CN120642221A - 用于扩展的频谱docsis的放大器 - Google Patents

Abstract

公开了用于放大沿着施加损耗倾斜的电缆的跨段传播的信号并且使得通过调制邻近所述跨段的放大器的随频率变化的放大来抵消损耗倾斜以便提供单位增益的系统和方法。

Description

用于扩展的频谱DOCSIS的放大器

相关申请的交叉引用

本申请要求2023年1月26日提交的美国临时申请第63/441,389号、2023年1月26日提交的美国临时申请第63/441,416号、2024年1月25日提交的美国临时申请第63/625,210号，以及2023年5月10日提交的美国临时申请第63/501,344号的优先权，所述申请的内容各自以全文引用的方式并入本文中。

技术领域

本申请的主题涉及向客户递送CATV、数字和互联网服务的改进的系统和方法。

背景技术

历史上，有线电视(CATV)服务一直从称为“头端”的中央递送单元向大量订户提供内容，所述中央递送单元通过包括众多中间节点的分支网络将频道内容从该中心单元分发给其订户。然而，现代有线电视(CATV)服务网络不仅向客户提供诸如电视频道和音乐频道的媒体内容，还提供诸如互联网服务、视频点播、诸如VoIP的电话服务等的大量数字通信服务。这些数字通信服务继而不仅需要通过中间节点从头端到订户的下游方向的通信，还需要通过分支网络从订户到内容提供商的上游方向的通信。

为此，此类CATV头端包括单独的电缆调制解调器端接系统(CMTS)，用于向有线订户提供高速数据服务，例如视频、有线互联网、互联网语音协议等。通常，CMTS将包括以太网接口(或其他更传统的高速数据接口)以及RF接口两者，使得来自互联网的流量可以通过以太网接口，通过CMTS被路由(或桥接)，并且然后被路由到连接到有线电视公司的混合光纤同轴(HFC)系统的光学RF接口上。下游流量从CMTS递送到订户家中的电缆调制解调器，而上游流量从订户家中的电缆调制解调器递送回到CMTS。许多现代CATV系统在称为融合有线接入平台(CCAP)的单一平台上将CMTS的功能与视频传输系统(EdgeQAM)相结合。其他现代CATV架构(称为分布式接入架构或DAA)通过将传统CCAP的物理层(例如，远程PHY或R-PHY架构)以及有时还有MAC层(例如，远程MACPHY或R-MACPHY架构)推送到网络的光纤节点来重新定位它/它们。因此，虽然CCAP中的核心执行较高层处理，但节点中的远程装置将核心发送的下游数据从数字转换成模拟以在射频上发送，并将电缆调制解调器发送的上游RF数据从模拟转换成数字格式以通过光学方式发送到核心。

无论采用哪种架构，CATV系统的历史实现方式都将可用带宽划分成上游传输和下游传输，即，在频谱的任何部分上数据仅在一个方向上传输。例如，电缆数据服务接口规范(DOCSIS)的早期迭代将分配的上游传输指定为5MHz与42MHz之间的频谱，并且将分配的下游传输指定为50MHz与750MHz之间的频谱。DOCSIS标准的稍后迭代扩展了为上游传输路径和下游传输路径中的每一者保留的频谱宽度，分配给每个相应方向的频谱不重叠。

DOCSIS标准的再稍后迭代利用了正交频分复用(OFDM)作为电缆数据传输格式。OFDM/OFDMA技术的目的是通过优化用于射频带宽的每个副载波的QAM调制水平，来最大化整个电缆数据网络内数据传输的效率。尽管最初定义为直接用于下游方向，但OFDM技术适用于在上游方向使用的多址技术(正交频分多址—OFDMA)。在每个方向上，相对宽的信道被细分为许多小的副载波。在下游方向上，这些副载波中的每一个可以使用其自身的正交振幅调制(QAM)水平，其等同于每个副载波QAM符号的不同位容量。在上游方向上，将副载波组进行组合，并在进行时间复用时，创建被称为“微时隙”的上游带宽分配的原子单元。在上游方向上，微时隙的所有副载波被分配相同的QAM水平，因此微时隙的所有副载波的每个QAM符号具有相同的位容量。

最近，有线电视运营商一直在寻找额外的替代架构以满足对上游服务和下游服务两者的不断增长的需求。例如，一种此类提出的架构是全双工(FDX)DOCSIS技术。使用FDXDOCSIS，上游频谱和下游频谱不再分开，从而允许通过有线接入网提供高达5Gbps的上游服务和10Gbps的下游服务。在全双工系统中，由于CCAP/R-PHY核心知道其自身的下游传输的特性，因此它可以区分在其提供这些下游服务的相同频率中传输的上游通信。然而，全双工技术在大多数运营商网络中存在的较长HFC设备中是不合适的。此外，在FDX系统中，必须将订户组织成“干扰组”以减轻由其他订户的上游传输对一些订户的下游传输引起的干扰，但位于客户场所与最接近节点之间的放大器的存在阻止将这些客户分成组，因为放大器使所有订户彼此干扰。理论上，可以通过消除使光纤延伸到每个订户的场所的放大器，或在放大器中包括消除功能来解决这个问题，但两者都是昂贵的。

其他提出的架构将增大在上游方向和下游方向上对客户的两种服务的频谱，从而向上移动这些服务之间的分割。例如，所提出的DOCSIS 4.0标准将使下游频谱的上限频率从1218MHz扩展到1794MHz，同时将上游服务与下游服务之间的最大分割从204/258MHz移动到高达684/834MHz。这些架构通常被称为扩展频谱DOCSIS(ESD)。然而，将从头端到订户场所的设备升级以适应带宽的增大同样是昂贵的。

CATV架构的所有这些演变的共同主题是需要提供不断增大的带宽量。对带宽的一个有害影响是噪声；随着噪声相对于信号强度的增大，可用带宽中能够使用的就更少。在典型的CATV或其他通信网络中，信号在到达客户之前通常在传输介质(例如，光纤或同轴电缆)上传播很大距离。在此长度上发生信号劣化，并且通常使用一个或多个放大器来恢复信号劣化。然而，放大产生失真，特别是随着放大变大，并且这种失真降低了系统的可用带宽。

因此，需要用于放大通信信号以减少被放大的信号中的噪声或其他此类劣化的改进的系统和方法。

附图说明

为了更好地理解本发明，并且为了展示如何实施本发明，现在将以举例的方式参考附图，其中：

图1示出了示例性通信系统的一部分，其中节点经由电缆和放大器的网络向大量客户供应信号。

图2A示出了图1的系统中使用的示例性放大器的规格。

图2B示出了具有图2A所示的规格的放大器可以补偿其前方跨段中的线路损耗以便实现单位增益的方式。

图3示出了实施图2B的技术的示例性放大器。

图4示出了图3的放大器的示例性性能度量。

图5A-图5C示出了对不同放大器和馈送这些放大器的跨段的示例性Lode工具分析。

图6示出了根据本公开的实施例的放大器的部分视图，其中对应元件用于放大和处理下游信号。

图7示出了图6的放大器相对于现有技术的放大器如何更好地得到平衡并且具有改善的性能。

图8示出了针对由图6的放大器执行的上游信号的放大的期望信号处理。

图9示出了实现图8所示的信号处理的上游放大逻辑的第一示例性实施例。

图10示出了实现图8所示的信号处理的上游放大逻辑的第二示例性实施例。

图11A和图11B示出了最大总复合功率(TCP)输出为55dBmV的示例性增强放大器(booster amplifier)的随频率变化的下游和上游增益倾斜曲线。

图12示出了通信网络的两个示例性跨段的潜在增强放大器放置区。

图13A示出了根据本公开的一些实施例的用于增强放大器的输入插件的电路板的示例性俯视图，该增强放大器具有可调节衰减器。

图13B示出了图13A的输入插件的透视图。

图14示出了图13A和图13B的可调节衰减器的俯视图和透视图。

图15和图16各自分别示出了图13A和图13B的可调节衰减器的不同替代实施例。

具体实施方式

图1示出了从节点12延伸到订户的家中的多个电缆调制解调器18的示例性通信网络10。通信信号经由干线电缆19在网络上传播，并且每个电缆调制解调器18由相应的分接器16和馈线电缆17馈送。图1中所示的系统10可以是如先前所述的HFC系统，其中节点12由具有CCAP(未示出)的头端服务，或者替代地，节点12可以是DAA架构中的一个节点，例如RPD、RMD等。电缆17、19可以包括同轴电缆，但本领域的普通技术人员将理解，可以使用其他传输介质，例如光纤电缆，并且尽管系统10未示出节点12与节点上游的任何装置之间的布线，但是例如头端、另一节点等也可以受益于本申请中公开的系统和方法。

图1的系统还利用了一个或多个放大器14，其是必要的，因为沿着电缆19传播的信号在电缆长度上劣化，并且也被沿着电缆19的无源元件(例如分接器16)劣化。这需要放大器沿着电缆的长度的周期性地间隔开以恢复信号。

如下文更详细解释的，放大器14通常被设计成实现“单位增益”，这意味着放大器的放大功能旨在将信号恢复到如果信号沿着给定放大器与相邻有源(即，放大)装置，例如另一放大器14或节点12之间的跨段行进时未引起劣化而会有的相同水平。实现单位增益由于跨段上的信号损耗或衰减随频率而变化的事实而复杂化，其中在高频下比在低频率下发生更多的信号损耗。因此，例如，图1所示的节点12与第一放大器14之间的跨段11不仅可能具有与放大器14与下一后续放大器之间的相继跨段13不同的损耗量，而且跨段11内的损耗也将随频率而变化。

然而，现有的放大器不具有可变增益；相反，它们各自以最大增益运行，作为其设置和平衡过程的一部分，技术人员在放大器的输入处插入衰减配置(衰减)和信号调节(均衡或电缆模拟)，这增加了所需的甚至更多损耗量，因此当其增大信号行进的相邻跨段中的损耗时，放大器(当以最大增益操作时)实现整个相关频谱的单位增益。

示例说明了此过程。考虑图2A，其示出了示例性“桥接器”放大器的规格。在此示例中，假设系统10以“高分割”配置操作，其中上游信号在5-204MHz频率范围内传播，而下游信号在258-1218MHz频率范围内传播。此示例中的放大器示出了47dB的工作增益和11.5dB的内部倾斜，这意味着在258MHz下的增益为35.5MHz(47dB–11.5dB)。

对于此示例，还假设放大器(例如，图1的放大器14)之前的跨段(例如，图1的跨段11)在258MHz下施加10dB的损耗，并且在1218MHz下施加15.5dB的损耗。如图2B所示，为了在整个下游频谱上实现此放大器的“单位增益”，可以通过在258MHz下线性地增加2.6dB的损耗并在1218MHz下线性地增加8.6dB的损耗来“调节”下游信号。当这样调节时，此损耗增加到现有跨段损耗产生与放大器的增益的“倾斜”平行的损耗“倾斜”。然而，放大器的增益对于期望的“单位增益”仍然太大，因此必须在整个下游频谱上增加大约23dB的额外衰减。一旦完成此操作，馈送给放大器的信号的损耗就使得放大器在下游信号的整个频谱上实现单位增益。

尽管在此示例中，均衡器或电缆模拟器增加了随频率增大的损耗，但本领域的普通技术人员将理解，这仅由给定的示例示出了跨段损耗的倾斜小于放大器的倾斜的事实而发生。在跨段表现出其在下游频率上的倾斜大于放大器的倾斜的足够大损耗的情况下，信号调节将必须增加均衡，所述均衡在较低频率下比在较高频率下表现出更多的损耗。

在机械上，所需的电缆模拟和衰减在放大器增益级中的任何放大器增益级之前作为插件单元并入放大器电路中。参考例如图3，其示出了示例性放大器50，插件衰减器52可以增加期望量的衰减(在上面的示例中，为23dB)，并且插件模拟器或均衡器54可以向信号增加期望量的倾斜(在上面的示例中，1218MHz处的倾斜8.6dB减去258MHz处的2.6dB)。

尽管前述示例关于下游信号进行描述，但在放大上游信号时发生类似过程，这将在说明书稍后更详细地描述。具体地，在上游方向上，对信号应用信号调节，使得当添加到相邻跨段的损耗时，信号的放大产生单位增益。

遗憾的是，前述系统和方法并不总是成功实现单位增益。具体而言，跨段损耗的倾斜通过扩展信号的频谱而加剧；因为损耗随着频率而增大，所以当通信信道的频率范围或带宽通过例如迁移到扩展频谱DOCSIS而扩展时，与给定长度的任何跨段相关联的倾斜增大。这需要与放大器中的电缆模拟器相关联的更大量的调节或均衡。这意味着使用刚刚描述的插件单元增加更多损耗，并且在一些情况下，可能需要增加比放大器可以恢复的损耗更多的损耗以实现单位增益。

例如，图4示出了来自工业CAD模拟工具Lode的截屏60，Lode是用于设计CATV网络的工具。在此示例中，旧式网络正在升级以支持1.8GHz ESD。左列62示出了在网络的平衡频率下的信号电平(dBmV)，而列64示出了在网络的跨段中的电缆的长度和类型以及沿着该跨段的分接器的计数。例如，截屏60示出了节点13具有类型为“32”的放大器(线路延伸器放大器)，所述放大器由一段45英尺的401型电缆馈送，沿着该段电缆分接器的计数为零。因此，列62示出了在网络的平衡频率中的每一个处的进入放大器的输入电平。

还参考图5A至图5C，Lode模拟示出了三个放大器，即“31型”放大器66、“32型”放大器67和“33型”放大器68。具体地，所述工具查看通过馈送放大器67和68的中间节点之后在每个平衡频率下的所有损耗，然后将其加到一起以得出进入放大器的跨段损耗，放大器必须补偿所述跨段损耗。然后，Lode从可用的衰减器和电缆模拟器中进行选择，以补偿这些跨段损耗以实现单位增益。在这些放大器中，放大器67和68由Lode以绿色示出，这意味着所述工具将这些放大器示出为能够平衡输入以实现单位增益。这可以通过将节点14处的电平与节点7处的电平进行比较，并且将节点21处的电平与节点14处的电平进行比较而在图4中看到。

然而，放大器66由所述工具以红色示出。这意味着Lode无法实现节点1处所示的馈送75英尺电缆的目标电平。发生这种情况是因为，在添加匹配放大器前方的跨段损耗的斜率所需的调节之后，在ESD下游频谱的大频率范围内，放大器即使在其“最大放大”并且在不需要衰减或衰减配置的情况下也无法达到所需电平。

图6示出了扩展频谱放大器100的实施例，该扩展频谱放大器能够比刚刚论述的添加衰减配置和信号调节的放大器更好地在更宽的频率范围内实现单位增益。具体地，放大器100不是调节和/或衰减信号以便使固定增益放大器实现单位增益，而是调制增益，使得考虑到相邻跨段，放大器的调制输出是提供单位增益所需的。尽管图6示出了执行放大器100的此类下游处理的部件，但本公开稍后将描述类似地调制放大器的增益的放大器100的上游处理。

放大器100可以在北向端口102处接收下游信号，并且在南向端口104处输出放大的下游信号。放大器100优选地包括一对双工器106a、106b，所述一对双工器用于将下游信号与上游信号分开，并且通过单独的路径108、110通过放大器路由每个信号，使得通过路径108的下游信号可以独立于通过上游路径110的上游信号被放大。

下游路径

关于下游路径108，放大器100可以优选地包括多个单独的相继增益块，所述相继增益块可以例如包括三个增益块112、114和116并且共同提供放大器100的总放大。放大器110还可以包括任选的衰减器118，其目的是将信号衰减某个值，所述值恰好足以防止放大器100的第一增益块或增益级的放大器112对信号进行削峰。放大器100还可以优选地包括前向路径滤波器120，其旨在在双工器106a提供的隔离之外，进一步隔离上游信号与下游信号之间的任何串扰。在一些优选实施例中，滤波器120定位在第一增益块112之后。

在接收待由放大器100放大的下游信号的第一或初始增益块112与将放大的下游信号提供到南向端口104的最后增益块116之间，优选地存在至少一个衰减器122和至少一个均衡器，例如图6中所示的三个均衡器调节器124a、124b、124c。如前所述，(多个)衰减器122和(多个)均衡器124a、124b、124c调制放大器100的增益随频率变化特性，以便对放大器100之前的前一跨段的增益随频率变化特性施加相等且相反的增益随频率变化特性。

在一些实施例中，此特征可以反映为在初始增益块112和最后增益块116之外在放大器100中不存在信号调节(电缆模拟或均衡)。由于许多现代放大器被设计成在通信网络中遵循各种跨段长度的位置、分接箱计数等使用，因此在一些实施例中，此特征可以更具体地反映为在初始增益块112和最后增益块116之外不存在插件信号调节器和/或插件衰减器，或者替代地，在初始增益块112和最后增益块116之外没有用于插件信号调节器和/或插件衰减器的插座。

返回参考先前论述的在258MHz下10dB和在1218MHz下15.5dB的假设跨段损耗的示例，放大器100可以容易地实现单位增益。具体地，因为在放大器100之前的跨段的损耗曲线中存在5.5dB的下倾，因此为了补偿此损耗，均衡器124a、124b、124c被设置为将放大器的向上增益倾斜调节到5.5dB的值。然后，在考虑在(多个)均衡器124a、124b、124c中进行的倾斜调整之后，将衰减器122的值设置为将放大器的开环增益减小到等于剩余跨段损耗，从而实现单位增益。

图7示出了通过使用前述公开的系统和方法的模拟线路延伸器放大器在整个下游路径中所得的总复合功率(TCP)和噪声水平。如该图可见，由均衡器124a(6dB)、124b(5.5dB)和124c(2.5dB)提供的总均衡总共为14dB，并且每个均衡器能够提供高达13.5dB的极限，因此所提供的总均衡完全在放大器100的能力内。类似地，衰减器122提供13.6dB的衰减，这意味着放大器仅使用大约50％的可用增益。这与参考图2A、图2B和图3论述的放大器形成显著对比，其中不存在信号的衰减，这意味着放大器将在完全放大下操作并且仍然未达到单位增益。相比之下，所公开的放大器100能够提供单位增益并具有巨大裕量。

尽管在一些实施例中，放大器100可以仅包括增益块118与116之间的单个均衡器，该单个均衡器根据需要调整放大器的倾斜以提供单位增益，但放大器优选地包括多个此类均衡器。如上所示，多个此类均衡器的一个益处是，为了实现单位增益，放大器100可能需要提供比任何单个均衡器可能需要提供的更多的倾斜。此外，如下文进一步详细解释的，通过使用多个均衡器，并且特别地通过将均衡器定位在增益块114的任一侧上，可以以当前放大器无法实现的方式控制放大器随频率变化的形状响应。

此外，在一些优选实施例中，并且同样如本说明书稍后所述，衰减器122以及任何或所有均衡器124a、124b、124c可以优选地是由信号监测单元126以这样的方式控制的可变衰减器，使得例如调整由于温度变化导致的跨段损耗的变化，以便尽管存在此类变化仍保持单位增益。

上游路径

在传播上游信号的放大器级联中，架构通常被设计成使得每个放大器在每个放大器或其他有源元件处被提供相同的上游输入电平，经平衡到平坦目标值。例如，系统可以被设计成使得每个有源元件在其相应的上游输入处具有平坦的11dBmv/6.4MHz。因为每个放大器都是唯一的，所以每个放大器被调整为使得上游信号以适当输出电平被输出到跨段，以便为上游级联中的下一放大器在其输入处提供平坦目标值。

因此，关于图6所示的上游路径110，在南向端口104处接收的上游信号也可以优选地由放大器100放大，并且放大的上游信号可以输出到出站端口102上。优选地，放大器100被配置成考虑到放大器100提供下游信号补偿的相同跨段的损耗特性而为上游路径提供单位增益。这通常将需要与针对下游信号放大所做的不同的信号处理，因为如刚刚所述，与下游信号(给定下游信号刚刚经过的跨段的损耗曲线，将在放大器100的南向端口104处实现下游频谱上的单位增益)不同，在上游方向上，目的是：给定上游信号到达下一上游放大器将经过的跨段的损耗曲线，在北向端口102处输出信号，所述信号将在下一上游放大器(或其他有源部件)的输入端口处实现上游频谱上的单位增益。

例如，参考图1，当补偿跨段11的损耗曲线时，在下游方向上，放大器14在其北向端口处接收劣化的输入信号，其中劣化(损耗)随频率而变化，并且放大器100被配置成在其输出处提供单位增益(具有平坦功率曲线)，旨在精确地再现在跨段11的另一端处的前一有源部件(在这种情况下，为节点12，该节点在其输出处也应具有这样的单位增益)的输出处存在的信号。然而，在上游方向上，放大器在其南向端口处接收输入的上游信号，所述南向端口表现出具有平坦功率曲线的单位增益，但输出具有随频率变化的功率曲线的放大信号，给定跨段11的损耗曲线，所述放大信号旨在在节点12处产生与放大器14的南向端口处存在的上游信号完全匹配的输入。

所需的上游信号处理在图8中示出。此图的第一子图(a)示出了放大器100的输入处的输入功率电平，即，随频率变化而平坦的功率电平。子图(b)示出了在放大器100的完全工作增益下放大之后的那些输入电平，并且子图(c)示出了放大器100与下一放大器或上游路径中的其他有源部件之间的居间跨段的损耗曲线。子图(e)示出了考虑到子图(c)中所示的设备损耗，为了在下一上游放大器处实现单位增益，在放大器100的北向端口处期望的功率电平。子图(d)示出了考虑到子图(b)中所示的电平，放大器100必须添加的信号调节损耗，所述信号调节损耗将在下一上游放大器处实现子图(e)的期望功率电平。换句话说，站输出是子图(d)的信号调节损耗修改的子图(b)中所示的放大输入的结果。施加到子图(e)的站输出的子图(c)的设备或跨段损耗在下一上游放大器处再现子图(a)的期望输入电平。

图9示出了实现图8所示的信号处理的上游放大逻辑的一个示例性实施例。具体地，诸如放大器100的放大器可以具有接收输入上游信号的南向端口104以及输出放大上游信号的北向端口102。放大器100可以包括上游放大逻辑200，所述上游放大逻辑包括至少两个放大器或增益块202和206，其中增益块202是放大器100在上游方向上在双工器106(b)之后的第一增益块，所述双工器将放大器100处理的上游信号与从放大器100输出的下游信号隔离，并且增益块206是放大器100在双工器106(a)之前的最后增益块，所述双工器将放大器100处理的上游信号与输入到放大器100的下游信号隔离。上游放大逻辑200还可以包括返回路径滤波器(RPF)204，其优选地包括低通滤波器(LPF)，所述低通滤波器拒绝通带上方的信号进入上游信号，以在双工器106(a)和106(b)所提供的环路隔离和稳定性之外改进环路隔离和稳定性。在最后增益块206之后，放大逻辑200还可以优选地包括信号调节插件208和输出衰减器210，它们一起被配置成产生图8的子图(d)中所示的信号调节损耗曲线。放大逻辑可以可选地包括输入衰减器212，所述输入衰减器略微调整输入电平以避免被增益块202和206削峰。

在一些情况下，在最后增益块206之后使用信号调节插件208和输出衰减器210可以在上游方向上成功地实现单位增益，即使在放大器100用于放大上游扩展频谱(ESD)信号时也是如此。也就是说，在一些实施例中，放大器100可以包括如图6所示的下游逻辑和图9的上游逻辑。然而，如本说明书先前已指出的，在一些情况下，特别是在放大器100放大上游ESD信号的情况下，图9的放大逻辑可能不足以在上游方向上实现单位增益，因为跨段损耗的倾斜通过扩展信号的频谱而加剧，并且放大信号的所需补偿倾斜/衰减可能超出可用插件单元的能力。

因此，放大器100的一些实施例可以包括图10中所示并且如本文中所述的放大逻辑220。具体地，放大逻辑220可以包括多个增益块或放大器222、224和226。优选地，增益块222是放大器100在上游方向上在双工器106(b)之后的第一增益块，所述双工器将放大器100处理的上游信号与从放大器100输出的下游信号隔离，增益块226是放大器100在双工器106(a)之前的最后增益块，所述双工器将放大器100处理的上游信号与输入到放大器100的下游信号隔离。

放大器100还优选地在增益块222与226之间包括至少一个可变衰减器，例如衰减器228，以及至少一个均衡器(信号调节器)，例如将在本公开中稍后描述的均衡器236、238、240中的任何、一些或所有均衡器。通过这种方式，放大器100不是调节和/或衰减信号以便使固定增益上游放大器向某个其他上游放大器的输入提供单位增益，而是调制放大的上游增益使得考虑到相邻跨段，放大器的调制的上游输出是提供这种单位增益所需的。与关于图6论述的下游信号处理一样，此特征可以反映为在增益块234与增益块236之间的信号路径之外在放大器100中不存在上游信号调节(均衡)和/或上游衰减。由于许多现代放大器被设计成在通信网络中遵循各种跨段长度的位置、分接箱计数等使用，因此在一些实施例中，此特征可以更具体地反映为在增益块234和增益块236之外不存在插件信号调节器和/或插件衰减器，或者替代地在增益块234和增益块236之外没有用于插件信号调节器和/或插件衰减器的插座。

在一些实施例中，刚刚描述的特征可以由为上游放大提供总体电平控制的可变衰减器228，以及至少一个可变均衡器提供，所述至少一个可变均衡器是例如均衡器238和/或均衡器240。在优选实施例中，可变均衡在新型插件返回路径滤波器(RPF)模块230内提供。历史上，RPF仅仅是简单的低通滤波器，其拒绝上游频谱的通带以上的信号，以便提供额外的环路隔离并防止不稳定。优选地，RPF 230包括至少一个可变均衡器(信号调节器)，例如均衡器238、240中的一个或多个，以为放大的上游信号提供可变均衡。更具体地，在一些优选实施例中，RPF 230可以包括提供连续可变量的均衡(信号调节)的第一可变均衡器238。也就是说，可变均衡器238提供随频率变化的连续可变量的倾斜或增益斜率。此外，在一些其他优选实施例中，RPF 230可以包括第二可变均衡器240，所述第二可变均衡器包括开关，所述开关交替地在第一均衡器与第二均衡器之间确定上游信号路径的路线。在一些实施例中，开关式均衡器240包括两个可交替选择的固定均衡器，每个固定均衡器具有随频率而变的不同量的倾斜或增益斜率。在其他实施例中，开关式均衡器240可以与具有固定量倾斜的均衡器或信号调节单元组合而实现为具有随频率变化的固定量增益的衰减器(零均衡)。其他实施例可以将开关式均衡器240实现为各自分别具有不同量衰减的两个固定衰减器的组合。

所公开的RPF 230的一些优选实施例可以包括可变均衡器238和开关式均衡器240两者。因此，可变均衡器238在第一范围内提供增益倾斜的动态调整，而开关式均衡器240提供均衡器238的可变倾斜的偏移调整。例如，在开关式均衡器在具有0dB的平坦响应的一个固定衰减器与具有7dB的倾斜的第二衰减器之间交替，并且可变均衡器238施加从0dB到10dB变化的倾斜量的实施例中，调整的总范围为0dB至17dB。因此，如本示例可见，在包括均衡器238和240两者的实施例中，均衡器238类似于汽车的加速器踏板，而均衡器240类似于换档器。本领域的普通技术人员将理解，根据需要，均衡器240可以包括多于两个均衡器或“齿轮”。本领域的普通技术人员还将认识到，其他实施例可以实现包括多于一个可变衰减器238和多于一个开关式衰减器240的RPF 230。

在一些实施例中，由开关式均衡器提供的倾斜差小于由可变均衡器提供的倾斜范围。这确保了开关式滤波器不会太频繁地切换。

优选地，RPF 230包括针对放大器100实施的上游/下游分割进行优化的“膝点频率(knee frequency)”。如本申请的说明书和权利要求中所述的“膝点频率”是指均衡器的任何可变倾斜铰合(hinge)所处的频率。也就是说，一个均衡器可以被设计成施加0dB至7dB范围的倾斜(高频与低频之间的衰减差)，从5MHz开始并且在684MHz处结束，而另一均衡器可以被设计成施加0dB至7dB范围的倾斜，从5MHz开始并且在204MHz处结束。在第一实例中，膝点频率为684MHz，并且在第二实例中，膝点频率为204MHz。此膝点频率很重要的原因是，结合可变均衡器提供的倾斜量，膝点频率确定可以由具有特定量的完全工作增益的放大器100补偿的跨段损耗的最大量；膝点频率越高，对于给定损耗增益倾斜曲线，在低于膝点频率的频率下可用的增益越少，并且放大器可以校正的跨段损耗越低。跨段损耗越大，实现单位增益所需的放大就越大。如果均衡器的膝点频率针对比跨段所需的频率高的频率进行优化，那么在给定的损耗倾斜下可用的增益将越少。参考例如图8D，当信号调节损耗斜率向右移动时，最小损耗的频率也向右移动。这意味着，对于任何给定增益倾斜，在低于最小损耗频率的频率下的信号调节损耗增大，从而导致可用于补偿跨段损耗(损耗随频率变化)的增益更少，即，放大器失效，如图4所示。

在一些实施例中，放大器100可以包括固定倾斜均衡器236(即，不可变)，其定位在上游路径中的最后增益块226与任何前一增益块之间。优选地，固定倾斜均衡器236用于将始终需要提供某一最小量的均衡或倾斜的放大器100中，例如分割非常高，例如为684MHz。这提供了一种成本低得多的解决方案，即在开关式均衡器240中实现具有多于两个均衡器设置的RPF 230，或者提供非常大范围的可变均衡器，以便提供非常大范围的均衡。固定均衡器236可以实现为具有高倾斜路径和低倾斜路径的开关式均衡器。而且，在一些实施例中，均衡器236通过中间增益块224与RPF 230分开。将固定均衡器236包括在RPF 230内部或者将其紧邻RPF 230定位将不利地劣化噪声性能，例如，低频率下的载噪比(CNR)。在其他实施例中，均衡器236可以位于输出增益级226之后。

在一些优选实施例中，放大器100还可以包括具有低通滤波器242的RPF 230，所述低通滤波器针对放大器100实施的特定分割进行优化。RPF 230中的低通滤波器242可以具有与可变均衡器238的膝点频率对准的截止频率，从而针对高于膝点频率的频率提供拒绝。低通滤波器234提供放大器100拒绝上游频谱的通带以上的信号所需的任何进一步衰减，以便提供额外的环路隔离并防止不稳定。

与下游方向一样，由衰减器228和均衡器238和240提供的可变衰减和均衡可以由SMU 126以这样的方式控制，使得例如SMU 126由此可以优选地调整由于温度变化而导致的跨段损耗的变化，以便尽管存在此类变化仍维持单位增益。这优选地消除了对Bode电路补偿温度变化的需要。

通过前述公开可以理解，如刚刚描述的放大器100的上游架构使输出增益级需要工作所处的总复合功率(TCP)最小化，并且，与旧式放大器不同，放大器100在上游方向上的增益和信号调节设置在放大器块或级之间，从而允许每个放大器块以最佳可能的失真性能以及最低可能的TCP工作。增益控制在放大器100内的此分布有益地维持了性能，并且不会由载波热噪声比(CTN)或载波互调噪声比(CIN)限制信号的保真度。

在一些实施例中，可以包括数模转换器(DAC)以控制(多个)可变均衡器，并且/或者可以在RPF 230中包括电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)以存储关于均衡器238和240实现的分割和响应形状的信息。

增强放大器

除了诸如多端口微型桥接器(MB)和线路延伸器(LE)放大器的标准放大器之外，扩展频谱DOCSIS规范还提供了低成本、低增益增强放大器，以支持更高带宽放大器的简单插入不足以满足订户的服务质量(QoS)要求的跨段的升级。优选地，此类增强放大器应具有固定的上游/下游增益，以及使用低功率和低TCP上游/下游增益块进行功率和成本优化。此外，此类增强放大器应优选地不需要(或包括)任何热补偿或功率控制，它们也不应使系统中的标准、初级多端口和单端口主放大器承受成本负担或以其他方式阻碍它们。

由于例如温度波动引起的跨段中发生的损耗的可变性随着跨段的长度而增大，并且必须补偿这种可变性。当将具有固定增益的增强器添加到跨段时，跨段的有效损耗减少，然而，由于温度引起的损耗的可变性增大。这是因为温度变化不仅影响电缆，而且还影响跨段中的放大器的性能，包括任何添加的增强放大器的性能。另外，增强放大器允许主站放大器支持具有比原本更多的电缆和无源元件的跨段，从而使得损耗随温度的可变性增大。所有这些增大的可变性必须由主站放大器处理，因为对增强放大器的低成本要求不允许此类增强放大器包括昂贵的部件来执行热补偿。换句话说，增强放大器不仅必须提供期望升级所需的额外放大，而且还必须提供进一步放大以允许主放大器具有足够的增益储备以补偿由添加增强放大器本身引起的跨段损耗的可变性的增大。必须针对此类要求评估增强放大器的任何设计，否则主放大器中所需的增益储备的增大的成本可能超过增强器的益处。

为了说明潜在增强放大器的所需规格，本发明人评估了十二种现有节点设计的采样，所述节点设计由860MHz、870MHz和1GHz设计的混合物组成，并且总共包括307个放大器和总共942个跨段。在这些网络中，在对放大器执行类似替换的插入式升级以升级跨段以支持1.8GHz的较高带宽(即，MB放大器被1.8GHz MB放大器替换，LE放大器被1.8GHz LE放大器替换等)之后，发现总共十三个跨段故障。这十三个故障跨段占总升级跨段的1.4％，并且包括升级跨段中的总有源元件的4.2％。

使用这些故障跨段连同最坏情况下的旧式全直通跨段来确定示例性增强放大器的规格，所述规格会使故障跨段中主放大器的增益和增益倾斜回退足够量，以便补偿升级跨段的额外热可变性。具体地，图11A和图11B分别示出了此类示例性增强放大器的上游和下游增益倾斜，其具有55dBmV的最大TCP输出。

除了前述考虑因素之外，本发明人还认识到，增强放大器应优选地允许其灵活放置。这是关键考虑因素，因为DOCSIS规范设想的增强放大器必须依赖于在设备跨段内的放置来管理输入和输出电平，使得上游电平和下游电平都不过高并且不会引入信号削峰，或者不会低到导致劣化载波热噪声比性能。因此，至关重要的是，任何成功的增强器设计都允许网络跨段内的某一安装位置范围，所述安装位置范围满足上游和下游信号电平操作要求两者。

例如，图12示出了两个示例性跨段250A和250B，其中需要增强放大器来将具有微型桥接器(MB)放大器252的跨段升级为扩展频谱DOCSIS(ESD)。为了理解可以在上游和下游安装增强器的位置范围，计算跨段内每个可能安装点的增强器功率电平。针对最坏情况的492/606分割计算上游TCP，同时针对102MHz-1.8GHz计算下游TCP。如此图中可见，如果增强放大器放置在跨段252的在平衡的1x3分路器256之后的位置254处，则增强放大器在上游方向上将仅需要TCP输出电平33.5dBmV，其完全在图11A和图11B的增强放大器的55dBmV设计内。然而，在下游方向上，增强放大器将需要70.7dBmV的TCP，远超出该增强放大器的能力。相反，如果增强放大器放置在位置258处，在875P3电缆的561英尺长度与875P3电缆的600英尺长度之间，则上游和下游TCP要求两者都落入增强放大器的规格内。如跨段252中可见，增强器放置区260可以表示沿着跨段鉴于增强放大器的能力可以放置增强放大器的位置。

然而，本发明人还认识到，仅仅理论上存在网络中可以成功地定位增强放大器的位置可能是不够的。例如，尽管图12的跨段250A示出了包括1279英尺电缆内的多个位置的相对较大的增强器放置区，但该图的跨段250B示出了限制多得多的增强器放置区。此外，即使理论上在跨段250b的增强器放置区260的488英尺内可能存在若干位置，但现实中，增强器可能实际上无法放置在该区域中。例如，有时设备设计可能与实际部署的网络不匹配。在电缆设备操作员对增强器放置区所处的特定位置或增强器放置区的部分没有地役权或其他进入权的情况下，可能会出现其他情况。这可能导致增强放大器的潜在放置在纸上起作用，但会导致显著的过载失真，这又可能需要技术人员移除增强器、重新接续电缆并寻找新位置来安装增强器。

图13A和图13B示出了用于增强放大器的新型输入模块270。具体地，模块270可以包括用于将输入信号接收到插件270的输入端口和将信号输出到增强放大器的放大级的输出端口。在端口272a与272b之间是双工器274a和274b，其将下游信号与上游信号隔离。输入模块270还优选地包括衰减器276和信号调节器(均衡器)278，其分别在下游信号被输出以由包括模块270的增强放大器放大之前衰减和调节该下游信号。在一些实施例中，输入模块270是可从增强放大器的槽位或其他电气插座插入和/或移除的插件模块。此外，本领域的普通技术人员将理解，输入模块270的一些实施例可以具有衰减器276，但没有信号调节器278。

如可以容易理解的，所公开的输入模块270允许技术人员或设备操作员通过将衰减和/或信号调节选择性地添加到增强放大器的输入来配置增强放大器以具有不同特性，并且这样做将扩展增强器放置区260。例如，通过将输入模块270选择性地插入增强放大器中并添加足够的衰减，如图12中所见的跨段250b的增强器放置区260可以向左扩展，从而提供更多放置选项。本领域的普通技术人员还将从图12了解到，尽管通常可以预期增强放大器在下游方向上发生故障，但在一些情况下，故障可能发生在上游方向上，因此输入模块270的一些实施例也可以在上游方向以及下游方向上包括衰减/信号调节。

在优选实施例中，衰减器276和/或均衡器278是可选择性地并且交替地插入输入模块270中并从该输入模块移除的插件模块。这有益地实现了由输入模块270执行的衰减/信号调节量的可调节性。作为一个示例，技术人员可以具有若干可用衰减器/信号调节器，并且可以简单地选择并插入对于跨段中给定位置而言适当的衰减器/信号调节器，或者通过试错选择并插入最佳衰减器/信号调节器。

此外，在其他优选实施例中，单个衰减器276本身可以提供可调节的衰减范围。具体参考例如图14，衰减器276可以包括具有多个接口282的插入件280，所述多个接口允许插入件280在多个不同定向中的一个定向上被固定到输入模块270中，其中每个定向提供不同量的衰减。例如，插入件280可以根据插入件280固定到输入模块270中的四个不同定向中的哪个定向来选择性地提供0dB、2dB、4dB或6dB的衰减。在一些实施例中，接口282符合JXP 3引脚尺寸规格。

优选地，插入件280和/或输入模块270包括指示插入定向以实现指定衰减量的标记，例如箭头、点等。因此，例如，图14示出了具有标记284以及一个或多个引导件288的插入件280，该标记显示针对每个可能定向的衰减增量286，技术人员通过所述一个或多个引导件知道与这些显示量中的每一个相关联的正确定向。类似地，输入模块270可以具有与引导件288中的选定引导件对准的互补引导件289。

插入件280提供了许多益处。首先，它为技术人员提供了一种稳健且可靠的方法，以调整增强放大器的衰减输入量，并且由此扩展增强放大器可以放置在跨段中的区。此外，插入件280减少或消除了技术人员携带许多不同JXP插件的需要。

本领域的普通技术人员还将了解，插入件280的许多不同构造是可能的，许多不同衰减范围和/或梯度也是可能的。例如，图15示出了备选的六边形插入件290，其具有以六个2dB为增量的0dB-10dB的范围。图16类似地示出了拨盘型插入件292，其具有以2dB为增量的0dB-6dB的范围。在其他实施例中，可以不需要移除插入件以便调整衰减，因为可变衰减可以通过旋钮、拨盘或其他此类机构实现。

应当理解，本发明不限于已经描述的特定实施例，并且可以在不脱离所附权利要求中限定的本发明范围的情况下在其中作出变化，发明范围如根据通行法律的原则，包括等同原则或将权利要求的可以执行范围扩大到其字面范围之外的任何其他原则所解释的。除非上下文另外指示，否则权利要求中对元件的实例的数量的引用(无论是对一个实例或多于一个实例的引用)至少需要所述元件的实例的指定数目，但并不意图从权利要求的范围中排除具有比该元件的更多实例的结构或方法。当用于权利要求中时，词语“包括”或其派生词以非排他性含义使用，所述非排他性含义不旨在排除所要求保护的结构或方法中的其他元件或步骤的存在。

Claims (19)

1.一种放大器，所述放大器具有北向端口和南向端口并且邻近传输介质的传播待由所述放大器放大的信号的跨段定位，所述跨段引起由随频率变化的损耗量值指定的所传播的信号的损耗曲线，所述放大器包括：

靠近所述北向端口的第一增益块和靠近所述南向端口的第二增益块，所述第一增益块和所述第二增益块一起沿着所述放大器的信号路径布置；

相应衰减器和相应均衡器，所述相应衰减器和所述相应均衡器各自定位在所述第一增益块与所述第二增益块之间，并且一起被配置成修改所述放大器的倾斜和增益中的至少一者，以便与所述跨段的损耗曲线相等并且相反。

2.根据权利要求1所述的放大器，所述放大器实现单位增益。

3.根据权利要求1所述的放大器，其中所述信号路径是下游路径。

4.根据权利要求1所述的放大器，其中所述信号路径是上游路径。

5.根据权利要求1所述的放大器，所述放大器没有接收沿着所述信号路径并且不在所述第一增益块与所述第二增益块之间的插件电缆模拟器的插座。

6.根据权利要求1所述的放大器，所述放大器没有实现所述放大器的单位增益所需的沿着所述信号路径并且不在所述第一增益块与所述第二增益块之间的插件电缆模拟器。

7.一种放大信号的方法，所述信号由第一放大器接收并且由邻近所述第一放大器的电缆的跨段传播，所述电缆的跨段引起损耗倾斜，所述损耗倾斜包括随频率变化的信号功率，所述方法包括：

通过第一增益块放大所述信号，并且随后将经放大的信号衰减第一量值；

均衡经衰减和放大的信号以提供具有第二量值的放大器倾斜的经均衡的信号；

其中所述第一量值和所述第二量值一起抵消由所述电缆的跨段引起的所述损耗倾斜。

8.根据权利要求7所述的方法，其中所述第一量值和所述第二量值一起将所述第一放大器的增益调制成与所述损耗倾斜相等并且相反。

9.根据权利要求7所述的方法，其中所述经放大的信号是上游信号。

10.根据权利要求7所述的方法，其中所述经放大的信号是下游信号。

11.根据权利要求7所述的方法，其中所述电缆的跨段将所述第一放大器与第二放大器分开，并且选择所述第一量值和所述第二量值以在所述第二放大器的输入处实现单位增益。

12.根据权利要求7所述的方法，其中选择所述第一量值和所述第二量值以在所述第一放大器的输出处实现单位增益。

13.根据权利要求7所述的方法，其中均衡所述经衰减和放大的信号的步骤由相继均衡器执行。

14.根据权利要求7所述的方法，所述方法无需沿着所述电缆的跨段模拟额外长度的电缆。

15.一种放大器，所述放大器具有北向端口和南向端口，并且包括：

靠近所述北向端口的第一增益块和靠近所述南向端口的第二增益块，所述增益块一起沿着所述放大器的信号路径布置；

至少一个第一插座，所述至少一个第一插座被配置成接收相应衰减器；以及至少一个第二插座，所述至少一个第二插座被配置成接收相应均衡器，所述至少一个第一插座和所述至少一个第二插座定位在所述第一增益块与所述第二增益块之间。

16.根据权利要求14所述的放大器，所述放大器没有用于实现所述放大器的单位增益所需的沿着所述信号路径并且不在所述第一增益块与所述第二增益块之间的插件电缆模拟器的插座。

17.根据权利要求15所述的放大器，其中所述信号路径是下游路径。

18.根据权利要求15所述的放大器，其中所述信号路径是上游路径。

19.根据权利要求15所述的放大器，所述放大器包括用于不同的所述相应均衡器的相继插座。