CN1394404A - 正交频分复用通信装置 - Google Patents

Abstract

一种OFDM通信装置，通过设置决定部件和生成部件，可同时获得解调信号的差错率特性的提高和信息信号的传输效率的提高，其中，决定部件基于通信对方之间的线路质量来决定要插入到发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目，而生成部件对信息信号和所述决定部件决定的数目的传输路径估计用已知信号进行傅立叶逆变换处理来生成对所述通信对方的发送信号。

Description

正交频分复用通信装置

                        技术领域

本发明涉及OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing；正交频分复用)方式的通信装置(以下称为‘OFDM通信装置’)，特别涉及进行同步检波的OFDM通信装置。

                        背景技术

在现有的OFDM方式的通信中，例如采用IEEE802.11等那样，发送端装置对规定的接收端装置发送如图1所示的以突发(burst)为单位的信号。如图1所示，以突发为单位的信号是包含保护区间(GI)、传输路径估计用前置码和信息信号(数据)的信号。在以突发为单位的信号中，对传输路径估计用前置码进行IFFT(快速傅立叶逆变换)处理，对信息信号进行规定的调制处理和IFFT处理。

接收端装置通过计算IFFT处理后的传输路径估计用前置码和接收到的以突发为单位的信号(接收信号)的传输路径估计用前置码之间的相关值，检测FFT(快速傅立叶变换)处理的开始定时。然后，接收端装置根据检测出的开始定时，通过对接收信号进行FFT处理，从接收信号中提取传输路径估计用前置码和信息信号。进而，接收端装置使用提取出的传输路径估计用前置码进行传输路径的估计，使用传输路径的估计结果进行信息信号的解调。由此，接收端装置可以取出解调信号。

但是，在上述现有的OFDM方式的通信中，存在以下的问题。即，在上述现有的OFDM方式的通信中，以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目为固定值(图1中为1个码元)。

作为传输路径估计用前置码，一般在固定使用码元数目更大的传输路径估计用前置码的情况下，由接收端装置获得的解调信号的差错率特性良好。但是，传输路径估计用前置码不是信息信号，所以使用码元数目更大的传输路径估计用前置码相当于以突发为单位的信号中的多余信息占有的比例大。即，如果使用码元数目更大的传输路径估计用前置码，则信息信号的传输效率下降。

另一方面，作为传输路径估计用前置码，在固定使用码元数目更小的传输路径估计用前置码的情况下，以突发为单位的信号中的多余信息占有的比例小，所以可以提高信息信号的传输效率。但是，因线路质量等的状态，接收端装置获得的解调信号的差错率特性恶化的可能性升高。

如上所述，在上述现有的OFDM方式的通信中，存在难以兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率的问题。

                           发明内容

本发明的目的在于实现一种兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率的OFDM通信装置。

该目的如下实现：按照与通信对方之间的线路质量，决定要插入到发送信号(以突发为单位的信号)中的传输路径估计用已知信号(传输路径估计用前置码)的数目。具体地说，使用与通信对方之间的线路质量，估计通信对方中的解调信号的主要恶化因素，进而，根据估计出的主要恶化因素，决定要插入到发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目。

                              附图说明

图1是表示现有的OFDM通信装置中使用的以突发为单位的信号格式的模式图；

图2是按照每个传输路径估计用前置码的数目来表示线路质量和解调信号的差错率之间关系的模式图；

图3是表示本发明实施例1的OFDM通信装置的结构方框图；

图4是表示本发明实施例1的OFDM通信装置中的同步部的结构方框图；

图5是表示本发明实施例1的OFDM通信装置使用的以突发为单位的信号格式状况(第1例)的模式图；

图6是表示本发明实施例1的OFDM通信装置使用的以突发为单位的信号格式状况(第2例)的模式图；

图7是表示本发明实施例2的OFDM通信装置的结构方框图；

图8是表示本发明实施例2的OFDM通信装置中的各副载波传输的信号的接收电平状况(第1例)的模式图；

图9是表示本发明实施例2的OFDM通信装置中的各副载波传输的信号的接收电平状况(第2例)的模式图；

图10是表示本发明实施例2的OFDM通信装置中的延迟分布检测部的结构方框图；

图11是表示本发明实施例3的OFDM通信装置中的延迟分布检测部的结构方框图；

图12是表示本发明实施例4的OFDM通信装置的结构方框图；

图13是表示本发明实施例5的OFDM通信装置的结构方框图；

图14是表示本发明实施例6的OFDM通信装置的结构方框图；

图15是表示由本发明实施例6的OFDM通信装置的同步部算出的相关值状况(第1例)的模式图；

图16是表示由本发明实施例6的OFDM通信装置的同步部算出的相关值状况(第2例)的模式图；

图17是表示本发明实施例6的OFDM通信装置中的相关峰值数检测部的结构方框图；

图18是表示本发明实施例7的OFDM通信装置的结构方框图；

图19是表示本发明实施例8的OFDM通信装置的结构方框图；

图20是表示本发明实施例9的OFDM通信装置中的以突发为单位的信号格式状况的模式图；

图21是表示本发明实施例9的OFDM通信装置的结构方框图；

图22是表示本发明实施例10的OFDM通信装置的结构方框图；

图23是表示OFDM通信装置使用的一例相关器的结构方框图；

图24是表示本发明实施例11的OFDM通信装置中的相关器的结构方框图；

图25是表示本发明实施例12的OFDM通信装置的结构方框图；

图26是表示由本发明实施例12的OFDM通信装置中的各副载波传输的信号的接收电平状况(第1例)的模式图；

图27是表示由本发明实施例12的OFDM通信装置中的各副载波传输的信号的接收电平状况(第2例)的模式图；以及

图28是表示本发明实施例12的OFDM通信装置中的传输路径补偿部的结构方框图。

                       具体实施方式

以下，参照附图来详细说明本发明的实施例。

(实施例1)

在本实施例中，说明以下情况：按照线路质量，自适应地改变插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码(传输路径估计用已知信号)。

首先，参照图2来说明本实施例的OFDM通信装置的概要。图2是按照每个传输路径估计用前置码的数目来表示线路质量和解调信号的差错率之间关系的模式图。在图2中，表示分别在插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目是1和2的情况下，接收端装置中的解调信号的差错率和线路质量(Eb/No：用于传输1bps的信号所需的功率和平均1Hz的热噪声功率之比)之间关系的计算机模拟结果。再有，计算机模拟的条件如下。

FFT采样速度：20MHz，FFT采样数目：64，保护区间长度：800ns，调制方式：16QAM，FEC：卷积编码/维特比解码(编码率：3/4，拘束长度：7)，最大多普勒频率：50Hz，延迟分布：150ns。

从图2可知，在Eb/No约29dB以内的范围中，传输路径估计用前置码的数目为2的情况与传输路径估计用前置码的数目为1的情况相比，用于获得所需的分组差错率的Eb/No约变好1dB。即，在Eb/No为29dB以下时，传输路径估计用前置码的数目为2的情况与传输路径估计用前置码的数目为1的情况相比，解调信号的差错率良好。但是，在Eb/No为约30dB以上时，在为了获得所需要的分组差错率的Eb/No中，几乎不产生各情况中的差别。这样的现象在于以下所示的主要因素。

在增加插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目的情况下，接收端装置通过对接收信号中的各传输路径估计用前置码进行平均，可以降低重叠于各传输路径估计用前置码中的热噪声。因此，由于热噪声造成的恶化被抑制，所以使用由传输路径估计用前置码估计出的传送路径的结果所获得的解调信号的差错率特性良好。即，对于解调信号中的热噪声造成的差错率的恶化，增加插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目是有效的。

但是，即使增加插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目，也不能改善因热噪声以外的主要恶化因素(例如，多路径造成的码间干扰、同步误差和频率偏差等)造成的差错率特性的恶化。即，对于解调信号中的热噪声以外的主要恶化因素造成的差错率的恶化来说，增加插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目是无效的。

在图2中可知，在Eb/No处于约20dB～约30dB的范围内时，作为差错率的主要恶化因素，热噪声起支配作用，而在Eb/No处于约30dB以上的范围时，作为差错率的主要恶化因素，热噪声以外的主要因素起支配作用。

因此，在线路质量处于某个程度的范围(在图2中是约20dB～约30dB)内时，通过增加插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目，能够提高解调信号的差错率特性，但在线路质量处于某个良好程度的范围(在图2中是约30dB以上)时，无论怎样增加插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目，不仅传输效率降低，而且也不能提高解调信号的差错率特性。

鉴于以上方面，在本实施例中，按照线路质量，自适应地改变插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目。具体地说，在线路质量为某个良好程度的情况下(即，作为差错率特性的主要恶化因素，热噪声以外的主要因素起支配作用，即使增加传输路径估计用前置码的数目，也不能期望改善解调信号的差错率的情况)，使插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目尽量小(在本实施例中为‘1’)。相反，在线路质量不好的情况下(即，作为差错率特性的主要恶化因素，热噪声起支配作用的情况)，增加插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目。

由此，可以兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率。

以下，参照图3来说明本实施例的OFDM通信装置。图3是表示本发明实施例1的OFDM通信装置的结构方框图。本实施例的OFDM通信装置包括接收系统和发送系统。

在发送系统中，调制部101对信息信号进行调制处理，将调制处理后的信息信号输出到变换部103。选择部102根据来自后述的接收系统中的检测部115的质量信息，将传输路径估计用前置码1或传输路径估计用前置码2的其中一个输出到变换部103。再有，如后述，来自检测部115的质量信息是表示接收系统中的解调信号质量的信息。

变换部103选择由调制部101调制处理后的信息信号或来自选择部102的传输路径估计用前置码的其中一个，并输出到IFFT部104。IFFT部104对来自变换部103的调制处理后的信息信号和传输路径估计用前置码进行IFFT处理，生成OFDM信号，将生成的OFDM信号输出到保护区间(以下称为‘GI’)插入部105。GI插入部105将保护区间插入到已生成的OFDM信号中后生成发送信号。生成的发送信号通过天线106被发送到通信对方。

另一方面，在接收系统中，同步部108将通过天线107接收到的信号(接收信号)输出到平均部110和选择部111，同时计算接收信号和IFFT处理后的传输路径估计用前置码之间的相关值，检测算出的相关值为最大的定时。具体地说，如图4所示，同步部108包括：相关器301，计算接收信号和IFFT处理后的传输路径估计用前置码之间的相关值；以及最大值检测部(最大检测部)302，检测相关器301算出的相关值为最大的定时。再有，相关器301中的传输路径估计用前置码具有与发送系统中插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码相同的信号图案。该同步部108将最大值检测部302检测出的定时输出到定时生成部109。

定时生成部109使用检测出的定时，生成表示FFT部112中的FFT处理的开始定时的定时信号，将生成的定时信号输出到构成解调部件的一部分的FFT部112。

平均部110对两个码元区间的来自同步部108的接收信号进行平均，将平均后的接收信号输出到选择部111。选择部111根据存储于存储器114中的、表示插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目信息，将来自同步部108的接收信号或来自平均部110的平均后的接收信号的其中之一输出到FFT部112。

FFT部112通过对来自选择部111的接收信号进行FFT处理，提取由各副载波传输的信号。由此，根据来自定时生成部109的定时信号进行传输路径补偿。与FFT部112一起形成解调部件的解调部113通过对FFT部112提取出的信号进行解调处理，来生成解调信号。该解调部113将生成的解调信号输出到检测部115，同时将表示生成的解调信号中的传输路径估计用前置码的数目的信息输出到存储器114。表示该传输路径估计用前置码的码元数目的信息是由通信对方通过通知信道等通知的信息。存储器114存储表示该传输路径估计用前置码的数目的信息，同时输出到上述选择部111。

检测部115检测来自解调部113的解调信号的质量，使用检测结果来生成表示解调信号质量的信息(质量信息)。该质量信息被输出到上述接收系统中的选择部102。

下面，还参照图5和图6来说明具有上述结构的OFDM通信装置的工作情况。图5是表示本发明实施例1的OFDM通信装置使用的以突发为单位的信号格式状况(第1例)的模式图。图6是表示本发明实施例1的OFDM通信装置使用的以突发为单位的信号格式状况(第2例)的模式图。

在发送系统中，选择部102根据来自发送系统中的检测部115的质量信息，决定插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码。即，在接收系统中的解调信号的质量处于阈值以上的情况下，作为解调信号的差错率的主要恶化因素，在热噪声以外的主要因素起支配作用这样的认识下，作为插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码，选择码元数目更小的(这里码元数目为‘1’)传输路径估计用前置码。相反，在接收系统中的解调信号的质量低于阈值的情况下，作为解调信号的差错率的主要恶化因素，在热噪声起支配作用这样的认识下，作为插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码，选择码元数目更大的(这里码元数目为‘2’)传输路径估计用前置码。

再有，作为解调信号的差错率的主要恶化因素，选择部102中使用的阈值可以使用热噪声起支配作用或热噪声以外的主要因素起支配作用的临界点上的线路质量(例如，在图2中为Eb/No＝30dB)来设定。换句话说，上述阈值可以通过增加插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目，使用解调信号的差错率特性是否提高的临界点的线路质量来设定。

于是，在通信开始时，假设由选择部102选择的表示传输路径估计用前置码的码元数目的信息通过通知信道或控制信道等规定的信道向通信对方发送，并存储在通信对方的接收系统的存储器114中。以后，不仅在通信开始时，而且在规定时间间隔中，通过上述规定信道，最好将表示由选择部102选择出的传输路径估计用前置码的码元数目的信息发送到通信对方。

选择部102选择出的传输路径估计用前置码被输出到变换部103。将信息信号按照规定的调制方式(例如QPSK或16QAM等)调制后，输出到变换部103。

调制部101调制处理后的信息信号或来自选择部102的传输路径估计用前置码被变换部103选择并输出到IFFT部104。具体地说，在选择部102选择出码元数目为2的传输路径估计用前置码的情况下，从变换部103对IFFT部104依次输出2码元的传输路径估计用前置码和调制处理后的信息信号。相反，在选择部1 02选择了码元数目为1的传输路径估计用前置码的情况下，从变换部103对IFFT部104依次输出1码元的传输路径估计用前置码和调制处理后的信息信号。

IFFT部104对来自变换部103的传输路径估计用前置码和调制处理后的信息信号进行IFFT处理。具体地说，传输路径估计用前置码和调制处理后的信息信号首先从一序列的信号被变换成多序列的信号。进而，各序列的信号通过IFFT处理，生成使各序列的信号重叠在序列固定的副载波上的OFDM信号。

由IFFT部104生成的OFDM信号通过GI插入部105被插入保护区间。由此生成发送信号。具体地说，在选择部102选择出码元数为2的传输路径估计用前置码的情况下，生成图5所示的以突发为单位的发送信号。即，生成包含保护区间、1码元的传输路径估计用前置码、保护区间、1码元的传输路径估计用前置码、保护区间、及规定码元数目的信息信号(数据)的以突发为单位的发送信号。再有，图5所示的以突发为单位的信号中的各传输路径估计用前置码都具有相同的信号图案。

相反，在选择部102选择了码元数目为1的传输路径估计用前置码的情况下，生成图6所示的以突发为单位的发送信号。即，生成包含保护区间、1码元的传输路径估计用前置码、保护区间、及规定码元数目的信息信号(数据)的以突发为单位的发送信号。再有，不用说，对于图5和图6中的传输路径估计用前置码和信息信号(数据)的部分进行IFFT处理。

这样生成的以突发为单位的发送信号进行规定的发送处理后，通过天线106向通信对方发送。

另一方面，在接收系统中，通信对方发送的信号经天线107被送至同步部108。再有，上述通信对方具有与图3所示结构相同的结构。因此，对上述通信对方发送的信号进行了参照图3的发送系统说明的处理。而且，表示由通信对方中的发送部102选择出的传输路径估计用前置码的码元数目的信息在通信开始时通过通知信道等规定的信道向OFDM通信装置本身发送，存储在OFDM通信装置本身的接收系统的存储器114中。

来自天线107的接收信号经同步部108输出到平均部110和选择部111。此外，在同步部108内，相关器301计算接收信号和IFFT处理后的传输路径估计用前置码之间的相关值，最大值检测部302检测算出的相关值为最大值的定时。检测出的定时被输出到定时生成部109。

定时生成部109使用最大值检测部302检测出的定时，生成表示FFT部112中的FFT处理的开始定时的定时信号。生成的定时信号被输出到FFT部112。

平均部110对在2码元区间来自同步部108的接收信号进行平均。平均后的接收信号被输出到选择部111。选择部111根据存储器114中存储的表示传输路径估计用前置码的码元数目的信息，选择来自同步部108的接收信号或来自平均部110的平均后的接收信号的其中之一作为要输出到FFT部112的信号。

具体地说，在接收到传输路径估计用前置码的时间内，在传输路径估计用前置码的码元数目为2的情况下，选择来自平均部110的平均后的接收信号，作为要输出到FFT部112的信号。此时，来自平均部110的平均后的接收信号相当于将以突发为单位的接收信号中的1码元的传输路径估计用前置码所对应的信号、以及另一码元的传输路径估计用前置码所对应的信号进行平均所得的信号。该平均后的接收信号通过平均成为热噪声降低的信号。相反，在传输路径估计用前置码的码元数目为1的情况下，选择来自同步部108的接收信号作为要输出到FFT部112的信号。

另一方面，在接收到信息信号(数据)的时间内，与传输路径估计用前置码的码元数目无关，选择来自同步部108的接收信号(即与接收信号中的信息信号对应的信号)作为要输出到FFT部112的信号。这样，由选择部111选择出的信号被输出到FFT部112。

FFT部112对来自选择部111的接收信号进行基于定时生成部109生成的定时信号的FFT处理。这相当于根据传输路径估计用已知信号(传输路径估计用前置码)对接收信号进行传输路径补偿。由此，提取由各副载波传输的信号。由各副载波传输的信号被输出到解调部113。

解调部113通过对来自FFT部112的各副载波传输的信号进行解调处理，来获得解调信号。具体地说，由各副载波传输的信号从多序列的信号变换成一序列的接收信号。然后，使用与一序列的接收信号中的传输路径估计用前置码对应的信号来进行传输路径估计。进而，使用传输路径的估计结果，对与一序列的接收信号中的信息信号对应的信号进行传输路径补偿，从而获得解调信号。

再有，在由通信对方将2码元的传输路径估计用前置码插入到以突发为单位的信号中的情况下，如上所述，从选择部111对FFT部112输出在2码元区间内将与接收信号中的传输路径估计用前置码对应的信号进行平均所得的信号。由此，从FFT部112输出到解调部113的、与接收信号中的传输路径估计用前置码对应的信号成为热噪声降低的信号。因此，解调部113中获得的解调信号也成为降低了热噪声影响的信号。再有，在本实施例中，对2码元区间内与FFT处理前的接收信号中的传输路径估计用前置码对应的信号进行平均，但在2码元区间即使对与FFT处理后的接收信号中的传输路径估计用前置码对应的信号进行平均，也可获得同样的效果。

解调部113获得的解调信号被输出到检测部115。再有，如果限定于通信开始时间，则表示解调信号中的传输路径估计用前置码的码元数目的信息从解调部113输出到存储器114。该信息被存储在存储器114中。

检测部115检测来自解调部113的解调信号的质量，生成表示检测出的质量的信息(质量信息)。作为表示质量的指标，例如可使用Eb/No或接收电平信息(RSSI)等。生成的质量信息被输出到上述的发送系统的选择部102。

如上所述，在本实施例的OFDM通信装置中，需要将根据线路质量选择出的传输路径估计用前置码的码元数目通过通知信道或控制信道通知通信对方。为了将该传输路径估计用前置码的码元数目通知通信对方，对1用户(1个通信对方)仅需要1比特的信息量。可是，例如使用16QAM作为调制方式，副载波数目为48，可以用1码元来传输192比特的信息。因此，用于向通信对方通知传输路径估计用前置码的码元数目所需要的信息量与通信整体所需要的信息量相比，小到可以忽略的程度。

再有，在本实施例中，作为插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码，举例说明了使用码元数目为1和2这两种传输路径估计用前置码的情况，但本发明也可以应用于使用码元数目相互不同的三种以上的传输路径估计用前置码的情况。这种情况下，作为差错率特性的主要恶化因素，因热噪声以外的主要因素起支配作用，即使增加传输路径估计用前置码的数目，也不能期望改善解调信号的差错率时，也可以使用码元数目最小的传输路径估计用前置码。相反，作为差错率特性的主要恶化因素，在热噪声起支配作用时，在解调信号的差错率满足需要质量(例如，0.01等)的条件下，也可以使用码元数目最小的传输路径估计用前置码。由此，可以兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率。

在本实施例中，说明了以下情况：通过增加插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目，使用解调信号的差错率特性是否提高的临界点的线路质量来设定选择多个传输路径估计用前置码时的阈值。本发明不限于此，也可以应用于通过各种方法来设定选择多个传输路径估计用前置码时的阈值的情况。例如，作为上述阈值，为了获得解调信号所需要的差错率(例如0.01)，也可以使用必要的线路质量(在图2中为Eb/No＝22dB)。此时，在解调信号的质量处于阈值以上的情况下，使用码元数目更小的传输路径估计用前置码，相反，在解调信号的质量低于阈值的情况下，可以使用码元数目更大的传输路径估计用前置码。

这里，简单说明本实施例的提高传输效率的效果。例如，在分组长度为54BYTE，16QAM-R＝3/4的情况下，信息信号(数据)的传输上所需的OFDM码元数目为3，所以传输1个分组的信息所需的OFDM码元数目为4。在本实施例中，如上所述，在线路质量为某个良好程度时，将插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目从2变更为1。这里，在总用户数为100，总用户中50个用户随着线路质量良好而使用码元数目为1的传输路径估计用前置码的情况下，可传输的信息量增加9600比特(192×50)。即，可传输的信息量增大16.5％。此外，在所有100个用户使用码元数目为1的传输路径估计用前置码的情况下，可传输的信息量增大33％。

于是，在本实施例中，按照线路质量，自适应地改变插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目。具体地说，在线路质量良好到某个程度的情况下(即，作为差错率特性的主要恶化因素，是热噪声以外的主要因素起支配作用，即使增加传输路径估计用前置码的数目，也不能期望改善解调信号的差错率的情况)，使插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目更小。相反，在线路质量不良好的情况下(即，作为差错率特性的主要恶化因素，热噪声起支配作用的情况)，增加插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目。由此，可以兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率。

在本实施例中，作为表示线路质量的指标，说明了使用从本台的OFDM通信装置(OFDM通信装置自身)的接收信号中获得的解调信号的质量(即，由通信对方发送的信号的接收质量)的情况，但不用说，作为表示线路质量的指标，本发明也可以使用从通信对方的接收质量中获得的解调信号的质量(即，装置自身发送的信号在通信对方中的接收质量)(这不仅在本实施例中，而且在以下叙述的实施例中也适用)。即使在这种情况下，也可以兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率。

(实施例2)

在本实施例中，除了实施例1以外，作为表示线路质量的指标，说明不仅使用接收电平信息，而且使用多路径的延迟时间(延迟分布)的情况。

解调信号的差错率特性不仅因接收电平信息而且因多路径的延迟时间(即，主波和期望波之间的到达时间差)而具有变化的可能性。因此，仅根据接收电平信息来决定插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的数目，不是最合适的。即，一般地，在多路径的延迟时间长的情况下，解调信号的差错率特性的恶化大，相反，在多路径的延迟时间短的情况下，解调信号的差错率特性的恶化小。

因此，在本实施例中，在多路径的延迟时间长的情况下，作为切换码元数目为1的传输路径估计用前置码和码元数目为2的传输路径估计用前置码时使用的阈值，使用阈值比实施例1大的阈值。即，以图2为例，对于实施例1中使阈值为Eb/No＝30dB来说，在本实施例中，使阈值为Eb/No≥30dB(例如32dB)。而在多路径的延迟时间短的情况下，作为切换码元数目为1的传输路径估计用前置码和码元数目为2的传输路径估计用前置码时使用的阈值，使用阈值比实施例1小的阈值就可以。

图7是表示本发明实施例2的OFDM通信装置的结构方框图。对于图7中的与实施例1(图3)相同的结构附以与图3结构相同的标号，并省略详细的说明。

如图7所示，本实施例的OFDM通信装置在实施例1的OFDM通信装置中附加了以下结构：延迟分布检测部601，使用由各副载波传输的信号来检测延迟分布(多路径的延迟时间)；大小比较部602，进行检测出的延迟分布和阈值REF之间的比较；以及运算部603，根据比较结果，对检测部115获得的质量信息进行运算，将运算后的质量信息输出到选择部102。

下面，仅着眼于与实施例1的不同点，并参照图8～图10来说明具有上述结构的OFDM通信装置的工作情况。图8是表示本发明实施例2的OFDM通信装置中的各副载波传输的信号的接收电平状况(第1例)的模式图。图9是表示本发明实施例2的OFDM通信装置中的各副载波传输的信号的接收电平状况(第2例)的模式图。图10是表示本发明实施例2的OFDM通信装置中的延迟分布检测部601的结构方框图。

延迟分布检测部601使用来自FFT部112的各副载波传输的信号来检测延迟分布。具体地说，延迟分布、即多路径的延迟时间使用各副载波传输的信号同的接收电平之差来检测。即，在多路径的延迟时间短的情况下，如图8所示，相邻的副载波传输的信号间的接收电平之差小，相反，如图9所示，在多路径的延迟时间长的情况下，相邻的副载波传输的信号间的接收电平之差大。

因此，如图10所示，首先，将各副载波传输的信号的绝对值依次输出到减法运算部902，同时在由延迟部901延迟规定的时间后输出到减法运算部902。

减法运算部902计算相邻的副载波传输的信号(绝对值)间的接收电平之差。算出的接收电平之差通过绝对值计算部903而获得绝对值后，由平均部904进行平均。由此，检测延迟分布。表示检测出的延迟分布的信息被输出到大小比较部602。大小比较部602进行延迟分布检测部601检测出的延迟分布和阈值的比较。比较结果被输出到运算部603。

运算部603根据大小比较部602中的的比较结果，对来自检测部115的质量信息进行运算。具体地说，在延迟分布处于阈值以上的情况下(即，多路径的延迟时间长的情况)，从质量信息中减去规定值。这样对质量信息进行减法运算，实质上相当于增加选择部102中的阈值(即，作为切换码元数目为1的传输路径估计用前置码和码元数目为2的传输路径估计用前置码时使用的阈值，使用比实施例1的阈值大的阈值)。相反，在延迟分布低于阈值的情况下(即，多路径的延迟时间短的情况)，不进行对质量信息的运算。运算部603运算出的质量信息被输出到发送系统的选择部102。

于是，根据本实施例，作为表示线路质量的指标，不仅使用接收电平信息，还使用多路径的延迟时间(延迟分布)，无论多路径的延迟时间如何，都能够兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率。

(实施例3)

在本实施例中，说明降低在实施例2中计算的多路径的延迟时间误差的情况。

一般地，在接收系统中，因无线部中的自动增益控制的误差等，存在在接收电平上产生误差的情况。这种情况下，在图7所示的延迟分布检测部601检测出的延迟分布中产生误差。因此，在本实施例中，将算出的延迟分布与各副载波传输的信号的接收电平的平均值进行除法运算。

除了延迟分布检测部601以外，本实施例的OFDM通信装置的结构与实施例2的结构相同。因此，参照图11仅说明延迟分布检测部601的内部结构。图11是表示本发明实施例3的OFDM通信装置中的延迟分布检测部601的内部结构的方框图。再有，对于图11中的与实施例2(图10)相同的结构附以与图10结构相同的标号，并省略详细的说明。

在图11中，由各副载波传输的信号的绝对值通过绝对值计算部1001获得绝对值(即，计算接收电平)后，由平均部1002进行平均。由此，计算各副载波传输的信号的接收电平的平均值。除法运算部1003将平均部904算出的延迟分布除以来自平均部1002的接收电平的平均值。以上这样获得的新的延迟分布被输出到图7中的大小比较部602。

于是，在本实施例中，将算出的延迟分布除以接收信号的电平(由各副载波传输的信号的接收电平的平均值)，将通过该除法运算获得的值作为新的延迟分布。由此，即使在接收电平中产生误差的情况下，也可以计算高精度的多路径的延迟时间。因此，无论接收电平中的误差如何，都可以兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率。

(实施例4)

在本实施例中，说明以下情况：在实施例1～3中，按照实际进行通信的通信对方(用户)的总数，来选择插入到以突发为单位的信号的传输路径估计用前置码的码元数目。

在实际环境中，并不是所有用户都在进行通信(或与所有用户进行通信)，所以在单位帧中存在未进行通信的时间带。这里的单位帧包含规定数目的图5或图6所示的以突发为单位的信号。具体地说，例如，在进行通信的通信对方多的情况下，在单位帧中，包含更多的以突发为单位的信号，同时包含更少的通信中未使用的时间带。相反，在进行通信的通信对方少的情况下，在单位帧中，包含更少的以突发为单位的信号，同时包含更多的通信中未使用的时间带。

因此，在实际进行通信的通信对方少的情况下，如果将码元数目大的传输路径估计用前置码插入到规定的通信对方的以突发为单位的信号中，则整体的传输效率下降。另一方面，在实际进行通信的通信对方多的情况下，即使将码元数目大的传输路径估计用前置码插入到规定的通信对方的以突发为单位的信号中，整体的传输效率也几乎不下降。

因此，在本实施例中，按照实际进行通信的通信对方(用户)的总数，选择插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目。即，在实际进行通信的通信对方的总数多的情况下，作为切换码元数目为1的传输路径估计用前置码和码元数目为2的传输路径估计用前置码时使用的阈值，选择比实施例1中的阈值小的阈值。而在实际进行通信的通信对方的总数少的情况下，作为切换码元数目为1的传输路径估计用前置码和码元数目为2的传输路径估计用前置码时使用的阈值，选择比实施例1中的阈值大的阈值。

这样的选择可以应用于实施例1～实施例3的任何一个，在本实施例中，参照图12举例说明将这样的选择应用于实施例1的情况。图12是表示本发明实施例4的OFDM通信装置的结构方框图。再有，对于图12中的与实施例1(图3)相同的结构附以与图3结构相同的标号，并省略详细的说明。

本实施例的OFDM通信装置在实施例1的OFDM通信装置中附加以下结构：接收电平计算部1101，计算来自天线107的接收信号的接收电平；平均部1102，对算出的接收电平进行平均，计算单位帧中的接收电平；大小比较部1103，进行算出的单位帧中的接收电平和阈值的比较；以及运算部1104，根据比较的结果，对来自检测部115的质量信息进行运算，将运算后的质量信息输出到选择部102。

下面，仅着眼于与实施例1的不同点来说明具有上述结构的OFDM通信装置的工作情况。接收电平计算部1101对各帧计算来自天线107的接收信号的接收电平。算出的各帧的接收信号的接收电平由平均部1102进行平均，计算单位帧中的接收电平。单位帧中的接收电平被输出到大小比较部1103。大小比较部1103进行单位帧中的接收电平和阈值的比较。比较的结果被输出到运算部1104。

运算部1104根据大小比较部1103的比较结果，对来自检测部11 5的质量信息进行运算。具体地说，在单位帧中的接收电平处于阈值以上的情况下(即，实际进行通信的通信对方的总数多的情况)，将质量信息与规定值相加。这样对质量信息进行加法运算，实质上相当于减少选择部102中的阈值(即，作为切换码元数目为1的传输路径估计用前置码和码元数目为2的传输路径估计用前置码时使用的阈值，使用比实施例1的阈值小的阈值)。相反，在单位帧中的接收电平低于阈值的情况下(即，实际进行通信的通信对方的总数少的情况)，不对质量信息进行运算。运算部1104运算后的质量信息被输出到发送系统的选择部102。

于是，根据本实施例，按照实际进行通信的通信对方(用户)的总数，选择插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目。由此，在实际进行通信的通信对方的总数少的情况下，通过增大插入到规定的通信对方的以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目，可以削减各帧中的通信上未使用的时间带，同时可以提高上述规定的通信对方的解调信号的差错率特性。相反，在实际进行通信的通信对方的总数多的情况下，通过减小插入到规定的通信对方的以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目，可以增加各帧中包含的以突发为单位的信号的总数，所以可以提高传输效率。因此，根据本实施例，可以进一步兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率。

(实施例5)

在本实施例中，说明以下情况：按照通信信道，来改变插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目。

在OFDM方式的通信中，有与普通的信道相比要求通信质量更好的指定信道。例如，作为指定信道，有控制信道(用于进行表示要接收的以突发为单位的信息、表示适用于信息信号的调制方式的信息等通信的信道)和重发信道等(用于进行请求重发的信息通信的信道)。

这样的指定信道的数目比全部信道数目小。因此，即使固定地增大(在本实施例中为2个码元)插入到指定信道中的以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目，整体的传输效率也几乎不下降。由此，可以提高需要更好通信质量的指定信道中的解调信号的差错率，而几乎不影响整体的传输效率。

下面，参照图13举例说明将对这样的指定信道固定地增大插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目的方式应用于实施例4的情况(不言而喻，也可以应用于实施例1～实施例3的任何一个)。图13是表示本发明实施例5的OFDM通信装置的结构方框图。再有，对于图13中的与实施例4(图12)相同的结构，附以与图12中的结构相同的标号，并省略详细的说明。

本实施例的OFDM通信装置具有以下结构：在实施例4的OFDM通信装置中，包括运算部1201，根据来自大小比较部1103的比较结果和表示通信信道的信息，对来自检测部115的解调信号进行运算，从而取代运算部1104。

下面，仅着眼于与实施例4不同的方面来说明具有上述结构的OFDM通信装置的工作情况。运算部1201根据大小比较部1103的比较结果和表示通信信道的信息，对来自检测部115的质量信息进行运算。具体地说，与实施例4同样，在单位帧中的接收电平处于阈值以上的情况下(即，实际进行通信的通信对方的总数多的情况)，对质量信息进行规定值的加法运算。

而且，根据表示通信信道的信息，仅在通信信道被识别为指定信道的情况下，才从质量信息中减去足够大的规定值。于是，从质量信息中减去足够大的规定值，实质上相当于充分增加选择部102中的阈值。由此，可以使插入列以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目固定为2个码元。于是，由运算部1201运算后的质量信息被输出到发送系统的选择部102。

再有，例如，MAC(Media Access Control；媒体访问控制)部已知OFDM通信装置自身接收通过指定信道发送的信号的定时。因此，作为表示输入到运算部1201的通信信道的信息，可以使用由MAC部生成的信息。

于是，在本实施例中，按照用于所述以突发为单位的信号发送的通信信道来改变插入到通信对方的以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目。即，例如，在通信信道是指定信道的情况下，固定地增大插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目，所以可以提高需要更好通信质量的指定信道中的解调信号的差错率特性。相反，在通信信道是普通的信道的情况下，如实施例1～实施例4中说明得那样来改变插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目。由此，可以提高需要更好通信质量的指定信道中的解调信号的差错率，而对整体的传输效率几乎不产生影响。

在上述实施例中，作为增多前置码的数目的指定信道，列举了控制信道和重发信道，但本发明的指定信道不限于此，例如还包含通知信道(广播信道)等，如上所述，与普通的信道(例如用户信道)相比，主要包括很多需要更好通信质量的信道。

(实施例6)

在本实施例中，说明以下情况：不是根据来自上述通信对方的通知进行识别，而是根据使用由上述通信对方发送的信号算出的相关值来估计通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目。

在实施例1～实施例5中，通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目通过表示来自上述通信对方的传输路径估计用前置码的码元数目的信息来识别。在上述各实施例中，使用两种传输路径估计用前置码(即码元数目为1和2的传输路径估计用前置码)，所以上述信息的传输上必要的信息量对于一个通信对方仅准备1比特就可以。因此，根据本发明，从提高传输效率的观点来看，该信息量是很少的信息量。

但是，为了提高传输效率，有必要能够识别通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目，而不使用这样的信息。如果可以不需要这样的信息，例如，如果通信对方的总数为200，则可以削减200比特的信息量。

因此，在本实施例中，根据通信对方发送的以突发为单位的信号、以及使用IFFT处理后的传输路径估计用前置码算出的相关值，来估计上述通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目。

图14是表示本发明实施例6的OFDM通信装置的结构方框图。再有，对于图14中的与实施例1(图3)相同的结构，附以与图3中的结构相同的标号，并省略详细的说明。

本实施例的OFDM通信装置具有以下结构：在实施例1的OFDM通信装置中除去存储器114，使用同步部1301代替同步部108，使用选择部1303代替选择部111，而且配有相关峰值数检测部1302。

除了将算出的相关值输出到相关峰值数检测部1302以外，同步部1301具有与实施例1的同步部108相同的结构。相关峰值数检测部1302检测同步部1301算出的相关值中的峰值数，将检测结果输出到选择部1303。除了根据相关峰值数检测部1302的检测结果，将来自同步部1301的接收信号或来自平均部110的平均后的接收信号的其中之一输出到FFT部112以外，选择部1303具有与实施例1的选择部111相同的结构。

下面，再参照图15～图17来说明具有上述结构的OFDM通信装置的工作情况。图15是表示本发明实施例6的OFDM通信装置中的同步部1301算出的相关值的状况(第1例)的模式图。图16是表示本发明实施例6的OFDM通信装置中的同步部1301算出的相关值的状况(第2例)的模式图。图17是表示本发明实施例6的OFDM通信装置中的相关峰值数检测部1302的结构方框图。

在发送系统中，本实施例与实施例1不同，无论在通信开始时间还是每隔规定时间间隔，都不向通信对方通知表示选择部102选择出的传输路径估计用前置码的码元数目的信息。

另一方面，在接收系统中，通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目可以通过使用上述通信对方的接收信号和IFFT处理后的传输路径估计用前置码算出的相关值来检测。具体地说，在通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目为2(1)的情况下，如图15(图16)所示，接收信号中与传输路径估计用前置码对应的信号仅包含2个码元部分(1个码元部分)，所以在算出的相关值中产生两个(一个)峰值。

因此，如图17所示，相关峰值数检测部1302将同步部1301算出的相关值通过大小比较部1601与阈值进行比较。比较结果被输出到计数器1602。计数器1602根据比较结果，对相关值在阈值以上的次数进行计数。计数结果被输出到判定部1603。判定部1603对计数结果进行判定，检测相关值中的峰值数。检测结果被输出到选择部1303。根据该检测结果，选择部1303检测传输路径估计用前置码的码元数目。即，在相关值中的峰值数为1的情况下，被识别为传输路径估计用前置码的码元数目为1，而在相关值中的峰值数为2的情况下，被识别为传输路径估计用前置码的码元数目为2。选择部1303的以后的工作情况与实施例1相同，所以省略详细的说明。

于是，在本实施例中，不是通过来自上述通信对方的通知来识别通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目，而是使用上述通信对方发送的信号算出的相关值来估计通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目。由此，不需要传输表示传输路径估计用前置码的码元数目的信息，所以进一步防止传输效率的下降。

(实施例7)

在本实施例中说明防止传输路径估计用前置码的码元数目的估计错误的情况。

在实施例6中，根据使用上述通信对方发送的信号算出的相关值来估计通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目。但是，在线路质量差的情况下，因在算出的相关值中产生误差，所以不能正确地估计传输路径估计用前置码的码元数目。由此，存在解调信号的差错率特性恶化的危险。

因此，在本实施例中，在线路质量差的情况下，固定地增大插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目(这里为2个码元)。由此，可以防止错误估计传输路径估计用前置码的码元数目。以下，举例说明在实施例1中适用的在这样的通信质量差的通信对方的信号中插入码元数目大的传输路径估计用前置码的情况(也可以应用于实施例2～实施例6)。

图18是表示本发明实施例7的OFDM通信装置的结构方框图。再有，对于图18中的与实施例1(图3)相同的结构，附以与图3中的结构相同的标号，并省略详细的说明。

本实施例的OFDM通信装置在实施例1的OFDM通信装置中采用以下结构：大小比较部1701，进行来自检测部115的质量信息和阈值的比较，将比较结果输出到选择部1702；以及变换部103，根据大小比较部1701的比较结果，将来自选择部102的传输路径估计用前置码或码元数目为2的传输路径估计用前置码的其中之一输出到变换部103。

下面，仅着眼于与实施例1的不同点来说明具有上述结构的OFDM通信装置的工作情况。检测部115生成的质量信息被输出到大小比较部1701和选择部102。进行与实施例1相同的操作，从选择部102向选择部1702输出传输路径估计用前置码。

大小比较部1701进行质量信息和阈值的比较。该比较的结果被输出到选择部1702。选择部1702根据大小比较部1701的比较结果，将来自选择部102的传输路径估计用前置码或码元数目为2的传输路径估计用前置码的其中之一选择作为要输出到变换部103的传输路径估计用前置码。具体地说，根据大小比较部1701的比较结果，仅在识别为线路质量差的情况下，选择码元数目为2的传输路径估计用前置码。在除此以外的情况下(即识别为线路质量良好的情况下)，来自选择部102的传输路径估计用前置码被选择作为要输出到变换部103的传输路径估计用前置码。选择部1702选择出的传输路径估计用前置码被输出到变换部103。

在本实施例中，与实施例1同样，在通信开始时间和每隔规定时间间隔，表示选择部1702选择出的传输路径估计用前置码的码元数目的信息通过规定信道发送到通信对方。表示这样发送的传输路径估计用前置码的信息被存储在通信对方的接收系统的存储器114中。

于是，在本实施例中，对于通信质量差的通信对方，固定地增大插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的码元数目。由此，在上述通信对方中，能够可靠地识别接收信号中包含的传输路径估计用前置码的数目，所以可以防止解调信号的差错率特性的恶化。固定地增大传输路径估计用前置码的码元数目的原因在于，仅限制通信质量差的通信对方的以突发为单位的信号，所以整体的传输效率的下降很小。

(实施例8)

在本实施例中说明以下情况：削减电路规模，同时不是通过来自上述通信对方的通知来识别通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目，而是使用上述通信对方发送的信号来估计通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目。

在实施例6中，根据使用上述通信对方发送的信号算出的相关值来估计通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目。但是，为了构成计算相关值的相关器，如果FFT采样数例如为64，则需要64个复数相关器。因此，配有这样的相关器的OFDM通信装置的电路规模非常大。

因此，在本实施例中，在通信对方的接收信号的接收电平处于阈值以上的情况下，估计为在上述通信对方的接收信号中插入更小的码元数目的传输路径估计用前置码。该估计着眼于以下事实：因上述通信对方的线路质量良好，因而上述通信对方选择码元数目更小的传输路径估计用前置码。

相反，在通信对方的接收信号的接收电平低于阈值的情况下，估计为在上述通信对方的接收信号中插入更大的码元数目的传输路径估计用前置码。该估计着眼于以下事实：因上述通信对方的线路质量差，因而上述通信对方选择码元数目更大的传输路径估计用前置码。

图19是表示本发明实施例8的OFDM通信装置的结构方框图。再有，对于图19中的与实施例1(图3)相同的结构，附以与图3中的结构相同的标号，并省略详细的说明。

本实施例的OFDM通信装置具有以下结构：在实施例1的OFDM通信装置中，除去存储器114，使用选择部1803代替选择部111，而且包括电平计算部1801和大小比较部1802。

除了根据大小比较部1802的比较结果，将来自同步部108的接收信号或来自平均部110的平均后的接收信号的其中之一输出到FFT部112以外，选择部1803具有与实施例1的选择部111相同的结构。电平计算部1801计算来自同步部108的接收信号的接收电平，将算出的接收电平输出到大小比较部1802。大小比较部1802进行算出的接收电平和阈值的比较，将比较的结果输出到选择部1803。

下面，仅着眼于与实施例1的不同点来说明具有上述结构的OFDM通信装置的工作情况。在发送系统中，本实施例与实施例1有所不同，无论在通信开始时间还是每隔规定时间间隔，都不向通信对方通知表示选择部102选择出的传输路径估计用前置码的码元数目的信息。

另一方面，在接收系统中，电平计算部1801计算来自同步部108的接收信号的接收电平。算出的接收电平被存储到该电平计算部1801中，同时被输出到大小比较部1802。该电平计算部1801可以由存储算出的接收电平(I²+Q²)的一个存储器来构成。或者，该电平计算部1801可由两个乘法运算器(即将接收信号的I分量和I分量进行乘法运算的乘法运算器、将接收信号的Q分量和Q分量进行乘法运算的乘法运算器)、以及一个加法运算器(即将各乘法运算器的乘法运算结果相加的加法运算器)来构成。

大小比较部1802进行算出的接收电平和阈值的比较。比较的结果被输出到选择部1803。选择部1803根据大小比较部1802的比较结果，检测传输路径估计用前置码的码元数目。具体地说，在接收信号的接收电平处于阈值以上的情况下，检测在接收信号中插入更少的码元数目(这里为1)的传输路径估计用前置码的情况。相反，在接收信号的接收电平低于阈值的情况下，检测在接收信号中插入更大的码元数目(这里为2)的传输路径估计用前置码的情况。由于选择部1803中的以后的工作情况与实施例1相同，所以省略详细的说明。

于是，在本实施例中，不是根据来自上述通信对方的通知来识别通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目，而是通过上述通信对方发送的信号的接收电平来估计。由此，不需要传输表示传输路径估计用前置码的码元数目的信息，所以进一步防止传输效率的下降。而且，不使用相关器来估计上述通信对方选择出的传输路径估计用前置码的数目，与实施例6相比，可以削减电路规模。

(实施例9)

在本实施例中说明以下情况：削减处理延迟，同时不通过来自上述通信对方的通知来识别通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目，而使用上述通信对方发送的信号来估计通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目。

在实施例6中，使用上述通信对方的接收信号和IFFT处理后的传输路径估计用前置码的相关值来估计通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目。这种情况下，产生与一个OFDM信号部分相当的时间的处理延迟。

在上述实施例中，在使用码元数目为2的传输路径估计用前置码的情况下，使用图5所示的格式。最近，作为使用码元数目为2的传输路径估计用前置码时的格式，提出图20所示的格式。图20是表示本发明实施例9的OFDM通信装置中的以突发为单位的信号的格式状况的模式图。

如图20所示，第1码元的传输路径估计用前置码起到第2码元的传输路径估计用前置码的保护间隔的作用。因此，在第1码元的传输路径估计用前置码和第2码元的传输路径估计用前置码之间，不需要插入保护间隔。因此，与图5所示的格式不同，在图20所示的格式中，在第1码元的传输路径估计用前置码之前，填补插入两个保护区间。因此，在本实施例中说明以下情况：在使用码元数为2的传输路径估计用前置码时，使用图20所示的格式。

在通信对方根据图20所示的格式进行发送的情况下(即，在以突发为单位的信号中插入码元数目为2的传输路径估计用前置码的情况)，在接收信号和保护间隔的相关值中，如图20所示，在对应于保护区间中央的定时中，产生具有规定大小的峰值。另一方面，在通信对方根据图6所示的格式进行发送的情况下(即，在以突发为单位的信号中插入码元数目为1的传输路径估计用前置码的情况)，在接收信号和保护间隔的相关值中，不产生具有上述规定大小的峰值。在本实施例中，使用接收信号和保护区间的相关值，来估计通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目。

图21是表示本发明实施例9的OFDM通信装置的结构方框图。再有，对于图21中的与实施例1(图3)相同的结构，附以与图3中的结构相同的标号，并省略详细的说明。

本实施例的OFDM通信装置具有以下结构：在实施例1的OFDM通信装置中，除去存储器114，使用选择部2001代替选择部102，使用选择部2006代替选择部111，使用GI插入部2002和GI插入部2007代替GI插入部105，并配有选择部2003、相关部2004和大小比较部2005。

除了将传输路径估计用前置码的选择结果通知选择部2003以外，选择部2001具有与实施例1(图3)的选择部102相同的结构。

GI插入部2002根据图20所示的格式，将保护区间插入到生成的OFDM信号，生成发送信号。GI插入部2007根据图6所示的格式，将保护区间插入到生成的OFDM信号，生成发送信号。

选择部2003根据选择部2001的传输路径估计用前置码的选择结果，将通过GI插入部2007或GI插入部2002插入了保护区间的OFDM信号作为发送信号。

相关部2004计算来自同步部108的接收信号和保护区间之间的相关值。大小比较部2005进行相关部2004算出的相关值中的峰值和阈值之间的比较。除了根据大小比较部2005的比较结果，将来自同步部108的接收信号或来自平均部101的平均后的接收信号的其中之一输出到FFT部112以外，选择部2006具有与实施例1的选择部111相同的结构。

下面，仅着眼于与实施例1的不同点来说明具有上述结构的OFDM通信装置的工作情况。在发送系统中，本实施例与实施例1有所不同，无论在通信开始时还是每隔规定时间间隔，都不向通信对方通知表示选择部2001选择出的传输路径估计用前置码的码元数目的信息。此外，选择部2001的传输路径估计用前置码的选择结果被输出到选择部2003。

GI插入部2002对于IFFT部104生成的OFDM信号，根据图20所示的格式来插入保护区间，从而生成发送信号。GI插入部2007对IFFT部104生成的OFDM信号，根据图6所示的格式来插入保护区间，从而生成发送信号。再有，图20所示的格式的传输路径估计用前置码之前插入的保护区间是将两个图6所示格式的传输路径估计用前置码之前插入的保护区间连结生成的保护区间。

选择部2003根据选择部2001的传输路径估计用前置码的选择结果，选择由GI插入部2002或GI插入部2007的其中之一生成的发送信号作为要实际发送的发送信号。具体地说，在通过选择部2001选择了码元数目是2(1)的传输路径估计用前置码的情况下，选择由GI插入部2002(GI插入部2007)生成的发送信号作为要发送的发送信号。在对选择部2003选择出的发送信号进行规定的发送处理后，通过天线106发送到通信对方。

另一方面，在接收系统中，相关部2004计算来自同步部108的接收信号和保护区间之间的相关值。再有，不言而喻，这里的保护区间具有与发送系统中GI区间插入部2007或G1区间插入部2002使用的保护区间相同的信号图案。

大小比较部2005进行相关部2004算出的相关值中的峰值和阈值之间的比较。比较的结果被输出到选择部2006。选择部2006根据大小比较部2005的比较结果，检测传输路径估计用前置码的码元数目。即，在相关值中发生具有规定大小的峰值情况下，被识别为传输路径估计用前置码的码元数目是2，而在相关值中不发生具有规定大小的峰值情况下，被识别为传输路径估计用前置码的码元数目是1。选择部2006的以后的工作情况与实施例1相同，所以省略详细的说明。

于是，在本实施例中，在发送系统中，根据线路质量选择出的传输路径估计用前置码的码元数目，来改变插入到以突发为单位的信号中的规定位置(在本实施例中是以突发为单位的信号的前端部)的保护区间的码元数目(在本实施例中为1或2)。此外，在接收系统中，按照接收信号和保护区间之间的相关值中的具有规定大小的峰值的数目，来估计通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目。由此，不需要传输表示传输路径估计用前置码的码元数目的信息，所以进一步防止传输效率的下降。

而且，取代传输路径估计用前置码，使用保护区间来计算与接收信号之间的相关值，使用算出的相关值来估计通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目，所以与实施例6相比，可以抑制产生的处理延迟的时间。

另外，可以使用于构成相关器2004所必需的乘法运算器、加法运算器和延迟器的总数(保护区间的采样数/2)少于用于构成同步部108所需要的乘法运算器、加法运算器和延迟器的总数。

(实施例10)

在本实施例中，说明以下情况：简化装置规模，不是根据来自上述通信对方的通知来识别通信对方选择出的传输路径估计用前置码的码元数目，而是使用从上述通信对方发送的信号来估计。

在实施例9中，按照选择出的传输路径估计用前置码的码元数目，来改变插入到以突发为单位的信号中的保护区间的码元数目。因此，在实施例9中，存在发送系统的处理变得复杂的可能性。

因此，在本实施例中，按照选择出的传输路径估计用前置码的码元数目，来改变插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的信号图案。

图22是表示本发明实施例10的OFDM通信装置的结构方框图。再有，对于图22中的与实施例1(图3)相同的结构，附以与图3中的结构相同的标号，并省略详细的说明。

本实施例的OFDM通信装置具有以下结构：在实施例1的OFDM通信装置中，除去存储器114，使用选择部2101代替选择部102，使用同步部2102代替同步部108，使用选择部2105代替选择部111，并配有相关部2103和大小比较部2104。

除了根据来自检测部115的质量信息，将传输路径估计用前置码1或传输路径估计用前置码3的某一个输出到变换部103这点以外，选择部2101具有与实施例1的选择部102相同的结构。这里，传输路径估计用前置码3具有传输路径估计用前置码1的两倍信号长度(即与上述的传输路径估计用前置码2相同的信号长度)，并且，具有与传输路径估计用前置码1不同的信号图案。具体地说，传输路径估计用前置码3通过将两个具有与传输路径估计用前置码1相同的信号长度并且具有不同的信号图案的信号进行结合而生成。这里，传输路径估计用前置码1的码元数目是1，传输路径估计用前置码3的码元数目是2。

除了不仅计算接收信号和IFFT处理后的传输路径估计用前置码1之间的相关值，而且计算接收信号和IFFT处理后的传输路径估计用前置码3之间的相关值，检测各相关值为最大的定时以外，同步部2102具有与实施例1中的同步部108相同的结构。

相关部2103计算来自同步部2102的接收信号和传输路径估计用前置码3之间的相关值。大小比较部2104进行相关部2103算出的相关值中的具有规定的大小的峰值和阈值之间的比较。除了根据大小比较部2104的比较结果，将来自同步部2102的接收信号或来自平均部110的平均后的接收信号的某一个输出到FFT部112以外，选择部2105具有与实施例1中的选择部111相同的结构。

下面，仅着眼于与实施例1的不同点来说明具有上述结构的OFDM通信装置的工作情况。在发送系统中，在接收系统的解调信号的质量处于阈值以上的情况下，选择传输路径估计用前置码1。相反，在接收系统中的解调信号的质量低于阈值的情况下，选择传输路径估计用前置码3。选择出的传输路径估计用前置码被输出到变换部103。

另一方面，在接收系统中，同步部2102计算接收信号和传输路径估计用前置码1之间的相关值、以及接收信号和传输路径估计用前置码3之间的相关值。而且，检测算出的各相关值为最大的定时。由此，即使在接收信号中插入传输路径估计用前置码1和传输路径估计用前置码3的某一个，也可检测相关值为最大值的定时。检测出的定时被输出到定时生成部109。

相关部2103计算来自同步部2103的接收信号和传输路径估计用前置码之间的相关值。这里，在由通信对方使用传输路径估计用前置码3的情况下，在算出的相关值中产生具有规定大小的峰值。相反，在由通信对方使用传输路径估计用前置码1的情况下，在算出的相关值中不产生具有规定大小的峰值。算出的相关值被输出到大小比较部2104。

大小比较部2104进行相关部2103算出的相关值中的峰值和阈值的比较。比较的结果被输出到选择部2105。

选择部2105根据大小比较部2104的比较结果，来检测传输路径估计用前置码的码元数目(即由通信对方使用的传输路径估计用前置码)。即，在相关值中产生具有规定大小的峰值情况下，被识别为传输路径估计用前置码的码元数目是2(即，通信对方使用传输路径估计用前置码3)，在相关值中不产生具有规定大小的峰值情况下，被识别为传输路径估计用前置码的码元数目是1(即，通信对方使用传输路径估计用前置码1)。关于选择部2105中的以后的工作情况，与实施例1相同，所以省略详细的说明。

于是，在本实施例中，在发送系统中，根据线路质量选择出的传输路径估计用前置码的码元数目，来改变插入到以突发为单位的信号中的传输路径估计用前置码的信号图案。此外，在接收系统中，计算发送系统中使用的某个传输路径估计用前置码的信号图案(在本实施例中，使用传输路径估计用前置码3，但也可以使用传输路径估计用前置码1)和接收信号之间的相关值，按照算出的相关值中具有规定大小的峰值的数目，来估计由通信对方选择出的传输路径估计用前置码。

由此，不需要传输表示传输路径估计用前置码的码元数目的信息，所以还可防止传输效率的下降。另外，发送系统的保护区间的插入方法与选择出的传输路径估计用前置码的码元数目没有关系，所以与实施例9相比，可以简化装置结构。

(实施例11)

在本实施例中参照图23和图24说明以下情况：在实施例1～实施例10中构成不使用乘法运算器的相关器，削减电路规模。图23是表示OFDM通信装置中使用的一例相关器结构的方框图。图24是表示本发明实施例11的OFDM通信装置中的相关器的结构方框图。再有，在图23和图24中，输入信号相当于来自天线107的接收信号，系数1～系数k相当于IFFT处理后的传输路径估计用前置码。

在上述实施例1～实施例10中使用的相关器的结构中，如图23所示，乘法运算器起支配作用。为了削减相关器的电路规模，不使用乘法运算器构成相关器是有效的。

IFFT处理后的传输路径估计用前置码是多载波信号，所以其极性因采样点而急剧地变动。因此，作为系数1～系数k，可以使用通过对IFFT处理后的传输路径估计用前置码进行硬判定获得的信号。

在图24中，判定部2303-n(n＝1～k)对IFFT处理后的传输路径估计用前置码中的系数n进行硬判定，将硬判定结果输出到选择部2302-n。

在选择部2302-n中，输入由延迟部2201-(n-1)延迟过的接收信号、以及将该延迟过的接收信号用极性反向部2301-n进行了极性反向(以下称为‘极性反向信号’)的信号。其中，在延迟波2201-1中输入不延迟的接收信号。再有，各延迟部(在图24中，是延迟部2201-1和延迟部2201-2)将接收信号仅延迟规定时间。

选择部2302-n在来自判定部2303-n的硬判定结果是‘1’的情况下，将延迟部2201-(n-1)延迟后的接收信号输出到加法运算部2203-(n-1)。相反，选择部2302-n在来自判定部2303-n的硬判定结果是‘0’的情况下，将来自极性反向部2301-n的极性反向信号输出到加法运算部2203-(n-1)。

加法运算部2203-n将选择部2302-n选择出的信号和选择部2302-(n+1)选择出的信号进行加法运算。而且，加法运算部2203-n(n≠k)将加法运算后的信号输出到加法运算部2203-(n+1)。其中，加法运算部2203-(k-1)将加法运算后的信号作为相关结果输出。

于是，根据本实施例，不使用乘法运算器来构成相关器，所以与实施例1～实施例10相比，可以削减装置规模。

(实施例12)

在本实施例中，说明以下情况：在实施例1～实施例10中，采用OFDM-CDMA方式的通信。OFDM-CDMA方式的通信能够适合实施例1～实施例10的任何一个。在本实施例中，参照图25举例说明在实施例1中采用OFDM-CDMA方式的通信的情况。

图25是表示本发明实施例12的OFDM通信装置的结构方框图。再有，对于图25中的与实施例1(图3)相同的结构，附以与图3的结构相同的标号，并省略详细的说明。

在发送系统中，串行/并行变换部(以下称为‘.S/P部’)2401将调制处理后的信息信号从一序列的信号变换成多序列的信号。为了简化说明，假设序列数为n。序列1～序列n的信号被输出到序列固有的扩频部2402。各扩频部2402对序列1～序列n的信号分别使用扩频码1～扩频码n进行扩频处理。加法运算部2403对扩频处理后的序列1～序列n的信号进行复用。由此，获得码分多址的信号(以下称为‘复用信号’)。复用信号被输出到变换部103。

S/P部2404将来自变换部103的信号(来自加法运算部2403的复用信号或来自选择部102的传输路径估计用前置码)分解成每个扩频信号(每个码片)，生成扩频率(k)的多序列的信号。即，S/P部2404将来自变换部103的信号的第1码片～第k码片作为多序列的信号来生成。

IFFT部104通过对来自变换部103的信号的第1码片～第k码片进行IFFT处理，从而进行频分复用处理。即，IFFT部104生成将上述第1码片～第k码片分别重叠在副载波1～副载波k上的OFDM信号。生成的OFDM信号被输出到GI插入部105。

另一方面，在接收系统中，FFT部112根据定时生成部109生成的定时信号，对来自选择部111的接收信号进行FFT处理，从而提取由副载波1～副载波k传输的信号。各传输路径补偿部2405对由副载波1～副载波k传输的信号进行传输路径补偿处理。有关该传输路径补偿处理的细节将后述。

并行/串行变换部(以下称为‘P/S变换部’)2406将传输路径补偿后的多序列的信号(即副载波1～副载波k传输的信号)变换成一序列，输出到各解扩部2407。即，P/S部2406在时刻t1输出来自各传输路径补偿部2405的信号中的第1码片，而在时刻tk，输出上述信号中的第k码片。

各解扩部2407对来自P/S部2406的一序列的信号分别使用扩频码1～扩频码n来进行解扩处理，从而生成解调信号1～解调信号n。P/S部2408将来自各解扩部2407的解调信号1～解调信号n(即多序列的信号)变换成一序列的信号，作为解调信号输出到解调部113。

下面，参照图26～图28来说明传输路径补偿部2405的细节。图26是表示本发明实施例12的OFDM通信装置中的各副载波传输的信号的接收电平状况(第1例)的模式图。图27是表示本发明实施例12的OFDM通信装置中的各副载波传输的信号的接收电平状况(第2例)的模式图。图28是表示本发明实施例12的OFDM通信装置中的传输路径补偿部2405的结构方框图。

在普通的OFDM方式中，在进行传输路径补偿的情况下，对由各副载波传输的信号进行相位和振幅补偿。但是，在OFDM-CDMA方式中，将码分多址的信号(这里为复用信号)的各码片(这里是第1码片～第k码片)分别重叠在不同的副载波上。因此，如果对各副载波传输的信号补偿相位和振幅，则不能获得频率分集效果。

另一方面，在对各副载波传输的信号仅补偿相位的情况下，扩频码间正交性被破坏。因此，需要减小代码复用数目(即，图25中的由加法运算部2403复用的信号的总数)，所以频率利用效率下降。如上所述，在OFDM-CDMA方式中，难以进行使用普通的OFDM方式的传输路径补偿。

因此，在本实施例中，按照由各副载波传输的信号的接收电平(例如平均接收电平)，来决定对各副载波传输的信号是仅进行相位补偿还是进行相位和振幅补偿。具体地说，在上述接收电平处于阈值以上的情况下(图26)，对各副载波传输的信号进行相位和振幅补偿，相反，在上述接收电平低于阈值的情况下(图27)，对各副载波传输的信号仅进行相位补偿。由此，可以兼顾提高频率分集效果和提高频率利用效率。再有，在普通的OFDM方式中，不能在一个副载波传输的信号中复用多个信号，所以不能获得上述效果。

下面参照图28来说明本实施例的传输路径补偿电路。这里，在设置k个的传输路径补偿电路中，举例说明对副载波k传输的信号进行传输路径补偿的传输路径补偿电路。FFT后的信号、即副载波k传输的信号(这里假设为副载波k传输的信号)被输出到功率计算部2701、振幅计算部2702、乘法运算部2706和乘法运算部2707。功率计算部2701计算由副载波k传输的信号的功率，将算出的功率输出到大小比较部2703和选择部2704。振幅计算部2702计算由副载波传输的信号的振幅，将算出的振幅输出到选择部2704。

大小比较部2703进行功率计算部2701算出的功率(例如平均功率)和阈值之间的比较，将比较结果输出到选择部2704。选择部2704根据大小比较部2703的比较结果，将功率计算部2701算出的功率或振幅计算部2704算出的振幅的其中之一输出到除法运算部2705。具体地说，选择部2704在上述功率处于阈值以上的情况下，将功率计算部2701算出的功率输出到除法运算部2705，相反，在上述功率低于阈值的情况下，将振幅计算部2702算出的振幅输出到除法运算部2705。

乘法运算部2706进行通过副载波k传输的信号和传输路径估计用前置码的乘法运算，从而获得传输路径估计结果。得到的传输路径估计结果被输出到除法运算部2705。

除法运算部2705对来自乘法运算部2706的传输路径估计结果与由选择部2704算出的振幅或功率进行除法运算。除法运算的结果被输出到乘法运算部2707。乘法运算部2707将通过副载波k传输的信号与除法运算部2705的除法运算结果进行乘法运算。由此，获得进行了传输路径补偿的信号。

如以上说明，在实施例1～实施例10中，可应用OFDM-CDMA方式的通信。这种情况下，按照由规定的副载波传输的信号的接收电平，通过对上述规定副载波传输的信号仅进行相位补偿或进行相位和振幅补偿，可以兼顾提高频率分集效果和提高频率利用效率。

上述实施例的OFDM通信装置可搭载在数字移动通信系统中的通信终端装置和基站装置。由此，上述通信终端装置和基站装置可以兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率，所以可以高效率地进行良好的通信。

在上述实施例中，说明了将本发明应用于在发送端实施高速傅立叶逆变换(IFFT)，同时在接收端实施高速傅立叶变换(FFT)的OFDM通信装置的情况，但也可以应用于在发送端实施离散傅立叶逆变换(IDFT)，同时在接收端实施离散傅立叶变换(DFT)的OFDM通信装置的情况。主要可以广泛应用于在发送端进行傅立叶逆变换，在接收端进行傅立叶变换的OFDM通信装置。

本发明不限于上述实施例，可以进行各种变更来实施。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构，包括：决定部件，根据与通信对方之间的线路质量，来决定要插入到发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目；以及生成部件，对信息信号和由所述决定部件决定的数目的传输路径估计用已知信号进行傅立叶逆变换处理，生成对所述通信对方的发送信号。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构：决定部件使用与通信对方之间的线路质量，来估计所述通信对方的解调信号的主要恶化因素，根据估计出的主要恶化因素来决定传输路径估计用已知信号的数目。

根据这些结构，可以兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构：决定部件使用OFDM通信装置自身的接收电平或通信对方的接收电平，检测与所述通信对方之间的线路质量。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构：决定部件使用OFDM通信装置本身的接收信号的延迟分布或通信对方的接收信号的延迟分布，检测与所述通信对方之间的线路质量。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构：还包括检测接收信号的延迟分布的延迟分布检测部件，决定部件使用将OFDM通信装置自身的接收信号的延迟分布根据所述接收信号的电平进行归一化所得的结果，或将通信对方的接收信号的延迟分布根据所述通信对方的接收信号的电平进行归一化所得的结果，检测与所述通信对方之间的线路质量。

根据这些结构，能够可靠地检测与通信对方之间的线路质量，所以可以兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构：决定部件根据通信对方的总数来决定传输路径估计用已知信号的数目。

根据该结构，在实际进行通信的通信对方的总数少的情况下，通过增大插入到规定的通信对方的发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目，可以削减各帧的通信中未使用的时间带，同时可以提高上述规定的通信对方的解调信号的差错率特性。相反，在实际进行通信的通信对方的总数多的情况下，通过减小插入到规定的通信对方的发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目，可以增加各帧中包含的发送信号的总数，所以可以提高传输效率。因此，还可以兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构：决定部件根据用于将发送信号发送到通信对方的通信信道，决定要插入到所述发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目。

根据该结构，可以提高需要更好通信质量的指定信道中的解调信号的差错率，而对整体的传输效率几乎不产生影响。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构：决定部件在与通信对方之间的线路质量差的情况下，固定地增大传输路径估计用已知信号的数目。

根据该结构，能够可靠地识别接收信号中包含的传输路径估计用已知信号的数目，所以可以防止使解调信号的差错率特性恶化。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构，包括：接收部件，接收将包含传输路径估计用已知信号与通信对方之间的线路质量相对应后决定的数目的信号进行傅立叶逆变换所得的发送信号；检测部件，根据接收信号和傅立叶逆变换后的传输路径估计用已知信号之间的相关值，检测插入到所述发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目；以及解调部件，根据由所述检测部件检测出的传输路径估计用已知信号的数目，对所述接收信号进行传输路径补偿后，对所述接收信号进行解调。

根据该结构，不是通过来自所述通信对方的通知进行识别，而是使用由述通信对方发送的信号算出的相关值来估计通信对方选择出的传输路径估计用已知信号的数目。由此，不需要传输表示传输路径估计用已知信号数目的信息，所以可以进一步防止传输效率的下降。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构，包括：接收部件，接收将包含传输路径估计用已知信号与通信对方之间的线路质量相对应后决定的数目的信号进行傅立叶逆变换所得的发送信号；检测部件，根据接收信号的接收电平，检测插入到所述发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目；以及解调部件，根据由所述检测部件检测出的传输路径估计用已知信号的数目，对所述接收信号进行传输路径补偿后，对所述接收信号进行解调。

根据该结构，不是通过来自所述通信对方的通知进行识别，而是通过由所述通信对方发送的信号的接收电平来估计通信对方选择出的传输路径估计用已知信号的码元数目。由此，不需要传输表示传输路径估计用已知信号数目的信息，所以可以进一步防止传输效率的下降。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构：生成部件在发送信号的规定位置插入基于决定部件决定的数目的保护区间。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构，包括：检测部件，根据所述的OFDM通信装置的有关发送信号的接收信号和保护区间之间的相关值，检测插入到所述发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目；以及解调部件，根据所述检测部件检测出的传输路径估计用已知信号的数目，对所述接收信号进行传输路径补偿后，对所述接收信号进行解调。

根据这些结构，在发送系统中，按照线路质量选择出的传输路径估计用已知信号的数目，来改变插入到发送信号的规定位置的保护区间的数目。而在接收系统中，按照接收信号和保护区间的相关值中的具有规定大小的峰值的数目，来估计通信对方选择出的传输路径估计用已知信号的数目。由此，不需要传输表示传输路径估计用已知信号的码元数目的信息，所以进一步防止传输效率的下降。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构：生成部件根据决定部件决定的数目来改变传输路径估计用已知信号的信号图案。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构：检测部件，根据所述的OFDM通信装置的发送信号有关的接收信号和由生成部件使用的传输路径估计用已知信号进行傅立叶逆变换所得的信号之间的相关值，检测插入到所述发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目；以及解调部件，根据所述检测部件检测出的传输路径估计用已知信号的数目，对所述接收信号进行传输路径补偿后，对所述接收信号进行解调。

根据这些结构，在发送系统中，根据线路质量选择出的传输路径估计用已知信号的数目，来改变插入到发送信号中的传输路径估计用已知信号的信号图案。而在接收系统中，计算发送系统中使用的某个传输路径估计用已知信号的信号图案和接收信号之间的相关值，按照具有算出的相关值中的规定大小的峰值，来估计由通信对方选择出的传输路径估计用已知信号。由此，不需要传输表示传输路径估计用已知信号的数目的信息，所以进一步防止传输效率的下降。

本发明的OFDM通信装置采用以下结构：生成部件包括：变换部件，将信息信号从一序列的信号变换成多序列的信号；扩频部件，对各序列的信号使用相互不同的扩频码进行扩频处理；以及复用部件，对扩频处理后的各序列的信号进行复用并生成复用信号；对生成的复用信号和由决定部件决定了数目的传输路径估计用已知信号进行傅立叶逆变换处理。

根据该结构，可以将上述的OFDM通信装置应用于OFMD-CDMA方式的通信。

本发明的通信终端装置采用包括上述任何一个OFDM通信装置的结构。本发明的基站装置采用包括上述任何一个OFDM通信装置的结构。

根据这些结构，通过包括兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率的OFDM通信装置，可以提供高效率地进行良好通信的通信终端装置和基站装置。

本发明的OFDM通信方法包括：决定步骤，根据与通信对方之间的线路质量，来决定要插入到发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目；以及生成步骤，进行使用了信息信号和由所述决定步骤决定了数目的传输路径估计用已知信号的傅立叶逆变换处理，生成对所述通信对方的发送信号。

本发明的OFDM通信方法的决定步骤使用与通信对方之间的线路质量，估计所述通信对方的解调信号的主要恶化因素，根据估计出的主要恶化因素来决定传输路径估计用已知信号的数目。

根据这些方法，可以兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率。

如以上说明，本发明的OFDM通信装置可以兼顾提高解调信号的差错率特性和提高信息信号的传输效率。

本说明书基于2000年11月17日申请的(日本)特愿2000-351766。其内容全部包含于此。

                         产业上的可利用性

本发明可应用于OFDM方式的通信装置中的同步检波。

Claims (19)

1.一种OFDM通信装置，其特征在于，包括：决定部件，根据与通信对方之间的线路质量，来决定要插入到发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目；以及生成部件，对信息信号和由所述决定部件决定的数目的传输路径估计用已知信号进行傅立叶逆变换处理，生成对所述通信对方的发送信号。

2.如权利要求1所述的OFDM通信装置，其特征在于，决定部件使用与通信对方之间的线路质量，来估计所述通信对方的解调信号的主要恶化因素，根据估计出的主要恶化因素来决定传输路径估计用已知信号的数目。

3.如权利要求1所述的OFDM通信装置，其特征在于，决定部件使用OFDM通信装置自身的接收电平或通信对方的接收电平，检测与所述通信对方之间的线路质量。

4.如权利要求3所述的OFDM通信装置，其特征在于，还包括检测接收信号的延迟分布的延迟分布检测部件，决定部件使用OFDM通信装置本身的接收信号的延迟分布或通信对方的接收信号的延迟分布，检测与所述通信对方之间的线路质量。

5.如权利要求4所述的OFDM通信装置，其特征在于，决定部件使用将OFDM通信装置自身的接收信号的延迟分布根据所述接收信号的电平进行归一化所得的结果，或将通信对方的接收信号的延迟分布根据所述通信对方的接收信号的电平进行归一化所得的结果，检测与所述通信对方之间的线路质量。

6.如权利要求1所述的OFDM通信装置，其特征在于，决定部件根据通信对方的总数来决定传输路径估计用已知信号的数目。

7.如权利要求1所述的OFDM通信装置，其特征在于，决定部件根据用于将发送信号发送到通信对方的通信信道，决定要插入到所述发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目。

8.如权利要求1所述的OFDM通信装置，其特征在于，决定部件在与通信对方之间的线路质量差的情况下，固定地增大传输路径估计用已知信号的数目。

9.一种OFDM通信装置，其特征在于，包括：接收部件，接收将包含传输路径估计用已知信号与通信对方之间的线路质量相对应后决定的数目的信号进行傅立叶逆变换所得的发送信号；检测部件，根据接收信号和傅立叶逆变换后的传输路径估计用已知信号之间的相关值，检测插入到所述发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目；以及解调部件，根据由所述检测部件检测出的传输路径估计用已知信号的数目，对所述接收信号进行传输路径补偿后，对所述接收信号进行解调。

10.一种OFDM通信装置，其特征在于，包括：接收部件，接收将包含传输路径估计用已知信号与通信对方之间的线路质量相对应后决定的数目的信号进行傅立叶逆变换所得的发送信号；检测部件，根据接收信号的接收电平，检测插入到所述发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目；以及解调部件，根据由所述检测部件检测出的传输路径估计用已知信号的数目，对所述接收信号进行传输路径补偿后，对所述接收信号进行解调。

11.如权利要求1所述的OFDM通信装置，其特征在于，生成部件在发送信号的规定位置插入基于决定部件决定的数目的保护区间。

12.一种OFDM通信装置，其特征在于，包括：检测部件，根据权利要求11所述的OFDM通信装置的有关发送信号的接收信号和保护区间之间的相关值，检测插入到所述发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目；以及解调部件，根据所述检测部件检测出的传输路径估计用已知信号的数目，对所述接收信号进行传输路径补偿后，对所述接收信号进行解调。

13.如权利要求1所述的OFDM通信装置，其特征在于，生成部件根据决定部件决定的数目来改变传输路径估计用已知信号的信号图案。

14.一种OFDM通信装置，其特征在于，包括：检测部件，根据与权利要求13所述的OFDM通信装置的发送信号有关的接收信号和由生成部件使用的传输路径估计用已知信号进行傅立叶逆变换所得的信号之间的相关值，检测插入到所述发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目；以及解调部件，根据所述检测部件检测出的传输路径估计用已知信号的数目，对所述接收信号进行传输路径补偿后，对所述接收信号进行解调。

15.如权利要求1至权利要求14任何一项所述的OFDM通信装置，其特征在于，生成部件包括：变换部件，将信息信号从一序列的信号变换成多序列的信号；扩频部件，对各序列的信号使用相互不同的扩频码进行扩频处理；以及复用部件，对扩频处理后的各序列的信号进行复用并生成复用信号；对生成的复用信号和由决定部件决定了数目的传输路径估计用已知信号进行傅立叶逆变换处理。

16.一种通信终端装置，其特征在于，包括权利要求1所述的OFDM通信装置。

17.一种基站装置，其特征在于，包括权利要求1所述的OFDM通信装置。

18.一种OFDM通信方法，其特征在于，包括：决定步骤，根据与通信对方之间的线路质量，来决定要插入到发送信号中的传输路径估计用已知信号的数目；以及生成步骤，进行使用了信息信号和由所述决定步骤决定了数目的传输路径估计用已知信号的傅立叶逆变换处理，生成对所述通信对方的发送信号。

19.如权利要求18所述的OFDM通信方法，其特征在于，决定步骤使用与通信对方之间的线路质量，估计所述通信对方的解调信号的主要恶化因素，根据估计出的主要恶化因素来决定传输路径估计用已知信号的数目。

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