CN1656766A - 自适应预均衡方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于对信号处理电路(200)的发射特性进行均衡的方法和设备，其中，获得在信号处理电路的输出与均衡函数的输入之间的差，基于所获得的差以及发射特性的近似对差的梯度求近似。然后，基于求近似的梯度更新均衡函数(15)的控制值。因此，鉴于这些事实，提供了自适应预均衡，可将低成本和低精确的模拟滤波器用于信号处理部件中。此外，提供了灵活的均衡方程，这可用于任何信号处理电路。

Description

自适应预均衡方法和设备

技术领域

本发明涉及用于对信号处理电路的发射特性进行均衡的方法和设备，所述信号处理电路例如为使用如正交频分复用(OFDM)方案的直接转换或外差发射器。

背景技术

电气和电子工程师协会(IEEE)已开发出代表下一代企业级无线局域网(LAN)的新规范802.11a。其优于当前技术的优势包括更强可扩展性，更好抗干扰性，以及更高的速度，这同时允许更高带宽的应用。

OFDM被用作在信道可用性和数据速率方面优于扩频的新编码方案。信道可用性较为显著，这是由于可用信道越独立，则无线网络的可扩展性就越强。通过将多个低速子载波组合以生成一个高速信道，实现高数据速率。大(宽)信道在每次发射时能够比小(窄)信道传输更多信息。将子载波并行发射，这意味着将它们同时发送和接收。接收设备对这些单个信号进行处理，每个信号表示全部数据的一部分，这些部分一起构成实际的信号。通过这样的包括每个信道的多个子载波，一次可发送大量的信息。

IEEE 802.11a无线LAN标准定义了高系统性能，因此对OFDM发射器输出需要一定的信号精度。考虑到模拟基带和射频(RF)滤波器的缺陷，有必要在发射之前对信号流进行均衡处理。发射器输出信号的性能主要取决于模拟滤波器的精度。为达到较高的信号精度，必须使用昂贵且精确的滤波器。然而，在大批量产品中，最好使这些滤波器尽可能便宜。如果安装改进的均衡器以补偿大幅度波动和在发射器通带中的群延迟(group delay)，则可以插入低成本和非精确的模拟发射器滤波器。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供改进的均衡方法和设备，由此可提高在发射器输出的信号精度，从而降低对滤波器的要求。

该目的通过对信号处理电路的发射特性进行均衡的方法来实现，所述方法包括步骤：

-获取所述信号处理电路的输出信号与均衡函数的输入信号之间的差；

-基于所述获得的差和所述发射特性的近似求出所述差的梯度的近似；以及

-基于所述求近似的梯度更新所述均衡函数的控制值。

另外，上述目的通过用于对信号处理电路的发射特性进行均衡的设备来实现，所述设备包括：

-比较装置，用于获取在所述信号处理电路的输出信号与均衡装置的输入信号之间的差；

-求近似装置，用于基于所述获得的差和所述发射特性的近似求出所述差的梯度的近似；和

-更新装置，用于基于所述求近似的梯度更新提供给所述均衡装置的控制值。

因此，提供了能够获知信号处理电路的缺陷并对提供给信号处理电路的信号引入预畸变的自适应预均衡方案。从而，能够减少信号处理电路的规范和要求，或者可选地，提供自由度以接受未来标准中更严格的规范。

此外，由于自适应预均衡功能，解决方案与信号处理电路的种类无关，例如，无论是使用直接转换还是外差体系结构。求近似步骤可包括计算所述差的最小均方梯度矢量的近似的步骤。梯度矢量可由系统成本函数的偏微分方程来计算。

此外，该差值可通过将所述输出和输入信号的信号包络进行比较来获得。特别是，输入信号可为数字信号，而输出信号可为模拟信号。

控制值可为自适应数字滤波器的系数。

另外，可将发射特性求近似为延迟函数。在此情形下，延迟函数的延迟可对应于发射特性中最大模拟滤波器峰值的位置。

可将均衡设备的比较装置设置成用于根据输入和输出信号的包络比较输入和输出信号。此外，可将求近似装置设置成用于将所述发射特性求近似为延迟函数，以及通过使用最小均方近似函数对所述梯度求近似。

信号处理电路可为直接转换或外差发射器体系结构。

均衡设备可包括数字预均衡器装置。

在从属权利要求中还限定了其他有益设计。

附图说明

下面，将参照附图，基于优选实施例，更详细地描述本发明。

图1显示出包括根据本发明优选实施例的均衡功能的发射器体系结构；

图2A表示已知的自适应后均衡设置的示意图；

图2B表示根据优选实施例的自适应预均衡设置的示意图；

图3显示出根据优选实施例的预均衡方案；和

图4显示出基于根据优选实施例的预均衡方案的流程图。

具体实施方式

现在将基于如图1所示针对IEEE 802.11a无线LAN发射器体系结构的外差OFDM发射器体系结构描述本发明的优选实施例。

根据图1，可基于二进制相移键控(BPSK)，正交相移键控(QPSK)或正交幅度调制(QAM)的输入信号当在数字域中提供给具有例如20MHz的中频的数字中频(IF)电路10之前，被进行上变转换(up-convert)和低通滤波。生成的IF信号被提供给自适应预均衡15，自适应均衡器15被设置成用于对信号流进行预均衡，使得以后级段的非理想模拟滤波器电路所生成的畸变仍产生精确的信号流。预均衡的信号被提供给发射器电路200，在发射器电路200中对信号进行处理，以便通过发射天线55发射。

发射电路200基于外差发射器体系结构，且包括模拟基带电路20，在模拟基带电路20中，例如通过应用滤波，信道编码，脉冲整形或其他合适的处理操作，对预均衡信号进行发射准备。然后，将处理的基带信号提供给包括调制器或复用器25的第一上变转换级段，其中对第一上变转换级段提供从频率例如为1.5GHz的第一振荡器30获得的信号，以将信号频率转换到1.5GHz的范围。然后，将上变转换的信号提供给模拟IF滤波器电路35，以抑制由非线性或其他失真引起的不期望的频率成分。然后将滤波的上变转换信号提供给包括第二调制器或复用器40的第二上变转换级段，其中从可控第二振荡器54对第二上变转换级段提供具有3.5至4.5GHz可调节范围的上变转换信号。从而，最终将来自模拟IF电路35的信号上变转换到3.5至4.5GHz的可调节频率范围。将这样的两次上变转换的射频(RF)信号提供给第二滤波器电路，即适于仅通过提供给发射天线55的所需频率范围的发射信号的模拟RF滤波器电路50。

可基于箝位和/或低通操作等的包络测量电路60提供发射天线55的输入信号的包络信号。然后将该包络信号提供给模拟/数字转换器电路65，在此将其转换成提供给数字包络误差检测电路70的数字信号流。在包络误差检测电路70处，将模拟/数字转换的包络信号与数字IF电路10输出信号的数字包络进行比较，以计算或得出误差值e[k]。就此而言，假设两个包络信号同步。注意，在图1中未示出相应的同步电路。

基于所获得的误差值e[k]，得出预定数量的控制值，如滤波器系数，并将其提供给自适应预均衡器15，从而控制均衡特性。因此，能够在包络误差检测电路70处测量出由非理想发射器滤波器20，35，50所导致的失真，以便对预均衡功能进行自适应控制。因此，在数字域中提供了自适应判定辅助(decision-aided)的预均衡方案。

图2A表示已知的自适应后均衡设置的示意图。其中，输入数据信号首先通过信道100，之后通过自适应后均衡器110。因此，包括后均衡器110和减法电路90的自适应后均衡器反馈环不包含信道100。在减法电路90中，从输入数据信号d[k]中减去后均衡器110的输出信号y[k]，从而获得用于控制自适应后均衡器110的误差信号或值e[k]。输入数据信号或矢量d[k]首先通过可以表征为传输特性或矢量的信道100。信道100的输出信号x[k]与后均衡器110的自适应滤波特性或矢量相乘。从输入样本d[k]中减去所得到的标量值y[k]，并将所获得的误差值e[k]用于更新针对下一输入样本的自适应后均衡器110的滤波器系数。由于后均衡器110的输入数据x[k]自动包含信道信息，从而，没有必要显式地知道信道传输特性或矢量。因此，仅必须确定一个未知值，即最优系数矢量。

然而，在根据本发明优选实施例的预均衡处理中，将均衡器置于非理想模拟滤波器或信道之前，因此包括在其反馈环路中的模拟滤波器或信道。因此，最优系数矢量的计算是基于两个未知变量或矢量，模拟滤波器传输特性或矢量，和自适应预均衡器的最优系数集。

图2B表示根据如图1所示优选实施例的对应自适应预均衡设置。参看图2B，自适应预均衡器15为发射器电路200生成输入信号k[x]，其中，发射器电路200的输出信号y[k]被提供给减法器或比较电路130，其中也对减法器或比较电路130提供输入数据信号d[k]，以获得误差值e[k]，其中基于该误差值对预均衡器15进行控制。

如图2B所示的预均衡方案可基于以下方程来描述：

x[k]＝ d ^T[k]· w[k]                        (1)

y[k]＝ x ^T[k]· h[k]                        (2)

在以上方程(1)和(2)中， w[k]表示预均衡器15的系数或加权矢量， h[k]表示发射电路200的传输矢量。

基于以上两个方程(1)和(2)，可通过以下方程获得误差值e[k]。

e[k]＝d[k]-y[k]＝d[k]- x ^T[k]· h[k]        (3)

将方程(1)代入方程(3)得到方程：

e[k]＝d[k]-( D ^T[k]· w[k])^T· h[k]             (4)

根据本发明的优选实施例，能够基于求近似和单一自适应处理(single adaptation processing)求解具有其两个未知矢量的上述方程(4)。可针对误差值e[k]的梯度矢量执行求近似。特别是，能够确定最小均方(LMS)梯度矢量。确定梯度近似的起点是以上方程(4)。下面的方程描述了用于梯度近似的系统成本函数J{ w[k]}：

J{ w[k]}＝E<e²[k]>＝E<(d[k]-y[k])²>

＝E<(d[k]- w ^T[k]· D[k]· h[k])²>              (5)

从而，可基于以上系统成本函数的偏微分求得误差性能函数的梯度矢量。这样获得以下方程：

{E<e²[k]>}＝-2·E< e[k]· x~[k]>            (6)

其中， x~[k]表示梯度的方向矢量，它对应于对具有发射器电路200的传输矢量 h[k]的数据矩阵 D[k]的估计。对此可基于以下方程进行描述：

x~[k]＝ D[k]· h[k]＝h_τ· d[k-τ]＝ d[k-τ]    (7)

其中，数据矩阵 D[k]表示变换矩阵，它将发射器电路200的非理想传输矢量 h[k]进行旋转，h_τ提供求近似的模拟滤波器传输值，例如，h_τ＝1(而传输矢量的所有其他系数设置为“0”)。

图3显示在图1中的包络误差检测电路70基于图2B所示自适应预均衡设置方案的实现示例。注意，在图3中，出于简单考虑，省略了包络测量电路60和模/数转换器65。从而，发射器电路200的输出值y[k]对应于模/数转换器65的数字化输出值。

在图3中，输出信号y[k]被提供给减法电路71，减法电路71产生误差值e[k]。该误差值e[k]被提供给自适应电路72，自适应电路72用于确定控制预均衡器15的更新或新系数矢量 w[k+1]。此外，求近似电路73用于对发射器电路200的传输特性或传输矢量 h[k]求近似。因此，求近似电路73的输出信号对应于以上的信号矢量 x~[k]。鉴于在求近似电路73中对传输矢量 h[k]求近似的事实，在自适应电路72中仅必须确定一个未知变量。

下面，描述如何得到预均衡系数矢量 w[k+1]。

信号矢量 x~[k]可通过在求近似电路73中实现对发射器电路200的模拟滤波器特性的复制来获得。然而，这也需要对该模拟滤波器特性进行识别处理。作为有益的简化解决方案，可使求近似电路73适于将发射器电路200的滤波器特性实现为简单的延迟块或函数。然后，所需的延迟值对应于模拟滤波器延迟τ，即发射器电路200模拟滤波器特性的最大滤波器峰值的位置。然后，在传输矢量 h[k]中可用值“1”替换此最大峰值，同时可将其他矢量分量设置为“0”。

从而，可使用估计系数 h _τ[k]＝“1”以及所有其他设置为“0”的简单FIR(有限脉冲响应)滤波器，对发射器电路200的模拟滤波器特性求近似。

该求近似使以上方程(6)简化如下：

{E^#<e²[k]>}＝-2·e[k]· d[k-τ]                (8)

基于简化的方程(8)，可根据以下方程更新预均衡器15的系数：

w[k+1]＝ w[k]+μ·e[k]· d[k-τ]                  (9)

使用以上近似，在自适应电路72中可对自适应预均衡器15的系数进行直接前向计算或确定。

图4显示以上根据优选实施例的自适应预均衡方案的更为概括的流程图。

在步骤S101中，确定均衡电路(即发射电路200)的输出信号y[k]与预均衡器15的均衡函数的输入信号d[k]之间的差。该差值对应于误差值e[k]，且它可基于如先前所述对信号包络的比较。不过也可使用任何其他信号参数来获得该差值。然后，在步骤S102中，对均衡电路的发射特性进行求近似。此处，可应用任何求近似方法，以得出方程(4)中的两个未知变量中的一个。然后，使用求近似的发射特性对均衡函数的输入信号进行估计(步骤S103)。根据确定的差值和估计的输入信号，例如基于方程(8)对差值的梯度求近似(步骤S104)。若得出差值的梯度，则在步骤S105中基于求近似的梯度更新预均衡函数的控制值或系数。

本发明提供了自适应预均衡的方法，该方法可针对例如发射器电路或任何其他信号处理电路的模拟滤波器特性而使用。均衡基于近似，如LMS近似，且并不需要关于模拟滤波器特性的系统识别处理，而是通过简单的延迟块或任何简化的传输特性对该特性进行求近似。由于没必要考虑发射器电路200的特性变化，从而，提供了高度灵活的方法。事实上，获知缺陷，构建模型，并且在将信号提供给发射器链之前将模型用于信号的预畸变。从而，甚至能够补偿由于发射器缺陷而引起的发射信号波形的变化。本发明提供自由度以接受或提升未来标准中关于误差值或矢量的量级方面的更严格规范。此外，通过降低由群延迟均衡导致的符号间干扰(ISI)，可提高多径延迟扩频容限。所提出的自适应低复杂度解决方案非常适于对规范而言需允许更大容限的大批量生产。这可使产出率提高。

注意，本发明并不限于以上所述优选实施例，而是能够用于减少信号失真的任何信号处理电路。可对任何适于获得由信号处理电路失真所导致的差的信号参数进行比较。可通过任何合适的求近似方法，对信号处理电路的传输特性进行求近似。同样，可通过任何合适的求近似方法，获得用于控制预均衡器的控制值，以获得差值或误差值的梯度。可使预均衡适用于外差体系结构或直接转换体系结构。它也可用于补偿直接转换体系结构的幅度缺陷，例如，同相(I)和正交相(Q)幅度缺陷。因此，在所附权利要求的范围内，可对这些优选实施例进行多种变化。

Claims (15)

1.一种对信号处理电路(200)的发射特性进行均衡的方法，所述方法包括步骤：

a)获取所述信号处理电路(200)的输出信号与均衡函数(15)的输入信号之间的差；

b)基于所述获得的差和所述发射特性的近似对所述差的梯度求近似；以及

c)基于所述求近似的梯度更新所述均衡函数(15)的控制值。

2.根据权利要求1的方法，其中，所述求近似步骤包括计算所述差的最小均方梯度矢量的近似值的步骤。

3.根据权利要求2的方法，其中，所述梯度矢量由系统成本函数的偏微分方程来计算。

4.根据以上权利要求中任何一个的方法，其中，所述差通过将所述输出和输入信号的信号包络进行比较来获得。

5.根据权利要求4的方法，其中，所述输入信号为数字信号，输出信号为模拟信号。

6.根据以上权利要求中任何一个的方法，其中，所述控制值为自适应数字滤波器的系数。

7.根据以上权利要求中任何一个的方法，其中，将所述发射特性求近似为延迟函数。

8.根据权利要求7的方法，其中，所述延迟函数的延迟对应于所述发射特性的最大模拟滤波器峰值的位置。

9.根据权利要求8的方法，其中，所述梯度矢量通过以下方程来计算：

{E}＝-2e[k]· d[k-τ]

其中，

{E}表示所述梯度矢量，

e[k]表示所述获得的差值，以及

d[k-τ]表示通过对所述发射特性的所述延迟近似而估计的所述输入信号的矢量表示。

10.根据权利要求9的方法，其中，在所述更新步骤中基于以下方程更新滤波器系数：

w[k+1]＝ w[k]+μe[k]· d[k-τ]

其中，

w[k+1]表示更新的滤波器系数的矢量表示，

w[k]表示当前滤波器系数的矢量表示，以及

μ表示预定的比例因子。

11.一种用于对信号处理电路(200)的发射特性进行均衡的设备，所述设备包括：

a)比较装置(71)，用于获取所述信号处理电路(200)的输出信号与均衡装置(15)的输入信号之间的差；

b)求近似装置(72)，用于基于所述获得的差和所述发射特性的近似对所述差的梯度求近似；和

c)更新装置(72)，用于基于所述求近似的梯度，获得提供给所述均衡装置(15)的控制值。

12.根据权利要求11的设备，其中，所述比较装置(71)被设置成用于根据所述输入和输出信号的包络比较所述输入和输出信号。

13.根据权利要求11或12的设备，其中，所述求近似装置(72)被设置成用于将所述发射特性求近似为延迟函数，以及通过使用最小均方近似函数对所述梯度求近似。

14.根据权利要求11至13中任何一个的设备，其中，所述信号处理电路为直接转换或外差发射器的体系结构(200)。

15.根据权利要求11至14中任何一个的设备，其中，所述设备包括数字预均衡器装置(15)。

Images