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CN1697500B - 接收机中的信道状态确定方法和信道状态生成器 - Google Patents

接收机中的信道状态确定方法和信道状态生成器 Download PDF

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CN1697500B
CN1697500B CN2005100726758A CN200510072675A CN1697500B CN 1697500 B CN1697500 B CN 1697500B CN 2005100726758 A CN2005100726758 A CN 2005100726758A CN 200510072675 A CN200510072675 A CN 200510072675A CN 1697500 B CN1697500 B CN 1697500B
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Abstract

本发明示例性实施例提供接收机、生成器、误差平均器、确认器及其方法。在本发明示例性实施例中，使用信号的循环特性获得提升的信噪比(SNR)。示例性实施例中生成器生成的信号从均衡器输出，并将该信号传送到解码器，以计算度量值。该信号与码元可信度成正比。

Description

接收机中的信道状态确定方法和信道状态生成器
技术领域
本发明示例性实施例涉及接收机、生成器、误差平均器、确认器及其方法。
背景技术
电视观众可购买电视接收机，其含数字电视(DTV)接收机和/或数字机顶盒，来观看数字广播提供的图象。
传统模拟广播信号包括诸如美国国家电视制式委员会(NTSC)信号、逐行倒相彩色电视制式(PAL)信号、以及顺序彩色与存储彩色电视制式(SECAM)信号。DTV信号包括8电平残留边带(VSB)信号，其由诸如高级电视制式委员会(ATSC)定义。接收机，其含DTV接收机和数字机顶盒，处理模拟和数字广播信号。数字机顶盒本身不能接收模拟广播信号。
广播时使用诸如DTV广播信号、卫星广播信号、有线电视广播信号以及无线局域网(WLAN)信号等，且难于分配其他广播频带。将模拟和数字广播信号分配到同信道中，如超高频(UHF)信道或甚高频(VHF)信道，并通过同信道传输。如果模拟广播信号如NTSC信号和数字广播信号在同信道中共存，当模拟电视接收机解调模拟广播信号为显示信号时，数字广播信号相当于较小的噪声分量，因此能接收模拟广播信号。当DTV接收机解调数字广播信号为显示信号时，具有NTSC信号的同信道干扰较高，因此不能接收数字广播信号。
图1是传统数字(如DTV)接收机100的方框图。参照图1，DTV接收机100包括调谐器101、VSB解调器102、同步与定时恢复单元103、12码元延时梳状滤波器104，其去除NTSC信号、均衡器105、8状态网格解码器106、去交错器107、以及里德-索罗门(RS)解码器108。在12码元延时梳状滤波器104的输出中，在诸如NTSC信号的视频、色度和音频载波中滋生大量零频谱。NTSC信号在通过12码元延时梳状滤波器104之后的功率减小(如极大地减小)。VSB信号在通过12码元延时梳状滤波器104之后输出为15电平星座(constellation)，且8状态网格解码器106可检测15电平星座。当所接收信号的信噪比(SNR)高于诸如20dB时，DTV接收机100可消除同信道(如NTSC同信道)干扰，改善性能。当所接收信号的SNR低于19dB时，DTV接收机100的性能下降(如极大地下降)。DTV接收机100可采用切换方案检测并去除诸如NTSC信号。
图2是另一个传统DTV接收机200的方框图。参照图2，DTV接收机200包括调谐器201、VSB解调器202、同步与定时恢复单元203、判决反馈均衡器(DFE)204、4状态网格解码器205、去交错器206、以及RS解码器207。4状态网格解码器205即网格编码调制(TCM)解码器的输出反馈到DFE 204，且DFE 204均衡零频谱。在加性白高斯噪声(AWGN)信道中，DFE 204的性能不会下降，因此DFE 204不必使用切换方案检测并去除NTSC信号。DTV接收机200可使用DFE 204减小NTSC同信道干扰。由于诸如NTSC信号的时变特性，DFE 204只能部分均衡同信道干扰。需要从DFE 204的输出信号中去除可能由同信道干扰所导致的噪声。噪声处于NTSC行同步信号的上升和/或下降边缘。NTSC行同步信号可为具有NTSC水平扫描速率的时钟信号。例如，根据高级电视制式委员会高清晰电视(ATSC-HDTV)标准，NTSC行同步信号的周期等于或大体等于8-VSB信号的684码元。
发明内容
本发明示例性实施例涉及接收机，其包括生成器、误差平均器、及所含可信度确认器，及其方法。
在本发明示例性实施例中，生成器包括限幅器、减法器、平方器、误差平均器、以及反比器。限幅器可量化输入信号。减法器可从输入信号中减去量化信号，产生误差信号。平方器可计算误差信号的平方值，且误差平均器可将第一误差信号的平方值与第二误差信号的平方值进行平均，并输出平均值。根据该平均值，反比器生成一个信号，其与误差信号成反比。
在本发明另一个示例性实施例中，生成器包括第一延时器、减法器、平方器、误差平均器、以及反比器。第一延时器将输入信号延时第一延时时间，产生第一延时信号。减法器可从解码信号中减去第一延时信号，产生误差信号。平方器可计算误差信号的平方值，且误差平均器可将第一误差信号的平方值与第二误差信号的平方值进行平均，并输出平均值。根据该平均值，反比器生成一个信号，其与误差信号成反比。
在本发明另一个示例性实施例中，接收机包括均衡器、生成器、以及解码器。均衡器使用解码信号均衡输入信号的干扰，产生均衡信号。生成器可根据均衡信号生成信息信号，其与随干扰程度而变化的码元可信度成正比。解码器使用均衡信号和信息信号解码，产生解码信号。
在本发明另一个示例性实施例中，提供确定信号的信道状态的方法。该方法包括量化输入信号、从输入信号中减去量化信号并产生误差信号、计算误差信号平方值、将第一误差信号的平方值与第二误差信号的平方值进行平均并输出平均值、以及根据平均值生成信息信号，其与误差信号成反比。
在本发明另一个示例性实施例中，提供确定信号的信道状态的方法。示例性实施例中的方法包括将输入信号延时第一延时时间并产生第一延时信号、从解码信号中减去第一延时信号并产生误差信号、计算误差信号的平方值、将第一误差信号的平方值与第二误差信号的平方值进行平均并输出平均值、以及根据该平均值生成信息信号，其与误差信号成反比。
在本发明另一个示例性实施例中，提供接收信号的方法。示例性实施例中的方法包括使用解码信号均衡输入信号的干扰并产生均衡信号、从均衡信号生成信息信号，其与随干扰程度而变化的码元可信度成正比、以及使用均衡信号和信息信号解码并产生解码信号。
在本发明示例性实施例中，误差平均器还可包括第一乘法器、加法器、延时器、以及第二乘法器。
在本发明示例性实施例中，误差平均器还可包括第二延时器。
在本发明示例性实施例中，第一系数与第二系数之和为1，且第一延时时间与第二延时时间之和可等于扫描周期。
在本发明示例性实施例中，生成器可将均衡信号量化为一电平、可从均衡信号中减去量化信号、可生成误差信号、可将第一误差信号的平方值与第二误差信号的平方值进行平均、以及可根据平均值生成信息信号，其与误差信号成反比。
在本发明示例性实施例中，接收机还可包括确认器，其使用信息信号和均衡信号生成第三误差信号，以及均衡器可使用解码信号和第三误差信号均衡输入信号的干扰并产生均衡信号。
在本发明示例性实施例中，进行平均还可包括将第一误差信号平方值乘以第一系数并输出第一乘积，将第一乘积和第二乘积相加并将和作为平均值输出，将和延时扫描周期并产生延时信号，以及将延时信号乘以第二系数并输出第二乘积。
在本发明示例性实施例中，进行平均还可包括将第一误差信号平方值乘以第一系数并输出第一乘积，将第一乘积和第二乘积相加并输出和，将和延时第二延时时间并将延时值作为平均值输出，将经第二延时时间延时后的值再延时第一延时时间并产生第二延时信号，以及将第二延时信号乘以第二系数并输出第二乘积。
在本发明示例性实施例中，产生信息信号还包括量化均衡信号、从输入信号中减去量化信号并生成误差信号、计算第一误差信号平方值与第二误差信号平方值的均值并输出均值、以及根据平均值生成信息信号，其与误差信号成反比。
在本发明示例性实施例中，产生信息信号还包括使用均衡信号和解码信号生成误差信号、将第一误差信号的平方值与第二误差信号的平方值进行平均并输出平均值、以及根据平均值生成信息信号，其与误差信号成反比。
附图说明
通过参照附图详细描述其示例性实施例，本发明将变得更明显，其中：
图1是传统数字电视(DTV)接收机方框图；
图2是另一传统DTV接收机方框图；
图3是根据本发明示例性实施例的包括生成器的接收机方框图；
图4是根据本发明示例性实施例的图3中生成器的方框图；
图5是根据本发明另一个示例性实施例的生成器方框图；
图6是根据本发明另一个示例性实施例的接收机方框图；
图7是根据本发明示例性实施例的在包含同信道干扰(如NTSC同信道干扰)的信道中以及在噪声(如加性白高斯噪声(AWGN))信道中的信息(如信道状态信息(CSI))信号波形的示例；
图8是在具有同信道干扰(如NTSC同信道干扰)的信道中将传统DTV接收机与根据本发明示例性实施例的接收机的码元误码率(SER)作比较的示例图；
图9是将传统DTV接收机与根据本发明示例性实施例的接收机在诸如AWGN信道中的SER作比较的示例图。
具体实施方式
现在将参照本发明示例性实施例中所示附图较完整地描述本发明。然而，本发明可体现为许多不同形式，不应认为仅限于这里所披露的实施例；相反，提供这些实施例是为了使它更全面和完整，且将本发明的概念完全传达给本领域的技术人员。附图中相同标号表示相同元素，因此忽略对其描述。
图3是示例性实施例中接收机(如数字电视接收机(DTV))300的方框图。参照图3，接收机300包括调谐器301、解调器(如VSB解调器)302、同步与定时恢复器303、均衡器(如判决反馈均衡器(DFE))304、生成器(如信道状态生成器)305、解码器(如4状态网格解码器)306、去交错器307、以及解码器(如里德-索罗门射频(RF)解码器)308。
调谐器301接收分配给同通道的电波(如地面电波)，包括模拟信号(如模拟广播信号)，如NTSC信号、以及数字信号(如数字广播信号)，如8-VSB信号。调谐器301将电波转换为基带信号和/或数字信号，并输出流(如数字流)。解调器302使用诸如二相相移键控(BPSK)、四相相移键控(QPSK)、以及正交调幅(QAM)解调自调谐器301输出的流并输出复合(如I和Q信号)流(如复合VSB码元流)。同步与定时恢复器303提取信号(如同步信号)，诸如电视(如数字电视(DTV))中的水平和/或垂直同步信号、以及码元(如VSB码元)的载波与码元时间信息。接收机300将该信号、载波和码元时间信息用于信号处理(如作为参考信号)。
均衡器304使用解码器(如4状态网格解码器)306输出的解码(如网格解码)信号均衡输入信号(如VSB信号)的干扰(如码元间干扰(ISI))，并生成均衡信号(如均衡的VSB信号)。均衡器304使用解码信号更新均衡器系数，并使用诸如最小均方算法等算法生成均衡信号。
生成器305从均衡信号生成信息(如信道状态信息(CSI))信号。该信息信号中包含有关码元可信度的信息，如均衡信号在多大程度上受同信道干扰例如NTSC同信道干扰的影响。该信息信号(如CSI信号)与当前码元的可信度成正比。根据本发明示例性实施例，生成器305通过解码器306和去交错器307改善解码。
解码器306使用该信息信号解码输入信号(如VSB信号)，并输出流(如比特流)，其因诸如同信道干扰(如NTSC同信道干扰)带来较低的码元误码率(SER)。解码器306和去交错器307使用该信息信号解码输入信号，并输出有较高信噪比(SNR)的信号。如果当前码元受同信道干扰的影响，该信息信号的值就降低。如果同信道干扰对当前VSB码元的影响减小，该信息信号的值就增强。
均衡器304输出端的同信道干扰(如NTSC同信道干扰)出现在信号(如NTSC行同步信号)的上升和/或下降边缘。该信号可为具有诸如水平扫描速率(如NTSC水平扫描速率)的时钟信号，且具有诸如15.75kHz的频率。例如，根据ATSC-HDTV标准，信号周期可等于或大体等于8-VSB信号的684个码元。
将参照图4描述示例性实施例中的生成器305。生成器305使用解码器306输出的解码信号从均衡信号中生成信息信号。
解码器(如4状态网格解码器)306使用均衡器304输出的均衡信号和生成器305输出的信息信号生成解码信号(如网格编码调制(TCM)解码信号)。将解码信号输入到均衡器304和去交错器307。
生成解码信号过程包括根据调制方案如BPSK、QPSK、QAM使用算法(如维特比算法)计算解映射用的度量值(如分支度量值)。解码器306使用该信息信号计算另一项度量值(如另一分支度量值)，如方程1中所示。在方程1中，BMK (NEW)表示根据本发明示例性实施例的接收机(如数字电视(DTV)接收机)的另一项度量值，BMK表示图1或2中所示传统接收机的度量值(如分支度量值)。CSIK表示生成器305输出的信息信号(如CSI信号)，k表示编号(如VSB码元编号)。
BMK (NEW)＝CSIK*BMK  (1)
根据算法，去交错器307对自解码器306输出的解码信号去交错。解码器(如里德-索罗门解码器)308根据算法(如里德-索罗门算法)更正去交错器信号中的错误，并输出更正的误差信号。信号处理器使用解码器308输出的误差更正信号生成信号，如行同步信号、垂直同步信号、图象信号，和/或用于音频和/或可视化显示的音频信号，并将该信号输出到显示设备(如液晶显示器(LCD))。
图4是说明图3中生成器305的示例性实施例的方框图。参照图4，生成器电路305包括限幅器(如8电平限幅器)402、减法器403、平方器404、误差平均器410、以及反比器(inverter)409。误差平均器410包括乘法器405、加法器406、延时器(如684码元延时器)408、以及乘法器407。
限幅器402将图3均衡器304输出的输入信号(如VSB输入信号)量化为多级电平中的任一级。例如，量化信号的电平可为-7、-5、-3、-1、0、+1、+3、+5和+7中的任一个。减法器403从均衡器304输出的输入信号中减去量化信号，并产生误差信号ERR。平方器404计算误差信号ERR的平方值，其表示码元(如VSB码元)的可信度。
误差平均器410对当前误差信号ERR和在一扫描周期(如NTSC水平扫描周期)之前的误差信号ERR的平方值进行平均，并输出平均值。包含在误差平均器410之中的乘法器405将当前误差信号ERR的平方值乘以系数1-α。加法器406将乘法器405的输出值与乘法器407的输出相加，并输出和，作为误差信号ERR的平方值的均值。延时器408将加法器406的输出值延时一个扫描周期(如684个码元长度)，并输出延时信号。乘法器407将延时信号乘以系数α。同信道干扰可出现在行同步信号的上升和下降边缘，从而加法器406输出的误差信号ERR的平方值的均值在诸如每个水平扫描周期中有峰值。
参照图4，α可为1-1/1024，且系数1-α和α之和为1。当α趋向1时，可改善系统性能。可用数字加法器和/或移位寄存器来实现乘法器405和乘法器407。反比器409生成信息信号(如CSI信号)，其与误差信号ERR成反比。反比器409可使用诸如只读存储器(ROM)表生成信息信号值，其与均值成反比。尽管均值表示码元(如VSB码元)的可信度，均值也可为误差信号ERR平方值之均值。反比器409求均值的倒数，并生成信息信号值，其与可信度成正比。加法器406输出的均值在诸如每个扫描周期(如NTSC水平扫描周期)中有峰值。该信息信号可有如图7所示的峰值。当当前码元受诸如行同步信号干扰时，误差信号ERR的平均功率增加，并且当前码元的信息信号值(如CSI信号值)减小。当当前码元未受诸如行同步信号干扰时，误差信号ERR的平均功率减小，并且当前码元的信息信号值增加。
如上所述，生成器305的示例性实施例将均衡器304输出的均衡信号量化到某个电平，从均衡信号中减去量化信号，并产生误差信号ERR。生成器305可对误差信号ERR的平方值和一扫描周期前的误差信号ERR的平方值进行平均，并生成信息信号(如CSI信号)，其与误差信号ERR成反比。
图5是生成器305的另一个示例性实施例的方框图。参照图5，生成器305包括延时器502、减法器503、平方器504、误差平均器510、以及反比器509。误差平均器510包括乘法器505、加法器506、延时器508、以及乘法器507。解码器(如4状态网格解码器)306的输出用于生成误差信号ERR。解码器306解码所得信号比限幅器402的输出更可靠，因而系统性能被改善。
延时器502将均衡器304输出的均衡输入信号(如均衡VSB信号)延时一延时时间Dtrellis，并输出延时信号。延时时间Dtrellis可为解码器306使用信息信号(如CSI信号)解码(如网格解码)均衡信号(如均衡VSB信号)所需时间。将解码信号输入到减法器503。减法器503从解码信号中减去延时信号，并产生误差信号ERR。平方器504计算误差信号ERR的平方值。
如图4中所描述，误差平均器510可对当前误差信号ERR和一扫描周期(如NTSC水平扫描信号)前的误差信号ERR的平方值进行平均，并产生平均值。可包含在误差平均器510之中的乘法器505将当前误差信号ERR的平方值乘以与系数1-α。加法器506将乘法器505的输出值与乘法器507的输出相加，并将和输出。与图4中的延时器408相似，延时器508将加法器506的输出值延时一个延时时间(如684码元长度-Dtrellis)，并将值作为误差信号ERR的平方值之均值输出。延时器508也可将输出值延时一个延时时间如Dtrellis，并输出另一个延时信号。将加法器506的输出值延时一延时时间(如684码元长度-Dtrellis)，且将均衡器304输出的均衡信号与该信息信号(如CSI信号)同步，以便将它们输入到解码器306。乘法器507将延时信号乘以系数α。延时信号可从加法器506输出并延时扫描周期(如延时684个码元长度)。同信道干扰可出现在诸如行同步信号的上升和下降边缘，并且延时了延时时间(如684码元长度-Dtrellis)的均值在诸如每个扫描周期中有峰值。与上面图4中的讨论相似，输入到乘法器505和乘法器507的系数1-α与系数α之和为1，且α可为诸如1-1/1024。
反比器509生成信息信号(如CSI信号)，其与误差信号ERR成反比。反比器509求均值的倒数，并生成该信息信号值，其与码元可信度成正比。延时器508输出的均值在诸如每个扫描周期(如NTSC水平扫描周期)中有峰值。例如，该信息信号(如CSI信号)可具有如图7中所示的峰值。
如上所述，图5的生成器305使用均衡信号和解码信号生成信息信号。生成器305可对误差信号ERR的平方值和一扫描周期前的误差信号ERR的平方值进行平均，并生成该信息信号，其与误差信号ERR成反比。
图6是另一个示例性实施例中接收机(如数字电视(DTV)接收机)的方框图。参照图6，接收机600包括调谐器601、解调器(如VSB解调器)602、同步与定时恢复器603、均衡器(如判决反馈均衡器(DFE))604、可信度确认器605、生成器(如信道状态生成器)606、解码器(如4状态网格解码器)607、去交错器608、以及解码器(如里德-索罗门(RS)解码器)609。接收机600与图3中的接收机300相同或大体相同。接收机600还包括可信度确认器605。接收机600所含器件的工作过程与图3中接收机300的器件相同或大体相同。然而，增加了可信度确认器605，且由于增加了可信度确认器605，DFE 504的工作过程不同或全然不同。将描述可信度确认器605和均衡器504。
接收机600减少了出现同信道干扰时均衡器604在诸如行同步信号(如NTSC行同步信号)的上升和下降边缘期间更新均衡器系数的可能性。如果均衡器604在行同步信号的上升和下降边缘期间更新均衡器系数，错误概率和/或错误量将上升。可信度确认器605使用生成器606输出的信息信号(如CSI信号)以及均衡器604输出的均衡信号(如均衡VSB信号)生成误差信号RERR。均衡器604可均衡解调器(如VSB解调器)602输出的码元(如当前码元)所对应信号(如VSB信号)的干扰(如码元间干扰(ISI))，并产生另一码元(如下一个码元)所对应的均衡信号。均衡器604使用解码器607的输出和误差信号RERR更新均衡器系数，并产生均衡信号。
可信度确认器605包括缩放器(scaler)701、判决器702、减法器703、以及乘法器704。判决器702将均衡器604输出的均衡信号量化为多个电平中的任一个。判决器702输出的量化信号电平可为诸如-7、-5、-3、-1、0、+1、+3、+5和+7。减法器703从均衡信号中减去量化信号。乘法器704将减法器703输出的误差信号PERR与缩放器701输出的信号相乘，并将产生的相乘信号作为误差信号RERR。缩放器701将该信息信号(如CSI信号)缩放到某个电平，并在多个电平中的任一电平上输出缩放信号。可用量化器(如2-电平(0/1)量化器)实现缩放器701。例如，当信息(如CSI)信号小于临界值时，改进的误差信号RERR值为0。当信息(如CSI)信号大于临界值时，改进的误差信号RERR值为1。
可信度确认器605生成改进的误差信号RERR，且均衡器604根据误差信号RERR的大小确定若干要更新的均衡器系数。例如，在行同步信号(如NTSC行同步信号)的上升和下降边缘期间，该信息(CSI)信号和改进的误差信号RERR将减小。均衡器604可减少受影响均衡器系数的数量。例如，均衡器可减少需要或不需要更新的均衡器系数的数量。
图7是在具有干扰(如NTSC同信道干扰)的信道中以及在噪声(如加性白高斯噪声(AWGN))的信道中信息(如CSI)信号波形的示例。参照图7，在该信道中，同信道干扰可出现在同步信号(如NTSC行同步信号)的上升和下降边缘，且该信息信号在诸如每个扫描周期(如NTSC水平扫描周期)中有低电平峰值。在噪声信道中，该信息信号的电平较低，例如该信息信号可具有恒定低电平。图8是将传统接收机与根据本发明示例性实施例的接收机在有干扰(如NTSC同信道干扰)信道中的码元误码率(SER)作比较的示图。参照图8，当接收的VSB信号受干扰(如NTSC同信道干扰)影响时，接收机可改善系统性能，如SER高于0.6dB。
图9是将传统接收机与根据本发明示例性实施例的接收机在噪声(如AWGN)信道中的SER作比较的示图。
如上所述，接收机300和600的示例性实施例包括生成器305和606，其从均衡器304和604的输出中生成信息信号(如CSI信号)，并将信息信号传送给解码器(如网格解码器)306和307，以计算度量(如分支度量)值。生成器305和606从均衡器304和604的输出以及量化和/或解码(如网格解码)信号中生成误差信号ERR。生成器305和606对当前误差信号ERR和诸如684个码元(即一扫描周期)前的误差信号ERR的平方值进行平均，并输出一与平均信号成反比的值作为信息信号。该信息信号与正处理的当前码元(如8-VSB码元)的可信度成正比。当当前码元受同步信号影响时，误差信号ERR的平均功率变大，当前码元的信息信号值减小。当当前码元不受同步信号影响时，误差信号ERR的平均功率减小，当前码元的信息信号值增加。接收机300和600的示例性实施例中可使用诸如信号(如NTSC信号)的循环特征以获得改进的信噪比(SNR)。
如上所述，当接收的信号(如VSB信号)受干扰(如NTSC同信道干扰)影响时，接收机(如DTV接收机)的示例性实施例将系统性能SER改善诸如至少0.6dB。接收机的示例性实施例不降低噪声(如AWGN)信道中的性能。
尽管已针对视频系统描述了本发明的示例性实施例，应理解在任何音频、视频和/或通信系统中也可利用本发明的示例性实施例。
尽管已描述的本发明示例性实施例利用最小均方算法量化输入信号，应理解也可使用任何合适的量化算法。
尽管已针对显示信号如行同步信号、垂直同步信号、图象信号，和/或用于音频和/或可视化显示的音频信号使用解码器308输出的误差更正信号描述本发明示例性实施例，应理解也可利用任何合适的显示和/或音频信号。
尽管已描述的本发明示例性实施例根据二相相移键控(BPSK)、四相相移键控(QPSK)和正交调幅(QAM)对信号进行调制，应理解也可使用任何合适的调制方案。
尽管已针对ATSC和NTSC标准描述了本发明的示例性实施例，应理解也可利用任何合适的标准。
尽管已描述的本发明示例性实施例中包括乘法器，其用数字加法器和/或移位寄存器来实现，应理解也可采用任何合适的乘法器。
尽管已针对网格编码调制(TCM)解码描述了本发明的示例性实施例，应理解也可利用任何合适的调制方案。
尽管已描述的本发明示例性实施例中包括反比器，其由只读存储器(ROM)表组成，应理解也可采用任何合适的表。
尽管参照示例性实施例对本发明作了特别的描述，本领域的技术人员应理解可作形式和细节上的多种改变而不会偏离本发明的实质和范围，正如所附权利要求中所定义的。

Claims (10)

1.一种信道状态生成器，包括：
一限幅器，适于量化输入信号以生成量化信号；
一减法器，适于从该输入信号中减去该量化信号，并产生误差信号；
一平方器，适于计算该误差信号的平方值；
一误差平均器，适于对当前产生的第一误差信号平方值与在第一误差信号之前产生的第二误差信号平方值进行平均，并输出一平均值；以及
一反比器，适于根据该平均值，生成一与误差信号成反比的信号，
其中该误差平均器还包括：
一第一乘法器，适于将该第一误差信号的平方值乘以一第一系数，并输出第一乘积值；
一加法器，适于将第一乘积与第二乘积相加，并将和作为平均值输出；
一延时器，适于将该和延时扫描周期，并生成一延时信号；以及
一第二乘法器，适于将该延时信号乘以一第二系数，并输出一第二乘积值，并且
其中该第一系数与该第二系数之和为1。
2.一种信道状态生成器，包括：
一第一延时器，适于将输入信号延时第一延时时间，并产生一第一延时信号；
一减法器，适于从来自外部解码器的解码信号中减去该第一延时信号，并产生一误差信号；
一平方器，适于计算该误差信号的一平方值；
一误差平均器，适于对当前产生的第一误差信号的平方值与在第一误差信号之前产生的第二误差信号的平方值的进行平均，并输出一平均值；以及
一反比器，适于根据该平均值，生成一与误差信号成反比的信号，其中该误差平均器还包括：
一第一乘法器，适于将该第一误差信号的平方值乘以一第一系数，并输出一第一乘积；
一加法器，适于将该第一乘积值与一第二乘积值相加，并将和输出；
一第二延时器，适于将该和延时一第二延时时间，将延时值作为平均值输出，将经该第二延时时间延时后的值再延时该第一延时时间，并产生一第二延时信号；以及
一第二乘法器，适于将该第二延时信号乘以一第二系数，并输出该第二乘积值，并且其中该第一系数与该第二系数之和为1，，该第一延时时间与该第二延时时间之和等于该扫描周期。
3.一种接收机，包括：
一均衡器，适于使用解码信号均衡输入信号的干扰，并产生一均衡信号；
一生成器，适于根据该均衡信号生成一信息信号，其与随干扰程度而变化的码元可信度成正比；以及
一解码器，适于使用该均衡信号和该信息信号解码，产生该解码信号，
其中该生成器将该均衡信号量化为一电平、从该均衡信号中减去一量化信号、生成一误差信号、将当前产生的误差信号的平方值乘以一第一系数并输出第一乘积值，将第一乘积与第二乘积相加并将和作为平均值输出，将该和延时扫描周期并生成一延时信号，将该延时信号乘以一第二系数并输出一第二乘积值，以及根据该平均值生成一与误差信号成反比的信息信号，其中该第一系数与该第二系数之和为1。
4.一种接收机，包括：
一均衡器，适于使用解码信号均衡输入信号的干扰，并产生一均衡信号；
一生成器，适于根据该均衡信号生成一信息信号，其与随干扰程度而变化的码元可信度成正比；以及
一解码器，适于使用该均衡信号和该信息信号解码，产生该解码信号，
其中该生成器使用该信息信号和解码信号生成误差信号、将当前产生的误差信号的平方值乘以一第一系数并输出一第一乘积，将该第一乘积值与一第二乘积值相加并将和输出，将该和延时一第二延时时间，将延时值作为平均值输出，将经该第二延时时间延时后的值再延时该第一延时时间并产生一第二延时信号，以及将该第二延时信号乘以一第二系数并输出该第二乘积值以及根据平均值生成一与误差信号成反比的信息信号，其中该第一系数与该第二系数之和为1，而该第一延时时间与该第二延时时间之和等于该扫描周期。
5.根据权利要求3或4的接收机，还包括：
一确认器，适于使用该信息信号和该均衡信号生成第三误差信号，且均衡器使用该解码信号和该第三误差信号均衡该输入信号的干扰，并产生该均衡信号，其中该确认器还包括：
一缩放器，适于将该信息信号缩放到一电平，并生成一缩放信号；
一判决器，适于将该均衡信号量化为一电平，并生成一量化信号；
一减法器，适于从该均衡信号中减去该量化信号，并生成一相减信号；以及
一乘法器，适于将该缩放信号与该相减信号相乘，并将生成的相乘信号作为第三误差信号。
6.一种确定信号的信道状态的方法，该方法包括：
量化一输入信号以生成量化信号；
从该输入信号中减去该量化信号，并生成一误差信号；
计算该误差信号的平方值；
将当前产生的第一误差信号的平方值与在第一误差信号之前产生的第二误差信号的平方值进行平均，并输出一平均值；以及
根据该平均值，生成一与误差信号成反比的信息信号，其中将该第一误差信号的平方值与该第二误差信号的平方值进行平均并输出一平均值还包括：
将该第一误差信号的平方值乘以第一系数，并输出第一乘积；
将该第一乘积与该第二乘积相加，并将和作为平均值输出；
将该和延时扫描周期，并产生一延时信号；以及
将该延时信号乘以第二系数，并输出该第二乘积，其中该第一系数与该第二系数之和为1。
7.一种确定信号的信道状态的方法，该方法包括：
将输入信号延时第一延时时间，并产生第一延时信号；
从来自外部解码器的解码信号中减去该第一延时信号，并产生误差信号；
计算误差信号的平方值；
将当前产生的第一误差信号的平方值与在第一误差信号之前产生的第二误差信号的平方值进行平均，并输出一平均值；以及
根据该平均值，生成一与误差信号成反比的信息信号，其中将该第一误差信号的平方值与该第二误差信号的平方值进行平均，并输出一平均值还包括：
将该第一误差信号平方值乘以第一系数，并输出第一乘积；
将该第一乘积与该第二乘积相加，并将和输出；
将该和延时第二延时时间，并输出作为该平均值的一延时值；
将经第二延时时间延时后的值再延时第一延时时间，并生成第二延时信号；以及
将该第二延时信号乘以第二系数，并输出该第二乘积，其中该第一系数与该第二系数之和为1，而该第一延时时间与该第二延时时间之和等于该扫描周期。
8.一种信号接收方法，包括：
使用解码信号均衡输入信号的干扰，并生成均衡信号；
从该均衡信号产生一信息信号，其与随干扰程度而变化的码元可信度成正比；
使用该均衡信号和该信息信号解码，并生成该解码信号；
量化该均衡信号；
从该输入信号中减去一量化信号，并产生一误差信号；
将当前产生的第一误差信号的平方值与在第一误差信号之前产生的第二误差信号的平方值进行平均，并输出一平均值；以及
根据该平均值，生成与误差信号成反比的信息信号，
其中将该第一误差信号的平方值与该第二误差信号的平方值进行平均并输出一平均值还包括：
将该第一误差信号的平方值乘以第一系数，并输出第一乘积；
将该第一乘积与该第二乘积相加，并将和作为平均值输出；
将该和延时扫描周期，并产生一延时信号；以及
将该延时信号乘以第二系数，并输出该第二乘积，
其中该第一系数与该第二系数之和为1。
9.一种信号接收方法，包括：
使用解码信号均衡输入信号的干扰，并生成均衡信号；
从该均衡信号产生一信息信号，其与随干扰程度而变化的码元可信度成正比；以及
使用该均衡信号和该信息信号解码，并生成该解码信号；
使用该均衡信号和该解码信号生成误差信号；
将当前产生的第一误差信号的平方值与在第一误差信号之前产生的第二误差信号的平方值进行平均，并输出一平均值；以及
根据该平均值，生成一与误差信号成反比的信息信号，
其中将该第一误差信号的平方值与该第二误差信号的平方值进行平均，并输出一平均值还包括：
将该第一误差信号平方值乘以第一系数，并输出第一乘积；
将该第一乘积与该第二乘积相加，并将和输出；
将该和延时第二延时时间，并输出作为该平均值的一延时值；
将经第二延时时间延时后的值再延时第一延时时间，并生成第二延时信号；以及
将该第二延时信号乘以第二系数，并输出该第二乘积，
其中该第一系数与该第二系数之和为1，而该第一延时时间与该第二延时时间之和等于该扫描周期。
10.根据权利要求8或9的方法，其中该方法还包括：
使用该信息信号和该均衡信号生成第三误差信号；以及
使用该解码信号和该第三误差信号生成该均衡信号，
其中该生成第三误差信号还包括：
将该信息信号缩放，并生成一缩放信号；以及
量化该均衡信号，并生成一量化信号。
从该均衡信号中减去该量化信号，并生成一相减信号；以及
将该缩放信号与该相减信号相乘，并生成作为第三误差信号的相乘信号。
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