CN1545195A - 正反激双向dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

一种涉及正反激双向DC－DC变换器，由变压器次、初级绕组(N_s1与N_p1)相互耦合构成正激变压器(T₁)；由另一变压器次、初级绕组(N_s2与_Np2)相互耦合构成反激变压器(T₂)，两个次级绕组(N_s1与N_s2)各自串联开关管(S₁与S₂)后同时并联于输入直流电源。两个初级绕组(N_p1与N_p2)串联后通过整流/逆变电路和直流电源(V₂)并联。利用有源箝位、RCD箝位、LCD箝位、ZVT复位等技术可组成一族双向变换器拓扑。本变换器利用正激变压器和耦合电感共同传输能量，解决了现有技术中用变压器漏电感传输能量的或用耦合电感传输能量的缺陷；避开了现有技术中电流型拓扑存在的电压尖峰问题；具有电流纹波小，实现全部开关管的软开关等优点。

Description

正反激双向DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及一种正反激双向DC-DC变换器属电力电子变换器。

背景技术

隔离式双向DC-DC变换器的传统方案有以下三种：

1.移相式双向变换技术

这种技术是利用变压器漏电感(或外接电感)，通过桥臂移相来完成双向能量传输。它利用漏电感来传输能量，限制了这种技术在大功率的应用场合的应用。

2.电压型-电流型组合式双向变换技术

这种技术即为电压型-电流型组合式拓扑，它的主要缺陷在于开关器件上承受的由变压器漏电感造成的电压尖峰很大。这两个缺陷是由于这种技术中含有的电流型拓扑造成的，限制了这种技术的应用。

3.反激式双向变换技术

这种技术利用单端反激变换器为主拓扑，它的主要缺陷在于：利用耦合电感(反激变压器)来传输能量，限制了其在大功率场合的应用。

发明内容

本发明的目的在于在研究上述现有技术存在的缺陷的基础上，研制一种同时利用正激变压器和耦合电感传输能量，电压尖峰小，输入/输出电流纹波小，能实现全部开关管的软开关的正反激双向DC-DC变换器。

实现上述目的的正反激双向DC-DC变换器，由一个变压器次级绕组与初级绕组同铭端相互耦合构成正激变压器；由另一个变压器次级绕组与初级绕组异铭端相互耦合构成反激变压器，正、反激两个变压器的两个次级绕组异铭端相连后同时连于直流电源正极，两个次级绕组另一端分别与开关管串联后同时连于直流电源负极，正、反激两个变压器的两个初级绕组正向串联通过整流/逆变电路和直流电源并联。

整流/逆变电路可以是为半波整流/单端正激逆变，全波整流/半桥逆变，全桥整流/双管正激逆变等。

本发明能利用有源箝位，电阻电容二极管(RCD)箝位，电感电容二极管(LCD)箝位及零电压转换(ZVT)复位等箝位和复位技术组成一族变换器拓扑。

本发明的正反激双向DC-DC变换器有下面的优点：1)利用正激变压器和耦合电感共同传输能量，解决了使用变压器漏电感传输能量的缺陷或单纯使用耦合电感传输能量的缺陷；2)避开了电流型拓扑，从而避开了电压尖峰问题；3)正、反激变压器绕组并联侧电流连续，电流纹波小；4)合理控制可以实现全部开关管的软开关。

附图说明

图1正反激双向DC-DC变换器主电路原理图。

图2正反激双向DC-DC变换器的一族主电路拓扑示意图。

图3有源箝位正反激双向DC-DC变换器主电路原理图。

图4有源箝位正反激双向DC-DC变换器充电模式等效电路和原理波形。图中，左边为等效电路，右边为原理波形。

图5有源箝位正反激双向DC-DC变换器备份模式等效电路和工作原理波形。图中，左边为等效电路，右边为原理波形。

图6正反激双向DC-DC变换器的控制逻辑框图。

图7有源箝位正反激双向DC-DC变换器的驱动时序示意图。

图8有源箝位正反激双向DC-DC变换器驱动电路框图。

图9正反激组合式升压DC-DC变换器电路图。

上述图中的符号名称：

N_s1——正激变压器次级绕组，N_p1——正激变压器初级绕组，N_s2——反激变压器次级绕组，N_p2——反激变压器初级绕组，S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆、S₇——开关管，T₁——正激变压器，T₂——反激变压器，V_bus——直流电源，V_bat——直流电源，其他均为通用的常规符号如C——电容、R——电阻、D——二极管、L——电感、k——接触器等，不再重述。

具体实施方式

图1是正反激双向DC-DC变换器主电路原理图。由图1可知，本发明的正反激双向DC-DC变换器的组成是，由一个变压器次级绕组N_s1与初级绕组N_p1同铭端相互耦合构成正激变压器T₁；由另一个变压器次级绕组N_s2与初级绕组N_p2异铭端相互耦合构成反激变压器T₂，正、反激两个变压器的两个次级绕组N_s1与N_s2异铭端相连后同时连于直流电源V₁正极，两个次级绕组N_s1与N_s2另一端分别与开关管S₁与S₂串联后同时连于直流电源V₁的负极，正、反激两个变压器的两个初级绕组N_p1与N_p2正向串联通过整流/逆变电路和直流电源V₂并联，其中V₁、V₂也可为直流有源负载。

本发明能利用有源箝位，电阻电容二极管(RCD)箝位，电感电容二极管(LCD)箝位及零电压转换(ZVT)复位等箝位和复位技术组成如图2所示的一族正激和反激组合式的双向变换器拓扑。一般地，考虑减小半导体器件的电压应力，高压小电流侧采用绕组串联的形式，如图2(a)～(g)；低压大电流侧采用绕组并联的形式，如图2(h)～(o)。选择图2(a)～(g)中的任一拓扑作为高压侧拓扑，而选择图2(h)～(o)中的合适拓扑作为低压侧拓扑可以组成一族以有源箝位技术为特色的正反激组合式拓扑。除有源箝位技术外，还有辅助绕组复位、电阻电容二极管(RCD)箝位、电感电容二极管(LCD)箝位、零电压转换(ZVT)复位等多种变压器磁芯复位和开关管箝位技术，这些都可以构成基于正激和反激组合式双向DC-DC变换拓扑。

图3给出了正反激双向DC-DC变换器的一种主电路结构：有源箝位正反激双向DC-DC变换器。在图1所示线路图中，绕组N_p1和绕组N_s1构成正激变压器T₁，变压器匝比n₁＝N_p1/N_s1，绕组N_p2和绕组N_s2构成反激变压器T₂，变压器匝比n₂＝N_p2/N_s2。C₁～C₄为开关管S₁～S₄的等效输出结电容及其并联电容，L_lk为变压器等效漏电感，C_c1为有源箝位电容。V_bus、V_bat为直流电源。正反激双向DC-DC变换器有两种主要的工作模式：充电模式和备份模式。下面以图3所示拓扑为例说明其工作原理。

充电模式工作原理

直流电源V_bus正常时，图3中的继电器k₁和k₂都闭合，直流电源V_bus提供负载R_L1能量，同时通过变换器给负载R_L2提供能量并给蓄电池V_bat充电，称为充电模式。在充电模式下，开关管S₁和S₂工作在开关状态，而开关管S₃和S₄不工作，其反并二极管D_s3、二极管D_s4作为整流二极管使用。有源箝位正反激通过合理的参数设计可以实现S₁和S₂的零电压开关，图4为有源箝位正反激充电模式等效电路和原理波形，这种状态下有8个工作模态。

在分析之前做下面的假定：

1)原边电感和箝位电容的谐振频率远小于开关频率，因此稳态工作时箝位电容电压为与输入电压和占空比有关的常量，量值为 $V_{c_{c1}}=V_{\mathrm{bus}}D/(1-D);$

2)变压器等效漏电感折算到高压侧，记为L_lk，其量值远小于高压侧励磁电感。

(1)[t₀-t₁]主开关管S₁已处于导通状态，能量通过正激变压器T₁传送到负载，正激变压器T₁的原边电压被输出电压箝位，初级绕组N_p1和N_p2中的电流线性增大。正激变压器T₁的激磁电流i_m1上升，磁芯工作状态从第三象限过渡到第一象限；同时反激变压器T₂的激磁电流i_m2也上升，反激变压器T₂储存电磁能，反激变压器T₂磁芯工作状态始终在第一象限变化。

(2)[t₁-t₂]开关管S₁关断，原边电流i_p1给电容C₁线性充电，同时开关管S₂的结电容C₂对变压器磁场放电，二极管D_s3继续导通，二极管D_s4仍阻断。开关管S₁的漏源电压V_ds2降到V_cc1，开关管S₁的漏源电压V_ds1上升到V_bus时，二极管D_s4将导通，此后二极管D_s3和D_s4开始换流。由于C₁限制了开关管S₁的电压上升率，因此是有结电容缓冲的零电压关断。

(3)[t₂-t₃]变压器漏感L_lk和开关管输出结电容谐振。谐振周期 $T_r=2\mathrm{\π}\sqrt{L_{\mathrm{lk}}{C}_{\mathrm{eq}}},$ 等效谐振电容C_eq＝C₁+C₂；电容C₁谐振充电，开关管S₁的漏源电压V_ds1由V_bus上升到V_bus＋V_cc1，并被箝位；电容C₂放电，开关管S₂的漏源电压V_ds2从V_cc1下降到0，此后二极管D_s2将导通，创造了S₂零电压开通的条件。同时，漏感L_lk中的电流谐振减小。开关管S₂能实现零电压开通的条件为：变压器漏感储能必须大于开关管S₁、S₂输出结电容储能。

(4)[t₃-t₄]二极管D_s2导通期间，可零电压开通开关管S₂。二极管D_s4和二极管D_s3仍然同时导通换流，模态4结束时，电流I_ds3减小到零，二极管D_s4和D_s3换流结束。

(5)[t₄-t₅]开关管S₂导通期间，开关管S₁漏源电压V_ds1被箝位在V_bus+V_cc1，同时二极管D_s4中流通负载电流，反激变压器T₂的激磁电流i_m2减小，负载能量由反激变压器T₂的储能提供。反激变压器T₂初级绕组电压被箝位为n₂V_bat，

这样正激变压器T₁原边的电压为：V_cc1-n₂V_bat，T₁磁芯在这个电压作用下复位，激磁电流i_m1下降，磁芯工作点由第一象限转移到第三象限。

(6)[t₅-t₆]开关管S₂关断，电容C₂和C₁被励磁电流线性充放电，二极管D_s4仍导通，负载能量由反激变压器提供。开关管S₁漏源电压V_ds1由V_bus+V_cc1下降到V_bus，V_ds2由0上升到V_cc1。

(7)[t₆-t₇]变压器漏感和开关管输出结电容谐振。开关管S₂漏源电压V_ds2由V_cc1上升到V_bus+V_cc1；开关管S₁漏源电压V_ds1则下降到零，二极管D_s1开始导通，创造了开关管S₁零电压开通的条件。同时，变压器漏感L_lk中的电流谐振增大。

(8)[t₇-t₈]在二极管D_s1导通期间，开关管S₁可以零电压导通，漏感电流以V_bus/L_lk的斜率线性增大。直到二极管D_s4截止，二极管D_s3流通全部负载电流。备份(应急)模式工作原理

当直流电源V_bus故障时，继电器k₁断开，V_bat作为应急电源提供负载R_L1和R_L2能量，称为备份(应急)模式。在备份模式下，开关管S₂、S₃和S₄工作在开关状态，开关管S₁的反并二极管D_s1充当整流管使用。

备份模式时，开关管开关时序为：开关管S₂和S₃互补工作，开关管S₃和S₄互补工作并有一段导通重合时间。备份模式等效电路和工作原理波形如图5所示。在一个开关周期，有6个开关模态。

(1)[t₀-t₁]t₀时刻，开关管S₃已处于导通状态，开关管S₄处于关断状态，开关管S₄导通期间储存在反激变压器T₂中的电磁能和通过正激变压器T₁直接传输的能量一起，释放到负载。激磁电流i_m1上升，激磁电流i_m2减小，正激变压器T₁磁芯工作状态从第三象限过渡到第一象限，反激变压器T₂磁芯工作状态在第一象限变化。

(2)[t₁-t₂]t₁时刻，开关管S₄开通，反激变压器T₂的励磁电流i_m2增加，反激变压器T₂储存电磁能；正激变压器T₁的励磁电流i_m1仍然上升，但开关管S₃中不再有负载电流流过，加在漏感L_lk上的电压为 $V_{L_{\mathrm{lk}}}=V_{\mathrm{bus}}-(n_1-n_2)V_{\mathrm{bat}},$ 二极管D_s1中的电流在t₂时刻以前可以减小到0，二极管D_s1截止，二极管D_s1的电压为V_ds1(t2)＝V_bus-(n₁-n₂)V_bat。t₂时刻，可以零电流关断开关管S₃。

(3)[t₂-t₃]开关管S₃零电流关断后，正激变压器T₁的励磁电流转移到高压侧绕组中，此励磁电流将抽取电容C₂电荷，t₃时刻，电容C₂上电压降到0，二极管D_s2开始导通，创造了开关管S₂ZVS开通的条件，此后可以ZVS开通开关管S₂。

(4)[t₄-t₅]开关管S₂导通期间，正激变压器T₁的励磁电流在(V_cc1-n₂V_bat)的作用下，由第一象限过渡到第三象限，实现了正激变压器T₁磁芯的双向磁化。这里利用电压(V_cc1-n₂V_bat)为正激变压器去磁。在此期间，反激变压器T₂的励磁电流持续增加，T₂储存电磁能。

(5)[t₅-t₆]t₅时刻，开关管S₂在结电容的缓冲下零电压关断，励磁电流给电容C₂充电，与此同时，绕组N_p1(绕组N_s1)上的电压也升高，t₆时刻，绕组N_s1上的电压升高到V_bat，此后被二极管D_s3箝位，正激变压器T₁励磁电流转移到低压侧，励磁能量经由二极管D_s3回馈到电源V_bat。此时二极管D_s1上的电压为V_ds1(t6)＝V_bus-(n₁-n₂)V_bat。t₆时刻后可以零电压开通开关管S₃。实际上开关管S₃开通时二极管D_s1仍处于反偏关断状态，不承担负载电流，因此也是零电流开通的。

(6)[t₆-t₈]t₇时刻，开关管S₃零电压开通。t₈时刻，开关管S₄在结电容C₄的缓冲下零电压关断，绕组N_p1和N_p2一起向负载释放能量，开始下一开关周期。

控制逻辑、驱动时序和实现电路

这里给出两端稳压的控制控制逻辑、驱动时序和实现电路，若产品有不同的控制需要(如单端稳压，单端限流，不稳压等)可参考本发明给出相应控制电路。

控制逻辑框图如图6。控制逻辑采用模拟开关分别对两个能量流动方向形成闭环。图6中S_as1、S_as2、S_as3为模拟开关，其使能端在一定的信号(如充电模式时高电平)作用下，选通模拟开关的“a”通道，这样在充电模式下就构成了V_bat稳压的双环控制系统。同样备份模式下构成V_bus稳压的双环电压调节系统，实现了双向稳压。

图7为开关管驱动脉冲时序图。在图7中，△代表一定长度的“死区”或“导通重合”时间，图中的各个△都是可以调节的，并且不要求时间长度相等。从图7可见，在充电模式和备份模式下时序并没有简单的同相或反相关系：在备份模式下要求有一定的导通重合时间，而充电模式下要求有一定的死区时间。因此，无法简单地实现“同步整流”。要实现上述驱动控制时序，可以有以下两种方案：

1)合理配置驱动电阻

这种驱动方式通过合理配置各开关管(如Power MOSFET)的栅极驱动电阻来获得图7所示的“死区”或“导通重合”时间。在这种驱动策略的优点是简洁，缺点是要人为地延长某些开关管的开通或关断速度，增加了电路的开关损耗。

2)用模拟开关分离“交叉驱动信号”

所谓“交叉驱动信号”是指在充电模式和备份模式两种工作模式下都需要驱动的开关管的门极信号，例如图3所示拓扑中的开关管S₂的驱动信号。采用模拟开关分离了此种信号就可以实现不同模式下的独立闭环和独立驱动。图8给出了此种方案实现的具体电路。图8虚线左侧为实现电路框图，虚线右侧为各单元的具体实现电路。延时电路用RC电路来实现，前沿延时和后沿延时只需要和可调电阻并联一个二极管即可，延时时间常数都是可调的。整形电路可用同相或反相缓冲器构成，起到整形和一定的信号放大作用。信号放大可采用NPN三极管和PNP三极管构成的图腾柱结构。由于这里的占空比在0～1之间变化，隔离驱动单元采用如图所示结构。

图9为正反激组合式升压变换主电路拓扑，其线路图特征为：变压器绕组N_s1、N_p1相互耦合构成正激变压器T₁，变压器绕组N_s2、N_p2相互耦合构成反激变压器T₂；绕组N_s1和开关管S₁相串联，绕组N_s2和开关管S₂相串联，两个串联结构和输入直流电源并联；绕组N_p1、N_p2相串联，并和通过整流/逆变单元转换得到的直流电源相并联，其中整流单元可以是图9所示的图(p)半波整流图(q)全波整流，图(r)全桥整流等。图中“·”表示变压器同铭端。图中S₁、S₂为具有双向电流流动能力的有源可控开关，包括功率金属氧化物场效应管(Power MOSFET)，绝缘栅双极晶体管(IGBT)，高压MOSFET(CoolMOS)，MOS控制晶闸管(MCT)或将来发明的类似开关，也可以是具有同样作用的复合结构。

Claims (5)

1.一种正反激双向DC-DC变换器，其特征在于，由变压器次级绕组(N_s1)与初级绕组(N_p1)以同铭端方式相互耦合构成正激变压器(T₁)；由另一变压器次级绕组(N_s2)与初级绕组(N_p2)以异铭端方式相互耦合构成反激变压器(T₂)，正、反激两个变压器的两个次级绕组(N_s1与N_s2)异铭端相连后同时连于直流电源(V₁)正极，两个次级绕组(N_s1与N_s2)另一端分别与开关管(S₁与S₂)串联后同时连于直流电源(V₁)负极，正、反激两个变压器的两个初级绕组(N_p1与N_p2)正向串联通过整流/逆变电路和直流电源(V₂)并联。

2.根据权利要求1所述的正反激双向DC-DC变换器，其特征在于，整流/逆变单元为半波整流/单端正激逆变，全波整流/半桥逆变，全桥整流/双管正激逆变。

3.根据权利要求1或2所述的正反激双向DC-DC变换器，其特征在于，利用有源箝位、辅助绕组复位、电阻电容二极管(RCD)箝位、电感电容二极管(LCD)箝位、零电压转换(ZVT)复位等多种变压器磁芯复位和开关管箝位技术，构成的一族正反激组合式双向变换拓扑。

4.根据权利要求1所述的正反激双向DC-DC变换器，其特征在于，变压器绕组串联的一侧的两端和通过整流单元转换得到的直流电源相并联。

5.根据权利要求4所述的正反激双向DC-DC变换器，其特征在于，整流单元为半波整流，全波整流，全桥整流，推挽正激整流，倍流整流。

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