CN1395772A - 循环移位型码分复用通信方式 - Google Patents

Abstract

一种循环移位型CDMA通信方式，具有：用构成完全互补序列的序列长度为L个码片的自补序列的组(A₀，A₁)和同样的组(B₀，B₁)来生成4个扩展序列E_A0、E_A1、E_B0、E_B1的部件；发送机，生成将扩展序列E_A0和E_A1的级联序列E_A乘以导频信息p所得的发送帧s_P，生成将扩展序列E_B0和E_B1的级联序列E_B乘以数据信息b所得的发送帧s_D，将两者同步相加来形成码元帧并调制载波来进行发送；以及接收机，将用上述载波解调出的基带同步接收帧的前部r₀施加到匹配滤波器M(A₀)及M(B₀)上，将该同步接收帧的后部r₁施加到匹配滤波器M(A₁)及M(B₁)上，分别根据M(A₀)及M(B₀)的输出、M(A₁)及M(B₁)的输出来生成导频响应矩阵{p}、接收数据响应矩阵Ф，生成发送信息估计值b。

Description

循环移位型码分复用通信方式

技术领域

本发明涉及能够提高对传输过程中混入的噪声中、妨害特别大的干扰噪声的抵抗力的使用扩频调制的通信方式及能够提高对有色噪声的抵抗力的使用基带脉冲调制或带通型数据调制的通信方式。

背景技术

扩频通信通过用发送数据来调制扩频码序列，而将频谱比较窄的上述数据扩展到很宽频带上进行传输，是呈现下述等许多特征的优良的通信方式：单位频率的传输功率小，能够将对其他通信的妨害减小到比较轻微的水平，并且对传输过程中混入的环境噪声，即一般的外来噪声、和从希望台以外的其他移动台——干扰台进来的干扰噪声，在本质上具有很强的抵抗力。但是，由于来自许多台的通信共用同一频带，所以存在干扰噪声的妨害最主要的问题。

图10是经无线信道进行扩频通信的移动通信系统的一般结构图，发送机TX将序列发生器1产生的扩频码序列乘以二值发送数据b来进行调制，得到基带发送输出s(t)，进而通过用振荡器2产生的频率为f₀的载波来调制基带发送输出，对包含数据b的载波进行扩频后，经无线信道发送到接收机RX。作为扩频码序列，一般使用比特周期长度与上述数据b的长度相同的伪噪声(PN序列)，以下以PN序列中码字种类多、使用广泛的戈尔德(Gold)序列(以下称为G序列)为例来进行说明。

接收机RX经未图示的天线将扩频调制过的信号导向放大器3，放大到所需电平，对该放大过的信号和本地振荡器4的本地信号f_L(＝f₀)进行混频，将该信号经低通滤波器5解调为基带接收扩频信号r(t)。即，进行相干解调、或非相干解调。

将该基带扩频信号和序列发生器6产生的与上述发送机TX所用的码相同的M序列码输入到乘法器7中，其结果所得的乘积输出由积分器8在M序列的序列长度(1帧)期间内进行积分，得到匹配滤波输出。该输出由检波器9在上述帧的结束时刻进行检波，通过与阈值进行比较的硬判决功能，来检测二值接收数据b。将根据该检测数据而形成的控制信号经同步检波器10输入到上述序列发生器6的控制端子，控制G序列的产生定时，使相位与接收到的信号同步。在图15接收机RX中，常常交换配置本地振荡器4和序列发生器6的乘积功能，而整体的解调功能是相同的。

图11是传输过程中的信号的频谱的模拟图，图(a)的11是扩频调制信号的频谱，12是混入的环境噪声的频谱。将其用接收机通过G序列进行解调(解扩)，则如图(b)所示，被扩展到很宽频带上的上述扩频调制信号11成为窄带信号13，而环境噪声12成为被扩展到很宽频带上的信号14，所以是能抑制环境噪声影响的通信方式。

图12是现有的直接扩频型扩频通信方式(DS-SS)中的G(冲击)序列g_I和二值信息之间的对应图，是码长L＝7(个码片)的例子。在该图中，b是要发送的二值数据，T是数据的周期(帧周期)，T_C是码片周期，s_I(t)是b和g_I(t)的乘积输出。发送帧s(t)是将s_I(t)的各冲击变为矩形波所得的发送用基带波形。此外，g_I(t)和g(t)由 $g_I\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i\mathrm{\δ}(t-i{T}_C)-----0\≤t\≤T-----\left(1\right)$ $g\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i{q}_1(t-i{T}_C)-----0\≤t\≤T-----\left(2\right)$ 给出。

这里，c_i(i＝0、1、2…、L-1：L是扩频序列的序列长度)是扩频序列的第i个码片振幅，δ是δ函数，q₁是矩形波函数。如图所示，对于“0”，送出与“1”对应的矩形波的反相输出 g(t)。实际上，s(t)是将限带到f_c＝T_C ^-1以下的信号变换到射频来进行发送。因此，数据信号的占有带宽大致是f_D＝1/T，扩频发送输出s(t)的占有带宽大致为f_c＝T_C ^-1，由

f_c＝Lf_D                (4)给出。

也可以不是使q₁(t)为式(3)所示的矩形波，而是用使相邻样本点处的自相关函数取0的波形q₁′(t)(称为修正采样函数，q₁(t)的DFT变换具有余弦滚降特性。)来进行发送。在此情况下，如果在接收端准备与发送端相同的波形q₁′(t)，通过该波形来进行相关解调，则接收信号中的希望波分量成为(2)式的脉冲序列。通过用g_I(t)对该脉冲序列进行解扩，能够检测出信号。因此，由于扩频调制信号占有极宽的频带，所以能够将有色噪声功率(与信号g(t)同相的分量)抑制到1/L，抵抗噪声的能力很强。

然而，通常尽管使用L(L＞＞1)倍的频带，但是同时通话数K_S为K_S＜＜L(L的几分之一左右)，同时传输容量/Hz为时分复用方式(TDMA)的(K_S/L)倍。因此，与时分复用方式相比，具有下述缺点：信道的频带利用效率一般极低。

这样不能将同时通话数N_S与L相比设定得太大的理由是因为，不能使分配给希望台的G序列g₀(t)和分配给其他移动体的种类不同的G序列g_k(t)(k≠0)相互间存在的互相关系数足够小。一般对有色噪声、传播过程中由于多重反射(多径)而产生的延迟波、伴随衰落的传播噪声等的抑制效果不够，主要是这些原因使扩频通信方式中的频率利用效率降低。

现有的直接扩频型扩频通信方式中的处理增益G_P由

G_P＝10log₁₀L                     (5)给出。如果进来噪声是单一频率，其相位与g₀(t)同相，则接收端解调后的解调噪声功率(图15的积分器8的输出)与进来噪声功率(图9的LPF 5的输出)之比如上所述为1/L。然而，g₀(t)和g_k(t)分别由独立的发送信息进行调制，而且不同的G序列相互间的互相关值根据两者的帧的相互相位来变动，所以其平均值由 $\mathrm{\ρ}=1/\sqrt{L}$ 给出，但是最坏相关值明显大于该值。其结果是，在长时间内进来许多具有高互相关的干扰波，导致误码率显著恶化的情况屡屡发生，所以具有下述问题：不能将同时通话数N_S设定得很大。

传播过程中由于多重反射(多径)而产生的延迟波造成的自干扰噪声的发生或他台间干扰噪声的增大、伴随衰落的接收SN的降低，使误码率进一步恶化。主要是这些原因使CDMA方式的频率利用效率降低。本发明涉及一种技术，不仅能够对付窄带噪声，还能够对付这种他台间干扰噪声(宽带噪声)或基于别的小区(移动通信系统的服务区)中进行的同样通信的小区间干扰噪声。

为了抑制上述干扰噪声，同时提高频率利用效率，发明人已经申请了具有导频支持型干扰分离功能的CDMA通信方式(申请号PH11-154226)。此外，发表了论文[N.Suehiro，et al.“High Rate InformationTransmission Based on Multipath Estimation and Signal Convolutionin Approximately Synchronized CDMA Systems Without Co-ChannelInterference(没有共道干扰的近似同步CDMA系统中的基于多径估计和信号卷积的高速率信息传输)”WPMC′99]。其中，作为避免上述干扰的具体技术手段，例如示出下述实施例：发送机使用相互构成完全互补序列的2组互补序列(A₀，A₁)和(B₀，B₁)，用它们来调制2个正交载波f₀、f₁而生成发送帧，对它们进行传输。在本实施例中，用导频信息

来调制(A₀，A₁)，用数据信息b来调制(B₀，B₁)，用 和bB₀来调制f₀，用pA₁和bB₁来调制f₁，将两个调制输出相加来生成发送帧。信道通常形成许多由多径造成的延迟波。各帧被变换为包含这些延迟波的一群波(フロツクフレム，群帧)而进入接收机。在此情况下，即使存在延迟波相对于直接波(或待解调的主波)的延迟时间(τ)，由于(A₀，A₁)和(B₀，B₁)的完全互补特性，接收匹配滤波器M(A₀)和M(A₁)的输出之和也只生成与导频对应的相关分量Λ_P[＝{p}]，而另一匹配滤波器M(B₀)和M(B₁)的输出之和只生成与数据信息b对应的相关分量Λ_D(＝Φ)。其结果是，可用Λ_P和Λ_D来求发送信息b的估计值

作为不受多径影响的值。即，

和b的分量被完全分离。

但是，在上述直接波和延迟波之间，与延迟量(τ)同时，一般还发生载波相位量的偏差(Δθ)。在τ和Δθ同时发生的情况下，由于它们对解调为基带的输出的影响因载波而异，所以A₀和B₁的相关函数与A₁和B₀的相关函数不互相抵销，其结果是，例如在M(A₀)和M(A₁)的输出之和中混入Λ_D的分量，而阻碍了Λ_P和Λ_D的上述完全分离功能。因此，估计值 恶化，不能检测出正确的数据信息b。

本发明为了避免接收机中的不完全解调工作，提供一种循环移位型码分复用通信方式，即使在直接波和延迟波之间与延迟量(τ)同时而发生载波的相位量的偏差(Δθ)，也能够检测出正确的数据信息b。

发明内容

为了解决上述课题，本发明的循环移位型码分复用通信方式的权利要求1所述的发明用构成完全互补序列的自补序列的组(A₀，A₁)和(B₀，B₁)来分别生成导频帧和数据，将其中的A₀、A₁配置在第1帧的时间位置上，将B₀、B₁配置在第2帧的时间位置上，将它们都用同一载波f₀来传输，所以在接收机的解调过程中，A₀和B₁的相关函数及A₁和B₀的相关函数之和为零。即，A₀、B₁的时间位置不同，使用公共的载波，所以前述τ和Δθ对相关函数不产生影响。另一方面，不是将f₀和f₁用作载波，而是只使用f₀，所以使用时间宽度为现有方式的2倍，但是不发生频率效率的降低。即，具有下述效果：能够不降低频率效率而实现完全分离并求Λ_P和Λ_D的工作。

本发明的循环移位型码分复用通信方式的权利要求2所述的发明提供下述方法：通过使用权利要求1的完全分离功能，与各互补序列的序列长度L对应来复用传输L个数据信息b_n(n＝0，1，2，...L-1)。在该方式中，通过用b_n调制循环移位帧[B₀(n)，B₁(n)]构成的级联序列

的方法来生成多个数据帧，将它们和前述导频帧相加，来进行发送，所以具有下述效果：能够通过权利要求1的方式中使用的时间宽度来进行L比特的复用传输。

由于权利要求1～2提供单用户的传输方式，所以本发明的循环移位型码分复用通信方式的权利要求3所述的发明是为了满足同一小区内的多个(K)用户的发送要求而提出的。本方式例如通过将自补序列之一A₀重复K次来进行生成，使得时间宽度为T_G的核心序列KA₀具有占有L个频隙的梳齿状频谱特性，与KA₁一起形成级联序列

同样，使A₁、B₀、B₁的波形也具有同样的频谱，形成同样的序列。使用下述方法：设移位频率为f_G＝T_G ^-1，将u_k用的载波设定为f_k＝f₀+kf_G，u_k用导频 及数据b_k调制根据上述核心序列而生成的f_k上的级联序列

和

并相加来进行发送。该方法具有下述效果：能够实现不相互干扰地以高频率效率来传输K个用户的信息的频分复用传输。

本发明的循环移位型码分复用通信方式的权利要求4所述的发明是在权利要求3的方式中u_k用权利要求2的循环移位序列来传输L个数据信息的方式，具有下述效果：将其频率利用效率提高到权利要求3的方式的L倍。

本发明的循环移位型码分复用通信方式的权利要求5所述的发明通过向各用户分配任意个数的权利要求3、4中所示的正交载波，能够实现下述系统设计上有利的效果：能够灵活变更各用户可利用的传输容量。

本发明的循环移位型码分复用通信方式的权利要求6及7所述的发明提供下述方式：每N帧传输1次导频帧，在其余的(N-1)帧中，用其他数据信息b_n′来调制(A₀，A₁)，将其输出和使用(B₀，B₁)的数据帧相加来进行发送。在此情况下，如果设N＞＞1，则频率利用效率能提高到约2倍。

附图的简单说明

图1(a)是CDMA移动通信方式的小区内传输路径上的上行(Up-link)传输图，图1(b)是CDMA移动通信方式的小区内传输路径上的下行(Down-link)传输图。

图2(a)及(b)是发送接收帧的波形图。

图3是互补序列的相关特性图。

图4是发送码元帧的基本结构图。

图5是数据发送接收码元帧的前部的构成要素图。

图6是码片移位型复用方式的数据帧结构图。

图7(a)及图7(b)是第一实施例的收发信机的电路结构图。

图8是使用梳齿状正交频率的复用方式的导频及数据帧结构图。

图9(a)及图9(b)是第二实施例的收发信机的电路结构图。

图10是经无线信道进行扩频通信的移动通信系统的一般结构图。

图11是传输过程中的信号的频谱的模拟图。

图12是现有的直接扩频型扩频通信方式中的G序列和二值信息之间的对应图。

实施发明的最好形式

本发明是为了克服CDMA通信方式具有的对多径延迟波及干扰波造成的妨害抵抗力弱的上述问题而提出的，具有下述功能：发送机发送导频帧，接收机用该导频帧的接收响应信息来除去数据帧中包含的由多径延迟波及干扰波造成的妨害分量。这里，以应用后效果特别大的、在扩频调制(SS)之后实施PSK等而变换到射频的移动通信方式为例来进行主要的说明。

图1是本发明的辅助说明图，是CDMA移动通信方式的小区内传输路径说明图。图(a)的上行(Up-link)传输表示从在该小区中进行通信的移动体u_i(i＝0，1，2，.....K)(以下称为用户台)向基站BS发送发送波s_U(u_i)的状态。这时，如果设第0个用户u₀为希望台，则对BS来说，作为直接波的接收波r_D为希望波。这里，虚线表示由多径造成的延迟波。希望波产生的延迟波为自干扰波r_SI。另一方面，来自希望台以外的用户台(也称为干扰台)的发送波作为他台(间)干扰波r_XI被接收。其中不仅包含直接波，如图所示还包含由多径造成的延迟波。因此，接收的干扰波r_I为自干扰波和他台干扰波之和。设总接收波为r，则它由下式来表示。

r(t)＝r_D(t)+r_I(t)       (6)

r_I(t)＝r_SI(t)+r_XI(t)    (7)

图(b)示出下行(Down-link)传输的路径。这里，也发生虚线所示的由多径造成的延迟波。此外，用户台u₀接收的接收波不仅包含图示的发送波S_D(u₀)和其延迟波，还包含未图示的他台S_D(u_i)(i≠0)和其延迟波。在下行的情况下，干扰波和希望波到达希望台u₀所需的时间相同，所以如果仅限于直接波，则所有干扰波都同步被接收，因此为同步传输，所以与上行的异步传输相比，减轻了干扰妨害。

在存在遮蔽直接波的物体的情况下，有时不是对直接波，而是对延迟波进行解调。在此情况下，由多径造成的几个干扰波比待解调波超前。在以下的说明中，以技术上更困难的上行传输为对象，为了方便，假定忽略超前波的状态(该假定不失一般性)，来描述系统的设计法。

这里，考虑单用户的情况。TX用发送数据信息b来调制序列长度为L、周期为T_D(＝LT_C，T_C：码片时间宽度)的扩频序列g(i)＝[c₀，c₁，c₂，...c_L-1]。用其调制输出s(i)来调制码片波形w(t)(通常使用码片时间宽度的矩形波、 形采样函数波形)，生成基带发送帧s(t)。s(t)调制载波f_a来生成射频发送波s_a(t)。用导频信息

取代b而调制过的帧也同时、或随时由不干扰上述数据帧的部件来传输。

接收输入r_a(t)进入基站的接收机RX。r_a(t)在s_a(t)上施加了衰减和失真，又添加了噪声，用与发送载波f_a同步的本地载波f_a将r_a(t)变换为基带接收信号r(t)。该发送波的衰减和失真由均衡电路来补偿。因此，如果设r(t)为均衡电路输出，则可以认为其中原封不动地包含基带发送波。该发送波分别产生M个由多径造成的延迟波，可以假定其频率失真被均衡(延迟波的衰减未被补偿)。在将后述的循环扩展帧用作扩频码的情况下，该基带接收波由 $r^{*}\left(t\right)=r_f^{*}\left(t\right)+x\left(t\right)-------\left(8\right)$ $r_f^{*}\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{i}_m\mathrm{bg}(t-m{T}_C)-----\left(9\right)$ 给出。这里，r_f(t)是由发送波生成的直接波和延迟波之和构成的接收群帧。(对群帧通常附加下标f)μ_m是第m个延迟波的信号振幅，(m也可以取负，但是这里为了便于说明，取正)一般由于发送接收载波的相位差而为复数。归一化为μ₀＝1来进行说明。x(t)是白噪声过程，也包含失真的均衡残留分量。^*号是接收波中的主波的帧位置，表示时间宽度为T_D的同步接收帧上的分量。

RX生成输入信号r(t)和码片波形w(t)的相关输出。该相关输出为每个码片的脉冲序列r(i)。

作为时间变量t＝iT_C、和延迟时间T_m＝mT_C的离散值表示，使用i和m。

设用发送数据b调制过的上述接收帧为r_D(i)，设用导频信号 取代数据b而调制过的接收帧为r_P(i)。

接着，用图2来说明实施例中使用的基带发送接收信号的帧结构。这里，考虑单用户u₀发送发送信号s(t)、基站对接收信号r(t)进行解调的情况。如图(a)所示，发送波s(t)由扩展周期为T_E的扩展序列构成。该扩展序列E(i)的结构是在核心序列g(i)(序列长度为L，时间宽度为T_D)的前后附加首部h(序列长度为L_h，时间宽度为T_h)和尾部l(序列长度为L_l，时间宽度为T_l)。在将g(i)的后部和前部分别用作该首部和尾部部分的情况下，E(i)的任意位置的时间宽度为T_D的部分为g(i)的循环移位码。这里，将E(i)称为循环扩展码。u₀用发送信息b₀、b₁、b₂、…调制扩展周期为T_E的扩展序列E(i)来得到基带输出s(t)，再用基带输出s(t)调制载波来进行发送。

该发送信号在传播过程中产生由多径造成的延迟波。包含该延迟波的基带接收波示于图2(b)。接收信号为这些波之和。如前所述，将接收波中与主波同步的时间宽度为T_D的信号r^*(t)作为同步接收帧。该帧部分根据同步信号e_R来提取。在该帧内，包含主波μ₀b₀g(i)、以及自干扰波[在附图的情况下为μ₁b₀g(i-1)、μ₃b₀g(i-3)，在本例中，假定μ₂＝0]。

设定下述条件，以免相邻帧的干扰波混入该同步接收帧。

|τ_ok|+(MT_C)＜T_h，T_l

(k＝0，1，2，...K-1)                          (11)

这里，τ_0k是从用户u₀和u_k到来的接收波相互间的定时偏差。如果各发送机的发送帧的相对定时由基站控制，则能够抑制τ_ok过大。MT_C表示第M个延迟波相对于主波的延迟时间，根据小区的自然环境，其上限是确定的。因此，如果适当选定T_h，则如图2(b)所示，能够使与相邻帧的边界F_BS不被包含在r^*(i)中。即，能够在准同步条件下实现解调工作。这也是后述的不受来自他台的干扰波分量妨害的必要条件。在主波不是直接波而是延迟波中之一的情况下，一般超前波(m＜0)也为干扰波，在此情况下，尾部l起到避免上述妨害的作用。这里，为了简单，设m≥0来进行说明。为了简单，也考虑超前波，这里，设T_l＝T_h来进行说明。

只要能保证上述准同步条件，则同步接收帧内的干扰波都为主波的循环移位码。即，由于没有相邻帧的影响，所以在解调过程中在匹配滤波器输出中不生成奇相关输出。

现在，将同步接收导频群帧施加到与核心序列g(i)匹配的匹配滤波器上时的输出由 ${\mathrm{\λ}}^m\left(j\right)=\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i\stackrel{\‾}{c_{i+m-j}}---(j+m-j:\mathrm{mod}L)$ 来表示。这里，λ^*(j)是与g(j)的(m-j)移位自相关值，p_S是作为后述的系数矩阵P的第0列元素的值。

下面说明本发明的第一实施例。考虑如下所述的、序列长度为L＝4的4个二值互补序列来取代前述1个扩频序列g(i)。将这些序列施加到与自序列及其他组的各序列匹配的匹配滤波器上，求其双边相关函数，用其输出来求以j为移位变量的下述合成相关输出。 ${\stackrel{..}{E}}_{\left(A\right)}\left(j\right)=A_0*\stackrel{\‾}{A_0}+A_1*\stackrel{\‾}{A_1}-\underset{s=-3}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{\mathrm{AS}}\stackrel{..}{a}(j-s)-----\left(13\right)$ ${\stackrel{..}{E}}_{\left(B\right)}\left(j\right)=B_0*\stackrel{\‾}{B_0}+B_1*\stackrel{\‾}{B_1}-\mathrm{\Σ}{p}_{\mathrm{BS}}\stackrel{..}{a}(j-s)-----\left(14\right)$ ${\stackrel{..}{E}}_{(B/A)}\left(j\right)=B_{0*}\stackrel{\‾}{A_0}+B_1*\stackrel{\‾}{A_1}-\underset{s=-3}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{\mathrm{CS}}\stackrel{..}{a}(j-s)-----\left(15\right)$ ${\stackrel{..}{E}}_{(A/B)}\left(j\right)=A_{0*}\stackrel{\‾}{B_0}+A_1*\stackrel{\‾}{B_1}-\underset{s=-3}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{\mathrm{DS}}\stackrel{..}{a}(j-s)-----\left(16\right)$ 在上述序列的组合[(A₀，A₁)(B₀，B₁)]是完全互补序列的情况下，上式右边的值为。这里，例如P_AS的0移位值(s＝0)是A₀的0移位自相关和A₁的0移位自相关之和，所以如果设接收电压为μ₀＝1，则为2。图3(a)示出该特性。

另一方面，例如p_CS是B₀和A₀的互相关函数与B₁和A₁的相关函数之和，如图3(b)所示两者抵销，在所有移位值上为0。

从充分利用该互补序列的特征的观点出发，考虑具有序列长度L_E的下述扩展序列E_A0、E_A1。

E_A0＝(h_A0A₀l_A0)

E_A1＝(h_A1A₁l_A1)

L_E＝L_h+L+L_l                      (18)如果将上述扩展序列在时间轴上级联排列，则得到下述级联序列。用同样的方法也能得到 ${\hat{E}}_A=(E_{A0},E_{A1})$ ${\stackrel{\mathrm{\Λ}}{E}}_B=(E_{B0},E_{B1})$ 为了将E_A0的构成要素序列h_A0、A₀等与后述的循环移位序列相区别，用记作h_A0(0)、A₀(0)等的方法将

示于图2。TX用该导频信息

来调制该级联序列

进而调制频率为f₀的载波(记作f₀)，生成图4所示的下式的发送帧，TX对其进行发送。

首先，假定在传播过程中没有多径的情况(M＝0)。RX只提取与s_P(t)对应的接收直接波r_P(t)中的同步接收波r_P ^*(i)，用本地载波f₀对其进行解调(通过乘以了f₀的滤波器来求其低频分量)。

＝pA₀+pA_I这里，^*号表示同步接收波中包含的周期为T_D的待解调帧部分。[]f₀表示用f₀进行的解调。此外，假定传播过程中的衰减由RX来补偿。如果将r_P(i)的前部r_P0(i)的解调输出(pA₀)和后部的解调输出(pA₁)施加到与序列A₀、A₁分别匹配的匹配滤波器MF(A₀)、MF(A₁)上，对它们的输出Λ_A0(j)和Λ_A1(j)进行同时相加，则其输出为A₀的自相关函数和A₁的自相关函数之和Λ_A(j)。这是式(13)、(14)及图3(a)的特性。由于r_P0(i)比r_P1(i)超前，MF(A₀)的输出比MF(A₁)超前，所以在将两者的输出相加的情况下，需要将前者的输出延迟扩展帧周期T_E秒来进行相加。这里，将该操作称为同时相加。该关系由下式来表示。这里要注意：如式(10)的r_f(i)所示，考虑了多径的实际接收波是直接波和M个延迟波构成的群帧，由r_Pf(i)来表示。因此，加上第m个延迟波的同样的相关输出Λ^m(j)所得的实际相关输出如果还考虑到白噪声，则由下式来表示。

这里，ε_P是与白噪声对应的分量。μ₀是直接波的接收电压，μ_m(m≠0)是延迟波的接收电压。

另一方面，TX用发送数据信息b₀来调制上述级联序列

进而用其输出来调制载波f₀，生成图4所示的下述发送帧。 $s_D\left(t\right)=[b_0{\hat{E}}_B/f_0]------\left(23\right)$ TX将其发送到与前述s_P(t)相同的时隙上。RX提取与s_P ^*(i)相同的时隙上的基带同步接收波r_D ^*(i)。在没有多径的情况下，该分量根据与前述同样的原理，由 $r_D^{*}\left(i\right)=[b_0{\hat{E}}_B^{*}/f_0]f_0=[b_0{E}_B^{*}/f_0]f_0+[b_0{E}_B^{*}/f_0]f_0\}---\left(24\right)$

＝b₀B₀+b₀B₁给出。如果将r_D ^*(i)的前部r₀ ^*(i)和后部r₁ ^*(i)分别施加到与B₀、B₁匹配的滤波器MF(B₀)、MF(B₁)上，则得到相关输出Λ_B0(j)和Λ_B1(j)。用与前述同样的方法对它们进行同时相加，得

。即，该相加输出为2b₀。存在多径的情况下的MF(B₀)、MF(B₁)的同时相加输出为

，这是式(22)的导频输出的大致b₀倍。ε_D是与白噪声对应的分量。

这里，在同一时间轴上发送导频帧s_P(t)和数据帧s_D(t)的情况下，接收帧r(i)由其前部r₀(i)和后部r₁(i)构成。在它们中包含两个帧分量之和。因此，为

r₁ ^*(i)＝b₀(B₀+B₁)。因此，实际施加到匹配滤波器上的分量为 $\hat{p}{A}_0+b_0{B}_0\→\mathrm{MF}\left(A_0\right),\mathrm{MF}\left(B_0\right)$ $\hat{p}{A}_1+b_0{B}_1\→\mathrm{MF}\left(A_1\right),\mathrm{MF}\left(B_1\right)$ 。因此，MF(A₀)和MF(A₁)的同时相加输出包含交叉项 和

之和的分量，但是这在式(15)的关系下为0。MF(B₀)和MF(B₁)的输出的同时相加输出的交叉项也同样由于式(16)的关系而为0。因此，即使同时发送s_P(t)和s_D(t)，分别发送两者的情况下的式(22)、式(26)的输出也不变。即，能够分离生成两者。因此，考虑到接收帧r^*(i)中包含的白噪声的相关输出分量ε_P和ε_D，发送数据b₀的估计值

可根据 ${\tilde{b}}_0=\frac{{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{Df}}\left(j\right)}{{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{Pf}}\left(j\right)}=b_0+\mathrm{\ϵ}-------\left(28\right)$ 来求。ε是由ε_P和ε_D给出的偏差。

接着说明TX用与上述同样的方法用互补序列(B₀，B₁)的循环序列来传输L个发送信息b_n(n＝0，1，2，...L-1)的方法。

下面定义循环序列。将上述B₀重新记作B₀(0)，将B₀(0)循环移位n个码片所得的序列记作B_n(0)。用同样的表记，使用n移位循环序列的扩展序列可以表示为

E_B0(n)＝[h_B0(n)，B₀(n)，l_B0(n)]

E_B1(n)＝[h_B1(n)，B₁(n)，l_B1(n)]。

一般，E_B0(n)是将B₀(0)移位n个码片，设其左侧的多个码片为l_B0(n)，设其右侧的多个码片为h_B0(n)，按上述顺序排列所得的序列。将E_B0(n)和E_B1(n)级联排列所得的序列 乘以发送信息b_n来形成L个帧，如图5所示对它们进行合成。这样生成的发送数据帧由下式来表示。L个发送数据帧使用与导频帧s_P(t)相同的时间带，用相同的频隙进行发送。

这里，假定生成多径的信道。RX接收导频帧和L个数据帧以及它们分别生成的所有延迟波相加所得的下式的接收波。 $r_{\mathrm{Dnf}}\left(i\right)=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{b}_n{\mathrm{\μ}}_m{r}_{\mathrm{Dn}}(i-m)$ 这里，r^* _Pf(i)、r^* _Df(i)是导频及数据群帧。r(i)的r^* _Pf(i)和r^* _Df(i)中的解调输出可以按前述原理来分离。r_Df(i)由L个分量r_Dnf(i)构成。r_Dn(i-m)是将式(29)的b_nE_B(n)循环移位mT_c所得的波形。如果将构成同步接收输入r^*(i)的r₀ ^*(i)、r₁ ^*(i)分别施加到与B₀、B₁匹配的滤波器MF(B₀)、MF(B₁)上来生成输出，则该输出Φ(j)为合成L个将式(22)的Λ_Pf(j)乘以b_n所得的相关函数输出Λ_Dnf(i)所得的分量Φ_j和白噪声相关输出ε_D的对应分量φ_j之和。

如果根据上述输出来如下定义导频响应矩阵P、未知数矩阵

数据响应矩阵Φ，则在它们之间，下述L元1次联立方程式成立。

这里 是正确的发送数据b_n和白噪声造成的误差之和。如果根据它来求未知数 对其进行硬判决，则得到检测输出b_n。

这里，导频响应由于可以通过提高导频帧的功率等手段来高精度地传输，所以可以忽略式(22)的ε_P的影响。因此，这里假设p_s不包含误差。

通过上述方法，能够不受多径造成的自干扰，用长度为T_E的2个扩展帧，来传输导频信息

和单用户的发送数据信息L比特。

在上述方式中，将循环移位序列用作E_B0(n)，但是通过将l(n)取得足够长，也可以将移位了n个码片的序列用作E_B0(n)。此情况下的数据帧的波形示于图6。L个帧分别被配置在将前一帧移位了1个码片的时间位置上。实际的尾部为图中的B₀′(0)和l(0)之和，所以T_E比图5长(L-1)T_C。E_B1(n)也同样生成。在此情况下，RX用提取与图中r₀ ^*(i)相当的位置上的帧作为同步接收帧的前部的方法，得到与前述相同的结果。与循环移位相对比，将其称为码片移位型复用方式。

图7是第一实施例的收发信机的装置的方框图。图7(a)的MOD_1～6是调制器，∑是信号的合成(加法)器。预先准备图4所示的级联序列和图5所示的级联序列

[图5的E_B0(n)和E_B1(n)级联配置所得的序列]。图7(a)示出发送机TX。在MOD₁中，导频信息 调制

来生成基带导频帧s_P(i)。另一方面，在MOD_3～5中，发送数据信息b₀、b₁、b_L-1分别调制

来生成发送数据子帧s₀(i)、s₁(i)、s_L-1(i)。合成器∑合成L个这些子帧，生成发送数据帧s₀(i)。s_P(i)和s₀(i)都是脉冲序列，两者相加成为发送帧s(i)。

s(i)被乘以未图示的码片波形，基带发送帧在MOD₆中调制载波f₀，生成射频发送帧s_a(t)。s_a(t)被发送。

图7(b)示出接收机RX。与s_a(t)对应的接收输入r_a(t)在MOD₇中用本地载波f₀进行解调，其输出通过低通滤波器LPF而被变换为基带接收波r(t)。r(t)用未图示的码片波形来进行相关解调，成为码片脉冲序列构成的接收帧r(i)。

r(i)由图示的延迟电路T_E0施加T_E0秒的延迟后被施加到门G₀，在这里用同步脉冲e_R来提取r(i)前部的中央部[与图5的r_D(i)中的r^* _D0(i)相当的位置上的帧]。该部分为r^* ₀(i)。另一方面，r(i)也被直接施加到门G₁上，在这里用e_R来提取r(i)后部的中央部[与图5的r^* _D1(i)相当的位置上的帧]。该部分为r^* ₁(i)。这些同步接收帧r^* ₀(i)、r^* ₁(i)分别由导频群帧及数据群帧前部的中央部r^* _P0f(i)、r^* _D0f(i)之和、同样的两个群帧后部的中央部r^* _P1f(i)、r^* _D1f(i)之和构成。

如图所示，r^* ₀(i)被施加到与A₀匹配的匹配滤波器MF(A₀)上，另一方面，r^* ₁(i)被施加到与A₁匹配的匹配滤波器MF(A₁)上。两个匹配滤波器的输出被同时相加，成为相关函数输出ΛP_f(j)[式(22)]。另一方面，r₀ ^*(i)、和r₁ ^*(i)也被施加到同样的滤波器MF(B₀)和MF(B₁)上。如果假设发送帧s_D(i)由b₀E_B(0)构成，则这些滤波器的同时相加输出为式(26)所示的Λ_Df(j)。但是，如果s_D(i)是b_nE_B(n)的L个帧之和，则上述同时相加输出如图所示为式(31)的Φ(j)。

这里，说明一般性的后者的情况。导频响应Λ_Pf(j)和数据响应Φ(j)被施加到分析器AYZ上。AYZ根据Λ_Pf(j)来生成导频响应矩阵P，用Φ(j)来解式(32)，生成未知数 如果将

施加到硬判决电路DEC上，则得到检测输出

在此情况下，通过1个接收帧r(i)的解调，一举检测出L个发送数据。这里，省略了同步信号e_R的生成电路。

本方式的频率利用效率由传输1个比特所需的码片数ν来表示。

ν越小，则效率越高。L_h/L、L_l/L由信息速率f_D和小区的大小来决定。设f_D＝10kbps，小区半径为1km，则根据其传播时间3μsec，设延迟波的延迟量为2μsec。此时，T_h＝T_l＝2μsec，2(T_h+T_D+T_l)＝T_E＝1/f_D＝100μsec。在此情况下，T_D＝46μsec，ν2.2个码片/比特。与CDMA-one等实用方式的值6～10个码片/比特相比，这相当于3～5倍的效率。

在上述方式中，导频响应未必变化很快，所以也可以在多个(N)个帧中发送1个导频帧s_P(i)，将其他(N-1)个帧用作数据帧。用户移动的速度越快，发送数据的信息速率越低，则N的值越小。因此，在高速数据传输的情况下，可提高N。如果N＞＞1，则式(33)的ν的值大致减半。

如果使用图6的码片移位复用方式，则T_E增大图示的T′_D的2倍，所以ν的值相应增大，效率降低。但是，在使用该帧结构时，可以将卷积器用作匹配滤波器。

接着，作为第2实施例，考虑K个用户同时传输信号的方式。在此情况下，各用户使用的导频扩展序列E_A0和数据扩展序列E_B0(n)的一例示于图8。E_A0、[E_B0(n)]的结构是在将核心序列A₀(0)、[B₀(n)]重复K(＝3)次所得的时间宽度为TG的中枢序列上，附加前述首部h(0)和尾部l(0)。RX提取与该T_G对应的帧部分作为r^* ₀(i)。提取出的K次重复序列的频谱只占有单边频隙数KL中L个梳齿状频隙，所以其他(K-1)L个频隙空着。

这里，定义正交频率f_k。第k个用户用通过图8的方法而生成的E_A0、E_A1、E_B0(n)、E_B1(n)来生成

和 (n＝0，1，2，...L-1)。用

和b_kn分别调制 和 来形成发送帧。用它调制上述正交波f_k来进行发送。RX提取出的r₀ ^*(i)和r₁ ^*(i)中的各用户的分量各占有L个梳状频隙，所以可以通过以下方法不互相干扰地对它们进行解调。

RX在例如解调检测u₀的发送数据b_0n的情况下，用载波f₀对接收输入帧r_a(t)进行解调，得到脉冲序列r₀(i)。用同步信号e_R来提取同步接收帧r₀ ^*(i)和r₁ ^*(i)，将它们施加到匹配滤波器MF(KA₀)、MF(KA₁)、MF(KB₀)、MF(KB₁)上，求导频响应{p}₀和{Φ}₀，从而能够按前述原理来得到数据的估计值 这样，能够实现K个用户的同时接收和各L个数据信息的检测。在此情况下，即使在来自各用户的接收波相互间存在略微的时间差[式(11)所示的τ_0k]，只要式(11)的条件成立，则用户的解调信号间没有相互干扰。

在该方式中，级联序列的码片数增大到3倍，但是码元帧的周期TE根据信息速率是恒定的，所以所需传输带宽与k＝1的情况相比，为3倍。由于用户数k→3，所以整个系统的总传输容量为3倍。此外，式(33)的ν的值不变。即，能够实现用同一频率利用效率来接纳许多用户的系统。

图9是第2实施例的收发信机的电路结构。图(a)是发送机，图中的TX_B是图7(a)除去MOD₆的部分[其中，

使用重复序列]。即，第k个用户的发送机生成载波f_k上的发送帧s_ak(t)，对其进行发送。这些帧在空间上被合成，成为无线发送帧s_a(t)。

图(b)是基站接收机，图中的RX_B是图7(b)除去MOD₇的部分[其中，MF使用与重复序列KA₀等匹配的电路]。为了对u_k的数据进行解调，将与s_a(t)对应的接收帧r_a(t)导向施加了f_k的调制器MOD₇，由RX_B进行与图7(b)同样的解调工作。用这种收发信机能够实现前述支持K个用户的系统。

在上述说明中，将二值序列用作扩频序列，但是可以使用具有互补特性的多值或者实数序列或复数(多相)序列。此外，不仅是2个序列×2组的互补序列，用4个序列×4组等多个序列，也能够实现同样的功能。如果使用具有相关输出抵销效果的互补序列，则具有下述优点：能够缓和发送机的输出端D/A变换器或接收机的输入端A/D变换器的精度。

再者，这里以使用互补序列的例子为主体进行了说明，但是一般作为发送扩频序列，也可以将任意1个序列(例如M序列)用于导频帧(F_P)、数据帧(F_D)。即，将上述2个帧变为级联序列来进行发送。这里，F_D是根据循环移位序列而生成的L个帧之和。在接收端，以时间分割方式将其作为不同帧来提取，根据前者来求导频响应Λ_Pf、或Φ。在此情况下，Λ_Pf的元素p_S不是式(26)所示的简单表示(p_S＝2μm)。但是，作为导频帧的基于上述M序列的相关输出，可以求L个p_S。如果根据该Λ_Pf来生成导频矩阵P，则能够根据前述原理来求 b_n。此外，使发送信息b为二值进行了说明，但是也可以使其为多值或复数来进行发送。

作为构成F_D的核心序列，也可以用一般性的相互不同的序列长度为L的L种序列g_l(i)[l＝0，1，2，...L-1]来取代上述循环移位序列。在此情况下，在导频帧核心序列为g₀(i)时，求与g₀(i)在0移位以外正交的分析序列(一般为实数序列) 如果使用将该导频帧施加到匹配滤波器

上而求出的导频响应p₀₀、p₀₁、p₀₂、…，则能够算出其他序列g_l(i)(k≠0)的导频响应p_l0、p_l1、p_l2、…，根据这些响应来生成导频矩阵P。因此，能够根据前述原理来实现复用通信方式。

如上所述，本发明具有下述特征：使用1组互补序列，在对其进行循环移位或码片所得的扩频序列上，或在互不相同的扩频序列上，复用数据信息并从发送机进行发送，接收机能够根据例如用另一组互补序列发送的导频帧的接收响应来分离识别该复用的数据信息。此外，也能够实现用任意序列来取代互补序列的方式或用互不相同的序列来取代循环序列的方式。因此，与现有的CDMA方式相比，能提高其频率利用效率。如果将本方式应用于移动通信或无线LAN等系统，则在下述方面具有卓越的效果：能够改善频率利用效率，实现更大容量的系统。

Claims (7)

1.一种循环移位型码分复用通信方式，其特征在于，在直接扩频型CDMA通信方式中，各发送机具备下述功能：生成在核心扩频序列的前后将该扩频序列的后部和前部、或者0序列作为保护序列来配置的扩展序列，用发送信息调制该扩展序列来生成发送数据帧，用导频信息调制该扩展序列来生成不受其他发送机发送的同样数据及导频帧影响的孤立型导频帧，对它们进行发送；接收机具有下述功能：接收与希望台扩展序列中的核心序列同步的位置上的同步接收数据群帧和同样的同步接收孤立导频群帧，分析该两个群帧，生成接收数据响应和导频响应；在上述系统中，

发送机包括：用相互构成具有完全互补特性的完全互补序列的序列长度为L个码片的自补序列的组(A₀，A₁)和同样的组(B₀，B₁)来生成4个扩展序列E_A0、E_A1、E_B0、E_B1的部件；以及将扩展序列E_A0和E_A1的级联序列

乘以导频信息 来生成发送帧s_P，将扩展序列E_B0和E_B1的级联序列 乘以数据信息b来生成发送帧s_D，将两者同步相加来形成码元帧，用该帧来调制载波并进行发送的部件；

接收机包括：将用上述载波解调出的基带同步接收帧的前部r₀施加到与A₀匹配的滤波器M(A₀)上，将同步接收帧的后部r₁施加到与A₁匹配的滤波器M(A₁)上，对两个匹配滤波器的输出进行同时相加来生成与该导频信息 对应的导频响应矩阵{p}的部件；以及将同步接收帧的前部r₀和后部r₁也施加到同样的匹配滤波器M(B₀)和M(B₁)上，对它们的输出进行同时相加来生成与该数据信息b对应的接收数据响应矩阵Φ的部件；根据该导频响应{p}、和该接收数据响应矩阵Φ，来生成去除了由多径造成的超前或延迟波的影响的发送信息估计值 对该估计值

进行硬判决来检测该发送信息

2.如权利要求1所述的循环移位型码分复用通信方式，其特征在于，发送机生成将扩展序列E_B0、E_B1循环移位n(＝0，1，2，...L-1)个码片所得的扩展序列E_B0(n)、E_B1(n)的级联序列 乘以数据信息b_n来形成发送帧s_n，对L个s_n和权利要求1的导频帧s_P进行同步相加来形成发送码元帧，用该帧来调制载波进行发送；

序列B₁(n)是与将核心序列B₀循环移位n个码片所得的序列B₀(n)同样的序列，接收机将同步接收帧前部r₀和后部r₁分别施加到与序列B₁(n)匹配的匹配滤波器M[B₀(n)]和M[B₁(n)]上，对它们的输出进行同时相加来生成接收响应矩阵Φ，解Φ和根据上述{p}而生成的导频矩阵P、以及未知数矩阵

构成的多元1次联立方程式，对作为其解而求出的数据估计值 进行硬判决来检测L个数据。

3.如权利要求1所述的循环移位型码分复用通信方式，其特征在于，发送机包括：在将核心序列A₀重复K次所得的时间宽度为T_G的重复核心序列的前后配置保护序列来形成周期为T_E的扩展序列E_A0K，用互补序列来生成扩展序列E_A0K、E_A1K、E_B0K、E_B1K的部件；以及生成扩展序列E_A0K和E_A1K的级联序列

及E_B0K和E_B1K的级联序列

用级联序列 和 调制相差核心帧周期T_G的倒数的整数倍的正交载波f_k(k＝0，1，2，...K-1)来生成被调制帧E_AK/f_k和E_BK/f_k，用导频信息

调制E_AK/f_k来生成发送帧s_Pk，用数据信息b_k调制E_BK/f_k来生成发送帧s_Dk，对它们同时进行发送的部件；

接收机将同步接收帧的前部r₀和后部r₁分别施加到与载波f_k上的上述重复核心序列匹配的匹配滤波器M(KA₀/f_k)、M(KB₀/f_k)和M(KA₁/f_k)、M(KB₁/f_k)上，求前二者的同时相加输出和后二者的同时相加输出，来得到第k个用户u_k的导频矩阵{p}_k和u_k的数据响应矩阵Φ_k，解这些矩阵构成的多元联立1次方程式，来得到发送数据信息b_k的估计值

4.如权利要求3所述的循环移位型码分复用通信方式，其特征在于，发送机生成将扩展序列E_B0、E_B1循环移位n(＝0，1，2，...L-1)个码片所得的扩展序列E_B0(n)、E_B1(n)的级联序列

用用户u_k的发送数据信息b_kn(n＝0，1，2，...L-1)调制正交载波f_k上的级联序列 来构成发送帧；

序列B₁(n)是与将核心序列B₀循环移位n个码片所得的序列B₀(n)同样的序列，接收机将同步接收帧前部r₀和后部r₁分别施加到与序列B₁(n)匹配的匹配滤波器M[B₀(n)]和M[B₁(n)]上，对它们的输出进行同时相加来生成接收响应矩阵Φ，解Φ和根据上述{p}而生成的导频矩阵P、以及未知数矩阵

构成的多元1次联立方程式，对作为其解而求出的数据估计值

进行硬判决，来检测L个数据，对用户u_k的发送数据信息b_kn进行解调。

5.如权利要求3或4所述的循环移位型码分复用通信方式，其特征在于，向用户u_k分配Q(＝2，3，…)个正交载波以用于数据传输，接收机利用公共的导频信息来进行解调，从而提高各用户的传输容量。

6.如权利要求1所述的循环移位型码分复用通信方式，其特征在于，以多个(N)帧1次的比例来发送导频信息，用其他(N-1)个帧来发送数据信息。

7.如权利要求5所述的循环移位型码分复用通信方式，其特征在于，以多个(N)帧1次的比例来发送导频信息，用其他(N-1)个帧来发送数据信息。

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