CN1366753A - 信道均衡器的优化 - Google Patents

Abstract

一种在无线电接收机中执行信道均衡的方法,其中估算冲激响应,通过在预滤波之前估算接收信号中包含的噪声的协方差矩阵确定噪声功率,以及计算预滤波器和均衡器的抽头系数。该方法包括:通过估算噪声协方差矩阵确定预滤波后的噪声功率,之后通过加权从噪声协方差估计中得到的系数加权信道均衡器的输入信号(416,418)。

Description

信道均衡器的优化

技术领域

本发明涉及估计无线电接收机中的噪声功率，以便确定信道均衡器参数。

背景技术

无线电接收机应用不同信道均衡器来去除符号间干扰(ISI)，这种干扰是由于信号在无线信道中被线性和非线性失真引起的。符号间干扰出现在频带受限的信道，此时使用的脉冲波形扩展到相邻的脉冲间隔。在数据传输应用的传输速率高时这个问题尤为严重。有许多不同类型的量化器，如DFE(判决反馈均衡器)，ML(最大似然)均衡器以及MLSE(最大似然序列估算均衡器)，后两种均衡器基于维特比算法。

众所周知，必须考虑噪声或干扰功率加权基于维特比算法从均衡器接收用于解码软判决的信息，以优化其性能。而问题是如何可靠估算噪声功率。

专利文献US5,199,047公开了一种能在TDMA(时分多址)系统中估计接收质量的方法。在该方法中，通过比较预先存储于存储器的训练序列与接收的训练序列调整信道均衡器。训练序列与每个数据传输一起传输。该出版物公开了一种广为人知的接收机结构，其中通过计算接收的训练序列X′与存储器中存储的序列X的互相关确定信道的冲激响应H(O)。这个冲激响应控制一个维特比均衡器。该专利文献公开了一种能通过计算接收信号的估计S来估算接收质量的方法。 $S=\underset{0}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_i=\underset{0}{\overset{I}{\mathrm{\Σ}}}{|y_i-{x_i}^{\′}|}^2----\left(1\right)$

其中

y_i是为传输无干扰的信号(包括训练序列)计算的估计，以及

x_i′为接收的抽样。

估计S越小，估算的训练序列与接收的信号抽样之间的相关性越高。因此，估计S越小，传输的数据比特能被所使用的信道均衡器检测到的可能性越高。

该出版物还公开了一种考虑接收信号功率的相对估计，即，品质因子Q： $Q=\frac{\mathrm{\Σ}{\left|{X_i}^{\′}\right|}^2}{S}=\frac{\mathrm{\Σ}{\left|{x_i}^{\′}\right|}^2}{\mathrm{\Σ}{|y_i-{x_i}^{\′}|}^2}----\left(2\right)$

其中训练序列X_i′或各个抽样值x_i′的平方值累加以确定接收的信号能量。

例如，在称为EDGE(GSM演进的增强型数据业务)的GSM(全球移动通信系统)系统改进中，接收机在信道均衡器前通常包括预滤波器。专利文献US5,199,047没有公开如何使用这种预滤波器以优化信道均衡器。

发明内容

因此，本发明的一个目的在于提供一种通过分两步估算噪声功率来优化信道均衡器的方法，以及提供一种实现该方法的装置。这是通过一种在无线电接收机中执行信号均衡的方法实现的，其中估算冲激响应，通过在预滤波之前估算包含于接收信号中的噪声的协方差矩阵确定噪声功率，以及计算预滤波器和均衡器的抽头系数。该方法包括通过估算噪声方差确定预滤波后的噪声功率，以及通过加权从估算噪声方差得到的系数加权信道均衡器的输入信号。

本发明还涉及一种无线电接收机，该接收机包括用于估算冲激响应的装置，通过在预滤波之前估算包含于接收信号中的噪声的协方差矩阵确定接收信号的噪声功率的装置，以及用于计算预滤波器和信道均衡器的抽头系数的装置。该接收机包括通过估算噪声方差确定预滤波后的噪声功率的装置，还包括通过加权从噪声方差估算中得到的系数加权信道均衡器的输入信号的装置。

本发明的优选实施例在所附权利要求书中公开。

本发明基于不仅在预滤波之前而且在预滤波之后估算接收信号的噪声功率，即，噪声方差。从该估算中得到的加权系数用于加权信道均衡器的输入信号。

本发明的方法和系统有几个优点。通过加权信道均衡器的输入信号，可提高信道解码性能。如果由于该系统的调制方法使得信道解码的性能相当重要，如同在称为EDGE的GSM改进中，就更为有利了。另外，在预滤波后再次估算噪声使得能考虑预滤波时产生的误差。

附图说明

现在联系优选实施例参考附图详细描述本发明，其中：

图1示意了一个通信系统的例子，

图2示出了两次估算噪声协方差而且可能不会偏置估计的方法步骤的流程图，

图3示出了一个接收信号的冲激响应，

图4示出了计算接收机的信道均衡器参数的技术解决方案。

具体实现方式

本发明能应用于网络部件中(如基站收发信台)，以及不同用户终端中的所有无线通信系统接收机。

图1简化示意了本发明的技术解决方案能应用的数字数据传输系统。该系统为蜂窝无线电系统的一部分，包括基站收发信台104，其与用户终端100和102有无线电连接108和110，用户终端可以固定于汽车或便携式终端内四处移动。基站收发信台的收发信机连接一个天线设备，用于实现与用户终端的双工无线电连接。基站收发信台还连接一个基站控制器106，其传送该用户终端连接到网络的其它部件。基站控制器以集中方式控制与之相连的多个基站收发信台。

蜂窝无线电系统也可连接公众交换电话网，在此情况下，码型变换器将公众交换电话网和蜂窝无线网络之间使用的不同数字话音编码模式转换为兼容模式，例如，从固定网络的64kbit/s模式转换为蜂窝无线网络的另一种模式(例如，13kbit/s)，反之亦然。

图2示出了分两步估算噪声方差，以及通过加权从噪声方差估计中得到的系数加权信道均衡器的输入信号的方法步骤的流程图。下面将通过对接收机结构的描述详细解释流程图的各个方法步骤。该过程从功能块200开始。

在功能块202，计算冲激响应。图3举例示意了一种测量的冲激响应。在典型的蜂窝无线电环境中，基站收发信台和用户终端之间的信号在发射机和接收机之间采用多个不同路由传播。这种多路径传播主要是由于信号从周围表面被反射引起的。通过不同路由传播的信号由于传播时延不同而到达接收机的时间不同。两个传输方向的情况都是这样。通过测量接收信号的冲激响应可在接收机监视发射信号的这种多路径传播，在此示意具有不同到达时间的信号为波峰与其信号强度成正比。图3举例示意了这种测量的冲激响应。横轴300表示时间，而纵轴302表示接收信号的强度。曲线的峰值点304、306、308指示接收信号的最强分量。

接着，在功能块204，估算信号的协方差矩阵，根据公式7，其对角线为向量形式的噪声方差。在功能块206，利用已知方法计算预滤波器和信道均衡器的抽头系数。在功能块208，根据公式10再次估算噪声方差。最后，在功能块210，提供给信道均衡器的信号通过加权噪声估算得到的系数被加权。箭头212描述了根据使用的系统标准(例如，时隙)的具体要求该方法的重复性。在功能块214，评估该估计中可能的偏差级别以便根据公式11确定参数。这个步骤不是必需的，但如果预滤波器的抽头系数是利用将导致噪声能量估计产生偏差的均衡器算法确定的，这个步骤将提高性能。该过程在功能块216结束。

下面通过确定信道均衡器参数所必需的一种简化接收机结构详细描述每个方法步骤，该结构在图4中示意。为示意起见，图4只示出了与本发明描述相关的接收机结构部件。

估计部件400接收抽样信号作为输入，而且根据现有技术通过互相关接收抽样与一个已知序列估算每个分支的冲激响应。适应于已知系统的估算冲激响应的方法(应用于例如GSM系统)，利用附属于一个突发的已知训练序列。长26比特的训练序列中的16个比特用于估算每个冲激响应抽头。该结构通常还包括一个匹配滤波器，以取决于干扰因素(如，符号间干扰ISI)的符号差错似然(likelihood)，重建在信道中失真的信号为原始数据流。在该匹配滤波器计算估算的冲激响应的自相关抽头。上述的设备可以多种方式实施，例如，通过在处理器中运行软件或通过硬件配置，如利用分立组件或ASIC(专用集成电路)生成的逻辑。

估算冲激响应后，在部件402计算噪声的协方差矩阵。根据现有技术，例如，可如下估算协方差矩阵：

在线性情况下，抽样信号的向量可表示为如下形式(黑体变量表示向量或矩阵)：

y₁＝H₁x+w₁                          (3)

y₂＝H₂x+w₂

其中

  y₁和y₂为[y[n]y[n+1]…y[N-1]]^T形式的抽样向量，n＝0，1，...，N-1，其中n为抽样数而T为转置，

  x为要估计的向量，

  w₁和w₂为[w[n]w[n+1]…w[N-1]]^T形式的噪声向量，

  H为已知的观察矩阵，为N×(N+h₁-1)维，其中h₁为冲激响应的长度，而h( )为冲激响应观察值，H具有下述形式：

即，矩阵H包括一个值为0的上三角矩阵和一个值为0的下三角矩阵。矩阵乘法Hx计算冲激响应和信息卷积。

因此，两个抽样y₁和y₂的协方差为：

μ₁₂＝E[(y₁-E(y₁))((y₂-E(y₂))*] $=\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}(y_1-E\left(y_1\right))\left((y_2-E\left(y_2\right)\right)*\mathrm{\ρ}(y_1,y_2){\mathrm{dy}}_1{\mathrm{dy}}_2----\left(4\right)$ $=\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}{y}_1{y}_{2}p(y_1,y_2){\mathrm{dy}}_1{\mathrm{dy}}_2-E\left(y_1\right)E\left(y_2\right)$

＝E(y₁y₂)-E(y₁)E(y₂)

其中，E(y₁)为y₁的期望值，且具有下述形式： $E\left(y_1\right)=\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}{y}_{1}p\left(y_1\right){\mathrm{dy}}_1----\left(5\right)$

在公式(5)和(6)中，p表示概率密度函数，而*表示复数卷积。

通过类似方法可得到E(y₂)。

也可通过下述方式表示协方差为矩阵形式：

C＝E(e_ie_i ^H)，其中                        (6)

H表示下述矩阵的复数卷积转置： $e_i=\left[\begin{array}{c}{w}_{i1}^T\\ w_{i2}^T\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{(y_{i1}-H_{i1}x)}^T\\ {(y_{i2}-H_{i2}x)}^T\end{array}\right],----\left(7\right)$

其中T表示矩阵的转置。

根据图4，为简化起见，公式中除y₁和y₂之外还有其它抽样向量。该协方差矩阵的对角线元素形成了向量形式的信号噪声方差。

上述的设备可以多种方式实施，例如，通过在处理器中运行软件或通过硬件配置，如利用分立组件或ASIC生成的逻辑。

在部件404，计算预滤波器f₁，f₂，...，f_n和信道均衡器412的抽头系数。部件400和402的输出信号用作该部件的输入信号。估算的冲激响应值和噪声协方差矩阵可用于确定预滤波器的抽头系数。预滤波器可以是FIR(有限冲激响应)或IIR(无限冲激响应)型，但不是匹配滤波器。IIR滤波器比具有同样均匀阻带的FIR滤波器要求的参数以及存储器和计算容量都要少，但IIR滤波器会引起相位失真。至于本发明的应用，与选择哪个滤波器或设计方法无关，因此在此不再详细它们。设计滤波器的不同方法在该技术领域是广为人知的。提供给加权装置410的部件404的输出信号416为经修正的冲激响应。

在该技术领域一般都知道几种不同类型的信道均衡器。实际上，最普通的包括线性均衡器，非线性的DFE(判决反馈均衡器)，以及基于ML(最大似然)接收机的维特比算法。根据维特比算法的均衡器优化标准为序列差错似然。均衡器通常是通过FIR型的线性滤波器实现的。这种均衡器可应用不同标准优化。差错似然与均衡器系数呈非线性关系，因此实际上，最通用的优化标准为MSE(均方误差)，即，误差功率

J_min＝E|I_k-_k|²，其中                (8)

J_min为最小误差功率，

I_k为参考信号，以及

_k为参考信号估计，而

E为期望值。

至于本发明的应用，与选择哪个滤波器或设计方法无关，因此在此不再详细描述它们。优化均衡器的不同方法在该技术领域是广为人知的。

在部件406，预滤波后再次计算信号噪声方差。根据现有技术，可如下估算噪声方差：

预滤波后，信号向量可表示为下述形式：

y_c＝H_cx+w_c，其中                (9)

  y_c为[y[n]y[n+1]…y[N-1]]^T形式的抽样向量，n＝0，1，...，N-1，其中n为

抽样数而T为转置，

  x为要估计的向量，

  w_c为[w[n]w[n+1]…w[N-1]]^T形式的噪声向量，

  H_c为已知的观察矩阵，为N×(N+h₁-1)维，其中h_c( )为冲激响应观察值，而h₁为冲激响应的长度，H具有下述形式：

因此，利用下述公式可估算噪声能量N：

c为用户选择的一个常数，这个常数不必，但在必要时可用于调节系统动态特性，

length为该向量的长度，

t为向量的转置，

^*为复数卷积，而

/为除。

上述的功能可以多种方式实施，例如通过在处理器中运行软件或通过硬件配置，如利用分立组件或ASIC生成的逻辑。

如果是利用将引起噪声能量估计产生偏差的均衡器算法，如MMSE-DFE(最小均方均衡器-判决反馈均衡器)均衡器算法，确定预滤波器的抽头系数，那么这种估计就没有偏差以便提高信道编码性能。在部件408，从如下噪声能量估计中计算无偏加权系数：

N为噪声能量估计，且具有公式10所示的形式，而

E(|y_c|²)为预滤波后信号能量的期望值。这是根据图4的技术解决方案。

在公式10中，为计算噪声能量N： $N={c*w}_c^t{w}_c*/\mathrm{length}\left(w_c\right),$

可利用公式11确定常数c，在计算加权系数时已经考虑了噪声能量估计无偏差。估计了噪声能量而且评估了可能的偏差影响后，部件404的输出信号，即经修正的冲激响应416，在预滤波抽样信号的加法器414形成的和信号418在实际的信道均衡器部件412之前，乘以利用加权装置410得到的加权系数。这为信道解码提供了更为可靠的符号差错率值。

上述功能可以多种方式实施，例如，通过在处理器中运行软件或通过硬件配置，如利用分立组件或ASIC生成的逻辑。

尽管上面是参考附图的例子描述本发明的，但显然本发明并不局限于此，而是可在所附权利要求书公开的发明构思内以多种方式改进。

Claims (10)

1.一种在无线电接收机中执行信道均衡的方法，其中估算冲激响应，通过在预滤波之前估算接收信号中包含的噪声的协方差矩阵，来确定噪声功率，计算预滤波器和均衡器的抽头系数，该方法的特征在于：

通过估算噪声方差来确定预滤波后的噪声功率，以及

通过加权从估计噪声方差中得到的系数，来加权信道均衡器的输入信号(416，418)。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于：将被加权的信号为通过噪声协方差矩阵估计校正的冲激响应以及接收的预滤波信号。

3.根据前述任何一个权利要求的方法，其特征在于：通过加权考虑噪声功率估计偏差确定的系数来加权提供给信道均衡器的信号(416，418)。

4.根据前述任何一个权利要求的方法，其特征在于：利用基于维特比算法的信道均衡器来执行信道均衡。

5.根据前述任何一个权利要求的方法，其特征在于：利用判决反馈信道均衡器来执行信道均衡。

6.一种无线电接收机，包括用于估计冲激响应的装置(400)，通过估计在预滤波前接收信号中包含的噪声的协方差矩阵来确定接收信号的噪声功率的装置(402)，用于计算预滤波器和信道均衡器的抽头系数的装置(404)，该接收机的特征在于：

该接收机包括用于通过估计噪声方差来确定预滤波后的噪声功率的装置(406)，以及，

该接收机包括通过加权从噪声方差估计中得到的系数，来加权信道均衡器的输入信号(416，418)的装置(410)。

7.根据权利要求6的无线电接收机，其特征在于：将被加权的信号为通过噪声协方差矩阵估计校正的冲激响应，以及接收的预滤波信号。

8.根据前述任何一个权利要求的无线电接收机，其特征在于：该接收机包括通过加权考虑噪声功率估计偏差确定的系数加权来提供给信道均衡器的信号(416，418)的装置(410)。

9.根据前述任何一个权利要求的无线电接收机，其特征在于：该接收机包括利用基于维特比算法的信道均衡器来执行信道均衡的装置(412)。

10.根据前述任何一个权利要求的无线电接收机，其特征在于：该接收机包括利用判决反馈信道均衡器来执行信道均衡的装置(412)。

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