CN1370269A - 一种改进的质量流量检测器接口电路 - Google Patents

Abstract

本发明披露了一种用于检测和测量气体的质量流量并提供和质量流量控制器中的所述质量流量成比例的输出电压的改进的质量流量检测器接口(“MFSI”)电路,本发明的质量流量检测器接口电路包括上下游质量流量检测元件,用于驱动所述电路的精确的电流源。所述电路还包括运算放大器,用于使上游检测元件的上游电压和下游检测元件的下游电压相加,并提供输出信号。一个参考电压源和运算放大器的正节点电气相连。上游分流电阻和下游分流电阻共用在所述运算放大器的负节点的公共结点,并和所述上游与下游质量流量检测元件电气并联。本发明的质量流量检测器接口电路还包括一个参考电阻,其被电连接在所述参考电压源和所述运算放大器的正节点之间,以及一个反馈电阻,其被电连接在所述运算放大器的正节点和输出之间。质量流量检测器接口电路的运算放大器提供和上下游检测元件的电阻变化成比例因而和气体质量流量成比例的输出信号。

Description

一种改进的质量流量检测器接口电路

技术领域

本发明一般涉及用于操作质量流量控制器(MFC)的系统和方法，更具体地说，涉及通过检测检测电阻或者响应气体流量的电阻的阻值改变来测量质量流量控制器内的质量流量的系统和方法。

发明背景

许多制造过程要求处理气体的流量被严格控制。为此，必须检测和确定气体质量流量。气体质量流量控制器基本上独立于气体温度或压力检测气体的质量流量，提供测量结果，并计量气体流量，以便按照需要根据所述检测和计量调节质量流量。在工业中广泛采用基于热传递原理操作的质量流量控制器。

一种普通型的用于气体的质量流量检测器包括一个小直径的管(毛细管)，其具有相互靠近地绕在外面的两个线圈，其中一个线圈位于另一个的上游。所述线圈由具有对温度敏感的电阻的金属材料制成。线圈被包含在一个检测器中的桥式电路的电路加热，从而在没有气流时提供相等的电阻，并因而建立桥式电路的平衡状态，即输出信号为0。

当气体在毛细管内流动时，进入的冷的气体当通过上游元件时被加热，然后，所述加热的气体流过下游元件，导致两个元件的不同的温度。温度差成比例于每单位时间通过毛细管的分子数。根据已知的线圈电阻随温度的变化，桥式电路的输出信号可以提供气体质量流量的度量。

然而，现有技术的质量流量检测器接口电路具有某些不符合要求的特性。首先，现有技术的电路折中了一种理想情况，即电路简单地驱动检测元件，因为它们包括和检测元件并联的电阻，用于在流量为0时把电路输出调整到0V。为此，它们折中检测器的视在增益。检测器增益被折中选择，为了得到零电压/零流量条件。衰减检测器输出一般是不合乎要求的。如果太多的相当值的阻抗和检测电阻并联，则它们使响应流量可以从检测电阻得到的最大信号电压变劣。

第二，在现有技术的电路中，在输出电压(其和流量成比例)和上下游检测元件之间的差的关系是非线性的，这是现有技术的一个不合乎要求的特点。因为和上下游检测元件并联的一般电阻的阻值比检测元件的阻值大得多，在检测元件和输出电压之间的关系中的非线性是不能忽略的。

此外，现有技术的电路需要大量的放大，一般放大系数在35-70的数量级，以便产生代表气体流量的0-5V的输出。这需要附加的电路和复杂性。这些现有技术的电路要求来自检测电路的输出和高输入阻抗的放大器级相连，因为任何置于上下游检测元件的公共结点上的任何负载都能增加检测器输出的损失和电路的非线性。

此外，现有技术的电路被设计使用增益控制电位器(电位计)手动地校准。此外，零电压/零流量条件也由操作者使用万用表手动地调整。这使得增加电路和复杂性，并且由于在增益和零控制器件(电位器)中的漂移，增加了获得不精确的质量流量值的可能性。

现有技术的电路还易于受到两个检测元件都经受的环境温度变化的影响。因为现有技术的质量流量检测电路基本上是电压分压器，其可以借助于虚拟接地和可变电阻任意地被调整为0输出，任何环境温度变化都被反应在电路输出电压中。这是因为现有技术的系统比较检测电阻的阻值的绝对变化。在这种情况下，即使两个元件被相同地冷却和加热，在每个元件中的电阻的绝对变化可能不同。

图1表示现有技术流量检测桥式电路100的基本结构。流量检测桥式电路100是一种改进的由理想的电流源20驱动的惠斯通电桥。一个理想的电流源的特征是具有极高的内部阻抗，这意味着，其输出电流不随加于负载上的电压降的改变而改变。因而，理想的电流源20可以提供相同的电流，而和负载上的电压降无关。

图1的现有技术的流量检测桥路的一个支路由两个检测元件R_U，R_D构成。这些检测元件用于检测气体流量，并且分别代表被绕在毛细管外面的上下游检测线圈的动态电阻：R_U代表上游检测元件，R_D表示下游检测元件。由于气流的流动，上游检测线圈的温度低于下游检测线圈的温度，因此，R_U的电阻值低于R_D的电阻值。在没有气流时，R_U等于R_D，因而通过可变电阻RV1使桥平衡。在非零流量条件下，现有技术的流量检测桥路100的输出电压e_out30由下面式1给出。由式1可见，在输出电压e_out30和(R_U-R_D)之间的关系是非线性的。

流量检测桥路100的另一个支路包括电阻R8，R9和可变电阻RV1。可变电阻RV1的阻值只是电阻R8，R9的阻值的一小部分。可变电阻RV1用于调整流量检测桥式电路100的偏移，使得输出电压e_out30是0。阻值R1表示电阻R8的值和可变电阻RV1在电阻R8一侧的阻值的合成值，电阻R2表示电阻R9和可变电阻RV1在电阻R9一侧的阻值的合成值。一般地说，R1和R2的值大约是R_U和R_D的值的8倍。此外，电阻R_P和检测电阻R_U和R_D以及电阻R8和R9并联。R_P的值大约是R1和R2的值的4倍。因而电路的非线性是不可忽略的。

由上式1可见，在输出电压e_out30和检测元件电阻R_U，R_D之间的关系呈固有的非线性关系。此外，和检测元件R_U，R_D并联的电阻RV1，R8，R9以及R_P减少检测元件R_U，R_D的效果。在理想情况下，全部电路电流应当通过检测元件R_U和R_D，以便获得最大输出信号。因此，图1说明现有技术由于使用和检测元件R_U，R_D并联的电阻而引起的非线性特征以及输出电压e_out30的减小。

图2更详细地表示图1所示的现有技术的流量检测桥式电路100。其中示出了理想电流源20的各个元件。提供给流量检测桥路100的电流的大小由提供在电阻R100上的参考电压源(+5 Vref)32得到的电压控制。可变电阻RV 1的滑动片提供一个通过运算放大器U3和晶体管Q2控制的虚拟地。电容器C1提供稳定的反馈(滞后补偿)。桥输出电压由电阻R11和电容C2滤波。由电阻R11和电容器C2构成的滤波器提供大约等于600Hz的-3DB的截止频率。e_out30是滤波输出电压。

+5V的参考电压32通过运算放大器U1被反相，从而成为-5V。运算放大器U1的-5V的输出和电阻R200的电压降比较。特别是，运算放大器U1的-5V的输出一般在运算放大器U2的输出端被按比例缩小而成为+1.2775V。虽然运算放大器U2的输出不是精确的1.2775V，其使晶体管Q1以这样的方式控制通过参考电阻R_r和流量检测桥路100的其余部分的电流，使得电阻R9上的电压降等于-5V的参考电压(其已经由运算放大器U2按比例缩小并反相)按比例缩小的值。因此，可以等于100千欧的参考电阻R8上的电压降精确地等于1.2775V。因而，在正常时通过参考电阻R_r的电流是12.775mA。在图2中的其余的电阻都是1％的电阻：R3，R4，R5，R6，R7，R10，R12，和R14，以及上述的其它电阻。

理想电流源20提供和被该电路驱动的负载无关的恒流源。这是因为，由运算放大器U2、晶体管Q1、电流参考电阻R_r和比例元件R3，R4，R6和R7构成的反馈控制电路维持电流参考电阻R_r上的电压降为额定值1.2775V。只要电路参数保持在元件值的线性操作范围内，通过电流参考电阻R_r的电流值将被精确地控制为恒值。

当任何阻抗由图2所示的理想电流源驱动，并且所得的输出信号要用于进一步处理时，信号处理放大器需要另一个电压参考。在现有技术的电路中的电压参考由可变电阻RV1提供。所述电压参考可以是实际的或者虚拟的。如图1所示的在可变电阻RV1的滑动臂不接地的电路应当表示一种完全未确定的电路。

包括运算放大器U3和晶体管Q2的电路在可变电阻RV1产生一个虚拟地。所述虚拟地通过比较在RV1的滑动臂的电压和在运算放大器U3的正输入节点的地电位被产生。运算放大器U3的输出驱动晶体管Q2，并用这种方式被控制，使得在运算放大器U3的正负节点之间的电压减少到0。

运算放大器一般具有从一万到百万倍的开环增益系数，被称为差动节点电压。在理想情况下，可变电阻RV1的滑动臂电位被保持在0V。距离0的偏差是如此之小，以致可以忽略。因而流量检测桥式电路100的电压的基准电压是0V。

在上下游检测电阻R_U，R_D的节点取流量检测桥式电路100的输出。当流量检测桥式电路100在0流量通过可变电阻RV1平衡时，在可变电阻RV1存在的0电压被反映到检测元件R_U，R_D的结点；这个特征是惠斯通电桥的一个固有性能。不过，当因为上游检测元件R_U的电阻值变得小于下游检测元件R_D的电阻值同时流量检测桥式电路100的其它支路维持其先前设置的平衡时，离开平衡状态的偏差将表现为输出电压e_out30。

再次参看图1，其中包括R1和R2的一些典型的阻抗值，它们分别大约为4.07千欧。电阻R8，R9分别是4.02千欧的电阻，可变电阻RV 1是100欧姆。如果电路完全平衡并相等，则50欧姆的RV 1被分配给R8，50欧姆被分配给R9，因而R1和R2是4.07千欧。R_P一般是大约17.4千欧，并且检测元件R_U，R_D在工作温度下大约分别为500欧姆。

应当理解，流经检测元件R_U，R_D的电流的一个目的是对其进行加热，使得气流可以不同地冷却检测元件R_U，R_D。然而，阻抗R1和R2大约只有R_U，R_D的值的8倍，因而它们的分流效果是不能忽略的，并且在实际上所述分流效果是十分大的。所述分流效果是现有技术的电路的一个限制，因为其减少输出电压e_out30的值。

发明内容

需要一种改进的质量流量接口电路，所述接口电路能够增加检测器输出电压，并且通过提供很小的分流作用使得能够消除和输出信号的减少相关的现有技术的问题。这可以通过使用和上下游检测元件并联连接的非常大的电阻值，并借以增加理想电流源的总体效果来实现。

还需要一种消除在现有技术的质量流量检测器接口电路中的非线性的改进的质量流量检测器接口电路。通过使用和检测元件并联的非常大的电阻值，可以大大减少现有技术的电路中的非线性作用。

还需要一种改进的质量流量检测器接口电路，其不需通过使用零调整和增益调整手动地校准所述电路，借以消除和现有技术相关的由于温度而导致的漂移问题，并且减小对于振动的敏感性，这种敏感性更易于影响可调电阻器。

类似地，还需要一种对环境温度的改变固有地不敏感的改进的质量流量检测器接口电路，借以消除和现有技术的电路相关的温度漂移问题。如果电路在易于改变的环境温度的封闭的壳体内操作，则这尤其是有利的。

还需要一种改进的质量流量检测器接口电路，其不需要为产生表示气体流量的信号而大量地放大电路的输出电压，因而不需要通过具有比桥式电路的阻抗大得多的输入阻抗的放大器进一步处理输出电压信号。

按照本发明，提供一种质量流量检测器接口电路，其基本上消除或减少了和以前提出的质量流量检测器接口电路相关的缺点和问题。具体地说，本发明提供一种改进的质量流量检测器接口电路和用于检测和测量气体的质量流量的方法，以便提供和质量流量控制器中的气体流量成比例的输出电压。

本发明的改进的质量流量检测器接口电路包括上游质量流量检测元件，下游质量流量检测元件，以及用于驱动所述电路的精确的电流源。所述电路还包括运算放大器级，用于使上游检测元件的上游电压和下游检测元件的下游电压相加。一个参考电压和运算放大器的正节点电气相连。上游分流电阻和下游分流电阻共用在所述运算放大器的负节点的公共结点，并和上游与下游质量流量检测元件电气并联。

本发明还包括一个参考电阻，其被电连接在所述参考电压源和运算放大器的正节点之间，以及一个反馈电阻，其被电连接在所述运算放大器的输出和正节点之间。作为运算放大器的输出提供和上游与下游检测元件的电阻改变成比例因而和气体的质量流量成比例的输出电压。和现有技术的这种电路相比，本发明的改进的质量流量检测器接口电路更接近线性的输出，较大的灵敏度和较好的精度。

上游检测元件的上游电压和下游检测元件的下游电压以+2.5V为基准电压，并被运算放大器相加。运算放大器的的节点电压被维持在+2.5V，负节点作为虚拟地。

本发明的质量流量检测器接口电路的的灵敏度和现有技术的这种电路相比被大大增加。和上下游检测元件并联连接的分流电阻对电路灵敏度的影响是微小的。分流电阻的值一般可以大约是检测元件电阻值的100倍，因此由现有技术的电路中的上下游检测元件的阻抗值的和引起的非线性响应被大大减小。本发明的改进的增益可以通过合适地选择运算放大器的反馈电阻而增加。

精确的电流源还包括一系列电阻和运算放大器，它们被设计用于维持通过上下游检测元件的恒定电流。此外，可以使用信号调整放大器用于调整由上下游检测元件中的电阻变化而得到的输出信号，然后把所述输出信号输送到模数转换器。

本发明的改进的质量流量检测器接口电路具有重要的技术优点，所述质量流量检测器接口电路通过使用和上下游检测元件并联连接的非常大的电阻提供小得多的分流作用，提供容量以能够增加检测器输出电压，并能够消除和输出信号的减少相关的现有技术的问题，并借以增加理想电流源的总体效果。

本发明的改进的质量流量检测器接口电路的另一个技术优点消除了在现有技术的质量流量检测器接口电路中存在的非线性。通过使用和检测电阻并联的很大的电阻，和现有技术相比，非线性作用被大大减小。用于驱动所述电路的理想电流源被做得更为理想，这是因为从所述电流源看来，所述检测电阻是一个较高的阻抗。

本发明的改进的质量流量检测器接口电路的另一个技术优点是不需要使用电位器对所述电路对于零流量/零调整位置进行手动校准。借以消除和现有技术相关的由于温度和可能使电位器对准不良的电路的撞击或振动而引起的漂移问题。

本发明的改进的质量流量检测器接口电路的另一个技术优点是其固有地对环境温度改变不敏感，借以消除和现有技术的电路相关的温度漂移问题。如果电路在环境温度易于改变的封闭区域内操作，则这尤其是有利的。

本发明的改进的质量流量检测器接口电路的另一个技术优点是其不需要对电路输出电压进行大的放大，以便产生代表气体流量的信号，因而不需要利用具有比桥式电路的阻抗大得多的输入阻抗的放大器进一步处理输出电压信号。

附图说明

为了更完整地理解本发明及其优点，现在结合附图参看以下的说明，其中相同的标号表示相同的特征，其中：

图1表示现有技术的质量流量检测器接口电路；

图2是现有技术的理想电流源和零参考控制电路的电路图；

图3是本发明的改进的质量流量检测器接口电路的桥式结构的简化电路图；

图4是图3所示的本发明的改进的质量流量检测器接口电路的精确电流源的详细电路图；以及

图5是图3所示的本发明的改进的质量流量检测器接口电路的信号调整放大器的详细电路图。

具体实施方式

在附图中详细说明了本发明的优选实施例，在各个图中使用相同的标号表示相同和相应的部件。

本发明提供一种比任何现有技术的电路更灵敏、结构简单和更可靠的改进的质量流量检测器接口电路。本发明的质量流量检测器接口电路对环境温度变化固有地不敏感，并以大约是现有技术的电路两倍的灵敏度提供输出电压信号。本发明大大减少了在现有技术的电路中存在的非线性作用，并通过消除现有技术的电路需要手动地调整和校准提高了可靠性和精度。因此，和现有技术的电路相比，本发明的改进的质量流量检测器接口电路更简单、更精确、更灵敏更可靠。

图3表示本发明的改进的质量流量检测器接口电路的桥式结构。检测元件R_U，R_D和每个阻值为R的桥式电阻46，48和i电流源20相连。R_U和R_D的结点和虚拟的+2.5V的电源56相连。桥式电阻46和48的结点和运算放大器U3的负节点相连；另一个电阻50被连接在U3的负节点和其输出之间(反馈电阻)。虚拟的+2.5V的电源56通过阻值为R/2的电阻58和运算放大器U3的正节点相连；所述正节点还通过阻值为2R的电阻54和+2.5V的参考电位52相连。这种结构形成一种仔细平衡的差动放大器，其抵制由于+2.5V的电源56的变化而引起的任何公共结点电压的变化。上述放大器的输出-输入传递函数由下式给出：

e_out＝2^*(V_D-V_U)+2.5V REF                            [式2]其中V_D是下游检测器电压，V_U是上游检测器电压。

因此本发明的改进的质量流量检测器接口电路的主要优点在于，可从所述电路得到的输出信号e_out 30大约成倍地增加。此外，由e_out 30和现有技术的并联电阻之间的关系引起的非线性作用大约被减小到原来的1％。输出电压e_out 30的偏置也可以增加到2.5V，以便对旨在用于本发明的模数转换器形成一个新的系统基准。

此外，图3所示的本发明的改进的质量流量检测器接口电路消除了和现有技术中手动调整增益电位器从而提供偏移平衡相关的问题。借助于取消可变电阻，例如图1中的可变电阻RV 1，本发明消除了和可变电阻相关的随时间和温度缺乏稳定性的问题。因此消除了在一个温度下和在不同的温度下一样没有相同的平衡点的问题。

在现有技术的电路中使用的可变电阻不象在本发明中使用的精确的、高允差的、高稳定性的电阻那样随温度或时间那样稳定。因此，本发明的改进的质量流量检测器接口电路通过提供自动的零点可以消除可能响应温度或者随时间而发生的许多可能的误差。本发明的电路主要增加了上游检测元件R_U和下游检测元件R_D上的电压降，这两个电压降的极性相反。因此，当检测器的输出相等时，电路被固有地调整到0。显然，在输出中可能有微小的变化，但是这些变化可以忽略，这是因为它们在电路的外部可以被补偿。利用用于控制包括本发明的改进的质量流量检测器接口电路的控制质量流量控制器的软件可以除去零偏移。

此外，通过提供一个固有的线性电路，本发明的改进的质量流量检测器接口电路提供一种非常接近理想的电路。下式给出本发明的改进的质量流量检测器接口电路的输出电压信号的公式：

上面的式3表示相对于项(R_U-R_D)的灵敏度几乎是现有技术的两倍。此外，电阻46和48对灵敏度的影响是非常小的，它们在减少由项(R_U+R_D)引起的非线性响应方面起主要作用。最后，通过合适地选择反馈电阻50，可以增加电路增益。反馈电阻50和参考电阻54的值一般是电阻46、48的两倍。实际上，本发明的改进的质量流量检测器接口电路的输出电压非常接近[2i(R_U-R_D)]的值。这是因为在式3的分母中的项(R_U+R_D)被减少2R倍，并且(R_U+R_D)/2R近似于0.01。因此，所述非线性作用被减少到原来的1％。电阻46和48的阻值在电路设计的限制内可以任意选择。电阻值可以选择得非常大，并且当R非常大时，在分母中的项(R_U+R_D)/2R趋于0，可以进一步减少电路的非线性。注意在公式3中的系数“2”还可以通过把图3中的电阻50和54的值增加到大于2R的值而被增加。信号调整级的增益被电阻50和电阻46(48)的比控制。电阻54的值总是和电阻50的值相匹配，以便保持放大器电路的平衡。

图4是精确电流源40的电路图，用于说明本发明的改进的质量流量检测器接口电路如何精确地控制流经检测元件R_U、R_D的电流。如图4所示，精确参考电压源52被用于控制电路电流和在运算放大器U3的负节点建立2.5V的动态虚拟地。

在实施图4所示的精确电源时，如同现有技术中那样，在电流测量电阻R_r上产生电压降，用于测量将要流经检测元件R_U、R_D的电流。不过，电流测量电阻R_r的位置和现有技术(图2所示)不同，其中电流测量电阻R_r在晶体管Q1的发射极之后。在图4所示的本发明的实施例中，电流测量电阻R_r被置于和晶体管Q2的发射极连接，因而处于电路的负端。之所以需要这样是因为本发明的改进的质量流量检测器接口电路把基础参考电压提高了+2.5V。

通过电路的电流由运算放大器级U1和U2、晶体管Q1、参考电压源52和电流测量电阻R_r控制。电流测量电阻R_r被置于中心上方的电路的负端，以便保持运算放大器U1的正电源电压的头上空间。因为质量流量接口电路100以2.5V为参考电压，每个检测元件R_U、R_D上的电压降大约为5V，晶体管Q1的发射极电压为+7.5V，晶体管Q1的基极电压为8.2V。因为正电源电压可以低到+12V(额定为+15V电源电压)，运算放大器级U1被强制在其最大正输出附近操作。任何附加的推动晶体管Q1的发射极电压的电压降并由此运算放大器U1的输出电压可以减少运算放大器U1的线性操作范围的裕度。运算放大器U1和U3在其线性范围内操作，因而一般不存在这两个运算放大器的电源电压的超范围问题。

虽然电流测量电阻R_r的位置被改变了，但是通过电路的电流仍然被晶体管Q1控制。象现有技术那样，进行精确的+2.5V电压的一些电平转换，使得运算放大器U1检测电流测量电阻R_r上的差，但是运算放大器U1检测这个向下移动某个电压值的差。不过，运算放大器U1仅仅对电流检测电阻R_r上的差值敏感，因此，和运算放大器U2一起，仍然控制电流。运算放大器U2产生一个精确地高于晶体管Q2的发射极电压2.5V的输出(即电流测量电阻R_r的下端)，并且所述输出被提供给运算放大器U1的正节点。在电流测量电阻R_r上端的电压被提供给运算放大器U1的负节点。因此，运算放大器U1必须借助于在电流检测电阻R_r上产生一个精确的2.5V的电压降的晶体管Q1产生一个电流。在检测元件R_U和R_D的结点上的电压由运算放大器U4和晶体管Q2控制。这由和运算放大器U4的正节点相连的参考电压源52连同在U4的负节点的R_U和R_D节点电压来实现。

电阻R2和R7的值相等(大约50千欧)，并且可用于消除由节点偏置电流引起的电压降，如上面图3所讨论的那样。整个电路中可以使用标准的1％值的电阻。也可以使用其它阻值的电阻，不过它们必须以图4所示具有相同或成比例的阻值。电阻R2必须和运算放大器U4的负节点相连，以便利用电容器C4提供稳定的反馈，并通过匹配在运算放大器U4中使用的电阻值匹配在运算放大器U4的节点之间的偏移电压。

频率敏感的反馈是必须的，以便把质量流量检测器电路100中的高频噪声的影响减到最小。质量流量检测器电路100含有几个高频噪声源，其中包括运算放大器U1，U2和U4。晶体管Q1，Q2同样可以产生高频噪声。甚至电路中的电阻也可以产生一些高频噪声。此外，虽然在质量流量检测器电路100中没有示出，但是具有隐含在电路中的时间延迟和作为运算放大器U1，，U2，U4和晶体管Q1，Q2的固有的其它的滤波作用。这些时间延迟和滤波作用在很高的频率下发生，并且，在一些甚高频下，质量流量检测器电路100可能成为不稳定的，并在通过电路的恒流中产生有害的振荡。由和运算放大器U3的负节点相连的电阻R2，C4提供的负反馈确定在相当低的频率下的整体响应，并抑制电路中的产生噪声的元件。

在这方面，电容器C4结合运算放大器U3和电阻R2的整体效果是稳定质量流量检测器电路100。由于时间延迟和其它的因素，如果在质量流量检测器电路100中可能有振荡的趋势，它们通过所述的反馈电路被减少或消除。

运算放大器U2的输出比晶体管Q2的发射极电压精确的高出+2.5V。运算放大器U1是一个电平变换器，并且其输出将控制晶体管Q1的基极电压，使得晶体管Q1的发射极电流在电流检测电阻R_r上产生一个精确的2.5V的电压降。

运算放大器U4作为电平变换器。其正节点可以和+2.5V参考电压源52相连，其负节点和上游检测元件R_U和下游检测元件R_D的公共结点相连。运算放大器U4的输出可以驱动PNP晶体管Q2的基极，使得上游检测元件R_U和下游检测元件R_D的结点处于+2.5V(即虚拟+2.5V)。和图4所示的精确电流源相关的所有的电阻都是0.1％，25ppm/℃的精密元件。也可以使用其它的元件值。

图5是图3的运算放大器U3的更详细的电路图。图5中的运算放大器U3和图3中的相同。运算放大器U3作为信号调整放大器，并包括齐纳二极管D1，D2，以及电容器C5，C6和电阻R9到R14。电阻R9-R14是精密电阻元件。运算放大器U3的标称增益是x2.004。电容器C4和C6提供有效的滤波功能，其截止频率为1.59kHz。由电阻R11和电容器C5形成另一个低通滤波器。这个滤波器的截止频率是15.9kHz。

二极管D1和D2把运算放大器U3的最大输出电压限制在+2.5V+2.4V。在检测元件R_U，R_D之一开路或者断开的情况下，这是需要的。在这种情况下，运算放大器U3的输出将被强制为可能破坏由运算放大器U3驱动的部件(例如模数转换器)的电压值。

在输入端开路的情况下，齐纳二极管D1和D2可以被非常快地击穿，并且非常精确地处于齐纳电压。因而，如果运算放大器U3处于高的正电位，则齐纳二极管D1将作为齐纳二极管。不过，齐纳二极管D2现在作为一个常规的二极管在其正向下操作，并且其两端的电压降大约是0.6V。总体效果是，所述电路把运算放大器U3的输出箝位在节点电压以上2.5V。因而，质量流量检测器电路100由运算放大器U3提供一个+2.5V±2.4V的电压输出。在大体上，输出电压被限制为0至5V。用这种方式，和运算放大器U3的输出相连的模数转换器的输入端被保护而不会过驱动。

图5的电阻R9和R14和图3的电阻50和54相同。同样，电阻R12和R13是图3的标号电阻46和48的合成电阻。

因而，本发明的如图5所示的运算放大器U3提供一个限制和模数转换器相连的质量流量检测器电路100的输出30的优点。之所以这样，是因为存在这样的可能性，即检测元件R_U，R_D和含有质量流量检测器电路100的电路板可能是两个不同的物理部件。因此可以想见，所述电路板可能在没有连接检测元件R_U或R_D的状态下通电。因此，对于各种组合，例如连接有上游检测元件R_U而断开下游检测元件R_D，提供一些保护，反之亦然，这可能在电路中引入一些非常多余的电压波动。

当一个或另一个或两个检测元件和电路板断开时，存在这种危险。

总之，本发明提供一种改进的质量流量检测器接口电路。本发明的改进的质量流量检测器接口电路还减小了在输出电压和分流电阻之间的电路中的非线性，不需要手动地调整可变电阻以便使电路平衡，并且对环境温度变化固有地不敏感，而环境温度变化却影响现有技术的电路。在本发明中，精确控制的电流通过串联连接的上下游检测元件R_U，R_D，使得电流首先通过上游检测元件R_U，然后通过下游检测元件R_D。两个检测元件的结点被保持在+2.5V，在上游检测元件R_U产生一个比+2.5V更多正的电压降V_U，在下游检测元件R_D上产生一个比+2.5V更小的正的电压降V_D。电压V_U和V_D在运算放大器U3的求和节点相加。检测元件R_U，R_D和电流控制电阻R_r这样布置，使得在质量流量接口电路电流控制环中的运算放大器级和晶体管保证具有足够的工作范围。相同的+2.5V的参考电压源确定了测量电流、检测器输出的偏置点和与电路输出相连的模数转换器的灵敏度。因而，参考电压中的任何变化对电路的整个性能的影响最小或者没有影响。使用低增益放大器U3隐含着这样的事实，即在所述质量流量控制器系统中使用具有较大灵敏度的和可编程的增益的模数转换器。

本发明可被用于质量流量控制器中。在市场上具有不同的质量流量控制器。质量流量控制器可以包括线性化电路，以便有助于线性化流量检测信号。特别可以参考由T.T.Pattantyus等人在1999年7月9日申请的序列号09/350747，名称为“System and Method for Sensor ResponseLinearization”的美国专利申请。质量流量控制器还可以包括用于校正检测的流量信号的微分控制器，从而更精确地接近通过质量流量控制器的实际流量。特别可以参考由E.Vyers在1999年7月9日申请的序列号09/351120，名称为“System and Method for a Digital Mass FlowController”的美国专利申请。在质量流量控制器中也可以包括PI控制器，用于产生阀门启动信号，从而控制质量流量控制器中的阀门。所述PI控制器可以增加质量流量控制器的响应速度，并且补偿阀门对于阀门驱动信号的非线性响应。特别可以参考由E.Vyers在1999年7月9日申请的序列号09/351098，名称为“System and Method for a VariableGain Proportional(PI)Controller”的美国专利申请。最后，在质量流量控制器中的阀门驱动信号可被输入到阀门驱动电路中，用于控制电磁启动阀。可以参考由T.T.Pattantyus在1999年7月9日申请的序列号09/351111，名称为“System and Method for Driving a Solenoid”的美国专利申请中披露的阀门驱动电路。质量流量控制器可以实行闭环控制算法。可以参考由K，Tinsley在1999年7月9日申请的序列号09/350744，名称为“System and Method of Operation of a Digital Mass FlowController”的美国专利申请。重要的是注意，本发明不不限于用于包括上述元件的质量流量控制器中。

虽然本发明参照说明性的实施例进行了说明，但是应当理解，上面的说明是以举例方式给出的，并不构成对本发明的限制。因此，还应当理解，显然，对于本领域的普通技术人员，参照所述的说明可以对所述实施例的细节作出许多改变，并且可以作出许多不同的实施例。所有这些改变和所述不同的实施例都落在下面的权利要求限定的本发明的构思和范围内。

Claims (27)

1.一种用于检测和测量气体的质量流量从而提供和质量流量控制器中的所述质量流量成比例的输出信号的电路，包括：

用于驱动所述电路的精确的电流源；

上游质量流量检测元件；

下游质量流量检测元件；

运算放大器，用于使上游检测元件的上游电压和下游检测元件的下游电压相加，并提供输出信号；

和运算放大器的正节点电气相连的一个参考电压源；

上游分流电阻和下游分流电阻，它们共用在所述运算放大器的负节点的公共结点，并和所述上游与下游质量流量检测元件电气并联；

一个参考电阻，其被电连接在所述参考电压源和所述运算放大器的正节点之间；以及

一个反馈电阻，其被电连接在所述运算放大器的负节点和输出之间；以及

参考电阻，其值等于桥接电阻的一半，被电气连接在运算放大器的正节点和上下游检测电阻的结点之间。

2.如权利要求1所述的电路，其中所述精确电流源还包括：

用于测量电流的测量电阻；

至少一个另外的运算放大器和第一晶体管，和所述测量电阻一起，用于控制通过所述电路的电流；以及

第二晶体管，用于维持在上下游质量流量检测元件的结点的电压。

3.如权利要求1所述的电路，还包括信号调整放大器，用于控制输出信号的幅值。

4.如权利要求1所述的电路，其中所述上下游质量流量检测元件具有和温度相关的阻值。

5.如权利要求1所述的电路，其中所述上下游质量流量检测元件是精密电阻。

6.如权利要求1所述的电路，其中所述上下游质量流量检测元件是电导线。

7.如权利要求1所述的电路，其中输出信号被送到在所述质量流量控制器内的模数转换器。

8.如权利要求1所述的电路，其中所述参考电压源是+2.5V的参考电压源。

9.如权利要求1所述的电路，其中所述上下游质量流量检测元件被这样电气相连，使得上游质量流量检测元件在电气上和物理上是所述下游质量流量检测元件的上游。

10.如权利要求1所述的电路，还包括第一运算放大器电阻，其被电连接在运算放大器的正节点和参考电压源之间，以及第二运算放大器电阻，其在电气上被连接在运算放大器的正节点和上下游检测电阻的结点之间；在所述点的电压几乎等于参考电源的电压；第三运算放大器电阻，其被连接在运算放大器的负节点和输出之间；第四运算放大器电阻，其被连接在上游电阻和负的运算放大器节点之间，以及第五运算放大器电阻，其被连接在下游电阻和负的运算放大器节点之间。

11.如权利要求1所述的电路，其中第一运算放大器电阻和第三运算放大器电阻具有相等的阻值，第二运算放大器电阻的阻值等于第四和第五运算放大器电阻的并联等效值。

12.如权利要求1所述的电路，其中所述反馈电阻的值可以被改变，从而控制运算放大器的增益。

13.如权利要求1所述的电路，其中由和运算放大器的正节点电气相连的参考电压源产生的偏压在运算放大器的上下游检测电阻的结点产生+2.5V的虚拟电压源。

14.一种用于检测和测量气体的质量流量从而提供和质量流量控制器中的所述质量流量成比例的输出信号的方法，包括以下步骤：

使用精确的电流驱动一个电路；

利用所述电路检测气体质量流量；以及

在所述电路的输出提供输出信号，其中所述电路包括：

用于驱动所述电路的精确的电流源；

上游质量流量检测元件；

下游质量流量检测元件；

运算放大器，用于使上游检测元件的上游电压和下游检测元件的下游电压相加，并提供输出信号；

和运算放大器的正节点电气相连的一个参考电压源；

上游分流电阻和下游分流电阻，它们共用在所述运算放大器的负节点的公共结点，并和所述上游与下游质量流量检测元件电气并联；

一个参考电阻，其被电连接在所述参考电压源和所述运算放大器的正节点之间；以及

一个反馈电阻，其被电连接在所述运算放大器的正节点和输出之间。

15.如权利要求14所述的方法，其中所述精确电流源还包括：

用于测量电流的测量电阻；

至少一个另外的运算放大器和第一晶体管，和所述测量电阻一起，用于控制通过所述电路的电流；以及

第二晶体管，用于维持在上下游质量流量检测元件的结点的电压。

16.如权利要求14所述的方法，其中所述电路还包括信号调整放大器，用于控制输出信号的增益。

17.如权利要求14所述的方法，其中所述上下游质量流量检测元件具有和温度相关的阻值。

18.如权利要求14所述的方法，其中所述上下游质量流量检测元件是精密电阻。

19.如权利要求18所述的方法，其中所有电阻是1％的精密电阻。

20.如权利要求14所述的方法，其中所述上下游质量流量检测元件是电导线。

21.如权利要求14所述的方法，其中输出信号被送到在所述质量流量控制器内的模数转换器。

22.如权利要求14所述的方法，其中所述参考电压源是+2.5V的参考电压源。

23.如权利要求14所述的方法，其中所述上下游质量流量检测元件被这样电气相连，使得上游质量流量检测元件在电气上和物理上是所述下游质量流量检测元件的上游。

24.如权利要求14所述的方法，其中所述电路还包括第一运算放大器电阻，其被电连接在运算放大器的正节点和参考电压源之间，以及第二运算放大器电阻，其在电气上被连接在运算放大器的负节点和一个等于参考电压源的电压之间。

25.如权利要求24所述的方法，其中第一运算放大器电阻和第二运算放大器电阻具有相等的阻值。

26.如权利要求14所述的方法，其中所述反馈电阻的值可以被改变，从而控制运算放大器的增益。

27.如权利要求14所述的方法，其中由和运算放大器的正节点电气相连的参考电压源产生的偏压在运算放大器的负节点产生一个虚拟地。

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