CN1269325C - 用于宽带码分多址通信系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于宽带码分多址系统的信道估计方法，首先对输入RAKE接收机的宽带扩频信号进行解扰解扩，再用扩频码对其解扩，分别得到专用物理控制信道和专用物理数据信道；然后计算初始信道估计值，对于连续的经过解相关运算的专用物理控制信道符号串，用算数平均的算法求出窗口对应时刻的信道估计值Cem；最后将Cem补偿窗口对应时刻m时刻的专用物理数据信道符号，各个多径补偿后的结果输出给最大比合并模块。本发明所述方法克服了现有技术存在的在信道恶化的情况下信道估计值无法反映信道特性，从而导致的误判率增加、性能变差的缺点，能够有效提高在移动通信环境尤其是高速移动通信环境下的信道估计准确性，从而保证系统高性能。

Description

用于宽带码分多址通信系统的信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信系统的信道估计方法，特别是涉及一种宽带码分多址(WCDMA，Wide CDMA)通信系统的信道估计方法。

背景技术

随着移动通信的迅猛发展，人们对移动通信的质量及其提供的业务类型要求也越来越高，第三代移动通信的提出及发展正是符合了人们的这种需求，因此备受瞩目。宽带码分多址(WCDMA，Wide CDMA)是第三代移动通信系统标准化组织(3^rd Generation PartnershipProject，3GPP)提出的无线传输技术(Radio TransmissionTechnology，RTT)方案，它不但能提供高质量的话音服务，而且能够提供与固定网络类似的多媒体业务。

如图1所示，在WCDMA系统中，为了提高上行链路质量，在上行专用物理控制信道(Dedicated Physical Control Channel，DPCCH)中加入了部分导频符号，用于信道估计以进行相干检测。导频符号的发射是不连续的，根据不同的时隙格式，每个时隙内的导频符号数介于3到8个之间，因此，采用何种方法来精确估计时隙内导频符号段和数据符号段对应的信道特性，对提高接收机在高速移动环境下的接收性能显得极其重要。

目前较为常用的信道估计方法主要有以下几种：单时隙平均的信道估计方法、基于简化卡尔曼跟踪滤波的信道估计方法、多时隙加权平均的信道估计方法(Weighted Multi-Slot Averaging，WMSA)和迭代信道估计法(Iterative Channel Estimation，ICE)。

单时隙平均的信道估计方法由于导频符号较少，无法有效滤除噪声的影响，因此不论是在低速还是高速移动环境下性能都较差。基于简化卡尔曼跟踪滤波的信道估计方法是前者的改进，在低速移动环境下性能有所改善，但在高速移动环境下性能仍然很差。

多时隙加权平均的信道估计方法(WMSA，Weighted Multi-SlotAveraging)的估计过程如下：1)利用单时隙平均的信道估计方法得到各时隙的信道估计值；2)将多个时隙的估计值加权组合，得到当前时隙的信道估计值。由于在多个时隙间进行加权平均，有效滤除了噪声的影响，因而在信号慢衰落的情况下，该方法能得到良好的信道估计性能，但随着信道的恶化，如移动速度加快，由于估计值不能很好地反映时隙内不同时段的信道特性，因而性能变差。

迭代信道估计(ICE)方法在目前也有着较为普遍的应用，相应的专利有公开号为1384627的《一种用于宽带码分多址系统的信道估计方法》，其思路是：先通过多时隙加权平均(WMSA)得到各径当前时隙的信道估计值并对专用物理控制信道(DPCCH，Dedicated PhysicalControl Channel)进行补偿、合并，对合并后的结果进行硬判决，取出判决后的数据段符号作为虚拟导频并反馈回去对数据段符号重新进行信道估计，为提高精度，该过程可迭代多次。因为它以多时隙加权平均(WMSA)方法为基础，对数据段的信道估计、补偿仍然仅仅用到导频部分的信息，随着信道的恶化，多时隙加权平均(WMSA)方法的性能变差，合并后硬判决的误判率增加，这必将导致该方法的性能下降。

发明内容

本发明的目的就是克服现有技术存在的在信道恶化的情况下信道估计值无法反映信道特性，从而导致的误判率增加、性能变差的缺点，以期提出一种有效提高在移动通信环境尤其是高速移动通信环境下的信道估计准确性，从而保证高性能的信道估计方法。

为实现上述目的，本发明提出一种用于宽带码分多址系统的信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

第一步：对输入RAKE接收机的宽带扩频信号进行解扰解扩；

第二步：根据已知的时隙格式从专用物理控制信道(DPCCH，Dedicated Physical Control Channel)的当前和未来一个时隙(以下简称“下一时隙”)内取出导频符号；对提取出的导频符号，每个导频符号与已知导频符号进行解相关运算，得到各导频符号的初始信道估计值；对每个时隙内所有导频符号的初始信道估计值进行算术平均，得到各时隙的初始信道估计值；

第三步：对于导频部分，采用一个移动窗口，设窗口长度为L，窗口覆盖当前时隙中的当前导频符号的信道估计值以及历史L-1个符号的信道估计值，其中历史符号的信道估计值中既包括用理想导频解相关得到的导频符号的信道估计值，也包括非导频符号的信道估计值(求非导频符号的信道估计值的方法见步骤五)。窗口中的平均值为窗口中间位置对应时刻或者某个合适的时刻的信道估计值，该值也是信道估计模块最终输出并用来补偿DPDCH(Dedicated PhysicalData Channel)数据的信道估计值。这里的某个合适的时刻是指窗口中间偏向当前时刻的某个位置，主要是移动速度较慢时会设置一个较大的L值，这样会需要更多的数据存储器，为兼顾硬件资源，可以这种考虑一个合适时刻。这里和现有技术最大的不同的就是窗口中既包含了导频信息也包含非导频信息。有效地提高了信道估计的性能。对于非导频符号，首先用前一个窗口的结果和下一时隙的信道估计值的平均值作为当前符号的信道估计值，对当前符号进行补偿，然后对所有多径当前符号补偿后的值做最大比合并(MRC，Maximal RatioCombining)，对合并后的结果再做硬判决，这样就得到当前非导频符号的虚拟的理想非导频(所谓虚拟是指本来我们并不预先知道，但我们根据其它已知信息，可信度较大地估计出它的发射端发送时的值)。用该虚拟值对当前接收非导频符号做解相关运算就得到当前非导频符号的信道估计值。最后用步骤四相同的方法，求出当前窗口中间位置对应时刻或者某个合适时刻位置的信道估计值。在这里，同样和现有技术有重要的不同，本方法不仅用上了未来时隙、当前时隙甚至历史时隙的导频部分信息，还用到了当前窗口中包含的已经估计出来的非导频部分的信息，进一步有效地提高了信道估计的性能。

第四步：用窗口输出的信道估计值对窗口中间位置时刻或者某个合适时刻的DPDCH(Dedicated Physical Data Channel)做补偿运算，补偿后的数据按照最大比合并的算法合并所有多径，得到的结果送给译码模块。

本发明所述的信道估计方法，与现有技术相比，多次充分利用了已经估计出来了的非导频的信息，在有限的移动窗口中充分地利用了所有可以利用的信息，有效地、明显地提高了信道估计模块的性能。采用发明阐述的信道估计方法，可以比现有技术更精确地得到一个时隙内每个符号位置的信道估计值，能在信道衰落慢和快时都能反映出一个时隙内不同时刻的信道特性变化情况，因而能够大大提高通信系统的接收性能。仿真结果表明，不管在移动速度慢还是快的时候，本发明阐述的信道估计方法的性能都要比现有技术的信道估计性能有明显的提高。

附图说明

图1是WCDMA系统上行专用物理信道(DPCH，Dedicated PhysicalChannel)的帧结构；

图2是现有的多时隙加权平均信道估计方法示意图。

图3是本发明所述信道估计方法实施框图。

图4是本发明所述信道估计方法流程图。

图5是本发明所述信道估计方法中迭代算法流程图。

图6是本发明所述信道估计方法中移动窗口算数平均方法示意图。

图7是本发明所述信道估计算法中求非导频符号信道估计值方法示意图。

具体实施方式

下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述，根据这些附图，同一领域的技术人员可以很容易实现本发明。

本发明主要是提出了一种用于WCDMA系统上行信道的、基于充分利用导频和非导频信息的移动窗口算术平均的信道估计方法，以提高通信系统在移动环境下的接收性能。

图1是WCDMA系统上行专用物理信道(DPCH)的帧结构；为了区别DPDCH中的数据域和DPCCH中的数据域，特别标识DPCCH中的数据域为非导频域。

图2是现有技术中的多时隙加权平均信道估计算法的示意图。在该具体方法中，要采用多时隙加权平均信道估计方法来计算时隙2的信道估计值，具体过程是：先通过对时隙内各导频符号信道估计值进行算术平均分别得到时隙1、2、3和4的信道估计值，然后按图中各时隙对应的权值在相邻四个时隙间进行加权平均，得到时隙2最终的信道估计值，即

${\hat{E}}_2=({\mathrm{\α}}_2{E}_1+{\mathrm{\α}}_1{E}_2+{\mathrm{\α}}_1{E}_3+{\mathrm{\α}}_2{E}_4)/(2{\mathrm{\α}}_1+2{\mathrm{\α}}_2)$

式中

是时隙2的最终信道估计值，E_i，α_i分别是各时隙内算术平均得到的信道估计值和进行多时隙加权平均时各时隙对应的权值。现有技术中的迭代信道估计法，就是用

去补偿时隙2中的非导频数据，然后经过最大比合并、硬判决得到虚拟的已知非导频数据，再与解扩后的DPCCH中的非导频符号做解相关运算，得到非导频符号的信道估计值，从而得到整个时隙2的所有符号的信道估计值，再经过多时隙加权平均得到各个时隙的信道估计，该方法比普通的多时隙加权平均方法性能略好。

图3是本发明所述信道估计方法实施框图，该图说明了要实施的本发明所述信道估计方法的模块在整个WCDMA RAKE接收机中的位置。在该实例中，AD转换器301将输入到接收机的模拟信号转变为数字信号送入解扰解扩模块304，解扰解扩模块304利用码跟踪器302和码生成器303产生的各条多径扰码对输入信号进行解扰解扩，并将解扰解扩后的各多径信号送入其对应的信道估计和补偿模块305，信道估计和补偿模块305分别计算出DPCCH每个符号对应时刻的信道估计值并对专用信道DPDCH进行补偿，补偿后的各径信号输出到最大比合并模块306进行最大比合并，最后将合并后的信号输入到解交织/译码器307内进行解交织和译码，得到发射端发射的原始信号。本发明提出的信道估计方法在实施框图中的位置是信道估计和补偿模块305。

图4是本发明所述信道估计方法流程图，该图说明了要实施的本发明所述信道估计方法之前应该所做的准备工作，以及做完后处理结果的去向。

这个逻辑流程始于步骤401，终止于步骤404。

步骤401对输入RAKE接收机的宽带扩频信号进行解扰解扩。因为RAKE接收机接收到的信号都是经过加扰加扩的，因此需要用响应的扰码先对其解扰，即扰码和接收信号共轭相乘，在用扩频码对其解扩，分别得到DPCCH(Dedicated Physical Control Channel，专用物理控制信道)和DPDCH(Dedicated Physical Data Channel专用物理数据信道)，这是后面步骤的准备工作，也只有解扰解扩后的信号才能够进一步作信道估计处理。

顺序进入步骤402，计算初始信道估计值。根据已知的时隙格式从专用物理控制信道(DPCCH，Dedicated Physical Control Channel)的当前和未来一个时隙(以下简称“下一时隙”)内取出导频符号；对提取出的导频符号，每个导频符号与已知导频符号进行解相关运算，得到各导频符号的初始信道估计值；对每个时隙内所有导频符号的初始信道估计值进行算术平均，得到各时隙的初始信道估计值。

顺序进入步骤403，对于连续的经过解相关运算的DPCCH符号串，逐个逐个符号地移动窗口，用算数平均的算法求出窗口对应时刻的信道估计值CEm，这一步是本方法的核心部分，在图5中将做非常具体详尽的描述。

顺序进入步骤404，用403得到的CEm补偿窗口对应时刻m时刻的DPDCH符号。各个多径补偿后的结果输出给最大比合并模块。

图5是本发明所述信道估计方法中迭代算法流程图，该图详细解说了本发明所述的信道估计方法的计算流程。该图是本发明涉及的信道估计方法的核心部分，即如何既利用导频又利用非导频信息通过移动窗口求最精确的信道估计方法，图5是该方法的详细流程图，是步骤403的细化。该逻辑流程始于步骤501，终止于步骤512。

步骤501，从步骤402得到的解扰解扩后的当前时隙和下一时隙的所有符号中，从当前时隙第一个符号开始，到当前时隙最后一个符号为止，一个符号一个符号地送给步骤502，一个经历图5的整个流程后再输入下一个符号。

步骤502，根据已知时隙格式(Slot Format)判别步骤501输送来的当前符号Sn是否为当前时隙中的第一个非导频符号，如果是步进到步骤506，如果否步进到503。

步骤503，根据已知时隙格式判别当前符号Sn是否为导频符号，如果是步进到步骤505.1，如果否步进到步骤507。

步骤504，根据已知时隙格式生成导频序列，供步骤505.1使用。

步骤505，将接收到的符号与已知符号(或者估计出来的符号)做解相关运算，解相关运算实际就相乘，即去掉符号。其中步骤505.1的已知符号为步骤504根据已知时隙格式本地产生的导频符号序列中对应当前位置的符号。而步骤505.2中的已知符号，其实是经过步骤507、508、509、510估计出来，因为一般情况下，DPCCH的物理信道BER比较下，估计出来的符号可以近似当做已知符号应用于解相关运算。步骤505运算完后步进到步骤511。

步骤506，当步骤502接收到第一个非导频符号的时候就步进到本步骤，本步骤从402的输出结果中获取下一时隙的所有导频符号，再用根据已知时隙格式得到已知导频序列，对下一时隙的导频符号一一做解相关运算，然后将解相关运算后的结果求平均值就得到CE_next-slot。最后将CEnext-slot保存起来，因为估计所有的非导频符号时都将用到它。

步骤507，如图7所示，由CE_m-1和CE_next-slot简单求平均值得到当前非导频符号的预信道估计值C’n，即C’n＝(CE_n-1+CE_next-slot)/2。其中CE_m-1是由前一个符号S_n-1经过图5整个流程得到的结果，而CE_next-slot是在步骤506求得的结果。图7是求解当前非导频符号的预信道估计值的示意图，是步骤507的图形阐述表达方式。C’n将用来估计Sn在发射端的原符号。

步骤508，用C’n补偿Sn可以到补偿后的当前非导频符号S’n。

步骤509，将所有多径中的S’n以最大比合并的方法合并得到合并后的符号S’n-source。

步骤510，对S’n-source做硬判决， ${\hat{S}}_{n-\mathrm{source}}=(S\text{'}n-\mathrm{soucrce}\≥0)?1:-1,$ 那么

就是发射端原符号Sn-source的估计值。

步骤511，根据已知时隙格式判别当前符号Sn是否为导频符号，如果是选择开关指向左边接收505.1的输出结果，如果否选择开关指向右边接收505.2的输出结果。

步骤512，如图6所示，移动窗口，使窗口覆盖Cn-L+i.....Cn，对窗口内的信道估计值求算数平均值，得到窗口对应的m时刻的最终信道估计值CEm，即 $\mathrm{CEm}=\frac{1}{L}\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{n-L+i},$ 其中m＞＝n-int(L-1)/2，int为向下取整数，L为窗口长度，L根据移动速度不同取值6-60，速度越慢L取值可以越大，L可以根据多普勒频偏估计得到的移动速度来决定。m＝n-int(L-1)/2时，补偿时时间对齐，性能会最好，但对于慢速衰落，即L比较大时，将需要较大的硬件存储空间，因此一般会取(n-int(L-1)/2，n)中间的一个折衷的值。CEm是m时刻的最终信道估计值，它将用于对DPDCH(Dedicated Physical Data Channel专用物理数据信道)做最终补偿，补偿结果即可经MRC(Maximal RatioCombining，最大比合并)后送给译码器译码。

Claims (3)

1、一种用于宽带码分多址系统的信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一：对输入RAKE接收机的宽带扩频信号进行解扰解扩，分别得到专用物理控制信道和专用物理数据信道；

步骤二：计算初始信道估计值：根据已知的时隙格式从专用物理控制信道的当前和下一时隙内取出导频符号；对提取出的导频符号，每个导频符号与已知导频符号进行解相关运算，得到各导频符号的初始信道估计值；

步骤三：对于连续的经过解相关运算的专用物理控制信道的当前时隙和下一时隙的所有符号串中，从当前时隙第一个符号S1开始，到当前时隙最后一个符号SL为止共L个符号，逐个逐个符号地移动窗口，L即为窗口长度，对于当前时隙内的导频，根据时隙格式得知的导频序列进行解相关后参与窗口算术平均得到信道估计值CEm；对于当前时隙的非导频，先用下一个时隙的导频平均值CE_next-slot和最近的信道估计结果CE_m-1求平均作为该非导频符号的预信道估计值C’n，对C’n进行信道补偿和最大比值合并，然后根据合并后的硬判决结果对这个非导频进行解相关，解相关后的结果参与窗口算术平均得到信道估计值CEm；其中下标m为信道估计值在时间上的索引，n为专用物理控制信道符号在时间上的索引；

步骤四：用步骤三得到的信道估计值CEm补偿窗口对应时刻m时刻的专用物理数据信道符号，各个多径补偿后的结果输出给最大比合并模块。

2、根据权利要求1所述的用于宽带码分多址系统的信道估计方法，其特征在于，所述步骤三具体通过以下步骤实现：

对于解扰解扩后的当前时隙和下一时隙的所有符号中，从当前时隙第一个符号S1开始，到当前时隙最后一个符号SL为止，一个符号一个符号地进入下述流程，前一个符号完成整个流程后再输入下一个符号；

(1)根据已知时隙格式判别当前符号Sn，是否为当前时隙中的第一个非导频符号，下标n是专用物理控制信道符号在时间上的索引，如果是步进到步骤(5)，如果否步进到步骤(2)；

(2)根据已知时隙格式判别当前符号Sn是否为导频符号，如果是步进到步骤(4)，如果否步进到步骤(6)；

(3)根据已知时隙格式生成导频序列；

(4)将接收到的符号与已知符号做解相关运算，其中已知符号为步骤(3)根据已知时隙格式本地产生的导频符号序列中对应当前位置的符号；

(5)获取下一时隙的所有导频符号，再用根据已知时隙格式得到已知导频序列，对下一时隙的导频符号一一做解相关运算，然后将解相关运算后的结果求平均值得到CE_next-slot，最后将CE_next-slot保存起来；

(6)由CE_m-1和CE_next-slot简单求平均值得到当前非导频符号的预信道估计值C’n，即C’n＝(CE_m-1+CE_next-slot)/2；其中CE_m-1是由前一个符号Sn-1经过整个流程得到的结果，CE_next-slot是在步骤(5)求得的结果；

(7)用C’n补偿Sn得到补偿后的当前非导频符号S’n；

(8)将所有多径中的S’n以最大比合并的方法合并得到合并后的符号S’n-source；

(9)对S’n-source做硬判决， ${\hat{S}}_{n-\mathrm{soursce}}=(S\text{'}n-\mathrm{souscrce}\≥0)$ ？1：-1，

就是发射端原符号Sn-source的估计值；

(10)将接收到的专用物理控制信道非导频符号Sn-source与步骤(9)估计出来的符号 做解相关运算；

(11)根据已知时隙格式判别当前符号Sn是否为导频符号，如果是选择开关指向左边接收步骤(4)的输出结果，如果否选择开关指向右边接收步骤(10)的输出结果；

(12)求算数平均值，得到窗口对应的m时刻的最终信道估计值CEm，即 $\mathrm{CEm}=\frac{1}{L}\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{n-L+i},$ 其中m＞＝n-int(L-1)/2，int为向下取整数，i是求平均计算用的临时循环变量。

3、根据权利要求2所述的用于宽带码分多址系统的信道估计方法，其特征在于，所述步骤(12)中，L根据移动速度不同而不同，取值范围为6-60，速度越慢L取值越大，根据多普勒频偏估计得到的移动速度来决定。

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