CN1588799A - 逆阻式绝缘栅双极型晶体管的驱动保护电路 - Google Patents

Abstract

逆阻式绝缘栅双极型晶体管的驱动保护电路，其特征在于，它含有：控制器；三段式驱动电路，它包括动态充电电流源、动态泄放电流源以及和它们串接的推挽放大电路；还有一个在被驱动的逆阻式绝缘栅双极型晶体管分别导通和关断时其集电极电压的下降时刻以及上升时刻的检测电路，它能在实现器件快速通断的同时，控制开通过程集电极电流的上升率以及关断过程集电极电压的上升率；同时，所述逆阻式绝缘栅双极型晶体管的集电极接一个基于V_ce检测的RB－IGBT过流保护电路，它包括两种V_ce检测方案。

Description

逆阻式绝缘栅双极型晶体管的驱动保护电路

技术领域

本发明属于逆阻式绝缘栅双极型晶体管的驱动保护电路，属于RB-IGBT的控制技术领域。

背景技术

逆阻式绝缘栅双极型晶体管(Reverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor)，简称RB-IGBT，是一种新型的电力半导体器件。相对于普通IGBT器件，它具有电压的正反向阻断能力。RB-IGBT可以用于组成双向开关，实现能量的双向流动，目前主要应用于矩阵变换器中。图1给出了采用RB-IGBT和普通IGBT的双向开关结构。可以看出，采用RB-IGBT的双向开关所需的功率器件最少。同时，稳态时采用RB-IGBT的双向开关上电压降落大大小于普通IGBT的双向开关，因此功率损耗也大大减少。

RB-IGBT的各连接端名称如图2所示。由于RB-IGBT是电压型器件，可以通过对栅极-发射极电压V_ge的控制实现器件的导通和关断。

RB-IGBT的导通与关断过程的实质是驱动电源对其栅极的充放电过程。如对RB-IGBT的栅极施加恒定的充电或泄放电流，则其开关过程中栅极-发射极电压V_ge，集电极电流i_c以及集电极-发射极电压V_ce的波形图如图3、图4所示。

图3所示的RB-IGBT开通过程可以分为三个阶段：

(1)驱动开通指令发出后，驱动电源对栅极电容充电，栅极电压V_ge上升，其上升斜率正比与驱动电流。在上升到阈值电压(t₁)之前，IGBT仍然处于关断状态，集电极仅流过极小的正向漏电流；

(2)V_ge超过阈值电压后，集电极电流i_c迅速开始上升，并在t₂时刻达到最大值(伴随一些电流的过冲尖峰，通过抑制集电极电流上升率di/dt可以减小此尖峰)，此时，IGBT进入米勒效应区，栅极等效输入电容无穷大，GE电压出现一个短暂的平台。在此过程中CE之间电压V_ce变化不大；

(3)米勒效应开始后，CE电压开始下降，直到V_ce达到通态电压值，IGBT进入导通状态。栅极电压V_ge也由于电容的继续充电而缓慢上升到最终驱动电平。

图4所示的RB-IGBT关断过程同样可以分为三个阶段：

(1)驱动关断指令发出后，栅极电容通过驱动电源进行放电，V_ge下降，下降的斜率正比于驱动电源提供的泄放电流。类似于开通特性，在t₅时刻进入米勒效应区；

(2)在米勒效应区内，V_ce开始上升。在t₆时刻，V_ce达到峰值时(同样存在电压的尖峰，减小CE电压的上升率dv/dt，可以有效的抑制这个尖峰)，米勒效应结束。此过程中集电极电流i_c基本保持不变；

(3)t₆时刻以后，V_ge继续下降，导致集电极电流i_c减小。V_ge减小到开启阈值电压以后，IGBT的内部等效MOSFET迅速关断。由于没有反并联二极管的存在，RB-IGBT的i_c存在反向恢复过程。随后，内部等效的PNP型晶体管没有泄放回路，关断速度较慢，因而形成关断拖尾电流。此拖尾是不能受IGBT栅极控制的，一般在us级左右。

从开关的过程可以看出，充放电电流的大小决定了RB-IGBT开通关断暂态过程所需的总时间。同时，开通过程集电极电流上升率di/dt与关断过程集电极电压上升率dv/dt也几乎正比与充放电电流的大小。器件开关过程的di/dt与dv/dt的增加会导致电磁干扰EMI的大量增加，同时可能导致RB-IGBT的擎住效应。因此，驱动电路的设计思想为：实现器件快速通断的同时，抑制di/dt与dv/dt的大小。

目前集成的IGBT驱动芯片(如日本富士公司的EXB841，美国摩托罗拉公司的MC33153等)通常采用光耦隔离，推挽输出的结构，将驱动芯片地(0V电位点)与IGBT发射极直接相连，而输出电压信号接至IGBT栅极从而控制其导通与关断。其工作原理图如图5所示。这种驱动电路仅靠驱动电阻R104，R105的大小决定驱动电流的大小，无法在开关暂态过程中对充放电电流进行实时控制，因此很难同时实现快速通断并且抑制开通关断过程的di/dt和dv/dt，大多数情况下只能简单的折衷。

普通IGBT驱动电路中集成了器件的过流保护逻辑。过流保护一般采用V_ce检测的办法。IGBT导通时的饱和压降与流过IGBT的电流基本成线性关系。特别是短路出现时，IGBT退出饱和，V_ce将急剧上升。因此只需要检测V_ce，当它超过一定阈值，并且和栅极驱动信号做逻辑“与”，即可判断器件是否过流。以MC33153为例，其过流保护原理如图6所示。IGBT关断情况下，Q103导通，比较器输出为“低”，屏蔽保护动作；IGBT有导通信号时，Q103关断。正常工作下，其集电极电位为饱和管压降，D101导通，比较器正相输入端电位小于反向输入端电位，输出为“低”，不保护；若IGBT有导通信号，并且过流，则集电极电位迅速升高，到一定电位后，比较器同相输入端电位超过反向输入端，输出“高”，则保护电路开始工作。

由于普通IGBT通常反并联快恢复保护二极管D，因此V_ce的范围只可能是从正向的高压到负的二极管管压降，也即，普通IGBT承受反向电压时，通过反并联二极管形成通路，其V_ce不可能工作在负向的高压中。因此，正向高压时通过二极管D101将强电与驱动回路隔离，使驱动电路安全工作。

然而RB-IGBT没有反并联二极管，V_ce正负向工作极限相当，可以看到，如果采用目前集成驱动芯片保护电路的接法，D101会将负向的高压直接引入驱动电路造成驱动电源的损坏，甚至烧毁器件。因此，目前成熟的IGBT驱动芯片中过流保护功能均不适用于RB-IGBT。

发明内容

本发明针对传统推挽驱动电路的不足之处，提出一种三段式驱动电路，通过引入两个动态电流源，在提高器件开关速度的同时，限制开通过程的di/dt与关断过程的dv/dt。同时针对RB-IGBT的工作特性，提出了一种新的V_ce检测方法，同时根据V_ce大小范围，设计了两种不同的过流保护策略。

从RB-IGBT开通和关断的动态特性上可以看出，开通时集电极电流上升过程和关断时集电极电压上升过程的时间可以通过栅极充放电的速率加以控制。因此，可以考虑动态的控制栅极充放电电流大小，在需要抑制di/dt和dv/dt的时候减小充放电电流，而在其它时段加大充放电电流，则有望在实现器件的快速通断的同时将di/dt和dv/dt限制在允许的范围内。

本发明的特征在于：

(1)控制器；

(2)三段式驱动电路，包括：

动态充电电流源，含有：

一个N沟道MOSFET M1，其源极接正电源，漏极经正接的二极管D3后与栅极相连，栅极和正电源间串接一个电阻，管D3的负极反接一个二极管D1后与控制器的充电电流源控制信号输出端相连；

一个P沟道MOSFET M2，其源极也接正电源，栅极接电阻后与管M1的漏极相连；

动态泄放电流源，含有：

一个P沟道MOSFET M3，其源极接负电源，栅极经正接的二极管D4后与漏极相连，栅极同时又接一个电阻后与负电源相连，管D4反接一个二极管D2后与控制器的泄放电流源控制信号输出端相连；

一个N沟道MOSFET M4，其源极也接负电源，栅极接电阻后与管M3的漏极相连；

推挽电路，含有：

与正电源依次串接的由N型晶体管Q1和电阻串联组成的第一支路；

与负电源依次串接的由P型晶体管Q2和电阻串联组成的第二支路；

所述的第一支路和第二支路的连接点在与被驱动的逆阻式绝缘栅双极型晶体管栅极相连的同时，又分别经电阻与管M2和管M4的漏极相连；

(3)被驱动的逆阻式绝缘栅双极型晶体管分别在导通和关断时，其集电极-发射极间电压V_ce的下降时刻和上升时刻的检测电路，它含有：

依次与被驱动的逆阻式绝缘栅双极型晶体管集电极相连的由电容和电阻串联而成的阻容支路；

V_ce的下降时刻检测电路，包括：

一个P沟道MOSFET M5，其源极接正电源，栅极接上述阻容支路的电阻端，漏极经限流电阻后接零伏电源；在它的栅极和源极之间并接有一个稳压D5和一个电阻；

一条由二极管D6和电阻并联的支路，其管D6的正极经一个电阻后与管M5的漏极相连；

一条由稳压管D7和一个电容并联的支路，管D7的正极也接零伏电源，而管D7的负极与管D6的负极相连，同时又与控制器上用V_gc2表示的V_ce下降时刻检测信号输入端相连；

V_ce上升时刻检测电路，包括：

一个N沟道MOSFET M6，其源极经电阻后接正电源，漏极接零伏电源，栅极和零伏电源间反向并接有一个稳压管和电阻，该栅极同时又与上述阻容支路中的电阻相连。

(4)逆阻式绝缘栅双极型晶体管的集电极接一个过流保护电路，它含有：

一个大电阻，其一端接所述逆阻式绝缘栅双极型晶体管的集电极，而另一端对地接有限幅电路；

一个反馈运放放大器，其正输入端经限流电阻接上述大电阻，负输入端经另一个限流电阻接上述逆阻式绝缘栅双极型晶体管的发射极；

一般性过流保护电路和短路过流保护电路，其输入端分别与运算放大器的输出端相连。

(5)逆阻式绝缘栅双极型晶体管的集电极接一个过流保护电路，它含有：

一个大电阻，其一端接所述逆阻式绝缘栅双极型晶体管的集电极，而另一端分别接有两个正、负电压限幅电路；

一个反馈运放放大器，其正输入端经限流电阻接上述大电阻，负输入端经另一个限流电阻接上述逆阻式绝缘栅双极型晶体管的发射极；

一般性过流保护电路和短路过流保护电路，其输入端分别与运算放大器的输出端相连。

实验证明，本发明在实现器件的快速通断的同时，控制并抑制了开通过程的集电极电流的上升率以及关断过程集电极电压的上升率。

附图说明

图1.双向开关的结构。

图2.RB-IGBT各连接端名称。

图3.RB-IGBT开通时的暂态过程。

图4.RB-IGBT关断时的暂态过程。

图5.传统的推挽式驱动电路。

图6.普通IGBT过流保护电路原理图(MC33153)。

图7.RB-IGBT的三段式驱动电路。

图8.开通时充电电流源控制过程示意图。

图9.V_ce下降时刻的检测电路。

图10.关断时泄放电流源控制过程示意图。

图11.V_ce上升时刻的检测电路。

图12.基于V_ce检测的RB-IGBT过流保护原理示意图：

A.方案1；

B.方案2。

具体实施方式

本发明提出的三段式驱动电路原理电路如图7所示。

在传统推挽结构上(Q1，Q2，R7，R8)，加入两个动态的充放电电流源(其中M1，M2，D1，D3，R1，R3，R5构成开通过程的充电电流源；M3，M4，D2，D4，R2，R4，R6构成关断过程的放电电流源)。控制电路由可编程数字逻辑芯片GAL与检测电路实现。

器件选择上：M1使用N沟道MOSFET 2N7000，典型开通关断时间10ns；M2使用P沟道MOSFET IRFR5505。导通延时+上升时间40ns，关断延时+下降时间36ns。M3使用P沟道FET VP0300。典型开通关断时间30ns；M4使用N沟道MOSFET IRFR220。导通延时+上升时间30ns，关断延时+下降时间32ns。电流源控制逻辑使用GAL16v8D-25LP，典型延时25ns。

图8给出了RB-IGBT开通过程中充电电流源的控制逻辑。其时间轴各时间点与图3一一对应。其驱动过程也可以分为三个阶段：

(1)当驱动电路发出开通信号t₀后，立刻导通充电电流源，加大栅极充电电流。由于驱动电流的增加，t₀到t₁的时间可以大大缩短。

(2)当检测到V_ge超过阈值电压V_ge(th)后(t₁时刻)，集电极电流i_c开始出现。此时应该立刻关断电流源，保证t₁到t₂时间段的驱动电流与传统推挽结构的驱动电流相当，因此i_c的上升率di/dt也就与推挽结构的di/dt基本相同。

(3)i_c上升到最大值后，V_ce开始下降(t₂时刻)。这时再重新导通电流源，直至V_ge超过13V(t₃时刻)后停止作用。这样V_ge的米勒效应时间与V_ce电压拖尾时间得以缩短，RB-IGBT的开通过程损耗也就得以减小。

V_ce的下降时刻可以采用如图9所示的电路实现。图9中，稳态过程中V_ce不变，R9中没有电流流过，P沟道MOSFET M5不导通；V_ce下降时，电流流过R9，其上的压降导通M1，从而输出控制信号送往逻辑处理电路，导通充电电流源。

图10给出了IGBT关断过程中泄放电流源的控制逻辑其时间轴各时间点与图4一一对应。同样，关断驱动过程也大致分为三段：

(1)当驱动电路发出关断信号(t₄时刻)后，立刻导通泄放电流源，加大栅极泄放电流，以减少t₄到t₅的这段延迟时间。

(2)当V_ce开始上升(t₅时刻)时，立刻关断泄放电流源。这样可以保证V_ce的上升率dv/dt与传统推挽结构的dv/dt基本相同。

(3)当检测到V_ce不再上升后(t₆时刻)，重新导通泄放电流源以缩短关断时间，减小关断过程损耗。

与开通过程V_ce下降时刻检测类似，V_ce的上升时刻可以采用如图11的电路实现。图11中，稳态过程中V_ce不变，R14中没有电流流过，N沟道MOSFET M6不导通；V_ce上升时，电流流过R14，其上的压降导通M6，从而输出控制信号送往逻辑处理电路，关断泄放电流源。

本发明提出两种针对RB-IGBT的V_ce检测方法，并利用于过流保护电路中。其原理图如图12所示。

通过一个阻值较大的电阻将V_ce引入到驱动回路，并将其限幅至驱动电源范围内。通过运放进行信号的隔离放大以提高检测精度。运放的选择必须选用偏置电流较小、速度较快的器件(如LF353，最大偏置电流Ib＝8nA)。将放大后的信号进行简单的阻容滤波，消除干扰带来的噪声，以此信号作为过流保护动作的依据。

另外，由于器件长期工作在大电流的情况下容易发热，因此，如果器件在大电流(如器件额定电流100A，则认为70A为一般性过流)情况下工作时间过长也希望能切断器件运行并且报警。于是，根据逆阻式IGBT的饱和特性曲线，将保护动作分为两部分：(1)当器件导通并且2.5V＜V_ce＜3.0V时，判断为一般性过流，延时100us，若过流现象不消失则慢降栅压软关断逆阻式IGBT器件；(2)当器件导通并且V_ce＞3.0V时，判断为短路过流，将栅极电压降低至10V以提高器件承受短路电流的能力，延时10us以后，若短路电流不消失，则软关断IGBT。保护的逻辑使用GAL器件进行控制。

同时，一旦判断真正过流后，驱动电路通过光耦向控制回路输出报警信号，控制回路采用必要的策略进行系统保护动作。

Claims (3)

1.逆阻式绝缘栅双极型晶体管的驱动保护电路，其特征在于，它含有：

(1)控制器；

(2)三段式驱动电路，包括：

动态充电电流源，含有：

一个N沟道MOSFET M1，其源极接正电源，漏极经正接的二极管D3后与栅极相连，栅极和正电源间串接一个电阻，管D3的负极反接一个二极管D1后与控制器的充电电流源控制信号输出端相连；

一个P沟道MOSFET M2，其源极也接正电源，栅极接电阻后与管M1的漏极相连；动态泄放电流源，含有：

一个P沟道MOSFET M3，其源极接负电源，栅极经正接的二极管D4后与漏极相连，栅极同时又接一个电阻后与负电源相连，管D4反接一个二极管D2后与控制器的泄放电流源控制信号输出端相连；

一个N沟道MOSFET M4，其源极也接负电源，栅极接电阻后与管M3的漏极相连；推挽电路，含有：

与正电源依次串接的由N型晶体管Q1和电阻串联组成的第一支路；

与负电源依次串接的由P型晶体管Q2和电阻串联组成的第二支路；

所述的第一支路和第二支路的连接点在与被驱动的逆阻式绝缘栅双极型晶体管栅极相连的同时，又分别经电阻与管M2和管M4的漏极相连；

(3)被驱动的逆阻式绝缘栅双极型晶体管分别在导通和关断时，其集电极—发射极间电压V_ce的下降时刻和上升时刻的检测电路，它含有：

依次与被驱动的逆阻式绝缘栅双极型晶体管集电极相连的由电容和电阻串联而成的阻容支路；

V_ce的下降时刻检测电路，包括：

一个P沟道MOSFET M5，其源极接正电源，栅极接上述阻容支路的电阻端，漏极经限流电阻后接零伏电源；在它的栅极和源极之间并接有一个稳压D5和一个电阻；

一条由二极管D6和电阻并联的支路，其管D6的正极经一个电阻后与管M5的漏极相连；

一条由稳压管D7和一个电容并联的支路，管D7的正极也接零伏电源，而管D7的负极与管D6的负极相连，同时又与控制器上用V_gc2表示的V_ce下降时刻检测信号输入端相连；

V_ce上升时刻检测电路，包括：

一个N沟道MOSFET M6，其源极经电阻后接正电源，漏极接零伏电源，栅极和零伏电源间反向并接有一个稳压管和电阻，该栅极同时又与上述阻容支路中的电阻相连。

2.根据权利要求1所述的逆阻式绝缘栅双极型晶体管的驱动保护电路，其特征在于：所述逆阻式绝缘栅双极型晶体管的集电极接一个过流保护电路，它含有：

一个大电阻，其一端接所述逆阻式绝缘栅双极型晶体管的集电极，而另一端对地接有限幅电路；

一个反馈运放放大器，其正输入端经限流电阻接上述大电阻，负输入端经另一个限流电阻接上述逆阻式绝缘栅双极型晶体管的发射极；

一般性过流保护电路和短路过流保护电路，其输入端分别与运算放大器的输出端相连。

3.根据权利要求1所述的逆阻式绝缘栅双极型晶体管的驱动保护电路，其特征在于：所述逆阻式绝缘栅双极型晶体管的集电极接一个过流保护电路，它含有：

一个大电阻，其一端接所述逆阻式绝缘栅双极型晶体管的集电极，而另一端分别接有两个正、负电压限幅电路；

一个反馈运放放大器，其正输入端经限流电阻接上述大电阻，负输入端经另一个限流电阻接上述逆阻式绝缘栅双极型晶体管的发射极；

一般性过流保护电路和短路过流保护电路，其输入端分别与运算放大器的输出端相连。

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