CN1295853C - 包括用于对同步整流器进行控制的电路的电源变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种采用同步整流器的电源变换器以及用于控制其运行过程的方法。第一同步整流器与次级变压器绕组相连，以通过在主电源开关处于导通状态期间，根据对初级变压器绕组施加的输入电压，在次级绕组感应的电压。第一驱动电路与第一同步整流器的栅极端相连，以根据第一驱动电路供给的栅极电压，与主电源开关的导通和截止状态一致，至少利用第一驱动电路选择的、使栅极电压保持在预定范围内一个电路参数，选择性地启动或关闭第一整流器，而与输入电压的电平波动无关。

Description

包括用于对同步整流器进行控制的电路的电源变换器

本申请要求基于2001年2月9日提交的第60/267,836号美国专利申请的优先权。

技术领域

本发明一般地涉及电源变换器设备的控制与运行，更具体地说，本发明涉及用于改善DC/DC电源变换器设备内使用的同步整流器的运行性能的电路。

背景技术

DC/DC电源变换器设备广泛用于大量应用中，例如电信和联网应用。dc/dc变换器是一种用于将通常具有一定可变范围的原始dc(直流)电压输入转换为满足一组规范的dc电压输出。随着电信设备技术的快速发展，对dc/dc变换器的功率密度和变换效率的要求在不断提高。

图1示出一个典型正向变换器电路布局中基本自驱动同步整流器的示意图。众所周知，在某种情况下，变压器次级绕组电压电平可能太高或太低而不能正确地驱动同步整流器，SR1和SR2。例如，由于通常情况下输入电压(Vin)的变化范围大，所以同步整流器的分压变化范围也大。用于驱动同步整流器的电压电平的不希望的波动会导致在同步整流器内产生有害功率损耗并使得难于实现优化设计。此外，由于开关时延和其它电路寄生现象，会出现不希望的瞬时“导通”状况，这种瞬时“导通”状况会在同步整流器SR1和SR2内同时出现。这有可能导致在至少一个同步整流器内产生电流“击穿(shooting-through)”的相当高的尖峰。显然，这种情况会影响效率、可靠性和/或受影响同步整流器和相关部件的寿命。大家还知道，可以利用单独绕组代替电源变换器的主电源绕组来驱动两个同步整流器SR1和SR2。然而，在这种配置中，两个同步整流器的充电过程和放电过程固有的互相依赖性使得有可能会同步导通整流器SR1和SR2，从而可能出现“击穿”情况。

因此，最好提供可以以低成本改善在dc/dc电源变换器内使用的各个自驱动同步整流器(SR)的性能，从而有利降低功率损耗并提高电源变换器总体效率的技术和电路系统。最好还能提供可以避免或解决同步整流器内的任意“击穿”情况的技术或电路系统。

发明内容

通常，通过根据本发明的一个方面提供一种电源变换器，本发明可以实现上述要求，所述电源变换器包括通过变压器互相电磁耦合的初级部分和次级部分，所述变压器具有相应初级变压器绕组和次级变压器绕组。在典型正向变换器中，电源变换器的初级部分包括分别与初级变压器绕组相连的主电源开关和箝位开关，将主电源开关和箝位开关配置为通常在互补的导通和截止开关状态下运行，在它们之间具有一些延迟以避免出现击穿情况并在导通它之前使开关的漏—源电压放电到某个程度。

电源变换器的次级部分包括第一同步整流器，第一同步整流器与次级变压器绕组相连，在主电源开关处于导通状态期间，响应于提供到初级变压器绕组的输入电压，第一同步整流器。在一个典型实施例中，例如，如果在箝位开关处于导通状态期间使用一个次级绕组，则还将第二同步整流器连接到次级变压器绕组以通过在使用中心抽头次级绕组时在次级绕组感应的电压，或者为续流电流通过输出电感器提供通路。第一驱动电路与第一同步整流器的栅极端相连，通过至少在所述第一驱动电路中选择一个电路参数，使栅极电压与输入电压的电平预定量的波动无关，保持在适合于驱动第一同步整流器的预定范围内，使得根据所述第一驱动电路供给的栅极电压，与主电源开关的导通和截止状态一致，选择性地启动或关闭第一整流器，所述第一驱动电路包括：第一二极管，连接在所述第一同步整流器的栅极端和源极端之间；或者第一放电开关，具有整体嵌入的设置在所述第一同步整流器的栅极端和源极端之间的体二极管，从而减低由第一驱动电路提供的栅电压对于输入电压的电平波动的灵敏度。通常，驱动电路内的电容器的电容是不损失地调节栅极电压的优选参数。此外，还利用驱动电路内的电容器使栅极驱动电压与功率变压器内的电压波动成正比，这样会降低栅极电压对输入电压变化的灵敏度，因为功率变压器内的电压波动的变化范围小于输入电压。如果使用第二同步整流器，则将第二驱动电路与第二同步整流器的栅极端相连，通过至少在所述第二驱动电路选择一个电路参数，使栅极电压与输入电压的电平预定量的波动无关，保持在适合于驱动第二同步整流器的预定范围内，使得根据所述第二驱动电路供给的栅极电压，与箝位开关的导通和截止状态一致，选择性地启动或关闭第二整流器。将同步整流器的各栅极驱动电路的电流通路分离使得具有显著灵活性以优化其各自的开关控制定时。

根据本发明的另一个方面，提供了一种或者相对于导通主电源开关，或者相对于导通箝位开关，或者相对于导通它们二者，用于超前截止同步整流器的电路。对此电路进行配置以避免出现其通过瞬时高电流电平的可能性，或者在“击穿”情况下降低其振幅。

附图说明

通过以下参考附图对本发明进行详细说明，本发明的特征和优势将变得更加明显。图中：

图1示出了一个公知正向变换器电路布局中的基本自驱动同步整流器的示意图；

图2示出了用于利用对电源变换器的输入电压电平的变化不灵敏的驱动电压电平可控地驱动同步整流器的、可以实现本发明各方面的电源变换器的示意图；

图3示出了包括放电电阻器、图2所示电源变换器实施例的第一典型变换例的示意图；

图4示出了包括用于确保同步整流器在其各截止状态保持截止状态的放电开关、图2所示电源变换器实施例的第二典型变换例的示意图；

图5示出了实现本发明其它方面从而相对于导通电源变换器内的电源开关动态实现超前截止同步整流器之一(SR2)的电源变换器的示意图；

图6示出了相对于导通电源变换器的电源开关超前截止同步整流器SR2的典型电路图；

图7示出图4所示的电源变换器实施例的一些典型波形曲线图；

图8示出图6所示的电源变换器实施例的一些典型波形曲线图。

具体实施方式

图2示出了实现本发明各方面的电源变换器10的示意图。电源变换器10包括通过具有初级变压器绕组12和次级变压器绕组16的变压器14，互相电磁耦合的初级部分20和次级部分30。电源变换器的初级部分包括分别与初级变压器绕组相连的主电源开关(第一开关Q1)和箝位开关(第二开关Q2)，将主电源开关和箝位开关配置为通常在互补的导通和截止开关状态下运行。也就是说，在理想情况下，当导通电源开关Q1时，箝位开关Q2截止，相反，当截止电源开关Q1时，箝位开关Q2导通。实际上，本技术领域技术人员明白，在各开关周期之间通常存在开关时延，因此可以避免两个开关同时出现导通状态。因此，利用适当时延，则在其导通之前，各开关的漏极端与源极端之间的电压会放电到某个程度。

在图2所示的实施例中，当第一开关Q1导通时，将输入电压(Vin)施加到变压器14的初级绕组12，然后，输入电压与变压器14的次级绕组16电磁耦合。在一个典型实施例中，第一开关Q1包括主电源开关，例如：n沟道MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)开关。然而，显然，本发明原理并不局限于MOSFET开关，因为根据应用要求，还可以使用其它类型的功率晶体管开关，例如：BJT(双极结型晶体管)、SIT(静电感应晶体管)、IGBT(绝缘栅双极型晶体管)等。

如图2所示，第一驱动电路40与第一同步整流器SR1的栅极端相连，以根据第一驱动电路供给的栅极电压，与主电源开关Q1的导通和截止状态一致，至少利用第一驱动电路40选择的、使栅极电压保持在预定范围内的一个电路参数，选择性地启动或关闭第一整流器，而与输入电压的电平变化无关。

在一个典型实施例中，第一驱动电路40包括与变压器电磁耦合的第一驱动绕组Wd1，并进一步包括与第一同步整流器的栅极端相连的第一电容器C1。通过第一驱动绕组(Wd1)产生的电压会导致通过第一电容器C1将正电压施加到第一同步整流器SR1的栅极18。可以看到，栅极18的电压幅值主要由绕组Wd1上的电压波动以及电容器C1的电容与同步整流器SR1的有效栅极电容的比值来确定。在大多数情况下，此电压波动范围小于输入电压的波动范围。在现实设备中，当漏—源电压因为所谓“密勒效应”的现象而提高时，MOSFET设备的有效栅极电容通常会提高。此现象会导致对栅极驱动电压相对于输入线的变化不大敏感，并且改善变换性能。因此，根据本发明的一个方面，如果至少正确选择一个电路参数，例如：第一驱动绕组Wd1的匝数，或者电容器C1的电容值，或者它们二者，则在输入电压的整个变化范围内，同步整流器SR1的栅极电压会保持在正确范围内。本技术领域技术人员明白，在实际实现过程中，调节电容器的电容值比调节绕组的匝数更容易实现且更有效。然而，显然，本发明可以根据给定应用的要求设想任何一个、或者两个电路参数均可以用于实现正确栅极电压。

如图2所示，由第二驱动绕组Wd2和第二电容器C2构成的第二驱动电路50与第二同步整流器SR2的栅极端相连，以根据第二驱动电路供给的栅极电压，与箝位开关Q2的导通和截止状态一致，至少利用在第二驱动电路50选择的、使栅极电压保持在预定范围内的一个电路参数，选择性地启动或关闭第二整流器，而与输入电压的电平变化无关。例如，一旦第一开关Q1导通，第二驱动绕组(Wd2)首先通过第二同步整流器SR2的栅极电容，然后通过二极管D2对第二电容器C2进行充电。当其栅极电压下降到低于其阈值电平时，同步整流器SR2截止。当第一开关Q1截止而第二开关导通时，变压器初级绕组14上的电压极性相反，次级绕组上的电压极性也如此。在这种情况下，驱动绕组Wd2上的电压将通过电容器C2将正电压施加到同步整流器SR2的栅极以导通该同步整流器。此外，正确选择第二驱动绕组Wd2的匝数和/或电容器C2的电容值可以确保在整个输入电压范围内对同步整流器SR2具有正确驱动电压电平。

一旦第二开关Q2导通，与在先前阶段同步整流器SR2实现的同样方式，驱动绕组Wd1上的电压使同步整流器SR1的栅极放电。也就是说，一旦第一开关Q1导通，根据如下详细说明的本发明的另一个方面，利用第一驱动绕组Wd1和第二驱动绕组Wd2来对同步整流器SR1和SR2分离驱动电流通路可以有利地分别微调同步整流器SR1和SR2的驱动定时，从而进一步提高变换器的效率。

为了在各自的“截止”状态期间，确保同步整流器SR1和SR2的栅极电压实际保持截止，如图3所示，可以选择性地将一对放电电阻器R1和R2连接到同步整流器SR1和SR2的各个栅极。本技术领域技术人员明白，电阻器对R1和R2会释放在同步整流器SR1和SR2的各自栅极上积累的电荷，否则这些累积的电荷人导致错误地将任何一个同步整流器启动到“导通”状态。

根据本发明的另一个方面，如图4所示，可以选择性地将第一放电开关Qd1和第二放电开关Qd2连接到同步整流器SR1和SR2的栅极。本技术领域技术人员明白，当这两个整流器被设置为“截止”状态时，操作放电开关Qd1和Qd2可以为同步整流器SR1和SR2提供放电通路。例如，驱动绕组Wd1通过电容器C1提供的电压为高电平时，则放电开关Qd2的栅极端被充电到高电平，并将该放电开关设置为“导通”状态，然后为同步整流器SR2的栅极端提供通过放电开关Qd2的放电通路。同样，当驱动绕组Wd1将高于放电开关Qd1的栅极阈值电压的正电压通过电容器C2送到放电开关Qd1的栅极端，并将该放电开关设置为“导通”状态时，还可以通过放电开关Qd1有利地为同步整流器SR1的栅极端提供放电通路。在一个典型实施例中，假定放电开关Qd1和Qd2包括MOSFET开关，则将图2和图3所示的二极管D2和D1集成嵌入如图4所示的放电开关Qd1和Qd2内。如上所述，还可以选择性地附加根据图3说明的放电电阻器R1和R2以确保更好地释放在同步整流器SR1和SR2的各自的栅极上积累的、会错误地启动到“导通”状态的电荷。

本技术领域技术人员明白，在上述各电路中，可以将阻尼电阻器对(未示出)分别与电容器C1和C2串联以降低电流变化率(di/dt)，以降低电磁干扰(EMI)，从而对驱动电路提供理想的阻尼效果。

在一些设计中，变压器14的漏感较小，如上所述，导通电源开关Q1后，上述电路可以承受短暂的但却是不希望的“击穿”周期。具体地说，当电源开关Q1导通时，假定大致瞬间导通，则变压器初级绕组14上的电压是输入电压，将该输入电压连接到次级电源绕组16并驱动绕组Wd1和Wd2。由于在用物理方法可实现的实现过程中，因为通路内存在一些非零阻抗，所以同步整流器SR2的栅极电压和电容器C2上的电压需要有限时间进行放电和充电，如果次级绕组电压为正，而同步整流器SR2瞬时仍然保持“导通”状态，则可以具有短暂时间周期。如上所述，这种情况就是“击穿”情况，因此，通过同步整流器SR2和第一开关Q1的电流迅速升高，直到同步整流器SR2截止。本技术领域技术人员明白，可以利用“击穿”情况时长、输入电压幅值以及通路内的阻抗量确定电流尖峰幅值。

为了消除或从实质上减少此“击穿”情况，在一个典型实施例中，最好在导通同步整流器SR1之前片刻截止同步整流器SR2。图5所示的实施例提供了一种假定典型有效箝位正向变换器布局内的电路100，电路100相对于导通电源开关Q1动态超前截止同步整流器SR2。请注意，为了避免烦琐，图5内未示出驱动绕组Wd1和Wd2以及上述附图中所示的相关部元件。然而，显然，驱动绕组Wd1和Wd2以及相关部件是图5所示电路的一部分。如图5所示，可以将诸如由第三驱动绕组Wd3和第三电容器C3构成的驱动电路90连接到同步整流器。在一个典型实施例中，需要时，还可以将第三驱动绕组Wd3堆叠在驱动绕组Wd1上以减少绕组Wd3的匝数。还可以为同步整流器SR1设置实质上与电路100相同的其它超前开关电路(未示出)。

总之，在有源箝位正向变换器中，在导通主开关Q1之前，截止箝位开关Q2。根据本发明的一个方面，本发明的发明人创新地认识到，这些特性可以有利地用于相对于导通主电源开关Q1，对同步整流器SR2实现要求的超前截止。例如，当开关Q2截止时，变压器初级绕组14上的电压将随着对开关Q1的漏—源电容放电的变压器磁化电流变化。在此期间，横跨在变压器T1初级绕组上的电压从负值变为0。利用上述正dv/dt变化率(即使放电电压的绝对值仍为负)以及电容器C3上的正电压，假定将此电容器预充电到适当电平，则可以将正电压连接到放电开关Qd2的栅极，从而使同步整流器SR2的栅极放电。此动作会截止同步整流器SR2，而无需等待开关Q1被导通。如上所述，在一个典型实施例中，同步整流器SR1不能响应上述动作，并且不能在截止同步整流器SR2时，导通同步整流器SR1，因此可以在截止SR2与导通SR1之间提供有效可控时延，这样就可以避免或消除击穿情况。

图6示出了根据图5说明的电路100的典型实施例的详细电路实现过程。设置包括各自栅极端、源极端以及漏极端的各自的放电开关Qd3，需要时，驱动电路90与变压器相连以将正电压施加到放电开关Qd3的源极端。当需要正脉冲来导通放电开关Qd2时，电容器C3对放电开关Qd3的漏极提供正电压。放电开关Qd3的栅极端与节点N1的第二驱动电路相连以(例如)检测在截止箝位开关时产生的电压变化。进一步对放电开关Qd3的栅极端进行偏置，因此，截止箝位开关时引起的电压变化产生的栅极电压电平可以将开关Qd3启动到相应的导通状态，以将此正电压送到第二放电开关Qd2的栅极，并通过第二放电开关提供到第二同步整流器SR2栅极的通路，这样就可以确保在导通第一同步整流器SR1之前截止该第二同步整流器，并可以避免在“击穿”情况下瞬间出现由此通过电流的高电平的可能性。

在图6所示的典型实施例中，Vsec代表通过电阻器R20施加的偏置电压。如上所述，放电开关Qd3可以提供下列功能：首先，根据开关Qd3栅极上的电压，放电开关Qd3对施加到第二放电开关Qd2栅极的电压进行控制。此外，在对放电开关Qd2的栅极施加正电压后，短暂截止放电开关Qd3。在一个典型实施例中，截止第三放电开关Qd3的方法就是降低通过节点N1(如图4所示)的电压。也就是说，通过电阻器R10，节点N1的连线可以将驱动绕组Wd2提供的电压施加到电路100。电容器C4提供调节第三放电开关Qd3的导通时间的能力。一旦第三放电开关Qd3截止，则第二放电开关Qd2的栅极通过电阻器R30放电，并在出现下一个开关事件之前将第二放电开关Qd2的栅极电压设置到低于第二放电开关Qd2的栅极阈值。

图7示出了图4所示的电源变换器的一些典型波形曲线图。Vg_Q1和Vg_Q2表示对电源开关Q1和箝位开关Q2分别施加的典型选通信号。V_x表示位于绕组Wd1与电容器C1之间的汇接点的电压；V_y表示位于绕组Wd2与电容器C2之间的汇接点的电压。所有电压均以同步整流器SR1和SR2的源极端为基准。

如上所述，利用相应驱动绕组(Wd1和Wd2)的电压波动与C1/C8_SR1的电容和C2/C8S_R2的电容的比值的乘积，来分别确定同步整流器SR1和SR2的各选通电压电平Vg_SR1和Vg_SR2。例如，如果Wd1上的正电压波动是10v，并且C1＝Cg_SR1，则Vg_SR1的幅值为5V。电压波动是Vds_Q1的振幅乘以变压器的匝数比。

如上所述，如果在导通SR1时，或在导通SR1之后，实际截止同步整流器SR2，则因为物理设备以及电路内的其它附属部件的截止速度有限，所以在完全截止同步整流器SR2之前，存在短暂“击穿”周期，这会导致变压器次级短路，从而产生高电流尖峰。在某些情况下，此击穿情况会降低电源变换器的性能、出现故障甚或损坏某些部件。

图8示出了图6所示的电源变换器实施例的波形曲线图。V_z表示位于绕组Wd3与电容器C3之间的汇接点的电压。如果第一驱动绕组Wd1上的电压振幅足够高，则不需要第三驱动绕组Wd3。如果是这样，则可以将电容器C3连接到第一驱动绕组Wd1。Vg_Qd3和Vg_Qd2分别表示对放电开关Qd3和Qd2施加的选通信号。如图8所示，选通信号Vg_SR2的曲线图表示，可以在导通开关Q1之前超前截止该整流器，这样就可以使该技术有利地以受控方式应用于仅由一个次级同步整流器构成的逆向变换器，并且这样可以避免用其它方法可能出现的、在“击穿”情况引起高电流电平的可能性。

本技术领域技术人员明白，上述讨论的原理同样还可以应用于其它变换器布局，例如：逆向变换器、半桥式变换器以及全桥式变换器。尽管在这些较复杂布局内可以采用中间抽头次级绕组和大量同步整流器，但是这些布局内的同步整流器的要求大致与典型正向变换器布局内采用的同步整流器的要求相同，在此提供的技术和电路还可以有利地改善它们的性能。

尽管在此示出了并说明了本发明的优选实施例，但是，显然所提供的这些实施例仅作为例子。本技术领域技术人员可以在本发明范围内对其进行各种变换、变更以及替换。因此，只有所附权利要求所述的实质范围对本发明具有限制意义。

Claims (9)

1.一种电源变换器，包括通过变压器互相电磁耦合的初级部分和次级部分，所述变压器具有相应的初级变压器绕组和次级变压器绕组，该电源变换器包括：

至少一个第一同步整流器，与次级变压器绕组相连，在与初级变压器绕组相连的主电源开关处于导通状态期间，响应于对初级变压器绕组施加的输入电压，第一同步整流器导通；以及

第一驱动电路，与第一同步整流器的栅极端相连，通过至少在所述第一驱动电路中选择一个电路参数，使栅极电压与输入电压的电平预定量的波动无关，保持在适合于驱动第一同步整流器的预定范围内，使得根据所述第一驱动电路供给的栅极电压，与主电源开关的导通和截止状态一致，选择性地启动或关闭第一整流器，其中，所述第一驱动电路包括：第一二极管，连接在所述第一同步整流器的栅极端和源极端之间；或者第一放电开关，具有整体嵌入的设置在所述第一同步整流器的栅极端和源极端之间的体二极管，从而减低由第一驱动电路提供的栅电压对于输入电压的电平波动的灵敏度。

2.根据权利要求1所述的电源变换器，该电源变换器进一步包括：第二同步整流器，第二同步整流器与次级变压器绕组相连，在与初级变压器绕组相连的箝位开关处于导通状态期间，第二同步整流器导通；以及

第二驱动电路，与第二同步整流器的栅极端相连，通过至少在所述第二驱动电路中选择一个电路参数，使栅极电压与输入电压的电平预定量的波动无关，保持在适合于驱动第二同步整流器的预定范围内，使得根据所述第二驱动电路供给的栅极电压，与箝位开关的导通和截止状态一致，选择性地启动或关闭第二整流器，其中，所述第二驱动电路包括：至少一个第二二极管，连接在所述第二同步整流器的栅极端和源极端之间；或者第二放电开关，具有整体嵌入的设置在所述第二同步整流器的栅极端和源极端之间的体二极管，从而减低由第二驱动电路提供的栅电压对于输入电压的电平波动的灵敏度。

3.根据权利要求1或2所述的电源变换器，其中所述各驱动电路包括与变压器电磁耦合的驱动绕组，并且进一步包括与对应的同步整流器的栅极端相连的电容器。

4.根据权利要求1或2所述的电源变换器，该电源变换器进一步包括与同步整流器的栅极相连用于对各同步整流器的栅极提供放电通路的对应的放电电阻器。

5.根据权利要求2所述的电源变换器，其中，所述第一放电开关的栅极端与第二驱动电路相连，以在对应于第一同步整流器处于截止状态的运行模式期间，通过所述第一放电开关，动态提供到第一同步整流器的栅极的放电通路，从而确保所述第一同步整流器在其截止状态下保持截止；并且，所述第二放电开关的栅极端与第一驱动电路相连，以在对应于第二同步整流器处于截止状态的运行模式期间，通过所述第二放电开关，动态提供到第二同步整流器的栅极的放电通路，从而确保所述第二同步整流器在其截止状态下保持截止。

6.根据权利要求2所述的电源变换器，该电源变换器进一步包括用于相对于导通主电源开关，超前截止第二同步整流器，并避免在“击穿”情况下通过其中的瞬间高电平电流的电路，其中用于超前截止第二同步整流器的电路包括：晶体管开关，具有栅极端、源极端以及漏极端；以及驱动电路，与变压器电磁耦合以在主电源开关处于导通状态期间将正电压施加到晶体管开关的源极端，晶体管开关的栅极端与第二驱动电路相连以检测在截止箝位开关时产生的电压变化，进一步偏置晶体管开关的栅极端以使箝位开关截止时的电压变化产生的栅极电压电平将晶体管开关启动到导通状态，从而将此正电压施加到第二放电开关的栅极，并通过所述第二放电开关，提供到第二同步整流器栅极的放电通路，因此，可以确保在导通主电源开关之前截止此第二同步整流器，并避免在“击穿”情况下通过其中的瞬间高电平电流。

7.一种用于控制电源变换器的方法，该电源变换器包括通过变压器互相电磁耦合的初级部分和次级部分，所述变压器包括初级变压器绕组和次级变压器绕组，该方法包括步骤：

至少将第一同步整流器连接到次级变压器绕组，在主电源开关处于导通状态期间，响应于施加到初级变压器绕组的输入电压，第一同步整流器导通；以及

将第一驱动电路连接到第一同步整流器的栅极端，以根据所述第一驱动电路施加的栅极电压，与主电源开关的导通和截止状态一致，选择性地启动或关闭第一整流器；

所述第一驱动电路至少选择一个电路参数用于使栅极电压与输入电压电平的预定量的变化无关，保持在适合于驱动第一同步整流器的预定范围内；以及

在所述第一同步整流器的栅极端和源极端之间连接第一二极管或具有整体嵌入的体二极管的第一放电开关，从而减低由第一驱动电路提供的栅电压对于输入电压的电平波动的灵敏度。

8.根据权利要求7所述的方法，该方法进一步包括：

将第二同步整流器连接到次级变压器绕组，在与初级变压器绕组相连的箝位开关处于导通状态期间，第二同步整流器导通；以及

将第二驱动电路连接到第二同步整流器的栅极端，以根据所述第二驱动电路施加的栅极电压，与箝位开关的导通和截止状态一致，选择性地启动或关闭第二整流器；

所述第二驱动电路至少选择一个电路参数用于使栅极电压与输入电压电平的预定量的变化无关，保持在适合于驱动第二同步整流器的预定范围内；以及

在所述第二同步整流器的栅极端和源极端之间连接第二二极管或具有整体嵌入的体二极管的第二放电开关，从而减低由第二驱动电路提供的栅电压对于输入电压的电平波动的灵敏度。

9.根据权利要求8所述的方法，该方法进一步包括，在对应于第一同步整流器的截止状态的运行模式下，提供到第一同步整流器的栅极的放电通路，从而确保所述第一同步整流器在其处于截止状态时保持截止；并且在对应于第二同步整流器的截止状态的运行模式下，提供到第二同步整流器的栅极的放电通路，从而确保所述第二同步整流器在其处于截止状态时保持截止。

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