CN1685655B - 藉检测周期信号而检测有用信号的装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种藉由检测包含在一有用信号中的一周期信号以检测有用信号的装置，其呈现出一相关单元(24)，用以通过考量一时间延迟而用所述的信号的符号校正所述的信号。所述的装置也包含一振幅估算单元(21)，其用以估算所述的信号的振幅，以及连接于所述的振幅估算单元(21)以及所述的相关单元(24)的下游的一决定单元(14)，其用以判定所述的周期信号是否出现。

Description

藉检测周期信号而检测有用信号的装置和方法

技术领域

本发明与藉由检测含于有用信号的一周期信号而检测有用信号的装置与方法有关。

背景技术

目前为止，每秒高达54M bits的资料传送速率以实现于无线局域网络中。而这样的规格可以在“IEEE 802.11a part 11：Wireless LANMedium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)specifications：High-speed physical Layer in the 5GHZ band”以及在“IEEE 802.11b part 11：Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)specifications：Further HighSpeed physical Layer Extension in the 2.4GHz Band”或者也可以在“ETSI TS 1-1 761-1 Broadband Radio Access Network(BRAN)；Hiperlan Type 2：Physical(PHY)Layer”中发现。为了检测一有用的信号，必须找到在有用信号的一数据爆发开始时被传送出来的一周期信号。

图1表示一时程图，其中具有一定义的周期一周期信号u(t)从一特定的时间to开始同时发生一杂信信号n(t)。沿着该图上的x轴是一取样周期的单位时间，也就是取样指数，而沿着y轴所画出的则是包含着杂信信号n(t)与周期信号u(t)的所有信号r(t)的振幅。所述的周期信号u(t)叠加在杂信信号n(t)的发生必须藉由一信号检测器来检测。假如所述的信号检测器操作无误，那么在时间t₀时一定会找不到周期信号u(t)。而所述的周期信号u(t)的一错误检测的可能性在这个周期内必须尽可能的不要发生。另一方面，一旦所述的周期信号u(t)在时间t₀时发生，所述的信号检测器必须尽可能快速地验证周期信号的存在。这样的错误率也应该尽可能地降低。所述的周期性信号u(t)，以及因此的有用信号应该在，例如4μs的时间之内以90％的或然率来验证。

图2表示这样的信号检测器的一种可能的应用。所述包含杂信信号n(t)以及可能包含周期信号u(t)的模拟复合信号r(t)藉由一具有自动增益控制1的放大器而放大并且供应到一模拟/数字的转换器2。而从所述的模拟/数字转换器2的输出中可以收集道的复合数字信号s(t)供应到所述的信号检测器3。除此之外，所述的信号s(t)供应到一接收器4。所述的信号检测器3透过出现在检测器输出DA的一信号通知所述的接收器是否有检测到一周期性信号。

因为所述的具有自动增益控制(AGC)1的放大器改变了总功率，因此只监控信号s(t)的功率改变是不能够用来检测周期信号u(t)。具有自动增益控制1的放大器使信号增益能适应于从一时间到另一时间的需要。为了这个目的，所述的功率会在所述的模拟/数字转换器2的输入波动，因而也在该信号检测器3的输入DE波动，这也是为什么在输入端所述的信号s(t)的功率变化无法提供可靠的信息来验证该周期信号u(t)的出现与否。

图3表示在前面所述的IEEE规格中所定义的用于数据传送以及用于在传送器与发送器间的同步化的爆发结构。所述的爆发结构以由短训练序列所发展的一序文STP开始，所述的序文STP也被称做PLCP序文或者OFDM训练结构。一0.8μs长的信号(短训练序列)，在图3中称为t₁，在STP内在全部8μs的时间内重复10次。在图3中，这些重复以t₂、t₃、t₄、...、t₁₀来表示。紧接在后面的则是由一守卫间隔(Guard Interval，GI2)以及两个训练序列T1与T2所发展的一序文LTP。LTP也延展到整个8μs的时间。因为LTP与紧接在LTP之后的爆发区段信号，数据1、数据2，在本案中都是不重要的，因此在下面的文章中将不再进一步地详细描述。关于这样的详细说明可以在前面所述的IEEE 802.11a的规格书中的17.3节中发现。

为了检测在接收器终端的一爆发，所述序文STP的周期信号t₁、t₂、t₃、...、t₁₀被拿来使用。为了检测在信号s(t)中的周期信号，可以利用所述的周期信号t₁、t₂、t₃、...、t₁₀在根据该信号周期的一平移期间对本身的相似性。而在没有周期信号的情况下，所述的信号s(t)也应不会表现出任何周期性。

在前面所述的第二篇背景文献ETSI规格书中，关于训练序列的定义稍微有所不同，但周期信号的周期性则同样可以在这里表现出来。这里的参考文献请参照第5.7与5.8节。为了这个原因，叠加在杂信信号上的周期信号也可以在这个规格书的情况下以同样的方式来检测。

图4表示已一时程图的方式来表示的四个信号t₁到t₄的总合的实部4.1与虚部4.2，其中，取样指数沿着x轴排列，而一振幅的任意单位则是沿着y轴。图中的取样率是20MHz，也就是16个取样点对应到周期信号u(t)的一重复周期(0.8μs)。在图4中，所述的周期信号u(t)的四个信号t₁到t₄应该可以由信号检测器3所检测出来。

从先前技术“VLSI Implementation of IEEE 802.11a PhysicalLayer，L.Scwoerer，H.Wirz，Nokia Research Center，6^thInternational OFDM Workshop 2001-Hamburg，pages 28-1 to 28-4”中，一信号检测器以熟知利用下列的自动校正函数来检测周期信号：

$c_1\left(t\right)=|\underset{t_i}{\overset{t_i+T}{\mathrm{\Σ}}}s\left(t\right)s*(t-\mathrm{\τ})|---\left(1\right)$

其中，τ是周期信号u(t)的一周期，而T为积分或加总周期。周期τ可以是所述的重复周期(0.8μs)或其倍数，也就是τ＝0.8μs或1.6μs或2.4μs等。

图5表示两个时程图，其中在每一个例子中，取样指数沿着x轴排列，而振幅则是沿着y轴排列。上方的图标表示复合的数字信号s(t)。在取样指数20时，出现周期信号u(t)。而在下方的图标中，如前面所述的方程式(1)中自动校正函数c₁(t)表示于图中。信号s(t)在这个情况中没有包含一杂信信号。而积分或者加总周期T则为0.8μs。在1.6μs(对应32个取样点)之后，所述的信号s(t)的最后0.8μs完美地与所述的信号s(t)的最初0.8μs相关联，而且在周期信号发生后，所述的自动校正的总合仍维持不变的1.6μs。

在图6中也表示两个时程图，其中上方的时程图同样表示信号s(t)，而下方的时程图同样表示自动校正函数c₁(t)。取样频率同样维持在20MHz但这里所述的信号s(t)呈现出一杂信成分。这里的自动校正函数c₁(t)不再稳定。除此之外，所述的自动校正函数c₁(t)也开始偏离数值0，甚在在周期信号发生之前就开始偏离。为了可靠地检测所述的周期信号，一门槛值必须被考虑进来。假如所述的自动校正函数c₁(t)超过所述的门槛值，那么便假设成所述的周期信号已出现。所述的门槛值越高，根据前面所述的函数c₁(t)的自动校正错误地检测到一周期信号的机率越低。然而，使用这样高门槛值的结果往往会耗费所述的周期信号检测出来之前的许多时间。

所述的自动校正c₁(t)也与所述的信号s(t)的功率有关。因此，所述的这个门槛值必须与所述的信号功率相匹配。所述的信号s(t)的功率的平均值并不为常数，因为所述的可变增益放大器1设置在所述的信号检测器3的上游处以企图将输出信号维持在一区间之内。而且这样做是必须的，以避免所述的模拟/数字转换器2发生过载的情况。而即使如图2所示的输入信号r(t)呈现一不变的平均功率，想要设定所述的可变增益放大器立即到所述的校正数值是不可能的。首先需要经过一连串的调整。由于增益的变化，在任何情况下，在所述的信号检测器3的输入端的信号s(t)的平均功率一定会发生波动(fluctuation)。到这里还加上当所述的周期信号被检测到时而且所述的有用信号被接收时，所述的变动增益放大器1正常上只设定成一固定的最终值。为了这个理由，所述的功率必须在检测的过程中被估算。在先前技术中，下列所述的方程式是用来估算所述的信号s(t)的功率：

$p\left(t\right)=|\underset{t_i}{\overset{t_i+T}{\mathrm{\Σ}}}s\left(t\right)s*\left(t\right)|---\left(2\right)$

所述的功率p(t)在自动校正期间所使用的信号s(t)的超过最后T秒的时间内被检测。在这个过程的期间，必须要注要的是所述的自动校正的延迟信号s(t-τ)并不完全参照它的功率，如同方程式(2)中所示。为了这个理由，在所述的放大器增益无法立即被检测时的一个变化完全藉由调整所述的门槛值所决定。

关于这个部分的一较佳的方法为一起估算所述的信号成分(包括所述的信号s(t)以及所述的延迟信号s(t-τ)，先将它们互相乘积，随后解出这个乘积的根)的功率。然而，这将不利地造成一明显较高成本的执行方法。

对于所述的周期信号是否出现的判定藉由下列的情况来决定：

c₁(t)≥p(t)*thr    (3)

其中，thr表示所述的自动校正的门槛值(不受功率限制)。假如所述的c₁(t)大于所等于所述的功率与门槛值thr的乘积，即为一周期信号出现的假设。

所述的门槛值thr的量值是想要周期信号检测的高可靠度，以及另一方面，周期信号的最快速检测可能的一折衷。

如图7所示的区块图表示一信号检测器3的配置，其用来执行由前面所述的先前技术中所具体实施的方程式。其中粗线表示复数信号而细线表示实数信号。

如在图7的区块图中所示的信号检测器3具有一输入DE，在那里呈现出一输入信号，且所述的输入信号亦即一对比/数字转换器2的复数数字输出信号。所述的输入信号s(t)供应到用以做功率估算的一单元13，以在它的输出提供所述的根据方程式(2)所计算的功率估算信号p(t)。为了这个目的，所述的用以做功率估算的单元13具有一单元用以将一数量5加以平方，以及具有一对比加法器6。同时，所述的信号s(t)供应到一自动相关单元15。所述的自动相关单元15包含一单元9，用以形成共轭的复数信号，一延迟单元，用以将所述的信号s(t)延迟所述的期间τ，以及一乘法器16，用以将所述的信号s(t)乘上所述的延迟复数共轭信号s*(t-τ)。在所述的乘法器16之后，设置的是具有增加周期T的一模拟的加法器11以及用以产生绝对值的单元12。所述的自动相关单元15的输出连接到一决定单元14的一第一输入。在所述的决定单元14的一第二输入，出现所述的thr。所述的决定单元14的一第三输入连接到用以功率估算的单元13。所述的门槛值thr藉由乘法器7来调整。根据方程式(3)所述的门槛值经由一比较器8来检查。在所述的信号检测器3的输出DA，一检测器信号d(t)可以获得以明确说明是否有检测到一周期信号。

本发明的目的在于详细说明用来检测一周期信号的一装置与一方法，并且在最小可能的执行预算下可靠地、快速地检测一周期信号。尤其是，输入信号的强度变化不会对检测的可靠度造成很大的影响。

发明内容

本发明的目的可藉由本案所述的特征的用以检测一周期信号的一装置且用以检测一周期信号且可藉由具有本案所述的特征的一方法来完成。

根据本发明的藉由检测包含于一有用信号中的一周期信号以检测所述的有用信号的装置具有一相关单元，用以校正一信号，所述的信号可能包含周期信号，而藉由将所述的信号的符号将介于所述的信号以及所述的信号的符号间的一时间延迟列入考量，得以校正所述的信号。除此之外，所述的装置更包含一振幅估算单元，用以估算所述的信号的振幅。最后，用以判定所述的周期信号是否出现的一决定单元，连接于所述的振幅估算单元以及所述的相关单元的下游。

根据本发明的藉由检测包含于一有用信号中的一周期信号以检测所述的有用信号的装置呈现下列步骤。可能包含周期信号的一信号以所述信号的符号列入一时间延迟的考虑来校正。估算所述的信号的振幅。藉由所述的振幅以及在校正期间所获得的信号来判定周期信号是否出现。

本发明具有优势的发展从具体实施方式所详细说明的技术特征中可以获得。

根据本发明的装置，所述的相关单元可能呈现用以判定所述的符号以及延迟所述的信号的一单元。除此之外，所述的装置较佳者更包含一乘法器，所述的乘法器的一第一输入连接于所述的用以判定所述的符号以及延迟所述的信号的单元，而所述的乘法器的一第二输入则用以接收所述的信号。一第一加总单元连接于所述的乘法器的下游。

在本发明的一具体实施例中，所述的振幅估算单元呈现一单元用以形成所述的信号的实部的绝对值与虚部的绝对值，而且一第二加总单元连接于下游。

在本发明的另一具体实施例中，所述的决定单元呈现一乘法器，用以将由所述的振幅估算单元所输出的一信号乘上一预定值，以及一比较器，用以比较由所述的相关单元所输出的信号以及由所述的乘法器所输出的信号。

在本发明的另一具体实施例中，提供用以产生绝对值的一单元，使其连接于所述的第一加总单元的下游。

在本发明的另一具体实施例中，所述的用以产生绝对值的单元为了估算绝对值的目的，呈现出一第二决定单元。所述的第二决定单元建构成藉由逐段定义的一估算函数估算藉由所述的第一加总单元所供应的信号的绝对值。

根据本发明的装置，用以分离信号的一单元可以提供于连接到所述的第二决定单元的上游。

根据本发明所述的方法，所述的信号以及所述信号的符号可以藉由将所述的信号以及所述信号的时间延迟的、且可能是共轭复数的符号彼此互相乘积并且加总后的结果来校正。

在本发明所述的方法的一较佳的具体实施例中，所述的振幅乘上一预定值并且随后与所述的绝对值比较，以判定所述的周期信号是否出现。

根据本发明的装置与方法较佳者可以用于一无线局域网络中，特别是根据IEEE 802.11a标准或者IEEE 802.11g标准或者是ETSI TS 101761-1(BRAN)，Hiperlan type 2标准的无线局域网络

附图说明

在下列的说明中，本发明将藉由具体实施例的方式，并配合所附加的图标加以详细说明，其中，这些所附加的图标简单说明如下：

图1表示所要评估的一杂信信号的一时程图，其中一周期信号叠加于所述的时程图中；

图2表示用以检测周期信号的一信号检测器的可能的应用的一区块图；

图3表示如IEEE规格书中所描述的一爆发结构；

图4表示在如图3中所述的训练率序列序文的传送期间的信号的一时程图；

图5表示出现在信号检测器的输入的一信号的信号变异以及所述的自动校正函数的相关变异；

图6表示呈现一杂信成分以及出现在所述的信号检测器的输入的一信号的信号变异以及所述的自动校正函数的相关变异；

图7表示对比于先前技术中的一信号检测器的结构的区块图；

图8表示根据本发明的一信号检测器的配置的区块图；以及

图9表示用于如图8所示的具体实施例中，用以产生绝对值的一单元的配置图。

具体实施方式

图1到图7的说明在接下来的说明书中将不再详细讨论，但相关的参考文献中对于与本发明有关的技术特征，将会作为如前面所述的详细说明。

根据本发明所述的信号检测器，如图8所示，具有一输入DE，在哪里可以施加一输入信号s(t)，亦即可以是所述的模拟/数字转换器2的复数数字输出信号。所述的输入信号s(t)供应到一用以估算振幅的单元21，而使所述的单元21在其输出供应具有平均振幅值m(t)的一信号。同时，所述的信号s(t)供应到一相关单元24，而所述的相关单元24的输出连接到一决定单元14的一第一输入。再所述的决定单元14的一第二输入，出现一门槛值thr。再所述的决定单元14的一第三输入连接到所述的用以估算振幅的单元21。在所述的信号检测器的输出DA可以获得一检测信号d(t)，以具体表示是否有检测到一周期信号。

所述的相关单元24包含用以决定符号(sign)的一单元17，该所述的用以决定符号的单元17同时完成所决定的符号值的复数共轭。在所述的用以决定符号的单元17之后是一延迟单元10，所述的延迟单元10用以将信号s(t)延迟一期间τ。一乘法器16将由所述的延迟单元10所输出的延迟符号值乘上所述的信号s(t)。在所述的乘法器之后，设置有具有增加周期T的一模拟加法器11以及用以产生绝对值的一单元19。

图上的粗线表示复数信号(两个实数信号)，而粗点线表示复数的2位信号(两个实数的1位信号)，而细线则表示实数信号。

为了计算所述的校正函数c(t)，所述的相关单元24使用下列公式：

$c\left(t\right)=\left|\underset{t_i}{\overset{t_i+T}{\mathrm{\Σ}}}s\left(t\right)\mathrm{sgn}(s*(t-\mathrm{\τ}))\right|---\left(4\right)$

或公式：

$c\left(t\right)=|\underset{t_i}{\overset{t_i+T}{\mathrm{\Σ}}}s\left(t\right)\left(\mathrm{sgn}\left(s(t-\mathrm{\τ})\right)\right)*|---\left(5\right)$

从数学上来看，公式(4)与公式(5)可以造成相同的结果，因为第一个共轭复数部是否形成与随后所述的符号是否决定，或者是所述的第一信号是否决定与随后所述的共轭复数部是否形成，都是不重要的。然而，在实务上，执行公式(5)，更详细的说是在VLSI(verylarge scale integration)芯片上的执行过程中执行公式(5)，亦即所述的共轭复数发生于符号计算之后，会比较有效。

不像先前技术，所述的输入信号s(t)的符号在本发明的自动校正计算中以列入考虑。

所述的复数信号s(t)的符号，由下式组成：

sgn(x)＝sgn(Re(x))+j·sgn(Im(x))    (6)

其中，j表示虚部单元。藉由前面所述的公式(4)或公式(5)其中之一来计算所述的自动校正函数c(t)造成了下述的优势。

所述的自动校正的结果与所述的延迟信号成分的振幅无关(因此也与所述的放大器1的调整无关)。所述的符号具有相当于1的一固定的平均振幅值。因此所述的自动校正的结果较不会强烈地受到在放大器1的增益设定的影响。

另一个优势在于计算判定上所需要的复数乘法运算数明显的减少。复数乘法运算表示复数信号的乘法运算。在图8中，藉由线条的样式来表示所述的计算如何简化。所述的乘法运算需要具有受控制的加法器或减法器形式的一简单的乘法器16。第三个优势在于只需要更少的储存装置来储存所述的输入信号s(t)的延迟部分。每个信号取样终只需要两位储存空间即可储存所述的的信号s(t)的符号。

因为所述的两个信号其中之一具有已知的固定振幅，是所使所述的平均振幅值m(t)而不是所述的信号s(t)的功率值被用来设定所述的门槛值thr。所述的平均振幅值m(t)可以藉由，例如解出由方程式(2)所决定的估算功率值p(t)的平方根的方法来计算。

然而，为了使所述的振幅值m(t)的计算得以藉由用以估算振幅的单元21而简化，下列具有优势的方程式也可以加以应用：

$m\left(t\right)=\underset{t_i}{\overset{t_i+T}{\mathrm{\Σ}}}\left|(\mathrm{Re}\left(s\left(t\right)\right)\right|+|-(\mathrm{Im}\left(s\left(t\right)\right)|---\left(6\right)$

在方程式(7)中，所有的乘法表达式都可以避免，因而，在所述的方程式的数字执行的计算上(藉由形成绝对值的单元20计算实部与虚部的绝对值，以及藉由所述的对比加法器6执行两个绝对值的加法运算)，一VLSI芯片上的芯片面积，以及功率的消耗都可以降低。在所述的模拟加法器的加总可以延伸，例如，超过16个时间指数，以对应具有20MHz的取样数率的T＝0.8μs的取样时间。

在估算的自动校正c(t)的基础下，所述的估算振幅m(t)以及固定的门槛值thr(将在下面的明书中再进一步详细说明的一判定的标准)提供了周期信号是否有出现的信息。

所述的判定标准为：

c(t)≥m(t)*thr    (8)

假如满足不等式(8)的条件即假设所述的周期信号发生。若没有满足，则假设所述的周期信号还未发生。

所述的信号检测器3可以藉由执行在自动相关单元24计算方程式(4)或方程式(5)期间从所述的振幅中所产生的绝对值来简化。正常来说，这需要乘法运算以及平方根。而这个情况可以藉由逐段定义的振幅估算的一个函数来避免。因此，所述的振幅以下列方程式来估算：

根据方程式(9)而逐段定义的函数也可以用来解方程式(7)。在这个情况下，用以估算绝对值的单元19必须用来取代所述的用以产生绝对值的单元20。

图9表示对应用以估算绝对值的单元19的区块图。如图8所示，所述的用以估算绝对值的单元19具有一用以分离被加信号cn(t)成实部与虚部的一单元22。除此之外，假如所述的虚部小于实部的1/4时，在逻辑电路23的输出即呈现出所述的实部的绝对值。相对的，假如所述的实部小于虚部的1/4时，在逻辑电路23的输出即呈现出所述的虚部的绝对值。假如是前面所述的两个状况以外的情况时，所述的实部的绝对值与虚部的绝对值的总和的3/4的数值将会呈现在所述的逻辑电路23的输出。

如同从图8与图9中可以看出，从实部乘法器7中分离并不需要额外的乘法器(因为前面已经提到的乘法器16可以藉由控制的加法/减法器而用以估算所述的平均振幅值m(t)以及估算所述的经由单元19所执行的绝对值的一乘法器可以完全地省略)。由于这些简化以及储存单元的缩减，显著的芯片面积的节省以及显著的功率消耗的降低都可以与于如图7所示的信号检测器明显的比较出来。

自然地，如图8所示的本发明的具体实施例，也可以用于图2的电路。除此之外，根据这两个前面所述的说明书，本发明并只不限定于检测周期信号。尤其是，本发明也可以用来检测实际的信号。

组件符号说明

1  具自动增益控制的放大器

2  模拟/数字转换器

3  信号检测器

4  接收器

5  平方运算单元          6  加法运算单元

7  乘法运算单元          8  比较运算单元

9  共轭运算单元          10 延迟运算单元

11 加法运算单元          12 绝对值运算单元

13 功率估算单元          14 决定单元

15 相关单元              16 乘法运算单元

17 符号运算单元          19 绝对值运算单元

20 绝对值运算单元        21 振幅估算单元

22 分离实部与虚部单元    23 逻辑电路

24 相关单元

Claims (15)

1.一种藉由检测包含在一有用信号中的一周期信号而检测所述的有用信号的装置，包含：

一相关单元(24)，用以使可能含有所述的周期信号的一信号s(t)与一信号sgn(s(t-τ))进行相关联，其中所述的信号sgn(s(t-τ))为已延迟的所述信号s(t-τ)的符号，

一振幅估算单元(21)，用以估算所述的信号s(t)的振幅，以及

一决定单元(14)，连接到所述的振幅估算单元(21)与所述的相关单元(24)的下游，用以通过比较来判定所述的周期信号的存在。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于所述的相关单元(24)包含：

一单元(17、10)，用以决定所述的符号以及延迟所述的信号s(t)，

一乘法器(16)，其中

所述的乘法器(16)的第一输入连接到所述的单元(17、10)的下游，用来决定所述的符号以及用来延迟所述的信号s(t)，以及

所述的乘法器的第二输入接收所述的信号s(t)，以及

一第一加总单元(11)，连接于所述的乘法器的下游。

3.如权利要求2所述的装置，其特征在于所述的振幅估算单元(21)包含一用以形成所述的信号s(t)的实部的绝对值与虚部的绝对值的单元(20)，以及一第二加总单元(6)，连接到所述的用以形成所述的信号s(t)的实部的绝对值与虚部的绝对值的单元(20)的下游。

4.如权利要求1所述的装置，其中所述的决定单元(14)包含：

一乘法器(7)，用以将由所述的振幅估算单元(21)所输出的一信号乘上一预定值，以及

一比较器(8)，用以比较由所述的相关单元(24)所输出的信号与由乘法器(7)所输出的信号。

5.如权利要求3所述的装置，其特征在于所述的相关单元(24)还包含具有用以产生绝对值的单元(19)，其连接于所述的第一加总单元(11)的下游。

6.如权利要求5所述的装置，其特征在于在所述的振幅估算单元(21)中而用以形成绝对值的所述的单元(20)以及/或连接于所述的第一加总单元(11)的下游而用以产生绝对值的所述的单元(19)乃为了估算绝对值的目的而包含一第二决定单元(23)，所述的第二决定单元(23)建构成以藉由逐段定义的一估算函数的方式来估算一供应信号的绝对值。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于用以将所述的供应信号分离成实部与虚部的一分离信号单元(22)是连接在所述第二决定单元(23)的上游。

8.一种涉及如权利要求1-7的任一所述的装置，应用在一无线局域网络中，其中所述的无线局域网络是根据IEEE 802.11a标准或者IEEE 802.11g标准或者是ETSI TS 101 761-1(BRAN)，Hiperlan type2标准的无线局域网络。

9.一种藉由检测包含在一有用信号中的一周期信号以检测所述的有用信号的方法，其特征在于：

使可能含有所述的周期信号的一信号s(t)与所述的信号s(t)的一延迟符号来进行相关联，

估算所述的信号s(t)的振幅m(t)，

藉由所述的振幅m(t)以及从相关联期间后所得到的信号来做出一判定，以判别所述的周期信号是否存在。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于藉由将所述的信号s(t)与所述的信号s(t)的延迟符号的复数共轭值彼此相乘并与一经由相关联所得到的结果信号相加，来使所述的信号s(t)与所述的信号s(t)的延迟符号进行相关联。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于从藉由相加所得到信号cn(t)中形成一绝对值c(t)。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于利用逐段定义的一估算函数来估算所述的绝对值c(t)。

13.如权利要求11所述的方法，其特征在于所述的振幅m(t)乘上一预定值，并在随后与所述的绝对值c(t)比较以判定所述的周期信号是否存在。

14.如权利要求9-13的任一所述的方法，其特征在于所述的有用信号为在一无线局域网络中的有用有信号。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于所述的无线局域网络是根据IEEE 802.11a标准或者IEEE 802.11g标准或者是ETSI TS 101761-1(BRAN)，Hiperlan type 2标准的无线局域网络。

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