近法的方式来导出用于这些其它逼近法的LMS更新方案。

-用于上述实现中的最小化算法是LMS算法。这不是限制性的。其它的最小化算法也可用来最小化Z_m。通过使用与上述的用于LMS算法相同的原则可以容易地导出相应的系数更新等式。

-在参考图5所述的串话消除装置中，均衡主信号。在备选方案实施例中，可以由自适应滤波器以类似于下与上卫星信号的方式来处理主信号。

可以在硬件或者软件中实现上述的功能。图1、2和5是根据本发明的设备和信号处理器的功能示意图。其硬件实现可能不同于这个功能方框表示。

单词“包括”并不排除所列出之外的元件或步骤的存在。

Claims (8)

1.一种串话消除方法，使用与目标轨道(32)相关的主信号(62)和与旁轨(31，33)相关的卫星信号(61，63)，所述主信号显示跃迁(X_m)和两个跃迁(X_m，X_m+1)之间不同长度(d_m+1，m)的游程，所述消除方法包括以下步骤：

利用自适应滤波器(71，73)对所述卫星信号进行滤波，从而生成滤波版本(81，83)的所述卫星信号，

通过最小化主信号的两个跃迁之间的实际的和期望的游程长度之间的失配，更新所述自适应滤波器的系数，和

处理所述主信号，从而生成改进的主信号(102)，所述处理包括减去所述滤波版本的所述卫星信号。

2.一种程序，包括指令，用于在处理器执行所述程序时实施根据权利要求1的串话消除方法。

3.一种信号处理器(40)，包括串话消除装置(42)，用于接收与目标轨道(32)相关的主信号(62)和与旁轨(31，33)相关的卫星信号(61，63)，所述主信号显示跃迁(X_m)和两个跃迁(X_m，X_m+1)之间不同长度(d_m+1，m)的游程，所述串话消除装置包括：

滤波装置(71，73)，用于利用自适应滤波器对所述卫星信号进行滤波，从而生成滤波版本(81，83)的所述卫星信号，

更新装置(111，113)，用于通过最小化主信号的两个跃迁之间实际的(d_m+1，m)和期望的游程长度(d_m+1，m ^(exp))之间的失配来更新所述自适应滤波器的系数，和

处理装置(93)，用于通过减去所述滤波版本的卫星信号从所述主信号中生成改进的主信号(102)。

4.如权利要求3所述的信号处理器，包括固定时钟(55)、时间恢复装置(130)以及利用所述时间恢复装置驱动的位时钟(120)，所述固定时钟相对于所述位时钟是异步的，其中在所述固定时钟上操作所述串话消除装置。

5.如权利要求4所述的信号处理器，其中所述位时钟具有位时钟频率，而所述固定时钟具有基本上不同于所述位时钟频率的固定时钟频率，使得所述位时钟频率和所述固定时钟频率之间的比率实质上不同于1，所述信号处理器进一步包括时间恢复装置(50-1，50-2)，用于估算所述比率，并将所述比率提供给所述更新装置，所述更新装置被设计为考虑所述比率来更新所述系数。

6.一种用于读取沿着存储媒体(1)上的轨道存储的信号的设备(6-1，6-2)，包括如权利要求3所述的信号处理器。

7.一种用于读取沿着存储媒体上的轨道存储的信号的设备，包括如权利要求4所述的信号处理器。

8.一种用于读取沿着存储媒体上的轨道存储的信号的设备，包括如权利要求5所述的信号处理器。

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