CN1296689A - 改善变换域信号定义特性的系统、装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于改进变换域码元的定义特性的系统、装置和方法;该装置包括:信号映射器(23),将输入数据映射到一个第一域中的码元块并且产生对应于每个码元块的偏差比特;和扰动/变换装置(27),响应第一域中的码元块和对应的偏差比特,产生扰动变换域码元块以便改进变换码元的定义特性。

Description

改善变换域信号定义特性的系统、装置和方法

本申请是1998年4月10日申请的第09/058，671号美国专利申请的继续部分，该申请的全部结合于此作为参考。

本发明涉及一种改善变换域信号定义特性的系统、装置和方法，更具体地讲，涉及减小时域信号的峰值与平均能量比(PAR)的系统，装置和方法。

通常把离散多频声(discrete multitone)(DMT)信号的大时域峰值与平均能量比(PAR)说成是DMT系统的主要缺点。这种问题存在于也使用其它调制方案的系统，例如，在使用正交频分多路复用(OFDM)和正交调幅(OQAM)的系统中。

大PAR需要有高精确度的数模转换器(DAC)，或需要系统容许在输入信号超过DAC范围时引入的信号失真(限幅)。对于固定DAC精度，按比例换算输入信号从而使信号值总是在范围内可能导致过量量化噪声；另一方面，不足的信号比例换算会导致过量的限幅噪声。

已经提出了多种减小DMT和OFDM码元时域峰值幅度的方法。这些技术可以分为三类。在第一类中，使用多个码元代表相同的数据，并使用在保留音频上发送的辅助信息通知接收机发送了哪些码元。例如，在J.S.Chow,J.A.C.Bingham和M.S.Flowers的“减小多载波系统中的限幅噪声(＂Mitigating clipping noise in multicarrier system,＂Proc.1997 Int.Conf.Commun.(ICC＇97),pp.715-719,June 1997)”的文章中，如果DMT码元的峰值过高，那么按比例换算DMT码元，并用保留音频将比例因数转送到接收机。这种技术减小了发射码元的信噪比(SNR)，并因而导致了比特误差率提高。在Djokovic的“减小PAR而不增大噪声(＂PAR reduction without noise enhancement＂,submissionT1E1.4/97 270 to ADSL Standard Issue 2,Sept.1997)”中，发射机在原始DMT码元与倒频原始码元形成的它的共轭码元之间进行选择。在D.J.Mestdagh和P.M.Spruyt的“减小基于DMT的收发信机中限幅概率的方法(＂A method to reduce the probability of clipping in DMT-based transceivers＂,IEEE Trans.On Commun.,vol.44.1234-1238,Oct.1996)”中，将一个伪随机相位序列加到原始DMT码元上。这类技术的最大缺点是，发射机必须将有关发送的码元的辅助信息转发到接收机。除了招致数据率损失或增大带宽之外，如果辅助信息受损，那么将破坏整个DMT码元。

第二类RAR减小技术基于确定具有好PAR特性的序列。见，例如，S.Shepherd，J.Orriss和S.Barton的“通过在正交频分多路复用调制中冗余编码渐近峰值包络功率减小极限(＂Asymptotic limits inpeakenvelope power reduction by redundant coding in orthogonal frequency-division multiplex modulation＂,IEEE Trans.on Commun.,vol.46，pp.5-10,Jan.1998)”。这些方法一般涉及从可能发射的码元集中除去“坏”时域序列，因此这导致了数据率损失。此外，这些方法需要将数据映射到“好”码元。这种映射一般是通过查询表完成的。需要的查询表的大小使其在带有许多音频和大构像尺寸的DMT系统中是不可实现的。

在第三类方案中，PAR减小是通过冗余信号代表取得的，其中可以用来自某个等价类的任何数量的可能发送的信号代表一个给定数据块，所述等价类带有选作发送的“最希望的”类代表——在本例中是具有小时域峰值的代表。在这种方案中，接收机被设计为每当它检测到一个等价类的元素时进行产生与该等价类相关的数据块的“模等价类运算”。在这种方法中，接收机不需要知道在发射机使用的选择类代表的准确算法。在DMT情况下进行“模等价类运算”的一种方式是使接收机简单地忽略不同频率片段(frequency bin)的内容。见A.Gatherer和M.Polley的“控制DMT发送中的限幅概率(＂Controllingclipping probability in DMT transmission＂,Conf.Record 31st AsilomarConf.On Sign.Sys.And Comp.,Nov.1997)”；A.Gatherer和M.Polley的“建议用于G.lite的PAR减小技术(＂Proposed PAR ReductionTechniques for G.lite＂,Universal ADSL Technical Group ContributionTG/98-025,Feb.4,1998)”；J.Tellado和J.M.Cioffi的“多载波传输系统中的PAR减小(＂PAR reductionin multicarriertransmission system＂,contribution 97-367 to T1E1.4 standards committec,Dec.1997)”。对于任何给定数据块，发射机可以将各种值置于这些未使用的频率片段中，以(尽可能地)最小化发送的时域信号的峰值。这些技术导致了显著的数据率损失，因为数个频率片段没有用于发送数据。

因此，需要有一种在DMT调制方案中利用数据携带或复频率片段以减小PAR而不影响数据率的PAR减小技术。还须要有一种能够普遍应用到其它调制方案并且能改进时域，或一般讲，变换域信号的其它特性的技术。

图1A是根据本发明配置的一个DMT发射机示意方框图；

图1B是根据本发明的一个替代DMT发射机配置的示意方框图；

图2是根据本发明的一个扩展信号点构象；

图3是根据本发明配置的一个接收机示意方框图；

图4是图1A和1B的偏差陪集代表发生器的示意方框图；

图5是图1A的扰动装置的示意方框图；

图6是图5的扰动装置中有效扰动发生器的示意方框图；

图7是图5的扰动装置中的扰动选择器的示意方框图；

图8是图3的接收机的偏差解码器的示意方框图；

图9是图1A和1B的偏差陪集代表发生器的替代的基于帧的配置的示意方框图；

图10A是图1A的扰动装置的替代的基于帧的配置的示意方框图；

图10B是结合前视的图10A的扰动装置的示意方框图；

图11是图10A中所示有效扰动发生器的示意方框图；

图12是图10中所示扰动选择器的示意方框图；

图13是图3的偏差解码器的一个替代的基于帧的配置的示意方框图；

图14是在DSL无分路器应用中使用的图5的扰动选择器的一个替代配置的示意方框图；和

图15是根据本发明的一个替代旋转扩展的信号点构象。

本发明一般针对一种改进块变换后的信号的定义特性的系统和方法，在本文后面将块变换后的信号称为变换域信号。为了使本发明的说明更容易理解，我们在这里说明本发明在离散多频声(DMT)调制方案中减小时域信号(此后在这里一般称为变换域信号)的峰值与平均能量比(PAR)的实际应用。熟悉本领域的人员应当知道，本发明可以普遍地应用到其它调制方案，例如正交频分多路复用调制(OFDM)，和正交调幅(OQAM)。此外，熟悉本领域的人员会知道，除了PAR之外，本发明也可以用于改进变换域信号中的其它定义特性。例如，也可以用于在变换域信号经历了非线性之后形成它的频谱，如在DSL系统的无分路器操作中那样，在这种系统中希望减小普通老式电话业务(POTS)电话中非线性造成的话音频带(0-4kHz)干扰。

DMT系统的发射方案基于N码元块。一个块中的每个码元对应于一个不同的频率片段。因此，每个码元块X是由频域码元X₀-X_N-1构成的。在使用DMT(假设N是偶数)的不对称数字用户线(ADSL)系统中，在零(X₀)和奈奎斯特(X_N/2)频率片段中没有发送的码元。在较低的N/2-1个复频率片段(X₁-X_N/2-1)中有发送的码元，并把较高的N/2-1个复频率片段(X_N/2+1-X_N-1)选择作为较低的N/2-1个片段的复共轭映像，从而使产生的频域信号拥有使时域信号实值化所需的埃米尔特对称。因此，每块实际上有n(n=N/2-1)个复频率片段码元。

如图1A所示，DMT发射机10通过线路12从个人计算机之类的数据终端设备(未示出)接收串行数字比特流。串行并行转换器14将串行比特流转换成并行格式。对于每一块，串行并行转换器输出(kn-r)+m个信息比特，v和u，其中r是冗余比特数，k是代表扩展构象中等价类所需的比特数。变量r和k以及等价类和扩展构象等术语在下面说明。

如上所述，n是每块产生的复频率片段码元数。m个基本信息比特u相当于m=m₁+m₂+…+m_n，其中m_i代表在复频率片段i中发送的基本信息比特数。对于n个复频率片段中的每一个，基本构象映射器将m_i个基本信息比特映射到来自一个基本构象的一个码元。第i个基本构象包含

个点。

在基本构象映射器16中，通过用于频率片段的信道质量确定每个频率片段的基本构象，并产生每个块的n个基本码元g。信道质量一般是通过在一训练序列期间探测信道确定的。片段的频率范围中的信道质量决定了构象的大小，因而也决定了可以由从构象选择的码元代表的输入数据比特数。一个较好质量的信道可以使用具有更紧密间隔点的较大密度的构象，因而用每个码元可以发送更多的比特。因此，由一个码元块代表的输入数据比特数取决于信道质量。

为了用一个特定实例说明根据本发明的基本构象的一般概念，考虑一个带有能够每码元发送两比特的基本构象的DMT系统。在图2中，示出了包含点A,B,C和D的基本构象30(假设它在一个象限中)，基本构象映射器16从中选择基本构象码元。也是根据本发明，扩展至少一些基本构象，以包括发送每码元m_i个基本信息比特所需的

个点以外的附加点。将这些扩展构象间隔成等价类。

扩展基本信号构象以支持多达每码元k附加比特的发送。将这kn个比特中的一些用于传送附加信息比特，而其它比特可以用于给发射机提供选择发送码元的某种灵活性。可以把这种额外自由度用于优化产生信号的某些目标功能——例如，非线性变换后的发送信号的峰值时域幅度或频谱形状。我们将这kn个附加比特称为“偏差比特”。

在图2所示实例中，用因数4扩展基本构象30，形成16点扩展构象32。因此，需要每码元k=2偏差比特确定发送扩展构象32中的哪些等价点。扩展构象32包括基本构象30，和每个都包含标为A-D四个点的扩展区34,36和38。所有带有相同标号的点属于相同等价类。

在图2所示实例中，扩展构象是通过在四个象限的每一个中重复基本构象而从基本构象形成的。将第i个码元的构象中的相邻点之间的最小距离定义为d_i。这个距离取决于信道质量。这种类型的构象扩展称为相加扩展，因为扩展构象中的等价点是通过将一个值(在本例中是每个维中的0或-2d_i)加到基本构象中的点产生的。

在本例中，我们用因数4扩展基本构象。当然，也可以用大于4的因数扩展基本构象。例如，通过在每一维中把0或+/-2d_i的整数倍加到基本构象中的点，我们可以产生附加等价类点。如将在下面看到的，利用更大的构象扩展将提高操作性能和系统复杂性。对于一个带有c个点的一般正方形构象，可以通过在每一维中加cd_i/2的整数倍产生扩展构象点。熟悉本领域的人员应当知道产生包含数个构象点等价类的扩展构象的其它方法。下面说明一个经旋转基本构象而产生的扩展构象。

参考图1A，将kn-r个比特，v，提供到偏差陪集代表发生器18，偏差陪集代表发生器18产生kn个偏差(或更具体地讲，陪集代表偏差)比特。扩展构象映射器20组合n个基本码元g和kn个陪集代表偏差比特t，以从扩展构象形成n个扩展码元，h。在上述示例中，在k=2时，基本码元g相当于基本构像点，并且k偏差比特选择对应码元的象限。埃尔米特对称块发生器22将n个扩展码元映射到一个N个共轭对称码元块X，(X₀-X_N-1)。在埃尔米特对称块发生器22中，n个码元映射到码元X₁-X_N/2-1，并且码元X_N/2+1-X_N-1是X₁-X_N/2-1的复共轭。将N码元块X提供到一个可逆变换装置，例如将N个频域码元变换成N个时域码元x(X₀-X_N-1)的逆离散傅里叶变换(IDFT)装置24。扰动装置26修改N个时域码元x，以通过修改陪集代表偏差比特t产生扰动时域块y，改进N个时域码元的定义特性，在本例中，如下所述，是使峰值最小。把扰动时域块y提供到并行串行转换器28，并行串行转换器28将扰动时域块y从并行形式转换成串行形式，并把它们通过信道发送。

基本构像映射器16，偏差陪集代表发生器18，扩展构像映射器20和埃尔米特对称块发生器22共同形成了将从串行并行转换器14输入的数据映射到频域码元块X的信号映射器23。并且，IDFT装置24和扰动装置26共同形成了扰动/变换装置27。

在图3中示出了本根据本发明的接收机40的示意方框图。扰动时域码元y在通过信道后在串行并行转换器44被接收为码元w，串行并行转换器44以串行形式接收时域码元w，并把它们转换成接收时域码元块w，W₀-W_N-1。把接收时域码元块w，W₀-W_N-1提供到离散傅里叶变换(DFT)装置46，离散傅里叶变换装置46将时域码元块变换成接收频域码元块W，W₀-W_N-1。将接收频域码元块W，W₀-W_N-1提供到频域均衡装置48，频域均衡装置48考虑到信道对发送的扰动频域块Y，Y₀-Y_N-1的影响，并按比例换算接收码元W，W₀-W_N-1，以产生作为发送块Y，Y₀-Y_N-1的评估值的码元Y′，Y′₀-Y′_N-1。

将发送的扰动频域块的评估值Y′提供到基本码元和偏差提取器50，基本码元和偏差提取器50提取基本码元g和有效扰动偏差比特s。由于在图1A的扰动装置26中偏差比特经过修改，所以这些比特并不严格对应于陪集代表偏差比特t。基本码元和偏差提取器50首先将N码元块Y中发送的n个码元g中的每一个解码到对应的扩展构像中的一个点。这n个码元的偏差比特s被提供到偏差解码器52，以恢复偏差信息比特v′，如下面将要说明的，偏差信息比特v′等价于偏差信息比特v。将n个基本码元g提供到基本构像去映射器54，以恢复m个基本信息比特u。基本码元g对应于基本构像中的点。

然后可以进一步处理解码的信息比特u和v，并提供到个人计算机之类的数据终端设备。偏差陪集代表发生器

在图4中更详细地示出了偏差陪集代表发生器18。将考虑为一个1×(kn-r)行矢量的偏差信息比特v在矩阵块60中自右乘(模2运算)(即，过滤)以具有kn-r行和kn列的矩阵H^-T，产生提供到图1的扩展构像映射器20和扰动装置26的陪集代表偏差比特t的1×kn行矢量。

在每块有n=3个发送码元，k=2，并且每码元有一个冗余比特(r=3)时的矩阵H^-T的例子如下：

100000H^-T=001000                    (1)

000010

在本例中，如果偏差信息比特是由v=【v₀v₁v₂】给出的，那么输出的比特只是填充了零的输入比特，即t=【v₀0v₁0v₂0】。扰动装置

图5中更详细地示出了扰动装置26。扰动装置26在时域操作，以扰动码元块；但是，可以容易地将它改变为如同图1B的扰动/变换装置27′中的扰动装置26′一样在频域操作。将kn个陪集代表偏差比特t提供到有效扰动发生器70。有效扰动发生器70产生2r个有效扰动矢量(或其一些子集以减小复杂性)，其中r是冗余比特数。一般“扰动”不是可加性的，但是根据以下的方案可以将其考虑为有可加性。设yi是对应于扰动i，i=0,1,…，2^r-1，的扰动的时域块。设p_i=y_i-x，其中x=y₀。矢量{p_i：i=0,1,…，2^r-1}称为“有效扰动矢量”，和x称为“标称时域块”。

扰动选择器72接收这2^r个有效扰动矢量(或其一些子集)p_i(P_i,0-P_i,N-1)，并将每个扰动矢量与标称时域块x(X₀-x_N-1)相加，以产生y_i=x+p_i。选择具有最小时域峰值(或取得某些其它目标功能)的矢量y用于发送。

如果扩展构像是通过用因数2^k扩展n个码元的每一个的基本构像而形成的，那么除了m个基本比特之外，可以通过信道在每个码元块中发送kn个偏差比特t。将这kn个偏差比特的kn-r个陪集代表偏差比特用于发送附加信息比特，并且将r个冗余比特提供的灵活性用于改进变换域信号的希望的特性。r的较大的值提供了改进变换域信号定义特性的较大的灵活性，但是导致信息发送的较低的比特率。有效扰动发生器

在这里是根据二进制线性码说明有效扰动发生器70的，尽管熟悉本领域的人员知道这种结构可以扩展到非二进制组码。

图6中的有效扰动发生器70产生对应于每个码元的偏差的修改值的有效扰动矢量。提供到有效扰动发生器70的kn个陪集代表偏差比特t定义了一个由扰动码字发生器80利用具有r行和kn列的矩阵G产生的定义线性码C的陪集代表。

适当地选择矩阵G和图4的矩阵块H^-T60，使得GH^-T=0，其中H是一个具有kn-r行和kn列的矩阵，其本身满足H^-TH^T=I_kn-r的性质，其中I_kn-r是(kn-r)×(kn-r)单位矩阵。也就是说，H^T是H^-T的右逆矩阵。它需要G具有行秩r，和H具有行秩kn-r。在n=2，r=3和k=2时的矩阵G的示例如下：

010101G=010100           (2)

010000

在这里可以将G选为任何已知二进制线性码的发生器矩阵，或它可以对应于一个截断或终止的卷积码的，为汉明距离性质优化或根据其它某种标准优化的，发生器矩阵。

利用kn陪集代表偏差比特t，有效扰动发生器70通过“异-或”运算，即，加模2运算这些比特和矩阵G定义的有效码字c_i修改偏差比特t。这些码字，c_i=r_iG，是由产生2^r个有效码字c_i的r_i表示的r个冗余比特的全部2^r个可能的选择产生的。扰动码字发生器80产生的码字具有cH^T=0的特性。“异-或”运算有效码字c与陪集代表偏差比特t的结果是产生一个有效扰动偏差比特集s_i=tc_i。如下所述，经过扰动映射器82和埃尔米特对称块发生器84将有效扰动偏差比特s_i映射到N-码元块P_i。应当指出，如下所述，利用这种选择方法，任何有效扰动偏差比特s_i可以被用于，和被解码为偏差信息比特v。

每个kn有效扰动偏差比特集s_i对应于每码元k偏差比特。接着上面假设k=2和r=n的示例，偏差比特s_i定义了n个码元的象限。等价地，每码元k=2比特定义了基本构像中产生包含原始基本构像点的等价类中的适当点所需的点的位移。在标称时域块x中，偏差比特是由t定义的。每个s_i对应于这些偏差比特的一个修改值。等价地，在示例中，有效扰动偏差比特s_i对应于改变发送码元的象限。回想t是从偏差信息比特v产生的。因此，从t形成的有效扰动偏差比特s_i是依赖于信息的。

如果H^-T如上述示例中定义，并且r=n(每码元1个冗余比特)，那么未修改的陪集代表偏差比特t是由n个比特对构成的，其中每对比特中的第二个比特是零。因此陪集代表偏差比特t仅在由00和10代表的两个象限之一间选择。在这个示例中，有效码字c_i将由n对比特构成，在每对比特中的第一个比特是0。如果在一对中的第二比特是非零，那么c_i把象限从00修改到01，或从10修改到11。设d是基本构像中相邻点之间的距离。在本例中，如果定义象限00代表包含基本构像的象限，定义象限10是基本构像下方的象限，定义象限01是基本构像左面的象限，和定义象限11是剩下的象限，那么有效扰动偏差比特通过每码元0或-2d的扰动修改由信息依赖的陪集代表偏差比特t选择的陪集。

扰动映射器82把每个有效扰动偏差比特集s_i映射到n个码元扰动。这n个码元扰动代表偏差比特从t改变到s_i产生的扰动。也就是说，回想h中n个扩展码元的每一个是从基本码元g和偏差比特t确定的。用h′代表对应于基本码元g和偏差比特s_i的n个扩展码元。n个扰动码元q_i是h′_i和h之间的差，即，q_i=h′_i-h。在上述示例中，q_i包含每个码元中的0或-2d的扰动。

对于每个有效扰动偏差比特集s_i，埃尔米特对称块发生器84将n个扰动码元(在上述示例中，每个码元0或-2d)映射到一个带有复共轭对称的N-码元频域码元P_i。上面已经说明过埃尔米特对称块发生器84的操作。将频域码元P_i提供到IDFT装置86，以产生2^r个时域扰动矢量p_i。

熟悉本领域的人员应当知道，k，r，H和G的不同值将导致不同的扰动矢量。将比特映射到码元的不同方法也会导致不同的扰动矢量。产生的有效扰动矢量取决于偏差信息比特v。

总之，对于固定的k，H，G和r，以及固定的映射方案，2^r有效扰动矢量集将来自一个2^kn个可能的时域扰动矢量集。如果不像上述那样为每个输入的t产生这些有效扰动矢量，那么有效扰动矢量发生器70可以替代地将全部2^kn个可能的时域扰动矢量存储在存储器中，并使用陪集代表偏差比特t确定这些扰动矢量(或它们的某些子集)中的哪2^r个扰动矢量对给定的t有效。应当注意，如果扩展构像不是如上所述的相加扩展，那么扰动码元可能不仅依赖于陪集代表偏差比特t，而且依赖于基本码元g。在这种情况下，可以有多于2^kn个可能的时域扰动矢量。扰动选择器

图7中更详细地示出了扰动选择器72。对于2^r个有效时域扰动矢量p_i中的每一个，方框90计算扰动时域块y_i，其中y_i=x+p_i。然后，在方框92中评估所有计算的y_i扰动时域块，并将具有最小峰值的y_i选出作为要发送的码元的扰动时域块。基本码元和偏差提取器

图3中的基本码元和偏差提取器50将频域均衡块Y′映射到扩展构像中的n个码元点。扩展构像中的每个点等价于基本构像中的一个点(等价类代表)。偏差表示实际发送了2^k个等价点中的哪一个。每码元k个偏差比特代表2^k个等价类点。发送的等价类点由kn个偏差比特s代表。将这些偏差比特提供到偏差解码器52，偏差解码器52如下所述确定偏差比特中解码的信息比特。基本构像中n个等价类代表是发送的基本码元g的评估，并且被提供到基本构像去映射器54，基本构像去映射器54将这些点去映射到发送的基本信息比特u的评估。偏差解码器

图8中更详细地显示的偏差解码器52包括矩阵方框100。在矩阵方框100中，将偏差比特s的1×kn行矢量自右乘以(模2运算)(即，过滤)具有kn行和kn-r列的矩阵H^T，以恢复偏差信息比特v′的1×(kn-r)行矢量。

为了显示如何将有效扰动偏差比特s_i的每个候选比特解码成相同的偏差信息比特，必须数学地表达编码和解码方法。可以如下数学地表达(解码)恢复的信息比特v′：v′=sH^T            (3)和如下数学地表达(编码)有效扰动偏差比特s：s=vH^-T+rG          (4)

其中c=rG是图6中的扰动码字发生器80产生的有效码字。如果将等式(4)的右侧代入等式(3)，那么导出下面的等式：v′=vH^-TH^T+rGH^T    (5)

通过选择G，H^T和H^-T使得满足以下条件：(1)H^TH^-T=I(其中I是单位矩阵)；和(2)GH^T=0，那么无论r是何值，v′=v。基于帧的扰动

在一个像基于DMT的系统的基于块的系统中，比特被映射到N码元块。在上述的本发明中，我们假设偏差比特是在逐块基础上修改的。也就是说，在N码元块上发送的全部n=N/2-1码元是结合扰动的。在一些情况下，把块分割成具有小于n个码元尺寸的帧可能是有用的。例如，如果n和r很大，那么必须产生和/或存储和/或测试大的有效扰动矢量集。如果使用较小的帧尺寸，并且在逐帧的基础上执行扰动，那么必须测试和/或存储和/或产生的有效扰动矢量数将减少。这种方法的代价是，由于是在逐帧基础上选择扰动以优化希望的特性，在操作性能上会造成一定损失。如下所述，通过利用前视，可以在某种程度上恢复这种操作性能。这当然又增大了系统的复杂性。

利用基于帧的扰动，本发明的发射机在以下的两种方式中不同：1)偏差陪集代表发生器如下所述在kn/f比特的f个帧上操作；和2)扰动装置如下所述划分它的输入并且在kn/f比特的f个帧上操作。并且，本发明的接收机在一种方式上不同；即，偏差解码器如下所述划分它的输入并且在kn/f比特的f个帧上操作。

应当指出，为了简化说明，最简单地假设n/f是一个整数，否则偏差陪集代表发生器和扰动装置和偏差解码器将需要在不同尺寸的帧上操作。但是，一般化到n/f不是整数的情况是容易明白的。基于帧的偏差陪集代表发生器

图9中的偏差陪集代表发生器18a包括帧分割器110，帧分割器110接收kn-r个信息比特v，并将kn-r个比特v划分成kn/f-r/f尺寸的帧。这些帧表示为v_i，并且n′=n/f和r′=r/f。因此，对于f个帧中的每一个，经过v_i发送kn′-r′个信息比特，和把r′个冗余比特用于改进变换域码元的希望的特性。将偏差信息比特的1×(kn′-r′)个帧在矩阵块112₀-112_f-1中自右乘以(模2运算)(即过滤)具有kn′-r′行和kn′列的矩阵H^-T，以产生kn′个陪集代表偏差比特的一个1×kn′帧，t_j(t₀-t_f-1)。在帧链接器114中链接这f个帧(t₀-t_f-1)，以形成提供到图1中的扩展构像映射器20和图10中的扰动装置26a的kn个陪集代表偏差比特t。基于帧的扰动装置

图10A中的扰动装置26a包括接收kn个陪集代表偏差比特t并将这些比特划分成用t₀-t_f-1表示的kn′尺寸的f个帧的帧分割器120。作为替代，可以直接从图9的偏差陪集代表发生器18a提供kn′尺寸的帧。将陪集代表偏差比特的每个帧t_j提供到一个有效扰动发生器112_j(112₀-112_f-1)，有效扰动发生器产生2^r′个有效扰动矢量(或它们的一些子集)，并将这些有效扰动矢量提供到对应于第j帧的第j扰动选择器124_j(124₀-124_f-1)。

扰动一般不是相加性的，但是根据如下方案可以把它们认为是有相加性的。设y_j,i是对应于扰动i,i=0,1,…,2^r′-1,的时域信号。设P_j,i=y_j,i-y_j,0，并设y_j,0=y″_j-1,y″_j-1将相继地定义。{p_j,i：i=0,1,…,2^r′-1}称为对应于陪集代表偏差比特的第j帧t_j的“有效扰动矢量”。

向第j扰动选择器提供对应于陪集代表偏差比特的第j帧t_j的2^r′个有效扰动(或它们的一些子集)矢量p_j,i。也把用y″_j-1表示的扰动选择器124_j-1的输出提供给它。给第一扰动选择器，扰动选择器124₀，提供用y″_-1表示的标称时域块x。扰动选择器124_j为每个提供到扰动选择器124_j的有效扰动矢量计算y_j,i= y″_j-1+P_j,i。它把具有最小时域峰值的y_j″提供到扰动选择器124_j+1最后一个扰动选择器，扰动选择器124_f-1将y=y″_f-1输出到信道。

在扰动装置26a中，逐帧地连续选择扰动。通过结合前视可以改进这个装置的操作性能。即，不是仅根据当前帧选择有效扰动偏差比特s_i和对应的扰动输出矢量y″_j，扰动选择器124_j可以替代地利用当前帧和未来帧的有效扰动偏差比特s决定哪一个扰动输出矢量取得最低峰值时域功率。

为了解释这个概念，首先考虑1的前视深度。图10B中的扰动装置26b包括扰动选择器124_j，扰动选择器124_j检查进入扰动选择器124_j+1的扰动矢量，确定哪些与有效扰动偏差比特s_j+1组合的有效扰动偏差比特s_j使y″_j+1=y″_j-1+s_j+s_j+1的峰值功率减小的最多。然后，矢量y″_j=y″_j-1+s_j被输出到扰动选择器124_j+1。同样地，扰动选择器124_j+1前视到扰动选择器124_j+2。

如果前视深度是Δ，那么扰动选择器124_j前视到进入扰动选择器124_j+1至124_j+Δ的有效扰动矢量，以确定哪些与有效扰动偏差比特s_j+1-s_j+Δ组合的有效扰动偏差比特s_j使y″_j+1=y″_j-1+S_j+S_j+1+…+S_j+Δ的峰值功率减小。注意到，在该装置的这种实现中不可能前视超过块边界。因此最后的Δ-1个扰动选择器将具有小于Δ的前视深度。此外，将在扰动选择器f-Δ-1完全确定最后Δ-1个扰动矢量。扰动装置26b具有前视深度Δ=1。当我们试图改进码元的一个时域块的峰值功率时，前视到块边界以外是没有帮助的。对于其它目标功能，前视到块边界以外可能是有用的。熟悉本领域的人员应当知道，本发明可以修改成前视到块边界以外。应当指出，如果前视深度Δ等于一个块中的帧数f，那么这个方案减少到上述第一扰动选择器，即，它等价于假设n码元尺寸的一个帧。基于帧的有效扰动发生器

图11中示出了有效扰动发生器122₀-122_f-1的构造。给有效扰动发生器提供它们各自的对应于n′码元的帧的kn′比特的帧，并且产生用于修改时域码元x以使其峰值功率最低的N-码元的有效扰动矢量。

对每个帧中的n′个码元，有效扰动发生器产生对应于偏差比特修改值的有效扰动矢量。提供到一个有效扰动发生器的kn′个陪集代表偏差比特t_j定义了一个由扰动码字发生器126利用一个具有r′行和kn′列的矩阵G产生的定义线性码C的陪集代表。适当选择矩阵G和矩阵块H^-T(在图1的偏差陪集代表发生器18中)，使得GH^T=0，其中H是一个具有kn′-r′行和kn′列的矩阵，它本身满足特性H^-TH^T=I_kn′-r′，其中I_kn′-r′是(kn′-r′)×(kn′-r′)单位矩阵。也就是说，H^T是H^-T的右逆矩阵。我们需要G具有行秩r′，和H具有行秩kn′-r′。

在扰动码字发生器126中，通过将对r_i表示的r′个冗余比特的所有2^r′个可能的选择(或它们的一些子集)自右乘以G，产生2^r′个码字(或它们的一些子集)，c_i=r_iG。扰动码字发生器126产生的码字具有cH^T=0的特性。有2^r′个有效码字c_i。利用kn′个陪集代表比特t_j，有效扰动发生器通过“异-或”运算，即，加模2运算，这些比特和扰动码字发生器126定义的有效码字c_i修改陪集代表符号比特t_j。经过扰动映射器128和埃尔米特对称块发生器130把所得的有效扰动比特s_j,i=t_jc_i映射到N-码元块P_j,i。应当注意，如下所述，利用这种选择方法，可以将任何有效扰动偏差比特s_j,i使用到和解码成信息比特v_j。

扰动映射器128将每个有效扰动偏差比特集s_j，i映射到n′码元扰动q′_j,i。这n′个码元扰动代表帧j的偏差比特从t_j改变到s_j，i产生的扰动。设h_j代表h中n′个扩展码元的第j帧。这些扩展码元是从基本码元g和偏差比特t_j确定的。用h_j,i′代表对应于基本码元g和偏差比特s_j,i的n′个扩展码元。n′个扰动码元q_j,i′是h_j,i′与h_j之间的差，即，q_j,i′=h_j,j′-h_j。将这n′个码元扰动q_j,i′映射到一个n码元扰动集，q_j,i，其中只有n码元扰动集q_j,i中的n′码元的第j帧是非零。对于每个有效扰动偏差比特集s_j,i，埃尔米特对称块发生器130把n个扰动码元映射到一个带有复共轭对称的N-码元频域码元P_j,i。埃尔米特对称块发生器130的操作已经在前面做了说明。将频域码元P_j,i提供到IDFT装置132，以产生2^r′个时域扰动矢量p_j,i。

熟悉本领域的人员应当知道，k,r′,H和G的不同的值将导致不同的扰动矢量。不同的比特到码元的映射方法也将导致不同的扰动矢量。产生的有效扰动矢量取决于信息比特v_j。一般情况下，对于固定的k,H,G和r′，和固定的映射方案，2^r′有效扰动矢量的集将来自一个2^kn′个可能的时域扰动矢量的集。如果不像上述那样为每个输入t_j产生这些有效扰动矢量，有效扰动矢量发生器可以替代地把全部2^kn′个可能的时域扰动矢量存储在存储器中，并使用陪集代表偏差比特t_j确定哪2^r′个扰动矢量(或它们的一些子集)对于给定t_j是有效的。应当指出，如果扩展构像不像上述那样是相加扩展的，扰动码元可能不仅依赖于陪集代表偏差比特t_j，而且也依赖于基本码元g。在这种情况下，可以有多于2^kn′个可能的时域扰动矢量。基于帧的扰动选择器

图12中更详细地示出了扰动选择器124_j(124₀-124_f-1)。对于2^r′个有效时域扰动矢量p_j,i(或它们的一些子集)中的每一个，方框140计算扰动时域块y_j,i，其中y_j,i=y_j-1″+p_j,i。(注意：输入到扰动选择器124₀的是y_-1″=x)。然后，在方框142中评估计算的所有y_j,i扰动时域块，并且把具有最小峰值的y_j″=y_j,i选出作为提供到扰动选择器124_j+1的码元的扰动时域块。(注意：扰动选择器124_f-1的输出y_f-1″=y被输出到信道)。基于帧的偏差解码器

图13中的偏差解码器52a包括帧分割器150，帧分割器150将kn个有效扰动偏差比特s划分成每个是kn′=kn/f比特的f个帧。将每个帧S₀-S_f-1提供到一个矩阵方框(152₀-152_f-1)。在第j矩阵方框，将1×kn′有效扰动偏差比特的第j帧乘以(模2运算)(即，过滤)具有kn′行和kn′-r′列的矩阵H^T，以恢复1×(kn′-r′)偏差信息比特v′_j的第j帧。将偏差信息比特v′₀v′_f-1的f个帧传送到帧链接器154，帧链接器154链接f个帧，以形成kn-r个偏差信息比特的评估v′。

为了显示如何将每个有效扰动偏差比特的候选者s_j,i解码成同一偏差信息比特v_j，必须数学地表达编码和解码方法。可以如下数学地表达恢复的偏差信息比特v_j′(解码)：

v_j′=s_jH^T      (6)

有效扰动偏差比特s_i(编码)可以如下数学地表达：

s_j=v_jH^-T+rG    (7)

其中c=rG是一个图11中扰动码字发生器126产生的有效码字。如果将等式(7)的右侧代入等式(6)的s，那么导出以下等式：

v_j′=v_jH^-TH^T+rGH^T    (8)

通过选择G，H^T和H^-T从而满足以下条件：(1)H^TH^-T=I(其中I是单位矩阵)；和(2)GH^T=0，那么无论r是何值，v_j′=v_j。无分路器操作

在一个不带分路器的不对称数字用户线(ADSL)调制解调器操作中，发送的ADSL信号在POTS电话导致话音频带(0-4kHz)中的干扰。这种干扰是由于POTS电话中的非线性装置的互调影响的结果。利用上述本发明可以减小这种干扰，以改进发送信号的适当目标功能。一种可能的目标功能是在发送的ADSL信号在2kHz通过非线性之后在其频谱中产生陷波。

设下标k代表时间。那么X(k)代表第k个未扰动时域DMT码元块，x(k+1)代表第k+1块，等等。同样地，y_k代表第k个发送的扰动时域DMT码元块，y(k+1)代表第k+1码元块，等等。设Z(k)代表图14的频谱计算器164的输出，即，在POTS非线性之后，在2kHz评估的，发送达时间k的发送信号y的频谱。

利用上述本发明可以改进这个目标功能。实际上，这可以通过在扰动选择器的选择标准中结合新的目标功能完成。如图14中所示，这个实施例的扰动选择器72a是由一个扰动器160，一个非线性装置162，一个频谱计算器164，和一个选择器166组成。扰动器160用每个有效扰动矢量修改标称时域块x，以产生候选发送块y_i。将这些块提供到模拟POTS非线性的非线性装置162。频谱计算器164计算2kHz附近的非线性失真信号的功率，选择器166选择使频谱计算器164的输出最小的候选扰动时域块y_i。

在我们的上述示例中，我们如结合图2说明的那样假设“相加性”构像扩展。对于这个特定目标功能，通过利用下述替代构像扩展可以获得进一步的利益。更具体地讲，如将要看到的那样，可以显著减小实现的复杂性。

通过旋转基本构像172中的码元形成图15中的旋转扩展构像170，而不是像图2所示那样移动基本构像(前面将这称为相加性构像扩展)。

在图15中所示的特定示例中，我们考虑一个带有能够每码元发送两比特的基本构像172的DMT系统。基本构像172包含点A，B，C和D，图1中的基本构像映射器16从中选择基本构像码元。用因数4扩展基本构像172，形成一个16点构像。因此，需要每码元k=2比特来确定发送扩展构像中的哪些等价点。扩展构像170包含基本构像172和扩展区174,176和178，它们每个包含标为A-D的四个点。扩展构像170是通过将基本构像172中每个点旋转0°,90°,180°和270°而从基本构像形成的。

对于n个基本码元g中的每一个，基本构像映射器16选择基本构像172中的一个点。图1中的扩展构像映射器20使用了kn或2n(每码元两比特)个陪集代表偏差比特t以使n个码元旋转0°,90°,180°或270°。定义每码元两个比特的映射的一种方式是：00对应于0°的旋转，01对应于90°的旋转，11对应于180°的旋转，和10对应于270°的旋转。

为了减小实现的复杂性，本方案使用了不需要重新计算IDFT的扰动码字，即，适当地选择图1中的具有r行和kn或2n列的扰动码字发生器80的矩阵G的行，使得从这个矩阵产生的码字c_i导致可以从标称时域块x容易地获得的扰动时域块y_i。应当记得前面规定，G，H^T和H^-T必须这样选择，使得GH^T=0和H^-TH^T=I_2n×2n，其中I_2n×2n是2n×2n单位矩阵。

可以通过使矩阵G有三行，这也相当于r=3个冗余比特，而实现这个减小复杂性的方案。假设n=8，这三行是：

1．11 11 11 11 11 11 11 11，这相当于x的符号反转。

2．00 11 00 11 00 11 00 11，这相当于x圆形旋转N/2个抽样。

3．00 01 11 10 00 01 11 10，这相当于x圆形旋转N/4个抽样。

在这个特例中，有r=3个冗余比特，其相当于2³=8个可能的扰动y_i。选择器166选择这8个扰动中最好的，以使频谱计算器164的输出最小，即，在发送块y被POTS非线性失真之后，在它们的频谱中建立一个在2kHz的零。应当指出，尽管这些扰动并没有改变发送码元的峰值，但可以将它们用于整形发送码元的非线性失真频谱。

图14中的扰动选择器72a可以通过结合前视改进它的性能。利用一级前视，扰动选择器将选择扰动时域块y(k)，使得y(k)与y(k+1)的最佳选择的组合能够在频谱Z_k+1中产生最深的零。利用Δ-级前视，对第k块的扰动选择器操作将选择扰动时域块y(k)，使得y(k)与y(k+1)-y(k+Δ)的最佳选择的组合能够使频谱计算器的输出最小。

尽管在我们的示例中说明了一种未编码系统，但本发明可以以熟悉本领域的人员知道的方式容易地扩大到编码系统的情况，例如，格码系统。

应当指出，本发明可以在能够存储在计算机盘或存储芯片之类的的计算机可用介质中的软件和/或固件中实现。本发明也可以采取以通过，例如，因特网发送的载波实现的计算机数据信号的形式，例如在以软件/固件实现本发明时。

本发明可以用其它特定形式实现，而不脱离本发明的精神或基本特征。在各个方面应当将说明的实施例考虑为说明性的，而不是限制性的。因此，本发明的范围是由附属权利要求指定的，而不是由上述说明书指定的。所有的改变只要在权利要求等价物的意义和范围内的，都包括在它们范围中。

Claims (9)

1．一种用于改进变换域码元的定义特性的装置，该装置包括：

信号映射器，将输入数据映射到一个第一域中的码元块并且产生对应于每个码元块的偏差比特；和

扰动/变换装置，响应第一域中的码元块和对应的偏差比特，产生扰动变换域码元块以便改进变换码元的定义特性。

2．根据权利要求1所述的装置，其中扰动/变换装置包括：

可逆变换装置，响应信号映射器将第一域中的每个码元块变换到一个变换域码元块；和

扰动装置，响应可逆变换装置和对应的偏差比特，有选择地扰动每个变换域码元块以形成扰动变换域码元块。

3．根据权利要求1所述的装置，其中扰动/变换装置包括：

扰动装置，响应信号映射器和对应的偏差比特，有选择地扰动每个码元块以形成扰动码元块；和

可逆变换装置，响应扰动装置将第一域中的扰动码元块变换到扰动变换域块。

4．一种用于接收和解码由权利要求1的扰动/变换装置产生的码元的接收机。

5．根据权利要求1所述的装置，进一步的特征在于：用于选择满足一预定标准的扰动变换域码元块的选择器。

6．根据权利要求5所述的装置，其中预定标准是最小峰值与平均功率比。

7．根据权利要求5所述的装置，其中预定标准是话音频带中非线性干扰的最小量。

8．根据权利要求5所述的装置，进一步的特征在于，用于发送选定的扰动变换域码元块的发射机。

9．一种用于接收扰动码元块的接收机，其特征在于：用于将接收的扰动码元块变换到频域码元的变换装置；用于提取基本码元和扰动偏差比特并将所述基本码元变换到基本信息比特的偏差提取器；和用于将扰动偏差比特变换到偏差信息比特的偏差解码器。

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