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CN1402420A - 开关电源 - Google Patents

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CN1402420A
CN1402420A CN02144389A CN02144389A CN1402420A CN 1402420 A CN1402420 A CN 1402420A CN 02144389 A CN02144389 A CN 02144389A CN 02144389 A CN02144389 A CN 02144389A CN 1402420 A CN1402420 A CN 1402420A
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CN
China
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control signal
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松浦研
宫崎浩
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    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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Abstract

一种适合于驱动其负载电流可能急剧波动的开关电源，包括主电路单元和控制电路，该主电路单元包括用于将DC输入电压转换成AC电压的开关电路和用于对AC电压整流以产生DC输出电压的输出电路，该控制电路用于控制主电路单元，在主电路单元提供的负载电流的变化率没有超出规定的速率时控制电路的传递函数呈第一数值，而在负载电流的变化率超出该规定的速率时呈超过第一数值的第二数值。在负载电流的变化率超出规定的速率时，因为控制电路的传递函数相对于在正常状态下的传递函数增加了，所以本发明显著地改善了瞬态响应。

Description

开关电源
技术领域
本发明涉及一种开关电源，具体地讲涉及一种适合于驱动其负载电流可能急剧地波动的负载的开关电源。
背景技术
DC/DC转换器是众所周知的开关电源。典型的DC/DC转换器使用开关电路一次将直流电输入转换为交流电，使用变压器改变(升高或降低)交流电压，使用输出电路将变压后的交流电流转换为直流电流。这样，DC/DC转换器提供与输入电压不同的DC输出。
此类型开关电源设置有检测输出电压并根据检测值控制开关电路的开关工作的控制电路。因此开关电源可为被驱动的负载提供稳定的工作电压。
然而，当常规开关电源驱动其负载电流(从开关电源方面看指输出电流)急剧变化的负载时，很难保持稳定的输出电压。
在驱动CPU(中央处理器)、DSP(数字信号处理器)或那些具有低工作电压并且在工作状态需要大电流但在非工作状态只需要微弱电流的设备时这尤其是一个问题。在这种情况下，常规开关电源的输出电压可能随输出电流的急剧变化而显著地改变。此外，由于CPU和DSP在很高的速度下运行，因此在输出电压变化时它们很容易发生故障，除非能够迅速地稳定输出电压。
发明内容
因此本发明的目的是提供一种适合于驱动其负载电流可能急剧波动的负载的开关电源。
本发明的另一目的是提供一种减小由输出电流急剧变化造成的输出电压的变化的开关电源。
本发明的另一目的是提供一种装备有控制电路的开关电源，该控制电路能够从由输出电流的急剧变化导致的输出电压的变化中迅速地恢复。
本发明通过提供如下的开关电源实现这些目的，该开关电源包括主电路单元和控制电路，该主电路单元包括用于将DC输入电压转换成AC电压的开关电路和用于对AC电压整流以产生DC输出电压的输出电路；该控制电路用于控制主电路单元的运行，在主电路单元提供的负载电流的变化率没有超出规定的速率时控制电路的传递函数呈第一数值，而在负载电流的变化率超出该规定的速率时呈超过第一数值的第二数值。
在负载电流的变化率超出规定的速率时，因为控制电路的传递函数相对于在正常状态下的传递函数增加，所以本发明显著地改善了瞬态响应。
在本发明的优选实施例中，将第二数值设置为这样的电平：以便由开关电路和控制电路组成的闭环的传递函数使输出电压振荡。
在本发明的另一优选实施例中，控制电路包括至少一个放大器，该放大器在它的一个输入端接收输出电压或与其协变的电压，以及开关电源进一步包括响应负载电流的变化率超出规定的速率而改变在放大器的输入端上的电平的装置。
在本发明的另一优选实施例中，上述的装置响应负载电流以超出规定的速率的速率增加而在一个方向上改变在放大器的输入端上的电平，以及响应负载电流以超出规定的速率的速率降低而在相反的方向上改变在放大器的输入端上的电平。
在本发明的另一优选实施例中，上述的装置响应负载电流以超出规定的速率的第一速率变化以将在放大器的输入端上的电平改变到第一电平，以及响应负载电流以超出第一速率的第二速率变化以将在放大器的输入端上的电平改变到第二电平。
在本发明的另一优选实施例中，控制电路在它的输入端接收输出电压或与其协变的电压并包括至少一个可变放大器，在负载电流的变化率没有超出规定的速率时该可变放大器呈第一特性，而在负载电流的变化率超出规定的速率时呈不同于第一特性的第二特性。
在本发明的另一优选实施例中，第一特性具有第一增益，第二特性具有超过第一增益的第二增益。
在本发明的另一优选实施例中，控制电路包括至少多个具有不同特性的放大器、多个PWM(脉冲宽度调制)控制电路和一个选择器，每个放大器在其输入端接收输出电压或与其协变的电压，该PWM控制电路每个都与放大器相关联以基于相关联的放大器的输出产生控制信号组，该选择器用于根据负载电流的变化率是否超出规定的速率从控制信号组中选择一信号组，根据所选控制信号组控制主电路单元的工作。
在本发明的另一优选实施例中，控制电路包括至少多个具有不同特性的放大器、一个选择器和一个PWM(脉冲宽度调制)控制电路，每个放大器在其输入端接收输出电压或与其协变的电压，该选择器用于根据负载电流的变化率是否超出规定的速率从多个放大器的输出中选择一个输出，该PWM控制电路基于所选择的输出产生控制信号组。根据该控制信号组控制主电路单元的工作。
附图说明
图1是本发明优选实施例的开关电源的电路图。
图2是用于描述在负载急剧变化情况下图1所示开关电源的工作的时序图。
图3是用于描述在正常情况下图1所示开关电源的工作的时序图。
图4是本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。
图5是用于描述在负载急剧变化情况下图4所示开关电源的工作的时序图。
图6是用于描述在正常情况下图4所示开关电源的工作的时序图。
图7是本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。
图8是本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。
图9是用于描述在负载急剧变化情况下图8所示开关电源的工作的时序图。
图10是本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。
图11是用于描述在负载急剧变化情况下图10所示开关电源的工作的时序图。
图12是本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。
图13是本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。
图14是在本发明另一优选实施例的开关电源中所包括的控制电路130的电路图。
图15是在本发明另一优选实施例的开关电源中所包括的控制电路140的电路图。
图16是在本发明另一优选实施例的开关电源中所包括的控制电路150的电路图。
图17是高通滤波器的电路图。
具体实施方式
现参照附图对本发明的优选实施例作详细的描述。
图1是本发明优选实施例的开关电源的电路图。
如图1所示，此实施例的开关电源变换通过一对输入端子1和2提供的DC输入电压Vin，并在一对输出端子3和4上提供规定电压的输出电压Vo。它设置有主电路单元5、控制电路6和负载急剧变化检测电路7。一对输出端子3和4连接到设备的电源端，该设备比如是(但并不特定限于)在低电压(如1V)和大电流(如100A)下工作的CPU或DSP。CPU或DSP在工作状态中需要大电流，而在非工作状态中只需要微弱的电流。另外，在工作状态和非工作状态之间的切换非常迅速。根据本实施例的开关电源适合于用作驱动具有这些特点的设备(负载)的电源。
主电路单元5设有变压器10、在变压器10的初级侧上的半桥开关电路和在变压器10的次级侧的电流倍增输出电路。
包含在主电路单元5中的开关电路配备有串联在一对输入端子1和2之间的第一和第二输入电容器11、12、串联在一对输入端子1和2之间的第一主开关13和第二主开关14、驱动第一主开关13的驱动器15以及驱动第二主开关14的驱动器16。如图1所示，变压器10的初级线圈连接到在第一和第二输入电容器11、12之间的连接点和在第一和第二主开关13、14之间的连接点。任何各种公知的设备和电路均可用作第一和第二主开关13、14。
包含在主电路单元5中的输出电路配备有串联在一对输出端子3和4之间的第一电抗器17和第一整流器开关19、连接在一对输出端子3和4之间的第二电抗器18和第二整流器开关20、连接在一对输出端子3、4之间的输出电容器21、驱动第一整流器开关19的驱动器22以及驱动第二整流器开关20的驱动器23。如图1所示，变压器10的次级线圈连接到在第一电抗器17和第一整流器开关19之间的连接点和在第二电抗器18和第二整流器开关20之间的连接点。任何各种公知的设备和电路均可用作第一和第二整流器开关19、20。
控制电路6配备有放大器30、PWM(脉冲宽度调制)控制电路31、隔离电路32和电阻器33、34。
放大器30具有反相输入端(-)、非反相输入端(+)和输出端。电阻器33插入到反相输入端(-)和开关电源的输出端3之间，电阻器34插入到放大器30的反相输入端(-)和输出端之间。参考电压Vref施加在非反相输入端(+)。因此在放大器30输出中出现的控制信号S1随在输出端子3上出现的输出电压Vo变化。确切地讲，在放大器30输出端上出现的控制信号S1的电平随输出电压Vo增加而降低。相反地，在放大器30输出端上出现的控制信号S1的电平随输出电压Vo降低而增加。
PWM控制电路31接收来自放大器30的控制信号S1，并用S1控制控制信号a和b的脉冲宽度。确切地讲，PWM控制电路31随控制信号S1的电平增加扩宽控制信号a和b的脉冲宽度(增加占空值)。相反地，随控制信号S1的电平降低收缩控制信号a和b的脉冲宽度(降低占空值)。控制信号a和b用于分别控制第一和第二主开关13、14的ON/OFF操作。PWM控制电路31还根据控制信号a和b的脉冲宽度将控制信号c和d脉冲宽度控制到适合的值。控制信号c和d用于分别控制第一和第二整流器开关19、20的ON/OFF操作。
隔离电路32接收与变压器10次级侧相关的控制信号a和b，并将它们转换成与变压器10初级侧相关的控制信号A和B。可用作隔离电路32的设备包括(但并不限于)变压器、光电耦合器或其它类型的设备。
如图1所示，控制信号A提供给驱动器15，控制信号B提供给驱动器16，控制信号c提供给驱动器22，控制信号d提供给驱动器23。在相应的控制信号是处于有效状态时(如高电平)，每一驱动器使所驱动的开关处于导通状态，而在相应的控制信号是无效状态时(如低电平)使开关处于非导通状态。
负载急剧变化检测电路7配备有滤波器40、滤波器41、比较器42、晶体管43和电阻器35。
滤波器40包括串联在一对输出端子3、4之间的电阻器44、45和与电阻器45并联的电容器46。在电阻器44、45之间的连接点上的电位用作控制信号S2。类似地，滤波器41包括串联在一对输出端子3、4之间的电阻器47、48和与电阻器48并联的电容器49。在电阻器47、48之间的连接点上的电位用作控制信号S3。在这种结构中，滤波器40起低通电路滤波作用，它的输入是输出电压Vo而输出是控制信号S2，而滤波器41起低通电路滤波作用，它的输入是输出电压Vo而输出是控制信号S3。
滤波器40与滤波器41在特性上有所不同。确切地讲，滤波器40的时间常数设置得比滤波器41的时间常数更大。因此，当输出电压Vo发生变化时，滤波器41的输出的变化比滤波器40的输出更大。然而，在输出电压Vo稳定时或者在输出电压Vo变化但变化量很小时，滤波器40的输出电平(即控制信号S2)低于滤波器41的输出电平(即控制信号S3)。通过适当地选择构成滤波器40、41的电阻器44、45、47和48和电容器46和49的值来建立这些特性。
比较器42有反相输入端(-)、非反相输入端(+)和输出端。控制信号S2提供给非反相输入端(+)，控制信号S3提供给反相输入端(-)。因此，当控制信号S2的电平低于控制信号S3的电平时，比较器42的输出端(控制信号S4)处于低电平。与之相反，当控制信号S2的电平高于控制信号S3的电平，比较器42的输出端(即控制信号S4)处于高电平。控制信号S4被用作负载急剧变化检测信号。
对晶体管43没有具体限制，它可以是NPN型双极晶体管，其基极与控制信号S4连接。晶体管43的发射极连接到输出端子4(GND)，晶体管43的集电极通过电阻器35连接到放大器30的反相输入端(-)。
现在描述本实施例的开关电源在负载急剧变化状态下的操作。在此用的术语“负载急剧变化状态”意味着输出电流Io迅速地变化的状态。
图2是用于描述本实施例的开关电源在负载急剧变化状态工作的时序图。
图2所示为输出电流Io流量在时间t0和时间t2之间快速地增加时开关电源的操作。例如在连接到一对输出端子3、4的负载是CPU或DSP并且CPU或DSP从非工作状态切换到工作状态时发生这种急剧变化。
在时间t0之前输出电流Io很小，并且基本没有波动，因此输出电压Vo保持在所需的值。此情况下，通过滤波器40输出的控制信号S2的电平低于通过滤波器41输出的控制信号S3的电平，因此比较器42输出的控制信号S4保持在低电平。由于晶体管43因此保持OFF，所以从放大器30的反相输入端(-)看，在晶体管43的集电极上的控制信号S5处于高阻抗状态。因而，在时间t0之前负载急剧变化检测电路7不对控制电路6的工作起实质上作用。在此情况，控制电路6的传递函数呈第一数值，并将主电路单元5和控制电路6组成的闭环的传递函数保持在输出电压Vo不发生振荡的数值。
在时间t0上输出电流Io开始迅速增加，同时输出电压Vo开始快速下降。受这种下降的影响，滤波器40降低其输出的控制信号S2的电平，而滤波器41降低其输出的控制信号S3的电平。滤波器40和41配置成输出电压Vo的变化相同，通过滤波器41输出的控制信号S3的改变大于通过滤波器40输出的控制信号S2的改变。因此，在时间t1上，控制信号S2和S3之间的电平(幅值)关系相反。换句话说，控制信号S2的电平变得高于控制信号S3的电平。
结果，通过比较器42输出的控制信号S4变为高电平，晶体管43切换到ON。当晶体管43处于ON，控制信号S5的电平呈输出端4的电位(GND)(地电位)。因而，通过电阻器35给放大器30的反相端(-)提供地电位。
通过放大器30输出的控制信号S1的电平迅速升高，通常增加到饱和电平。结果，接收到控制信号S1的PWM控制电路31将它输出的控制信号a和b的脉冲宽度基本上扩展到最大值。因而，输出电压Vo的电平从它的下降状态向所需的电压开始迅速回升。此情况下，控制电路6的传递函数呈超出第一数值的第二数值。在这时，可接受的是由主电路单元5和控制电路6组成的闭环的传递函数的电平达到可使输出电压Vo振荡的数值。这种状态一直保持到在控制信号S2和控制信号S3之间的电平关系再次相反，即保持到控制信号S2的电平变得低于控制信号S3的电平。
在时间t3时控制信号S2的电平变得再次低于控制信号S3的电平，比较器42输出的控制信号S4返回到低电平，晶体管43恢复到OFF状态。结果，负载急剧变化检测电路7不再对控制电路6的工作起实质上作用。因而，在时间t4时输出电压Vo返回到所需的电压，并使控制信号S1的电平稳定。
上述的工作过程使本实施例的开关电源能够从由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速下降中迅速地恢复。因而开关电源的瞬态响应得到显著的改善。
图2中的Vo’和S1’表示当本实施例的开关电源的负载急剧变化检测电路7被去除时的输出电压Vo和控制信号S1的波形。如从图2中看到的，当从本实施例的开关电源中去除负载急剧变化检测电路7时，需要较长时间才能由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速下降中恢复，其原因是控制信号S1的逐渐上升减缓了输出电压Vo返回到所需电压。在本实施例中，在时间t5时输出电压Vo恢复到所需电压，结果稳定了控制信号S1的电平。
因此，在本实施例的开关电源中，在由负载状态的急剧变化导致输出电压Vo快速地下降时，与没有设置负载急剧变化检测电路7时相比，它的电平恢复到所需电压的时间提前，提前的时间等于在时间t5和时间t4之间的差值。
现在描述本实施例的开关电源在正常状态下的操作。在此所用术语“正常状态”表示输出电流Io稳定或变化很小(即不同于负载急剧变化的状态)。
图3是用于描述本实施例的开关电源在正常状态工作的时序图。图3显示出当输出电流Io的大小从时间t6到t7(时间t7-时间t6＞时间t2-时间t0)相对平稳地增加时开关电源的工作情况。
当输出电流Io的大小相对平稳地增加时，输出电压Vo也随之逐渐减小，并且在控制信号S2和控制信号S3之间的电平(数值)关系没有反向。通过比较器42输出的控制信号S4因而处于低电平，晶体管43保持在OFF状态。如上所指出，当晶体管43处于OFF，负载急剧变化检测电路7对控制电路6的工作没有实质作用。因此，本实施例的开关电源能够在正常状态下正常地工作。
如前所述，本实施例的开关电源能够从由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo的急剧下降中迅速地恢复。因此，当CPU或DSP作为负载被驱动时，可有效地防止因电源电压波动所导致的故障。
由于本实施例的开关电源使用起低通滤波作用的滤波器40、41检测负载急剧变化状态，因此能够排除可能出现的这样的错误：误将应该是在主电路单元5的切换操作时产生的脉动电压波动认为是负载急剧变化状态的指示。
在本实施例的开关电源中，通过监测输出电压Vo间接检测负载急剧变化状态。此方式避免了电能损失以及如果使用电阻器、电流变压器等直接检测输出电流Io而发生的延迟操作。因而可提供一种开关电源，它适合通过所谓的远程传感方法实施传导电压检测，在该方法中开关电源的输出电容器21安装在与开关电源本身相对较远的负载附近以将输出电压Vo的检测点设置在负载的附近。
从由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速下降中迅速地恢复的另一可能的方法是使用大容量的电容器作为输出电容器21。然而，此方法增加了开关电源的总体尺寸和成本。相反，本实施例的开关电源不但能够迅速由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速下降中恢复，而且还能够有效地使开关电源的总体尺寸和成本的增加最小化。
现对本发明的另一优选实施例进行描述。
图4是本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。
如图4所示，本实施例的开关电源与图1的开关电源不同之处为用负载急剧变化检测电路50替代负载急剧变化检测电路7。其它配置方面与图1所示的开关电源相同，故不在此赘述。
负载急剧变化检测电路50配备有滤波器41、滤波器51、比较器52、晶体管53和电阻器54。
滤波器51包括串联在一对输出端子3和4之间的电阻器55和56和与电阻器56并联的电容器57。在电阻器55和56之间的连接点上的电位用作控制信号S6。在此配置中，滤波器51起低通电路滤波作用，它的输入是输出电压Vo，输出是控制信号S6；滤波器41的配置及功能与前面描述的相同。
滤波器41与滤波器51在特性上有所不同。确切地讲，滤波器41的时间常数设置得比滤波器51的时间常数更大。因此，当输出电压Vo发生变化时，滤波器51的输出的变化比滤波器41的输出的变化更大。然而，当输出电压Vo稳定时或在输出电压Vo虽然变化但变化量很小时，滤波器51的输出电平(即控制信号S6)低于滤波器41的输出电平(即控制信号S3)。通过适当地选择构成滤波器41、51的电阻器47、48、55和56和电容器49和57的值来实现这些特性。
比较器52有反相输入端(-)、非反相输入端(+)和输出端。控制信号S3提供给非反相输入端(+)，控制信号S6提供给反相输入端(-)。因此，当控制信号S6的电平低于控制信号S3的电平，比较器52的输出端(控制信号S7)处于高电平。与之相反，当控制信号S6的电平高于控制信号S3的电平，比较器52的输出端(即控制信号S7)处于低电平。控制信号S7被用作负载急剧变化检测信号。
晶体管53可以是(但不特定限于)PNP型双极晶体管，其基极与控制信号S7连接。晶体管53的发射极与输出端子3(V0)连接，晶体管53的集电极通过电阻器54与放大器30的反相输入端(-)连接。
现将对本实施例的开关电源在负载急剧变化状态下的工作情况作出描述。
图5是用于描述本实施例的开关电源在负载急剧变化状态工作的时序图。
图5所示为在输出电流Io的大小在时间t10和时间t12之间快速地减少时开关电源的操作。例如连接到一对输出端子3和4上的负载是CPU或DSP并且CPU或DSP从工作状态切换到非工作状态时产生这种急剧变化。
在时间t10之前输出电流Io很大，并没有实质的波动，因此输出电压Vo保持在所需的值。此情况下，通过滤波器51输出的控制信号S6的电平低于通过滤波器41输出的控制信号S3的电平，因此通过比较器52输出的控制信号S7保持在高电平。由于晶体管53保持OFF，从放大器30的反相输入端(-)看，在晶体管53的集电极上的控制信号S8处于高阻抗状态。因而，在时间t10之前负载急剧变化检测电路50对控制电路6的操作基本没有影响。在此情况，控制电路6的传递函数呈第一数值，并且由主电路单元5和控制电路6组成的闭环的传递函数保持在输出电压Vo不发生振荡的数值。
在时间t10上输出电流Io开始迅速减小，同时输出电压Vo开始快速上升。由于受这种快速增加的影响，滤波器41升高其输出的控制信号S3的电平，而滤波器51升高其输出的控制信号S6的电平。滤波器41和51配置成在输出电压Vo中的变化相同，而滤波器51输出的控制信号S6的改变大于滤波器41输出的控制信号S3的改变。因此，在时间t11上，在控制信号S3和控制信号S6之间的电平(数值)关系反向。换句话说，控制信号S6的电平变得高于控制信号S3的电平。
结果，通过比较器52输出的控制信号S7变为低电平，晶体管53切换到ON。当晶体管53处于ON，控制信号S8的电平变为输出端子3的电位(Vo)(电源电位)。因此，通过电阻器54给放大器30的反相端(-)提供电源电位。
因此通过放大器30输出的控制信号S1的电平迅速下降，一般下降到最小电平。结果，接收到控制信号S1的PWM控制电路31将其输出的控制信号a和b的脉冲宽度基本上收缩到最小值。因而，输出电压Vo的电平从升高状态向所需的电压开始迅速回落，在这种状态下，控制电路6的传递函数为超出第一数值的第二数值。此时由主电路单元5和控制电路6组成的闭环的传递函数的电平达到使输出电压Vo振荡的数值是可以接受的。这种情况一直保持到在控制信号S3和控制信号S6之间的电平关系再次反向，即保持到控制信号S6的电平变得低于控制信号S3的电平。
在时间t13时控制信号S6的电平变得再次低于控制信号S3的电平，通过比较器52输出的控制信号S7返回到高电平，晶体管53恢复到OFF状态。结果，负载急剧变化检测电路50不再对控制电路6的工作起任何实质上的影响。因而，在时间t14时输出电压Vo返回到所需的电压，并使控制信号S1的电平稳定。
上述操作使本实施例的开关电源能够从由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速增加中迅速地恢复。因而开关电源的瞬态响应得到显著的改善。
图5中的Vo’和S1’表示当本实施例的开关电源的负载急剧变化检测电路50被去除时的输出电压Vo和控制信号S1的波形。如从图5中看到的，当从本实施例的开关电源中去除负载急剧变化检测电路50时，需要较长时间才能从由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速上升中恢复，其原因是控制信号S1的逐渐下降减缓了输出电压Vo返回到所需的电压。在本实施例中，在时间t15时输出电压Vo恢复到所需的电压，结果使控制信号S1的电平稳定。
因此，在本实施例的开关电源中，在由负载状态的急剧变化导致输出电压Vo快速地上升时，与没有设置负载急剧变化检测电路50的开关电源相比，它的电平恢复到所需的电压提前了等于在时间t14和时间t15之间的差值的时间段，
现对本实施例的开关电源在正常状态下的工作进行描述。
图6是用于描述本实施例的开关电源在正常状态工作的时序图。图6显示出当输出电流Io的大小从时间t16到时间t17(时间t17-时间t16＞时间t12-时间t10)相对平稳地减少时开关电源的工作情况。
当输出电流Io的大小相对平稳地减少时，输出电压Vo也随之逐渐增加，在控制信号S3和控制信号S6之间的电平(数值)关系没有反向。通过比较器52输出的控制信号S7因而处于高电平，晶体管53保持在OFF状态。如上所指出，当晶体管53处于OFF，负载急剧变化检测电路50对控制电路6的工作基本没有影响。因此，本实施例的开关电源能够在正常状态下正常地工作。
如前所述，本实施例的开关电源能够从因在负载状态的急剧变化所导致的输出电压Vo的急剧上升中恢复。因此，当CPU或DSP作为负载被驱动时，可有效地防止因电压波动所导致的故障。
现对本发明的另一优选实施例进行描述。
图7是本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。
如图7所示，本实施例的开关电源与图1的开关电源不同之处为用负载急剧变化检测电路60替代负载急剧变化检测电路7。其它配置方面与图1所示的开关电源相同，故不在此赘述。
负载急剧变化检测电路60配备有滤波器40、滤波器41、滤波器51、比较器42、比较器52、晶体管43、晶体管53和电阻器35、54。
滤波器40、41和51的配置如前面所述，分别地产生控制信号S3、S2和S6。与前述相似，比较器42、52根据接收的相应的控制信号并基于该控制信号产生控制信号S4和控制信号S7。还与前述相似是，控制信号S4提供给晶体管43的基极，其集电极通过电阻器35与放大器30的反相输入端(-)连接。同样，控制信号S7提供给晶体管53的基极，其集电极通过电阻器54与放大器30的反相输入端(-)连接。
如前所描述的，滤波器40的时间常数设置得比滤波器41的时间常数更大，滤波器41的时间常数设置得比滤波器51的时间常数更大。因此，当输出电压Vo发生变化时，滤波器41的输出的变化比滤波器40的变化更大，滤波器51的输出的变化比滤波器41的变化更大。然而，当输出电压Vo稳定或变化量很小时，滤波器40的输出电平即控制信号S2低于滤波器41的输出电平即控制信号S3，滤波器51的输出电平即控制信号S6低于滤波器41的输出电平即控制信号S3。
设置有负载急剧变化检测电路60的开关电源同时具有图1所示的开关电源功能的附图4所示的开关电源的功能。这就是说，当由负载状态的急剧变化导致输出电压Vo迅速下降时，因为比较器42输出的控制信号S4有效(变为高电平)，所以控制信号S1的电平可以迅速上升。另一方面，当由负载状态的急剧变化导致输出电压Vo迅速上升时，因为比较器52输出的控制信号S7有效(变为低电平)，所以控制信号S1的电平可以迅速下降。然而，在正常状态下负载急剧变化检测电路60对控制电路6的工作没有影响。
因此，本实施例的开关电源能够迅速地从由负载状态的急剧变化导致的输出电压急剧下降或急剧上升中恢复。例如，当CPU或DSP作为负载被驱动时，能够效地防止由在CPU或DSP从工作状态切换到非工作状态或从非工作状态切换到工作状态时发生的电源电压波动导致的故障。
现对本发明的另一优选实施例进行描述。
图8是本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。
如图8所示，本实施例的开关电源与图1的开关电源不同之处为用负载急剧变化检测电路70替代负载急剧变化检测电路7。其它配置方面与图1所示的开关电源相同，故不在此赘述。
负载急剧变化检测电路70设置有滤波器71、滤波器72、比较器74、晶体管75和电阻器76-80。
滤波器71包括串联在一对输出端子3和4之间的电阻器81和82，和与电阻器82并联的电容器83。在电阻器81和82之间的连接点上的电位用作控制信号S9。滤波器72包括串联在一对输出端子3和4之间的电阻器84和85和与电阻器85并联的电容器86。在电阻器84和85之间的连接点上的电位用作控制信号S10。在此配置中，滤波器71起低通电路滤波作用，它的输入是输出电压Vo，输出是控制信号S9；滤波器72起低通电路滤波作用，输出电压Vo为其输入，控制信号S10为其输出。
滤波器71与滤波器72在特性上有所不同。确切地讲，滤波器71的时间常数设置得比滤波器72的时间常数更大。因此，当输出电压Vo发生变化时，滤波器72的输出的变化比滤波器71的变化更大。然而，在配置上有以下特点，当输出电压Vo稳定，滤波器71的输出的控制信号S9与滤波器72的输出的控制信号S10具有基本相同的电平。这些特性是通过适当选择构成滤波器71、72的电阻器81、82、84和85和电容器83和86的值来实现。
运算放大器73具有反相输入端(-)、非反相输入端(+)和输出端。电阻器76连接在反相输入端(-)和滤波器72之间，电阻器77连接在反相输入端(-)和输出端之间。因此，运算放大器73起反相放大器功能，其放大系数是由电阻器76的电阻值和电阻器77的电阻值的比值所决定。控制信号S9提供给运算放大器73的非反相输入端(+)，控制信号S10提供给其反相输入端(-)。结果，在控制信号S10的电平相对于控制信号S9的电平下降时通过运算放大器73输出的控制信号S11的电平成比例地升高。
比较器74有反相输入端(-)、非反相输入端(+)和输出端。控制信号S11提供给非反相输入端(+)，通过电阻器78和79将输出电压Vo分压得到的电压Vo1提供给反相输入端(-)。因此，当控制信号S11的电平低于电压Vo1的电平，比较器74输出的控制信号S12处于低电平。与之相反，当控制信号S11的电平高于电压Vo1的电平，比较器74的输出的控制信号S12处于高电平。虽然图8中没有表示出来，为了稳定电压Vo1，最好增加一个与电阻器79并联的电容器。控制信号S12被用作负载急剧变化检测信号。
晶体管75可以是(但不特定限于)NPN型双极晶体管，其基极与控制信号S12连接。晶体管75的发射极与输出端4(GND)连接，集电极通过电阻器80与放大器30的反相输入端(-)连接。
现将对本实施例的开关电源在负载急剧变化状态下的工作情况作出描述。
图9是用于描述本实施例的开关电源在负载急剧变化状态工作的时序图。图9所示为在时间t20和时间t22之间输出电流Io大小快速地增加时的开关电源的工作。
在时间t20之前输出电流Io很小，基本上没有波动，因此输出电压Vo保持在所需的值。此情况下，通过滤波器71输出的控制信号S9的电平与通过滤波器72输出的控制信号S10的电平基本相等，通过运算放大器73输出的控制信号S11稳定在规定的电平。如图9所示，规定的电平低于通过电阻器78和79将输出电压Vo分压获得的分电压Vo1。结果，比较器74输出的控制信号S12处于低电平。由于晶体管75保持OFF，从放大器30的反相输入端(-)看，晶体管75的集电极上的控制信号S13处于高阻抗状态。因而，在时间t20之前负载急剧变化检测电路70对控制电路6的工作基本没有影响。在此情况，控制电路6的传递函数为第一数值，由主电路单元5和控制电路6组成的闭环的传递函数保持在不使输出电压Vo发生振荡的数值。
在时间t20时输出电流Io开始迅速增加，同时输出电压Vo开始快速下降。受到这种快速下降的影响，滤波器71降低其输出的控制信号S9的电平，滤波器72降低其输出的控制信号S10的电平。滤波器71和72配置成对于输出电压Vo的相同变化通过滤波器72输出的控制信号S10的改变大于通过滤波器71输出的控制信号S9的改变。通过运算放大器73输出的控制信号S11的电平与在控制信号S9和控制信号S10之间的差值成比例地升高以在时间t21时超过电压Vo1。
结果，通过比较器74输出的控制信号S12变为高电平，晶体管75切换到ON。当晶体管75处于0N时，控制信号S13的电平为输出端4的电位(GND)(地电位)。因而，地电位通过电阻器80提供给放大器30的反相端(-)。
放大器30输出的控制信号S1的电平迅速上升，一般上升到饱和电平。结果，接收到控制信号S1的PWM控制电路31将其输出的控制信号a和b的脉冲宽度基本上扩展到最大值。因而，输出电压Vo的电平从下降状态向所需的电压开始迅速上升。在这种情况下，控制电路6的传递函数为超出第一数值的第二数值。在这时由主电路单元5和控制电路6组成的闭环的传递函数的电平达到使输出电压Vo振荡的数值是可接受的。这种情况一直保持到运算放大器73输出的控制信号S11下降到再次低于电压Vo1。
尽管电压Vo1在实质上与输出电压Vo一起变化，但是因为在附图9中放大了输出电压Vo的变化，故在相同的附图中没有示出随输出电压Vo变化的电压Vo1的变化。
在时间t23时在控制信号S11的电平变得再次低于电压Vo1的电平时，通过比较器74输出的控制信号S12返回到低电平，晶体管75恢复到OFF状态。结果，负载急剧变化检测电路70基本不再对控制电路6的工作有任何实质影响。
上述工作过程能够使本实施例的开关电源从由负载状态的急剧变化导致的输出电压快速下降中迅速恢复。因而开关电源的瞬态响应得到显著的改善。
虽然在附图9中没有示出在从本实施例的开关电源中去除负载急剧变化检测电路70时的波形，但是它的去除所带来的影响与在前面的实施例的开关电源中的情况相似。即需要较长时间才能够从由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速下降中恢复，因为控制信号S1的逐渐上升减缓了输出电压Vo返回到所需的电压。
在正常状态下，输出电压Vo变化很小，因此通过运算放大器73输出的控制信号S11的电平不会超过电压Vo1。因此，在正常状态下，通过比较器74输出的控制信号S12处于低电平，晶体管75保持在OFF状态。如前所指出的，当晶体管75处于OFF时，负载急剧变化检测电路70对控制电路6的工作基本没有影响。因而，本实施例的开关电源能够在正常状态下正常地工作。
如前所述，本实施例的开关电源能够从由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo的急剧下降中恢复。因此，当CPU或DSP作为负载被驱动时，能够有效地防止因电源电压波动所导致的故障。
此外，在本实施例的开关电源中，通过滤波器71输出的控制信号S9的电平和通过滤波器72输出的控制信号S10的电平的差值经运算放大器73放大以产生控制信号S11，该控制信号S11与定义为阈值的电压Vo1进行比较。因此可以比图1中的开关电源更精确、更稳定地检测负载急剧变化状态。
在本实施例的开关电源中，用作阈值的电压Vo1是根据输出电压Vo产生的。因而，即使在输出电压Vo的所需的值通过VID(电压标识)码或用于设置输出电压的降落控制进行改变的情况，也可以使电压Vo1自动地跟随控制信号S11电平的变化。因此对输出电压Vo的所需的值的改变无需对负载急剧变化检测电路70中的控制作出改动。
现对本发明的另一优选实施例进行描述。
图10是本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。
如图10所示，本实施例的开关电源与图1的开关电源不同之处为用负载急剧变化检测电路90替代负载急剧变化检测电路7。其它配置方面与图1所示的开关电源相同，故不在此赘述。
负载急剧变化检测电路90的配置与图8所示的负载急剧变化检测电路70相似。与负载急剧变化检测电路70不同之处是比较器91替代了比较器74、晶体管92替代了晶体管75和电阻器93-95替代了电阻器78-80。其它配置方面与图8所示的负载急剧变化检测电路70相同，此处不再重复描述。
比较器91有反相输入端(-)、非反相输入端(+)和输出端。控制信号S11提供给非反相输入端(+)，通过电阻器93和94将输出电压Vo分压得到的分电压Vo2提供给反相输入端(-)。因此，当控制信号S11的电平高于电压Vo1的电平，通过比较器91输出的控制信号S14处于高电平。与之相反，当控制信号S11的电平低于电压Vo2的电平，通过比较器91的输出的控制信号S14处于低电平。虽然图10中没有表示出来，可取的是增加一个与电阻器94并联的电容器以稳定电压Vo2。控制信号S14被用作负载急剧变化检测信号。
晶体管92可以是(但不特定限于)PNP型双极晶体管，其基极与控制信号S14连接。晶体管92的发射极与输出端3(Vo)连接，晶体管92的集电极通过电阻器95与放大器30的反相输入端(-)连接。
现将对本实施例的开关电源在负载急剧变化状态下的工作情况作出描述。
图11是用于解释在本负载急剧变化的状态中本实施例的电源的工作的时序图。图11所示为在时间t30和时间t32之间输出电流Io大小快速地增加时开关电源的工作。
在时间t30之前输出电流Io很大，基本上没有波动，因此输出电压Vo保持在所需的值。在这种情况下，通过滤波器71输出的控制信号S9的电平与通过滤波器72输出的控制信号S10的电平基本相等，通过运算放大器73输出的控制信号S11稳定在规定的电平。如图11所示，规定的电平高于通过电阻器93和94把输出电压Vo分压获得的分电压Vo2。结果，通过比较器91输出的控制信号S14处于高电平。由于晶体管92保持OFF，从放大器30的反相输入端(-)看，晶体管92的集电极上的控制信号S15处于高阻抗状态。因而，在时间t30之前负载急剧变化检测电路90对控制电路6的工作基本没有影响。在此情况，控制电路6的传递函数为第一数值，由主电路单元5和控制电路6组成的闭环的传递函数保持在使输出电压Vo不发生振荡的数值。
在时间t30输出电流Io开始迅速减少，同时输出电压Vo开始快速上升。受这种快速上升的影响，滤波器71提高其输出的控制信号S9的电平，滤波器72提高其输出的控制信号S10的电平。滤波器71和72配置成对于输出电压Vo的相同变化通过滤波器72输出的控制信号S10的改变大于通过滤波器71输出的控制信号S9的改变。运算放大器73输出的控制信号S11的电平与控制信号S9和控制信号S10的差值成比例下降，并在时间t31上降至电压Vo2之下。
结果，通过比较器91输出的控制信号S14变为低电平，晶体管92切换到ON。当晶体管92处于ON，控制信号S15的电平为输出端子3的电位(Vo)(电源电位)。因而，电源电位通过电阻器80提供给放大器30的反相端(-)。
放大器30输出的控制信号S1的电平迅速下降，一般降到最小电平。结果，接收到控制信号S1的PWM控制电路31将其输出的控制信号a和b的脉冲宽度基本上收缩到最小值。因而，输出电压Vo的电平从升高状态向所需的电压开始迅速回落。此情况下，控制电路6的传递函数为超出第一数值的第二数值。此时由主电路单元5和控制电路6组成的闭环的传递函数的电平达到使输出电压Vo振荡的数值是可接受的。这种情况一直保持到通过运算放大器73输出的控制信号S11再次高于电压Vo2。
在时间t33控制信号S11的电平变得再次低于电压Vo2的电平，通过比较器91输出的控制信号S14返回到高电平，晶体管92恢复到OFF状态。结果，负载急剧变化检测电路90对控制电路6的工作不再有任何实质影响。
上述工作过程可以使本实施例的开关电源从由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo迅速上升中恢复。因而开关电源的瞬态响应得到显著的改善。
虽然在附图11中没有示出在从本实施例的开关电源中去除负载急剧变化检测电路90的波形，但它的影响与在前面的实施例的开关电源中的情况相似。即需要较长时间才能从由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速上升中恢复，其原因是控制信号S1的逐渐下降减缓了输出电压Vo返回到所需的电压。
在正常状态下，输出电压Vo变化很小，因此运算放大器73输出的控制信号S11的电平不会低于电压Vo2。因此，在正常状态下，通过比较器91输出的控制信号S14处于高电平，晶体管92保持在OFF状态。如前所指出的，当晶体管92处于OFF时，负载急剧变化检测电路90对控制电路6的工作基本没有影响。因而，本实施例的开关电源能够在正常状态下正常地工作。
如前所述，本实施例的开关电源可以迅速由负载状态的急剧变化所导致的输出电压Vo的急剧上升中恢复。因此，当CPU或DSP作为负载被驱动时，可有效地防止因电源电压波动所导致的故障。
此外，在本实施例的开关电源与图8所示的开关电源相似，通过滤波器71输出的控制信号S9的电平与通过滤波器72输出的控制信号S10的电平的差值经运算放大器73放大以产生控制信号S11，将该控制信号S11与定义为阈值的电压Vo2进行比较。因此可以比图1中的开关电源更精确、更稳定地检测负载急剧变化状态。
在本实施例的开关电源中，与图8所示的开关电源相似，用作阈值的电压Vo2是根据输出电压Vo产生的。因而，即使在通过VID(电压标识)码或用于设置输出电压的降落控制改变输出电压Vo的所需的值的情况，可以使电压Vo2自动跟随控制信号S11电平的变化。因此改变输出电压Vo的所需的值无需对负载急剧变化检测电路90中的控制作出改动。
现对本发明的另一优选实施例进行描述。
图12是本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。
如图12所示，本实施例的开关电源与图1的开关电源不同之处为用负载急剧变化检测电路100替代负载急剧变化检测电路7。其它配置方面与图1所示的开关电源相同，故不在此赘述。
负载急剧变化检测电路100设置有滤波器71、滤波器72、运算放大器73、比较器74、比较器91、晶体管75、晶体管92及电阻器76-80和93-95。
滤波器71和72的配置如前面所述，分别地产生控制信号S9和S10。与前述相似，运算放大器73接收控制信号S9和S10，并将它们电平的差值放大以产生控制信号S11。同样如前所述，比较器74和91根据控制信号S11和与之相应的电压Vo1或电压Vo2分别地产生控制信号S12和S14。与前所述相似，控制信号S12提供给晶体管75的基极，其集电极通过电阻器80与放大器30的反相输入端(-)连接。同样，控制信号S14提供给晶体管92的基极，其集电极通过电阻器95连接到放大器30的反相输入端(-)。
如前所描述的，在正常状态，电压Vo1设置得高于控制信号S11的电平，电压Vo2设置得低于控制信号S11的电平。
设置有负载急剧变化检测电路100的开关电源同时具有图8所示的开关电源的功能和在附图10中所示的开关电源的功能。这就是说，当由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo迅速下降时，因为通过比较器74输出的控制信号S12有效(变为高电平)，所以控制信号S1的电平可以迅速上升。另一方面，当由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo迅速上升时，因为通过比较器91输出的控制信号S14有效(变为低电平)，所以控制信号S1的电平可以迅速下降。然而，在正常状态中负载急剧变化检测电路100对控制电路6的工作没有实质的影响。
因此，本实施例的开关电源可以从由负载状态的急剧变化导致的输出电压急剧下降或急剧上升中迅速恢复。例如，当CPU或DSP作为负载被驱动时，能够有效地防止在CPU或DSP从工作状态切换到非工作状态或从工作状态切换到非工作状态时发生的电源电压波动可能引起的故障。
现对本发明的另一优选实施例进行描述。
图13是本发明另一优选实施例的开关电源的电路图。
如图13所示，本实施例的开关电源与图1的开关电源不同之处为用负载急剧变化检测电路110替代负载急剧变化检测电路7。其它配置方面与图1所示的开关电源相同，故不在此赘述。
负载急剧变化检测电路110的配置与图8所示的负载急剧变化检测电路70相似。与负载急剧变化检测电路70不同之处是以比较器111-113替代了比较器74、以三个晶体管114-116替代了晶体管75、以串联电阻器117-120替代了串联电阻器78和79，以及电阻器80由三个电阻器121-123所替代。其它配置方面与图8所示的负载急剧变化检测电路70相同，此处不再重复描述。
比较器111有反相输入端(-)、非反相输入端(+)和输出端。控制信号S11提供给非反相输入端(+)，通过电阻器117-120和电阻器120将输出电压Vo分压得到的分电压Vo3提供给反相输入端(-)。因此，当控制信号S11的电平高于电压Vo3的电平，通过比较器111输出的控制信号S16变为高电平。与之相反，当控制信号S11的电平低于电压Vo3的电平，通过比较器111的输出的控制信号S16变为低电平。
比较器112有反相输入端(-)、非反相输入端(+)和输出端。控制信号S11提供给非反相输入端(+)，通过电阻器117、118和电阻器119、120将输出电压Vo分压得到的分电压Vo4提供给反相输入端(-)。因此，当控制信号S11的电平高于电压Vo4的电平，通过比较器112输出的控制信号S17变为高电平。与之相反，当控制信号S11的电平低于电压Vo4的电平，通过比较器112的输出的控制信号S17变为低电平。
比较器113有反相输入端(-)、非反相输入端(+)和输出端。控制信号S11提供给非反相输入端(+)，通过电阻器117和电阻器118-120将输出电压Vo分压得到的分电压Vo5提供给反相输入端(-)。因此，当控制信号S11的电平高于电压Vo5的电平，通过比较器113输出的控制信号S18变为高电平。与之相反，当控制信号S11的电平低于电压Vo5的电平，通过比较器113的输出的控制信号S18变为低电平。
晶体管114可以是(但并不特定限于)NPN型双极晶体管，其基极与控制信号S16连接。晶体管114的发射极与输出端4(GND)连接，晶体管114的集电极通过电阻器121与放大器30的反相输入端(-)连接。
晶体管115可以是(但并不特定限于)NPN型双极晶体管，其基极与控制信号S17连接。晶体管115的发射极与输出端4(GND)连接，晶体管115的集电极通过电阻器122与放大器30的反相输入端(-)连接。
晶体管116可以是(但并不特定限于)NPN型双极晶体管，其基极与控制信号S18连接。晶体管116的发射极与输出端4(GND)连接，晶体管116的集电极通过电阻器123与放大器30的反相输入端(-)连接。
可取的是，选择电阻器121-123的电阻值以便当以并联方式连接时其复合电阻值大致与在前面实施例中使用的电阻器35、54、80和95的电阻值相同。
虽然图13中没有表示出来，可取的是，增加一个与电阻器120并联的电容器以稳定电压Vo3-Vo5。
在上述结构的负载急剧变化检测电路110中，电压Vo3、Vo4和Vo5的相互关系是Vo3＞Vo4＞Vo5，因而，当由负载状态的急剧变化导致输出电压Vo下降时，在放大器30的反相输入端(-)和输出端4(GND)之间的电阻值依照下降的程度逐级变化。
更确切地讲，当运算放大器73输出的控制信号S11的电平处在S11＜Vo3(正常状态)时，所有晶体管114-116处于OFF状态，因此从放大器30的反相输入端(-)看，控制信号S19-S21处于高阻抗状态。此情况下，因此负载急剧变化检测电路110对控制电路6的工作没有实质的影响。控制电路6的传递函数为第一数值，由主电路单元5和控制电路6组成的闭环的传递函数保持在使输出电压Vo不发生振荡的数值。
当通过运算放大器73输出的控制信号S11的电平处在Vo3＜S11＜Vo4时，晶体管114处于ON状态，晶体管115和116处于OFF状态，因此地电位通过电阻器121提供给放大器30的反相输入端(-)。控制信号S1的电压上升到由电阻器121所确定的电平(V1)。此情况下，控制电路6的传递函数为超过第一数值的第二数值。
当通过运算放大器73输出的控制信号S11的电平处在Vo4＜S11＜Vo5时，晶体管114和115处于ON状态，晶体管116处于OFF状态，因此地电位通过并联的电阻器121和122提供给放大器30的反相输入端(-)。控制信号S1上升到由电阻器121和122并联连接的复合电阻值(第一复合电阻值)所确定的电压电平(V2(＞V1))。由于在此第一复合电阻值小于电阻器121的电阻值，控制信号S1上升速度快于控制信号S11的电平处在Vo4＜S11＜Vo5情况时的速度。此情况下，控制电路6的传递函数为超过第二数值的第三数值。
当通过运算放大器73输出的控制信号S11的电平处在S11＜Vo5时，所有晶体管114-116处于ON状态，因此地电位通过并联的电阻器121-123提供给放大器30的反相输入端(-)。控制信号S1的电压上升到由电阻器121-123的并联连接的复合电阻值(第二复合电阻值)所确定的电平(V3(＞V2))。由于在此第二复合电阻值小于第一复合电阻值，控制信号S1上升速度快于控制信号S11的电平处在Vo4＜S11＜Vo5情况时的速度。此情况下，控制电路6的传递函数为超过第三数值的第四数值此时由主电路单元5和控制电路6组成的闭环的传递函数的电平达到使输出电压Vo振荡的数值是可接受的。
因此，在本实施例的开关电源中，当由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速下降时，控制信号S1的电平上升到与输出电压Vo的下降程度成比例的电压电平高度。与图8所示开关电源相比，本实施例的开关电源在由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速下降时，能够更加精确恢复输出电压Vo。
本实施例的开关电源使用三个比较器111-113以便在由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速下降时，在三个阶段中可控制输出电压Vo的恢复。然而，这仅是比较器数量的一个例子，它可用两个或四个以至更多的比较器来替代。
虽然在图中没有表示出来，正像图13所示的负载急剧变化检测电路110那样，用多个具有彼此不同阈值的比较器111-113替代图8所示的组合在负载急剧变化检测电路70中的比较器74，同样可以用多个具有彼此不同阈值的比较器替代图10所示的组合在负载急剧变化检测电路90中的比较器91。使用如此配置的负载急剧变化检测电路，通过将控制信号S1的电平降低到与输出电压Vo上升程度成比例的电压电平，可以对负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速上升作出响应。这样，与图10所示开关电源相比，通过此方式在由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速上升时能够更加精确地恢复输出电压Vo。
虽然在图中没有表示出来，可以用多个具有彼此不同阈值的比较器分别替代图12所示的组合在负载急剧变化检测电路100中的比较器74和91。使用如此配置的负载急剧变化检测电路，通过将控制信号S1的电平升高到与输出电压Vo下降程度成比例的电压电平，能够对由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo下降作出响应；通过将控制信号S1的电平降低到与输出电压Vo上升程度成比例的电压电平，能够对由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo上升作出响应。这样，与图12所示开关电源相比，通过此方式在由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo快速下降或快速上升时能够更加精确地恢复输出电压Vo。此情况下，用于替代比较器74的比较器的数量和用于替代比较器91的比较器的数量无需相同。
在前面描述的各实施例的开关电源中，当负载急剧变化检测电路检测到负载急剧变状态时，通过控制组合在控制电路6中的放大器30的反相输入端(-)的电平迅速地恢复输出电压Vo。然而，本发明并不局限于这一当负载急剧变化检测电路检测到负载急剧变状态时迅速恢复输出电压Vo的方法，任何不同的其它方法均可替代用于迅速恢复输出电压Vo。
图14是包含在本发明的另一优选实施例的开关电源中的控制电路130的电路图。
如图14所示，控制电路130包括可变放大器131、PWM控制电路31和隔离电路32。
可变放大器131具有输入端、输出端和控制输入端(CONT)。输出电压Vo施加到输入端，来自图1所示的负载急剧变化检测电路7的控制信号S4施加到控制输入端(CONT)。在可变放大器131输出端上产生的控制信号被用作控制信号S1。可变放大器131的增益随施加到控制输入端(CONT)的控制信号S4的电平而变化。确切地讲，当施加到控制输入端(CONT)的控制信号S4处于低电平，可变放大器131为第一增益(正常增益)，当施加到控制输入端(CONT)的控制信号S4处于高电平，可变放大器131为高于第一增益的第二增益。
如前所述，当由负载状态的急剧变化导致输出电压Vo快速下降时，控制信号S4为有效(变成高电平)。因而，在正常状态中可变放大器131的增益为第一增益，而在负载急剧变化状态中为第二增益。结果，当由负载状态的急剧变化导致输出电压Vo快速下降时，通过可变放大器131输出的控制信号S1迅速上升。如图1所示的开关电源，这使得输出电压Vo能够迅速由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo急剧下降中恢复。
可接受的是，将可变放大器131的第二增益设置到较高数值，在该数值下由主电路单元5和控制电路130组成的闭环的传递函数超过了输出电压Vo发生振荡的极限值。当可变放大器131在如此高的增益工作时，输出电压Vo最终会发生振荡，但是由于控制信号S4仅在负载急剧变化状态中短时有效，所以输出电压Vo基本不会发生振荡。
提供给可变放大器131的控制输入端(CONT)的信号并不限制为控制信号S4，而是控制信号S7、S12和S14中任何一个都可替代控制信号S4。
如图13所示负载急剧变化检测电路110，当使用响应输出电压Vo变化的程度而逐级产生如控制信号S16-S18这样的控制信号，可变放大器131优选是能够响应逐级产生的控制信号(当使用控制信号S16-S18有四级)而逐级变化其增益的可变放大器。
现将对另一迅速恢复输出电压Vo的方法进行描述。
图15是包含在本发明的另一优选实施例的开关电源中的控制电路140的电路图。
如图15所示，控制电路140包括第一放大器141、第二放大器142、第一PWM控制电路143、第二PWM控制电路144和选择器145。
在控制电路140中，第一放大器141和第二放大器的增益不同。确切讲，第二放大器142的增益设置成高于第一放大器141的增益。第一PWM控制电路143接收第一放大器141输出的控制信号S1-1，并基于该信号控制由其控制信号a1、b1、c1和d1的脉冲宽度。第二PWM控制电路144接收第二放大器142输出的控制信号S1-2，并基于该信号控制其控制信号a2、b2、c2和d2的脉冲宽度。所有的控制信号a1、b1、c1、d1 a2、b2、c2和d2均提供给比较器145。比较器145具有选择输入端(SELECT)。当施加到选择输入端(SELECT)的控制信号S4处于低电平，比较器145选择并输出控制信号a1、b1、c1和d1。当施加到选择输入端(SELECT)的控制信号S4处于高电平，比较器145选择并输出控制信号a2、b2、c2和d2。
如前所述，当由负载状态的急剧变化导致输出电压Vo快速下降时，控制信号S4为有效(变成高电平)。因而，在正常状态选择器145选择控制信号a1、b1、c1和d1，而在负载急剧变化状态选择器145选择控制信号a2、b2、c2和d2。然而，当由负载状态的急剧变化导致输出电压Vo快速下降时，如图1所示的开关电源，可以实现从由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo的急剧下降中迅速地恢复。
可接受的是，将第二放大器142的第二增益设置到这样的较高的数值，在该数值下由主电路单元5和控制电路10组成的闭环的传递函数超过了输出电压Vo发生振荡的极限值。提供给比较器145的选择输入端(SELECT)的信号并不限制于控制信号S4，而是控制信号S7、S12和S14中任何一个都可替代控制信号S4。
如图13所示负载急剧变化检测电路110，当使用响应输出电压Vo的变化程度而逐级产生如控制信号S16-S18这样的控制信号，放大器和PWM控制电路对的数量优选采用三对或更多对以匹配级的数量(当使用控制信号S16-S18有四对)。
现将对另一迅速恢复输出电压Vo的方法进行描述。
图16是包含在本发明的另一优选实施例的开关电源中的控制电路150的电路图。
如图16所示，控制电路150包括第一放大器141、第二放大器142、、选择器151、PWM控制电路31和隔离电路32。
比较器151具有选择输入端(SELECT)。当施加到选择输入端(SELECT)的控制信号S4处于低电平，比较器151选择通过第一放大器141输出的控制信号S1-1，并将它们提供给PWM控制电路31。当施加到选择输入端(SELECT)的控制信号S4处于高电平，比较器151选择通过第二放大器142输出的控制信号S1-2，并将它们提供给PWM控制电路31。
因而，控制电路150可以执行与控制电路140基本相同的工作。
在前面所述的开关电源的不同实施例中使用低通滤波器作为并入在负载急剧变化检测电路中的滤波器。然而，本发明不再需要组合在负载急剧变化检测电路中的滤波器是低通滤波器，它们可由如图17所示的高通滤波器所替代，只要将它们的时间常数设定为适合的数值。
在前面所述的开关电源的不同实施例中使用半桥开关电路作为主电路单元5的初级电路，并使用电流倍增输出电路作为主电路单元5的次级电路。然而，本发明并不将初级和次级电路限制在这些类型，任何其它不同的电路均可作为替代使用。
可在本发明的开关电源中采用的其它初级电路的例子包括全桥式电路和推挽电路。可在本发明的开关电源中采用的其它次级电路的例子包括正向电路、中心抽头电路和桥式电路。
在前面所述的开关电源的不同实施例中使用的主电路单元5包括单个变压器10和单个初级电路、单个次级电路。然而，本发明还完成了主电路单元5的配置中使用了多个变压器、初级电路和次级电路组，并且可接受的是以相互不同的相驱动多个组。
应指出的是本发明不受所描述的结构的细节限制，在不脱离附加的权利要求书的范围的前提下可作出变化和改动。
在图8、10、12和13中所示的开关电源中，例如，运算放大器73输出的控制信号S11与通过对输出电压Vo的进行分压获得的电压Vo1-Vo5相比较。然而，规定的参考电压可以用于替代电压Vo1-Vo5，在此情况中当通过控制电路6改变输出电压Vo时，需要改变参考电压。
在上述开关电源的实施例中，输出电压Vo直接提供给放大器30、141和142的输入端和包含在控制电路6、130、140和150中的可变放大器131。然而，这些输入可以用随输出电压Vo协变的电压来替代，例如通过使用串联多个电阻器对输出电压Vo进行分压所获得的电压。
虽然上述开关电源的实施例中的控制电路6、130、140和150采用电压模式控制，但是也可以采用实施电流模式控制的控制电路来替代。
在上述开关电源的实施例中，控制电路6、130、140和150使用放大器30、141、142和可变放大器131产生的控制信号S1作为模拟信号。然而，它们也适合通过数字处理来实施它们的操作。
在上述实施例中使用的负载急剧变化检测电路仅为可用于检测负载急剧变化的电路的例子，可以使用任何其它不同的电路来替代检测负载的急剧变化。
如前所述，由于本发明能够从由负载状态的急剧变化导致的输出电压Vo迅速下降和/或上升中迅速地恢复，因此本发明提供了一种瞬态响应得到显著改善的开关电源。因此，当使用本发明的开关电源驱动例如CPU或DSP这样的负载电流急剧变化的负载时，它能够有效地防止由电源电压波动可能导致的负载设备的故障。

Claims (18)

1.一种开关电源，包括：
主电路单元，该主电路单元包括用于将DC输入电压转换成AC电压的开关电路和用于对AC电压整流以产生DC输出电压的输出电路；和
用于控制主电路单元的运行的控制电路，
在主电路单元提供的负载电流的变化率没有超出规定的速率时控制电路的传递函数呈第一数值，而在负载电流的变化率超出该规定的速率时呈超过第一数值的第二数值。
2.如权利要求1所述的开关电源，其中所述第二数值设置在这样的电平：由开关电路和控制电路组成的闭环的传递函数使输出电压振荡。
3.如权利要求1所述的开关电源，其中所述控制电路包括在其一输入端接收输出电压或与其协变的电压的至少一个放大器，以及开关电源进一步包括响应负载电流以超出规定速率的速率改变以改变在放大器的输入端上的电平的装置。
4.如权利要求2所述的开关电源，其中所述控制电路包括在其一输入端接收输出电压或与其协变的电压的至少一个放大器，以及开关电源进一步包括响应负载电流以超出规定速率的速率改变以改变在放大器的输入端上的电平的装置。
5.如权利要求4所述的开关电源，其中所述的装置响应负载电流以超出规定的速率的速率增加以在一个方向上改变在放大器的输入端上的电平，以及响应负载电流以超出规定的速率的速率降低以在相反的方向上改变在放大器的输入端上的电平。
6.如权利要求4所述的开关电源，其中所述的装置响应负载电流以超出规定的速率的第一速率变化以将在放大器的输入端上的电平改变到第一电平，以及响应负载电流以超出第一速率的第二速率变化以将在放大器的输入端上的电平改变到第二电平。
7.如权利要求5所述的开关电源，其中所述的装置响应负载电流以超出规定的速率的第一速率变化以将在放大器的输入端上的电平改变到第一电平，以及响应负载电流以超出第一速率的第二速率变化以将在放大器的输入端上的电平改变到第二电平。
8.如权利要求3所述的开关电源，其中所述的装置响应负载电流以超出规定的速率的速率增加以在一个方向上改变在放大器的输入端上的电平，以及响应负载电流以超出规定的速率的速率降低以在相反的方向上改变在放大器的输入端上的电平。
9.如权利要求3所述的开关电源，其中所述的装置响应负载电流以超出规定的速率的第一速率变化以将在放大器的输入端上的电平改变到第一电平，以及响应负载电流以超出第一速率的第二速率变化以将在放大器的输入端上的电平改变到第二电平。
10.如权利要求8所述的开关电源，其中所述的装置响应负载电流以超出规定的速率的第一速率变化以将在放大器的输入端上的电平改变到第一电平，以及响应负载电流以超出第一速率的第二速率变化以将在放大器的输入端上的电平改变到第二电平。
11.如权利要求1所述的开关电源，其中所述控制电路在它的输入端接收输出电压或与其协变的电压并包括至少一个可变放大器，在负载电流的变化率没有超出规定的速率时该可变放大器呈第一特性，而在负载电流的变化率超出规定的速率时呈不同于第一特性的第二特性。
12.如权利要求11所述的开关电源，其中所述第一特性具有第一增益，第二特性具有超过第一增益的第二增益。
13.如权利要求1所述的开关电源，其中所述控制电路包括至少多个具有不同特性的放大器、多个PWM控制电路和一个选择器，每个放大器在其输入端接收输出电压或与其协变的电压，该PWM控制电路每个都与放大器相关联以基于相关联的放大器的输出产生控制信号组，该选择器用于根据负载电流的变化率是否超出规定的速率从控制信号组中选择一信号组，根据所选控制信号组控制主电路单元的工作。
14.如权利要求1所述的开关电源，其中所述控制电路包括至少多个具有不同特性的放大器、一个选择器和一个PWM控制电路，每个放大器在其输入端接收输出电压或与其协变的电压，该选择器用于根据负载电流的变化率是否超出规定的速率从多个放大器的输出中选择一个输出，该PWM控制电路基于所选择的输出产生控制信号组，根据该控制信号组控制主电路单元的工作。
15.如权利要求2所述的开关电源，其中所述控制电路在它的输入端接收输出电压或与其协变的电压并包括至少一个可变放大器，在负载电流的变化率没有超出规定的速率时该可变放大器呈第一特性，而负载电流的变化率超出规定的速率时呈不同于第一特性的第二特性。
16.如权利要求15所述的开关电源，其中所述第一特性具有第一增益，第二特性具有超过第一增益的第二增益。
17.如权利要求2所述的开关电源，其中所述控制电路包括至少多个具有不同特性的放大器、多个PWM控制电路和一个选择器，每个放大器在其输入端接收输出电压或与其协变的电压，该PWM控制电路每个都与放大器相关联以基于相关联的放大器的输出产生控制信号组，该选择器用于根据负载电流的变化率是否超出规定的速率从控制信号组中选择一信号组，根据所选控制信号组控制主电路单元的工作。
18.如权利要求2所述的开关电源，其中所述控制电路包括至少多个具有不同特性的放大器、一个选择器和一个PWM控制电路，每个放大器在其输入端接收输出电压或与其协变的电压，该选择器用于根据负载电流的变化率是否超出规定的速率从多个放大器的输出中选择一个输出，该PWM控制电路基于所选择的输出产生控制信号组，根据该控制信号组控制主电路单元的工作。
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