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CN113300603B - 电源转换系统 - Google Patents

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CN113300603B
CN113300603B CN202010108411.8A CN202010108411A CN113300603B CN 113300603 B CN113300603 B CN 113300603B CN 202010108411 A CN202010108411 A CN 202010108411A CN 113300603 B CN113300603 B CN 113300603B
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常学良
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Delta Electronics Inc
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Abstract

本公开为一种电源转换系统，包含：电源转换电路，包含第一端、第二端、输出电容、开关单元、飞跨电容以及磁性组件，开关单元包含开关组，飞跨电容串联于第一端和第二端之间，磁性组件包含电磁耦合的两个第一绕组，其中的一第一绕组串联于开关组中其中一开关组与第二端之间，另一第一绕组串联于开关组中另外一开关组第二端之间，且两个第一绕组互为异名端的端子电连接于第二端，且其中输出电容架构于电连接第一端或第二端；以及启动电路，包含：第三绕组，与两个第一绕组电磁耦合；电感，与第三绕组串联构成串联支路，串联支路的一端耦接于电源转换电路的第一端及第二端之间；开关，其一端电连接串联支路的一端。

Description

电源转换系统
技术领域
本公开涉及一种电源转换系统，特别涉及一种可对飞跨电容及输出电容进行预充电，以进行软启动的电源转换系统。
背景技术
在现有非隔离型的大电流的电源转换电路应用中，可采用谐振型可扩展占空比的电路拓扑，其中谐振型可扩展占空比的电源转换电路还可存在对称型及不对称型。然目前无论是对称型或不对称型的谐振型可扩展占空比的电源转换电路，其输入与输出的电压增益比可以设计为固定，亦可以应实际需求而对电压增益比进行设计与调整。
另外，采用谐振型可扩展占空比电路拓扑的电源转换电路通常存在飞跨电容及输出电容，然当电源转换电路在启动时，由于飞跨电容及输出电容的端电压较低，在电源转换电路切入工作时，会在电路中产生大电流，从而对电源转换电路内的元器件造成大电流冲击，导致电源转换电路内元器件容易损坏，或是电源转换电路需选用较耐流，但成本也相对较高的元器件。
发明内容
本公开的目的在于提供一种电源转换系统，其是利用启动电路对电源转换电路中的飞跨电容及输出电容进行预充电，将飞跨电容及输出电容的端电压充高至预设电压后，再将电源转换电路切入工作，以降低电源转换电路中所产生的大电流，从而减小开关及其它元器件所承受的电流应力，同时可选用低耐流的元件，有效降低电源转换电路的成本。
为达上述目的，本公开提供第一种电源转换系统，包含：电源转换电路，包含：第一端、第二端、输出电容、至少一开关单元、至少一飞跨电容以及磁性组件，其中，至少一开关单元包含至少一开关组，至少一飞跨电容串联连接于第一端和第二端之间，磁性组件包含相互电磁耦合的两个第一绕组，其中的一第一绕组串联电连接于至少一开关组中其中一开关组与第二端之间，另一第一绕组串联电连接于至少一开关组中另外一开关组与第二端之间，且两个第一绕组互为异名端的端子相互电连接，且电连接于第二端，且其中输出电容架构于电连接第一端或第二端；以及启动电路，用以控制电源转换电路实现预充电，启动电路包含：第三绕组，与两个第一绕组相互电磁耦合；电感，与第三绕组串联构成一串联支路，其中串联支路的一端耦接于电源转换电路的第一端，串联支路的另一端电连接电源转换电路的第二端；以及至少一开关，其中至少一开关的一端电连接串联支路的一端；其中于电源转换电路启动过程中，控制至少一开关的开通和关断，实现至少一飞跨电容及输出电容的预充电。
为达上述目的，本公开提供第二种电源转换系统，包含：至少两个如前所述的电源转换电路，其中所有电源转换电路的第一端并联电连接，所有电源转换电路的第二端并联电连接；以及启动电路，用以控制所有电源转换电路实现预充电，启动电路包含：少两个第三绕组，其中每一个第三绕组分别与一个电源转换电路的两个第一绕组相互电磁耦合；电感，与至少两个第三绕组串联构成一串联支路，串联支路包含一第一端及至少一第二端，串联支路的第一端耦接于电源转换电路的第一端，串联支路的每一第二端分别与对应的电源转换电路的第二端电连接；至少一开关，其中至少一开关的一端电连接串联支路的第一端。
附图说明
图1a为采用4：1不对称谐振型可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图；
图1b为采用N：1不对称谐振型可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图；
图2a为采用4：1对称谐振型可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图；
图2b为采用N：1对称谐振型可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图；
图2c为另一采用4：1对称型谐振可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图；
图2d为另一采用N：1对称型谐振可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图；
图3为本公开第一优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图；
图4a、4b、4c和4d分别为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输入电压端，第二端为输出电压端，且电源转换系统处于第一充电状态时，启动电路对飞跨电容和输出电容进行预充电时的电路运行示意图；
图4e为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输入电压端，第二端为输出电压端时，启动电路的第一半导体器件、第二半导体器件及电流的运行波形，以及电源转换电路的飞跨电容和输出电容的两端电压波形的波形图；
图5a、5b、5c和5d为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输入电压端，第二端为输出电压端，且电源转换系统在第二充电状态时，启动电路对飞跨电容和输出电容进行预充电时的电路运行示意图；
图6a、6b为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输入电压端，第二端为输出电压端，且电源转换系统处于第三充电状态时，启动电路对飞跨电容和输出电容进行预充电时的电路运行示意图；
图7a为本公开第二优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图；
图7b为图7a所示的控制器所设定的参考电压信号的波形示意图；
图8a、图8b、图8c及图8d分别为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输出电压端，第二端为输入电压端，且电源转换系统处于第一充电状态时，启动电路对飞跨电容和输出电容进行预充电时的电路运行示意图；
图8e为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输出电压端，第二端为输入电压端时，图3所示的启动电路的第一半导体器件、第二半导体器件及电流的运行波形，以及电源转换电路的飞跨电容和输出电容的两端电压波形的波形图；
图9a为本公开第三优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图；
图9b及图9c分别为图9a所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输入电压端，第二端为输出电压端，且电源转换系统处于第一充电状态时，启动电路对飞跨电容和输出电容进行预充电时的电路运行示意图；
图10a及图10b分别为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输出电压端，第二端为输入电压端，且电源转换系统处于第一充电状态时，启动电路对飞跨电容和输出电容进行预充电时的电路运行示意图；
图11a为本公开第四优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图；
图11b为本公开第五优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图；
图12为本公开第六优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图。
附图标记说明：
1a、1b、2a、2b、2c、2d：电源转换电路
3、4、5、6、7、8﹕电源转换系统
V1+﹕第一正极
V1-﹕第一负极
V2+﹕第二正极
V2-﹕第二负极
C1﹕第一电容
C2﹕第二电容
Cb11﹕飞跨电容
T-1a、T-1b、T-2a、T-2b、T-2c、T-2d﹕磁性组件
S11、S21﹕第一开关
S12、S24﹕第二开关
Sr11、Sr22﹕第三开关
Sr12、S23﹕第四开关
T11、T12、T21、T22﹕第一绕组
T13、T23、T24﹕第二绕组
V1：第一端电压
V2：第二端电压
Ts﹕开关周期
D：占空比
Vc11﹕飞跨电容Cb11的电压
Cb21﹕第一飞跨电容
Cb22﹕第二飞跨电容
S22﹕第五开关
Sr21﹕第六开关
Vc22﹕第二飞跨电容Cb22的电压
Vc21﹕第一飞跨电容Cb21的电压
31、41、51、61﹕启动电路﹕
T31、T31a、T31b﹕第三绕组
L31﹕电感
S31﹕第一半导体器件
S32﹕第二半导体器件
iL31﹕电流
D12、Dr12、Dr21、D24、Dr22、D21、D22、D23﹕寄生二极管
50﹕控制器
PWM1、PWM2﹕控制信号
Vref(t)﹕参考电压信号
Voset﹕预设参考电压
D31、D32﹕二极管
具体实施方式
体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非架构于限制本公开。
图1a为采用4：1不对称谐振型可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图，图1b为采用N：1不对称谐振型可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图，图2a为采用4：1对称谐振型可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图，图2b为采用N：1对称谐振型可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图，图2c为另一采用4：1对称型谐振可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图，图2d为另一采用N：1对称型谐振可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图。以上所述的电源转换电路皆可进行双向电能转换，且为谐振型可扩展占空比的电路拓扑，且上述电源转换电路中皆包含第一端(包含第一正极V1+与第一负极V1-)、第二端(包含第二正极V2+与第二负极V2-)、至少一第一开关单元、第二开关单元、第一电容、第二电容、至少一飞跨电容及一磁性组件，其中第一负极V1-与第二负极V2-共同接地。上述电源转换电路均包含多个开关，该些开关的开关周期为Ts。
图1a中的电源转换电路1a为输入输出电压增益比(后续均称为电压增益比)为4：1的不对称型的电路拓扑，其具体连接方式参照图1a所示，其中该第一开关单元包含串联电连接的第一开关组及第二开关组，第一开关组包含第一开关S11，第二开关组包含第二开关S12。第二开关单元包含第三开关组及第四开关组，第三开关组包含第三开关Sr11，第四开关组包含第四开关Sr12，第三开关Sr11与第一开关S11串联电连接，第四开关Sr12与第二开关S12串联电连接，且第三开关Sr11的一端和第四开关Sr12的一端电连接且连接于第一负极V1-。此外，于开关周期Ts内，第一开关S11的切换状态与第四开关Sr12的切换状态相同，第二开关S12的切换状态与第三开关Sr11的切换状态相同，而第一开关S11的切换状态与第二开关S12的切换状态错相180度。
第一电容C1电连接于第一正极V1+与第一负极V1-之间，第二电容C2电连接于第二正极V2+与第二负极V2-之间，飞跨电容Cb11电连接于第一开关S11与第三开关Sr11之间。磁性组件T-1a包含两个第一绕组T11及T12，该两个第一绕组T11及T12通过同一磁芯组件(未图示)电磁耦合，其中第一绕组T11串联电连接于飞跨电容Cb11与第二正极V2+之间，第一绕组T12串联电连接于第二开关S12与第二正极V2+之间，此外，两个第一绕组T11、T12互为异名端的一端相互电连接，且电连接于第二正极V2+。另外，两个第一绕组T11及T12的匝比为1﹕1，该电源转换电路1a的电压增益比为4：1。其中于电源转换电路1a中的开关周期Ts内，飞跃电容Cb11与磁性组件T-1a的等效漏感发生谐振，以产生一谐振电流，该谐振具有一谐振周期和谐振频率，且该谐振电流传递能量给电源转换电路1a的第一端或第二端。
图1b中的电源转换电路1b为电压增益比为N：1的不对称谐振型可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图，其与图1a不同之处在于磁性组件T-1b还包含一第二绕组T13，该两个第一绕组T11及T12和该第二绕组T13通过同一磁芯组件(未图示)电磁耦合，其中第一绕组T11串联电连接于飞跨电容Cb11与第二正极V2+之间，第一绕组T12串联电连接于第二开关S12与第二正极V2+之间，第二绕组T13与飞跨电容Cb11串联于第一开关S11和第一绕组T11之间，且与第一绕组T11串联电连接，此外，两个第一绕组T11、T12互为异名端的一端相互电连接，且电连接于第二正极V2+，且第二绕组T13的一端与第一绕组T11的一端互为异名端且电连接。另外，第二绕组T13和两个第一绕组T11及T12的匝比为N﹕1﹕1，其中N为正数，优选为正整数，通过第二绕组T13的加入，以灵活设计电源转换电路的输入输出电压增益比，扩大电源转换电路的应用范围。其中于电源转换电路1b中开关周期Ts内，飞跨电容Cb11与磁性组件T-1b的等效漏感发生谐振，以产生一谐振电流，该谐振具有一谐振周期和谐振频率，且该谐振电流传递能量至电源转换电路1b的第一端或第二端。
图2a中的电源转换电路2a为电压增益比为4：1的对称型的电路拓扑，其具体连接方式参照图2a所示，其中电源转换电路2a包含两个第一开关单元和一个第二开关单元。其中之一的第一开关单元包含串联电连接的第一开关组及第二开关组，第一开关组包含第一开关S21，第二开关组包含第五开关S22。其中的另一第一开关单元包含串联电连接的第一开关组及第二开关组，另一第一开关单元的第一开关组包含第四开关S23，另一第一开关单元的第二开关组包含第二开关S24。第二开关单元包含第三开关组及第四开关组，第三开关组包含第三开关Sr22，第四开关组包含第六开关Sr21。第一开关S21的第一端电连接于第一正极V1+，第一开关S21的第二端电连接于第五开关S22的第一端，第五开关S22的第二端电连接第六开关Sr21的第一端，第六开关Sr21的第二端电连接第二负极V2-；第四开关S23的第一端电连接于第一正极V1+，第四开关S23的第二端电连接第二开关S24的第一端，第二开关S24的第二端电连接于第三开关Sr22的第一端，第三开关Sr22的第二端电连接第二负极V2-。第一飞跨电容Cb21电连接于第一开关S21的第二端及第三开关Sr22的第一端之间。第二飞跨电容Cb22电连接于第四开关S23的第二端及第六开关Sr21的第一端之间。第一电容C1电连接于第一正极V1+与第一负极V1-之间，第二电容C2电连接于第二正极V2+与第二负极V2-之间。
此外，于开关周期Ts内，第一开关S21的切换状态、第二开关S24的切换状态与第六开关Sr21的切换状态相同，第四开关S23的切换状态、第五开关S22的切换状态与第三开关Sr22的切换状态相同，且第一开关S21的切换状态与第四开关S23的切换状态错相180度。
磁性组件T-2a包含两个第一绕组T21、T22，两个第一绕组T21、T22通过同一磁芯组件(未图示)电磁耦合，且绕制在同一磁柱上，两个第一绕组T21、T22互为异名端的第二端电连接于第二正极V2+。其中第一绕组T21的第一端电连接第五开关S22的第二端及第六开关Sr21的第一端，第一绕组T22的第一端电连接第二开关S24的第二端及第三开关Sr22的第一端。更甚者，两个第一绕组T21、T22的匝比为1﹕1，电源转换电路2a的输入输出电压增益比为4：1。其中于电源转换电路2a中的开关周期Ts内，第一飞跨电容Cb21及第二飞跨电容Cb22与磁性组件T-2a的等效漏感谐振，以产生一谐振电流，该谐振具有一谐振周期和谐振频率，且该谐振电流传递能量给电源转换电路2a的第一端或第二端。
图2b中的电源转换电路2b为电压增益比为N：1的对称谐振型可扩展占空比的电源转换电路的电路结构示意图，其与图2a不同之处在于磁性组件T-2b还包含两个第二绕组T23及T24，该两个第一绕组T21及T22和该两个第二绕组T23及T24通过同一磁芯组件(未图示)电磁耦合，且绕制在同一磁柱上，两个第一绕组T21、T22互为异名端的第二端电连接于第二正极V2+。其中第一绕组T21的第一端电连接第五开关S22的第二端及第六开关Sr21的第一端，第一绕组T22的第一端电连接第二开关S24的第二端及第三开关Sr22的第一端。第二绕组T23与第二飞跨电容Cb22串联电连接后并电连接于第四开关S23的第二端与第五开关S22的第二端之间。第二绕组T24与第一飞跨电容Cb21串联电连接后并电连接于第一开关S21的第二端与第二开关S24的第二端之间。更甚者，两个第二绕组T23、T24和两个第一绕组T21及T22的匝比为N﹕N﹕1﹕1，其中N为正数，优选为正整数。该电源转换电路2b的输入输出电压增益比为N：1。其中于电源转换电路2b中的开关周期Ts内，第一飞跨电容Cb21及第二飞跨电容Cb22与磁性组件T-2b的等效漏感谐振，以产生一谐振电流，该谐振具有一谐振周期和谐振频率，且该谐振电流传递能量给电源转换电路2b的第一端或第二端。
图2c中的电源转换电路2c为电压增益比4：1的对称型的电路拓扑，其中电源转换电路2c包含两个第一开关单元和一个第二开关单元。其中之一的第一开关单元包含串联电连接的第一开关组及第二开关组，第一开关组包含开关S21，第二开关组包含开关S22a及S22b。其中的另一第一开关单元包含串联电连接的第一开关组及第二开关组，另一第一开关单元的第一开关组包含开关S23，另一第一开关单元的第二开关组包含开关S24a及开关S24b。第二开关单元包含第三开关组及第四开关组，第三开关组包含开关Sr22，第四开关组包含开关Sr21。开关S21的第一端电连接于第一正极V1+，开关S21的第二端电连接于开关S22a的第一端，开关S22a的第二端电连接于开关S24b的第一端，开关S24b的第二端电连接于开关Sr22的第一端，开关Sr22的第二端电连接第二负极V2-。开关S23的第一端电连接于第一正极V1+，开关S23的第二端电连接开关S24a的第一端，开关S24a的第二端电连接于开关S22b的第一端，开关S22b的第二端电连接于开关Sr21的第一端，开关Sr21的第二端电连接第二负极V2-。第一飞跨电容Cb21电连接于开关S21的第二端及开关Sr22的第一端之间。第二飞跨电容Cb22电连接于开关S23的第二端及开关Sr21的第一端之间。并且，在该电源转换电路2c中，开关S22a的第二端电连接开关S24a的第二端。第一电容C1电连接于第一正极V1+与第一负极V1-之间，第二电容C2电连接于第二正极V2+与第二负极V2-之间。
此外，于开关周期Ts内，开关S21的切换状态、开关S24a的切换状态、开关S24b的切换状态与开关Sr21的切换状态相同，开关S23的切换状态、开关S22a的切换状态、开关S22b的切换状态与开关Sr22的切换状态相同，且开关S21的切换状态与开关S23的切换状态错相180度。
磁性组件T-2c包含两个第一绕组T21、T22，两个第一绕组T21、T22通过同一磁芯组件(未图示)电磁耦合，且绕制在同一磁柱上，两个第一绕组T21、T22互为异名端的第二端电连接于第二正极V2+。其中第一绕组T21的第一端电连接开关S22b的第二端及开关Sr21的第一端，第一绕组T22的第一端电连接开关S24b的第二端及开关Sr22的第一端。更甚者，两个第一绕组T21及T22的匝比为1﹕1。该电源转换电路2c的输入输出电压增益比为4：1。其中于电源转换电路2c中的开关周期Ts内，第一飞跨电容Cb21及第二飞跨电容Cb22与磁性组件T-2c的等效漏感谐振，以产生一谐振电流，该谐振具有一谐振周期和谐振频率，且该谐振电流传递能量给电源转换电路2c的第一端或第二端。
图2d中的电源转换电路2d与图2c不同之处在于磁性组件T-2d还包含两个第二绕组T23、T24，两个第一绕组T21、T22及两个第二绕组T23、T24通过同一磁芯组件(未图示)电磁耦合，且绕制在同一磁柱上，两个第一绕组T21、T22互为异名端的第二端电连接于第二正极V2+。其中第一绕组T21的第一端电连接开关S22b的第二端及开关Sr21的第一端，第一绕组T22的第一端电连接开关S24b的第二端及开关Sr22的第一端。第二绕组T23与第二飞跨电容Cb22串联电连接后并电连接于开关S23的第二端与开关S22b的第二端之间。第二绕组T24与第一飞跨电容Cb21串联电连接后并电连接于开关S21的第二端与开关S24b的第二端之间。更甚者，两个第二绕组T23、T24和两个第一绕组T21及T22的匝比为N﹕N﹕1﹕1，其中N为正数，优选为正整数。该电源转换电路2d的输入输出电压增益比为N：1。其中于电源转换电路2d中的开关周期Ts内，第一飞跨电容Cb21及第二飞跨电容Cb22与磁性组件T-2d的等效漏感谐振，以产生一谐振电流，该谐振具有一谐振周期和谐振频率，且该谐振电流传递能量至电源转换电路2d的第一端或第二端。
为了解决谐振型可扩展占空比的电源转换电路的启动和飞跨电容的预充电问题，本公开提出一种电源转换系统，该电源转换系统包含电源转换电路和启动电路。其中电源转换电路可为图1a的电源转换电路1a、图1b的电源转换电路1b、图2a的电源转换电路2a、图2b的电源转换电路2b、图2c的电源转换电路2c及图2d的电源转换电路2d，而启动电路用于实现电源转换电路中飞跨电容和输出电容的预充电。
图3为本公开第一优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图，本实施例的电源转换系统3采用图2a所示的电源转换电路2a，故于此仅以相同符号来代表组件相同，不再赘述。其中，图2b-图2d所应用的启动电路以及所构成的电源转换系统与图2a所应用的启动电路以及所构成的电源转换系统的工作原理类似，下面将不再赘述。
请参阅图3并配合图2a，而本实施例的电源转换系统3还包含启动电路31，启动电路31用于控制该电源转换电路的飞跨电容和输出电容同时实现预充电，其中启动电路31包括第三绕组T31、电感L31及启动桥臂。启动桥臂包括串联电连接的第一半导体器件S31和第二半导体器件S32，且第一半导体器件S31和第二半导体器件S32所接受的控制信号为互补。该启动桥臂的输入端耦接电源转换电路2a的第一端，即该启动桥臂的两输入端点(即启动桥臂的输入端)构成启动电路31的输入端，以与电源转换电路2a的第一端的第一正极V1+及第一负极V1-连接。第三绕组T31与第一绕组T21及T22电磁耦合，且第三绕组T31串联电连接电感L31而构成一串联支路，该串联支路的一端电连接于启动桥臂的中点，即分别与第一半导体器件S31和第二半导体器件S32电连接，串联支路的另一端电连接于该电源转换电路2a的第二正极V2+。该第三绕组T31与两个第一绕组T21及T22的匝比并不做限定，此处以第三绕组T31和第一绕组T21及T22的匝比为1：1：1为例来说明该启动电路31的工作原理。
于一些实施例中，电感L31可为外加电感，但不以此为限，亦可为第一绕组T21、T22及第三绕组T31电磁耦合所产生的漏感。另外，第三绕组T31所标示的同名端可位于与电感L31连接的一端，如图3所标示处，但不以此为限，亦可位于与电源转换电路2a的第二正极V2+连接的另一端。
以下以电源转换系统3的电源转换电路的第一端(包含第一正极V1+与第一负极V1-)为输入电压端，第二端(包含第二正极V2+与第二负极V2-)为输出电压端为例来说明图3所示的启动电路31的运行。
值得注意的是，在电源转换电路工作于启动状态(充电状态)时，通过控制启动电路的开关来实现电源转换电路的飞跨电容和输出电容同时实现预充电，而退出启动状态后，电源转换电路的开关进入正常的工作状态，即接收相应的控制信号开始实现所需的电气转换。
当第二端电压V2小于第一端电压V1的四分之一，且两个飞跨电容Cb21、Cb22的两端电压都小于第二端电压V2的两倍时，该电源转换系统3处于第一充电状态，图4a、4b、4c和4d分别为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输入电压端，第二端为输出电压端时，且电源转换系统处于第一充电状态时，启动电路对飞跨电容和输出电容进行预充电时的电路运行示意图，图4e为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输入电压端，第二端为输出电压端时，启动电路的第一半导体器件、第二半导体器件及电流的运行波形，以及电源转换电路的飞跨电容和输出电容的两端电压波形的波形图，其中时间段t0-t4为电源转换电路的一个开关周期Ts，D为电源转换电路的占空比。
如图4a和图4e所示的时间段t1-t2所示，第一半导体器件S31开通(on)，第二半导体器件S32关断(off)，此时启动电路31内的电流i31流经第一半导体器件S31、电感L31和第三绕组T31，该电流i31并在时间段t1-t2内正向线性上升。此时电源转换系统3的第二开关S24的寄生二极管D24开通，第二飞跨电容Cb22两端的电压Vc22通过寄生二极管D24将第一绕组T21及T22两端的端电压钳位为Vc22/2，同时通过第一绕组T21及T22和第三绕组T31的电磁耦合，第三绕组T31两端的电压为Vc22/2。此时启动电路31的电流iL31向第二电容C2预充电，同时通过第三绕组T31和第一绕组T21及T22的电磁耦合，故第一绕组T21及T22通过第二开关S24的寄生二极管D24向第二飞跨电容Cb22进行预充电。
如图4b和图4e所示的时间段t2-t3时，第一半导体器件S31关断，第二半导体器件S32开通，电流i31通过第二半导体器件S32、电感L31及第三绕组T31正向线性下降，电流i31在时间段t2-t3内对第二电容C2进行预充电，同时通过第三绕组T31和第一绕组T21及T22的电磁耦合，故第一绕组T21及T22依然通过第二开关S24的寄生二极管D24向第二飞跨电容Cb22继续进行预充电。
如图4c和图4e所示的时间段t3-t4所示，第二半导体器件S32开通，第一半导体器件S31关断，此时，启动电路31内的电流i31流经第三绕组T31、电感L31和第二半导体器件S32，该电流i31并在时间段t3-t4内反向线性上升。此时，电源转换系统3的第五开关S22的寄生二极管D22开通，第一飞跨电容Cb21两端的电压Vc21通过寄生二极管D22将第一绕组T21及T22两端的端电压钳位为Vc21/2，同时通过第一绕组T21及T22和第三绕组T31的电磁耦合，第三绕组T31两端的电压为Vc21/2。此时启动电路31通过第三绕组T31和第一绕组T21及T22的电磁耦合，故第一绕组T21及T22通过第五开关S22的寄生二极管D22向第一飞跨电容Cb21进行预充电。如图4d所示和图4e所示的时间段t4-t5(亦可对应时间段t0-t1)，第二半导体器件S32关断，第一半导体器件S31开通，电流i31通过第一半导体器件S31、电感L31及第三绕组T31上反向线性下降，在时间段t4-t5内，电源转换系统3通过第三绕组T31和第一绕组T21及T22的电磁耦合，故第一绕组T21及T22依然通过第五开关S22的寄生二极管D22向第一飞跨电容Cb21继续进行预充电。其他开关周期的操作方式和工作原理可对应上述时间段t0-t4的操作方式和工作原理。因此，利用启动电路31使得第一飞跨电容Cb21及第二飞跨电容Cb22和第二电容C2的端电压充高。
当第一飞跨电容Cb21及第二飞跨电容Cb22的两端电压等于或稍大于第二电容C2的端电压V2的2倍时，该电源转换系统3进入第二充电状态，图5a、5b、5c和5d为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输入电压端，第二端为输出电压端时，且电源转换系统在第二充电状态时，启动电路对飞跨电容和输出电容进行预充电时的电路运行示意图。此时的启动电路的操作方式仍参照图4e的控制波形。
如图5a所示和图4e所示的时间段t1-t2，第一半导体器件S31开通，第二半导体器件S32关断，启动电路31的电流i31流经第一半导体器件S31、电感L31和第三绕组T31，该电流i31并在时间段t1-t2内正向线性上升，同时对第二电容C2进行预充电。此时电源转换系统3的第六开关Sr21的寄生二极管Dr21开通，第一绕组T21的两端电压被第二电容C2的端电压V2钳位而为V2，又因为第一绕组T21及T22和第三绕组T31互相磁耦合，第一绕组T22的两端电压亦被钳位为V2，第三绕组T31的两端电压亦被钳位为V2，同时第一绕组T21及T22通过第二开关S24的寄生二极管D24的开通对第二飞跨电容Cb22进行预充电。
当例如图5b和图4e所示的时间段t2-t3时，其第一半导体器件S31关断，第二半导体器件S32开通，启动电路31内的电流i31通过第二半导体器件S32、电感L31及第三绕组T31，在时间段t2-t3内该电流流i31正向线性下降并对第二电容C2进行预充电，同时通过第三绕组T31和第一绕组T21及T22的电磁耦合，第一绕组T21及T22依然通过第二开关S24的寄生二极管D24向第二飞跨电容Cb22继续进行预充电。
如图5c所示，并参照图4e的时间段t3-t4，当第二半导体器件S32开通，第一半导体器件S31关断时，启动电路31内的电流i31流经第三绕组T31、电感L31和第二半导体器件S32，该电流i31并在时间段t3-t4内反向线性上升。此时电源转换系统3的第三开关Sr22的寄生二极管Dr22开通，第一绕组T22的两端电压被第二电容C2的端电压V2钳位，又因为第一绕组T22及T21和第三绕组T31互相磁耦合，第一绕组T21的两端电压被钳位为V2，第三绕组T31的两端电压亦被钳位为V2，同时第一绕组T21及T22通过第五开关S22的寄生二极管D22的开通对第一飞跨电容Cb21进行预充电。
如图5d所示，并参照图4e的时间段t4-t5(亦可对应为时间段t0-t1)时，第二半导体器件S32关断，第一半导体器件S31开通，电流i31通过第一半导体器件S31、电感L31及第三绕组T31反向线性下降，此时电源转换系统3同时通过第三绕组T31和第一绕组T21及T22的电磁耦合，故第一绕组T21及T22依然通过第二开关S22的寄生二极管D22向第一飞跨电容Cb21继续进行预充电。其他开关周期的操作方式和工作原理可对应上述时间段t0-t4的操作方式和工作原理。因此，利用启动电路31让第一飞跨电容Cb21及第二飞跨电容Cb22和第二电容C2两端端电压持续充高。
当第一飞跨电容Cb21或第二飞跨电容Cb22的两端电压与两倍第二电容的端电压V2的和相等于第一端端电压V1，即电源转换系统3所接收的输入端电压时，该电源转换系统3处于第三充电状态，图6a、6b为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输入电压端，第二端为输出电压端，且电源转换系统处于第三充电状态时，启动电路对飞跨电容和输出电容进行预充电时的电路运行示意图。此时的启动电路的操作方式仍参照图4e的控制波形。
在电源转换系统3于第三充电状态时，其工作原理与图5a-5d基本相同，而差异在于当电源转换系统3处于第三充电状态且如图4e所示的时间段t1-t2时，如图6a所示，第四开关S23的寄生二极管D23因为第一飞跨电容Cb21或第二飞跨电容Cb22的两端电压和第二电容C2的端电压升高而开通，从而被第一端电压V1钳位，另外，当电源转换系统3处于第三充电状态且如图4e所示的时间段t3-t4时，则如图6b所示，第一开关S21的寄生二极管D21因为第一飞跨电容Cb21或第二飞跨电容Cb22的两端电压和第二电容C2的端电压升高而开通，从而被第一端电压V1钳位。因此第一飞跨电容Cb21及第二飞跨电容Cb22和输出电容C2的两端电压不再上升，从而实现该电源转换系统3的启动，此时该电源转换系统3退出启动工作状态，电源转换系统3进入日常工作状态，即电源转换系统3的电源转换电路中至少一开关进入通断状态，如此一来，可避免电源转换系统3内的元器件，例如开关等，遭受大电流冲击，使得电源转换系统3内元器件等，不易损坏，同时可选用成本较低的元器件。
于一些实施例中，如图3所示的电源转换系统3还可包含一控制器。请参阅图7a及图7b，其中图7a为本公开第二优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图，图7b为图7a所示的控制器所设定的参考电压信号的波形示意图。本实施例的电源转换系统4相似于图3所示的电源转换系统3，故于此仅以相同符号来代表组件相同，不再赘述。而本实施例的电源转换系统4还包含控制器50，控制器50输出两个控制信号PWM1及PWM2，其中控制信号PWM1控制启动电路31的第一半导体器件S31，控制信号PWM2控制启动电路31的第二半导体器件S32，使得电感L31和第三绕组T31组成的串联支路两端的电压为一交变电压。在一实施例中，该两个控制信号PWM1及PWM2的占空比互补，此时电源转换系统的启动性能和效率较佳。在另一实施例中，该控制器50输出的两个控制信号PWM1及PWM2的占空比亦可不互补，依据实际设计需求而变动，同样使得电感L31和第三绕组T31的串联支路两端的端电压为一交变电压。
另外，控制器50可以采样电源转换系统4的输出电压端的电压，且通过内部预设的参考电压信号Vref(t)，将参考电压信号Vref(t)与采样到的输出电压端的电压做比较，以输出控制信号PWM1及PWM2。其中，控制器50通过设置参考电压信号Vref(t)的值逐渐增大，使得控制信号PWM1的占空比从零开始逐渐增大至100％，此时控制信号PWM2与控制信号PWM1互补；或者使得控制信号PWM1及PWM2的占空比从零开始逐渐增大至50％，以对电源转换系统4的输出电压端的电压、第一飞跨电容Cb21及第二飞跨电容Cb22逐渐增大，以完成软启动。另外，当电源转换系统4的输出电压端的电压基本等于稳态工作电压时，即图7b所示的预设参考电压Voset时，该电源转换系统4退出启动工作状态，同时使得电源转换系统4的电源转换电路中第一开关单元和第二开关单元中至少一开关进入开通和关断状态。
当然，控制器50亦可以不采样电源转换系统4的输出电压，而是输出两个固定占空比的控制信号PWM1及PWM2控制第一半导体器件S31与第二半导体器件S32开通和关断，以此对电源转换系统4的输出电压端的电压、第一飞跨电容Cb21及第二飞跨电容Cb22进行预充电，并使得电源转换系统4的输出电压升高，当电源转换系统4的输出电压端的电压基本等于稳态工作电压时，即预设参考电压Voset时，该电源转换系统4退出启动工作状态，同时使得电源转换系统4的电源转换电路中第一开关单元和第二开关单元中至少一开关进入开通和关断状态。
在一实施例中，可设置预设参考电压Voset可为该电源转换系统4的稳态工作电压的70％到稳态工作电压中的任一数值，例如可为该电源转换系统4的稳态工作电压的70％。当电源转换电系统4通过启动电路的预充电使得该两个飞跨电容两端的端电压大于等于对应的飞跨电容的稳态电压的70％时,且预充电使得输出电容两端的端电压大于等于其稳态输出电压的70％，此时该电源转换系统4退出启动工作状态，同时使得电源转换电路中第一开关单元和第二开关单元中至少一开关进入开通和关断状态。
由于本公开的电源转换电路为双向，故以下将再示范性说明当图2a所示的电源转换电路2a的第二端为输入电压端，第一端为输出电压端时，图3所示的电源转换系统4的运行。图8a、图8b、图8c及图8d分别为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输出电压端，第二端为输入电压端时，且电源转换系统处于第一充电状态时，启动电路对飞跨电容和输出电容进行预充电时的电路运行示意图，图8e为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输出电压端，第二端为输入电压端时，图3所示的启动电路的第一半导体器件、第二半导体器件及电流的运行波形，以及电源转换电路的飞跨电容和输出电容的两端电压波形的波形图。在本实施例中，图3所示的电源转换系统3的第一端(包含第一正极V1+与第一负极V1-)为输出电压端，电源转换系统3的第二端(包含第二正极V2+与第二负极V2-)为输入电压端。启动电路31的启动桥臂依然并联于第一正极V1+与第一负极V1-之间，电感L31与第三绕组T31构成的串联支路的另一端依然电连接于第二正极V2+。
当第一端电压V1小于第二端电压V2的4倍，且两个飞跨电容Cb21、Cb22的两端电压都小于第二端电压V2的两倍时，该电源转换系统3处于第一充电状态，其中如图8a所示，当第一半导体器件S31关断(off)，第二半导体器件S32开通(on)时，例如图8e所示的时间段t1-t2，启动电路31内的电流i31流经第三绕组T31、电感L31和第二半导体器件S32，该电流i31在时间段t1-t2内正向线性上升。此时电源转换系统3的第二开关S24的寄生二极管D24开通，第二飞跨电容Cb22两端的电压Vc22通过寄生二极管D24将第一绕组T21及T22两端的端电压钳位为Vc22/2，同时通过第一绕组T21及T22和第三绕组T21的电磁耦合，将第三绕组T31两端的电压钳位为Vc22/2。此时，通过第三绕组T31和第一绕组T21及T22的电磁耦合，故第一绕组T21及T22通过寄生二极管D24向第二飞跨电容Cb22进行预充电。
如图8b所示和图8e所示的时间段t2-t3，第二半导体器件S32关断，第一半导体器件S31开通，电流i31通过第一半导体器件S31、电感L31及第三绕组T31正向线性下降，电流i31在时间段t2-t3内对第一电容C1进行预充电，同时通过第三绕组T31和第一绕组T21及T22的电磁耦合，故第一绕组T21及T22依然通过第二开关S24的寄生二极管D24向第二飞跨电容Cb22继续进行预充电。
如图8c所示，并参照图8e，在时间段t3-t4，第一半导体器件S31开通，第二半导体器件S32关断，启动电路31内的电流i31流经第一半导体器件S31、电感L31和第三绕组T31，该电流i31在时间段t3-t4内反向线性上升。此时，电源转换系统3的第五开关S22的寄生二极管D22开通，第一飞跨电容Cb21两端的电压Vc21通过寄生二极管D22将第一绕组T21及T22两端的端电压钳位为Vc21/2，同时通过第一绕组T21及T22和第三绕组T31的电磁耦合，第三绕组T31两端的电压为Vc21/2，且第一绕组T21及T22通过第五开关S22的寄生二极管D22向第一飞跨电容Cb21进行预充电。
如图8d所示，和图8e所示的时间段t4-t5(亦可对应为时间段t0-t1)，第一半导体器件S31关断，第二半导体器件S32开通，电流i31通过第二半导体器件S32、电感L31及第三绕组T31反向线性下降，此时电源转换系统3依然通过第一绕组T21及T22和第三绕组T31的电磁耦合，并通过第五开关S22的寄生二极管D22向第一飞跨电容Cb21继续进行预充电。因此，利用启动电路31使得第一飞跨电容Cb21及第二飞跨电容Cb22和第一电容C1两端端电压充高。
而，当第一飞跨电容Cb21及第二飞跨电容Cb22的两端电压充高至第二电容C2的端电压V2的2倍时，该电源转换系统3进入第二充电状态，其电路运行示意图可参照图5a、5b、5c和5d及图8a-图8e可轻易推得。且当第一飞跨电容Cb21或第二飞跨电容Cb22的两端电压与两倍第二电容C2的端电压V2的和相等于第一端端电压V1，即输入端电压时，该电源转换系统3处于第三充电状态，其电路运行示意图可参照图6a、6b及图8a-图8e可轻易推得，故此处皆不再赘述。
当然，图3所示的启动电路31同样适用于图1a-1b所示的电源转换电路，然工作原理与前述内容相似，故以下仅再以图1a所示的不对称谐振型可扩展占空比的电源转换电路1a为例，来说明该启动电路的工作原理，不再对其余电源转换电路进行赘述。
图9a为本公开第三优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图，图9b及图9c分别为图9a所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输入电压端，第二端为输出电压端时，且电源转换系统处于第一充电状态时，启动电路对飞跨电容和输出电容进行预充电时的电路运行示意图。本实施例的电源转换系统5的电源转换电路相似于图1a所示的电源转换电路1a，而本实施例的电源转换系统5还包含启动电路31，且启动电路31与图3所示的启动电路31相同，且启动电路31的控制方案亦相同，即可参照图4e的控制方案，故于此仅以相同符号来代表组件相同，不再赘述。另外，该第三绕组T31与两个第一绕组T11及T12的匝比并不做限定，此处以第三绕组T31和第一绕组T11及T12的匝比为1：1：1为例来说明该启动电路31的工作原理。
相似的，于一些实施例中，电感L31可为外加电感，但不以此为限，亦可为第一绕组T12、T11及第三绕组T31电磁耦合所产生的漏感。
以下以电源转换系统5的电源转换电路的第一端(包含第一正极V1+与第一负极V1-)为输入电压端，第二端(包含第二正极V2+与第二负极V2-)为输出电压端为例来说明图9a所示的启动电路31的运行。当第二端电压V2小于第一端电压V1的四分之一，且飞跨电容Cb11两端电压Vc11小于第一端电压V1的一半时，该电源转换系统5处于第一充电状态，其中如图9b所示，当第一半导体器件S31开通(on)，第二半导体器件S32关断(off)时，例如图4e所示的时间段t1-t2，启动电路31内的电流i31流经第一半导体器件S31、电感L31和第三绕组T31向第二电容C2预充电，该电流i31并在时间段t1-t2内正向线性上升。此时，飞跨电容Cb11的端电压Vc11通过第二开关S12的寄生二极管D12的开通，将第一绕组T11及T12两端的电压钳位为Vc11/2,同时通过第一绕组T21及T22和第三绕组T31的电磁耦合，第三绕组T31两端电压为Vc11/2，同时通过第三绕组T31和第一绕组T11及T12的电磁耦合，故第一绕组T11及T12通过第二开关S12的寄生二极管D12的开通对飞跨电容Cb11预充电。
当例如图4e所示的时间段t2-t3时，其第一半导体器件S31关断，第二半导体器件S32开通，电流i31通过第二半导体器件S32、电感L31及第三绕组T31并正向线性下降，并对第二电容C2进行预充电及飞跨电容Cb11继续进行预充电，其中在此时间段t2-t3时刻的工作原理与图4b相似，不再赘述。
如图9c所示，当例如图4e所示的时间段t3-t4时，第二半导体器件S32开通，第一半导体器件S31关断，此时启动电路31内的电流i31流经第三绕组T31、电感L31和第二半导体器件S32，该电流i31并在时间段t3-t4内反向线性上升。此时，电源转换系统5的第四开关Sr12的寄生二极管Dr12开通，由于第三绕组T31和第一绕组T12的电磁耦合，故通过寄生二极管Dr12和第一绕组T12向第二电容C2预充电。
当例如图4e所示的时间段t4-t5(亦可对应为时间段t0-t1)，第二半导体器件S32关断，第一半导体器件S31开通，电流i31通过第一半导体器件S31及第三绕组T31上反向线性下降，此时电源转换系统3依然通过第一绕组T21及T22和第三绕组T31的电磁耦合为第二电容C2预充电。
以上为图9a所示的第三优选实施例在电源转换电路的第一端为输入电压端，第二端为输出电压端时第一充电状态下的工作过程，该实施例同样存在第二充电状态及第三充电状态，其工作过程可以由第一优选实施例简单推及，此处不再赘述。
因此，在电源转换系统5的电源转换电路的启动过程中，第一开关单元的第一开关S11处于关断状态，利用启动电路31的第三绕组T31上的交变电压，并利用该电源转换电路中对应开关的寄生二极管，让飞跨电容Cb11和第二电容C2两端端电压充高至预设电压，例如至电源转换电路的稳态电压后，该电源转换系统5退出启动工作状态，同时使得电源转换电路中第一开关单元和第二开关单元中的至少一开关进入开通和关断状态，如此一来，可避免电源转换系统5内的元器件，例如开关等，遭受大电流冲击，使得电源转换系统5内元器件等，不易损坏，同时可选用成本较低的元器件。
由于本公开的电源转换电路为双向，故以下将再示范性说明当电源转换电路1a的第二端为输入电压端，第一端为输出电压端时，电源转换系统处于第一充电状态时，图9a所示的电源转换系统的运行。其他充电状态均类似，不再详述。图10a及图10b分别为图3所示的电源转换系统在电源转换电路的第一端为输出电压端，第二端为输入电压端时，且电源转换系统处于第一充电状态时，启动电路对飞跨电容和输出电容进行预充电时的电路运行示意图。在本实施例中，图9所示的电源转换系统3的第一端(包含第一正极V1+与第一负极V1-)为输出电压端，电源转换系统3的第二端(包含第二正极V2+与第二负极V2-)为输入电压端。启动电路31的启动桥臂依然并联于第一正极V1+与第一负极V1-之间，电感L31与第三绕组T31构成的串联支路的另一端依然电连接于第二正极V2+。
当第一端电压V1小于第二端电压V2的4倍，且飞跨电容Cb11的两端电压Vc11小于第二端电压V2的两倍时，该电源转换系统5处于第一充电状态。请再参照图8e所示的启动电路31的第一半导体器件S31、第二半导体器件S32及电流i31的运行波形图，首先，如图10a所示，当第一半导体器件S31关断(off)，第二半导体器件S32开通(on)时，例如图8e所示的时间段t1-t2时，启动电路31内的电流i31流经第三绕组T31、电感L31和第二半导体器件S32，该电流i31在时间段t1-t2内正向线性上升。此时电源转换系统3的第二开关S12的寄生二极管D12开通，飞跨电容Cb11两端的电压Vc11通过寄生二极管D12将第一绕组T11及T12的两端电压钳位为Vc11/2，同时通过第三绕组T31与第一绕组T11及T12的电磁耦合，故第一绕组T21及T22通过寄生二极管D12为飞跨电容Cb11预充电。
当例如图8e所示的时间段t2-t3时刻，其第一半导体器件S31开通，第二半导体器件S32关断，电流i31通过第一半导体器件S31、电感L31及第三绕组T31正向线性下降，且电流i31在时间段t2-t3内对第一电容C1进行预充电及飞跨电容Cb11继续进行预充电，其中在此时间t2-t3时刻的工作原理与图8b相似，不再赘述。
如图10b所示，当例如图8e所示的时间段t3-t4，第一半导体器件S31开通，第二半导体器件S32关断，启动电路31内的电流i31流经第一半导体器件S31、电感L31和第三绕组T31，且该电流i31在时间段t3-t4内反向线性上升。此时，电源转换系统3的第四开关Sr12的寄生二极管Dr12开通，第二电容C2两端的电压V2通过寄生二极管Dr12将第一绕组T12两端的端电压钳位为V2，且同时通过第三绕组T31与第一绕组T11及T12的电磁耦合，为飞跨电容Cb11预充电。
当例如图8e所示的时间段t4-t5，第二半导体器件S32开通，第一半导体器件S31关断，电流i31通过第一半导体器件S31及第三绕组T31上反向线性下降，在时间段t4-t5内，电源转换系统3依然通过第一绕组T21及T22和第三绕组T31的电磁耦合为飞跨电容Cb11预充电。其中在此时间t4-t5时刻的工作原理与图8d相似，不再赘述。
以上为图9a所示的第三优选实施例在电源转换电路的第二端为输入电压端，第一端为输出电压端时，第一充电状态下的工作过程，该实施例同样存在第二充电状态及第三充电状态，其工作过程可以由第一优选实施例简单推及，此处不再赘述。
因此，在电源转换系统5的电源转换电路的启动过程中，第一开关单元的第一开关S11处于关断状态，利用启动电路31的第三绕组T31上的交变电压，并利用该电源转换电路中对应开关的寄生二极管，让飞跨电容Cb11和第一电容C1两端端电压充高至预设电压，例如至电源转换电路的稳态电压后，该电源转换系统5退出启动工作状态，同时使得电源转换电路中第一开关单元和第二开关单元中的至少一开关进入开通和关断状态，如此一来，可避免电源转换系统5内的元器件，例如开关等，遭受大电流冲击，使得电源转换系统5内元器件等，不易损坏，同时可选用成本较低的元器件。
于一些实施例中，当图1a、图1b、图2a、图2b、图2c及图2d所示的电源转换电路仅进行单向电能转换时，其对应的启动电路的一开关可以用二极管替代。图11a为本公开第四优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图，图11b为本公开第五优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图。以图11a所示的电源转换系统6为例，当图2a所示的电源转换电路2a的第一端仅为输入端，第二端仅为输出端时，图3所示的启动电路31的启动桥臂的第二半导体器件S32可以由二极管D32替代，第一半导体器件S31仍可为可控开关，其电路拓扑和连接方式如图11a的启动电路41所示，其中二极管D32的阴极与第一半导体器件S31电连接，二极管D32的阳极与第一负极V1-电连接，而工作原理亦如前所述，但无需第二半导体器件的控制时序。再以图11b所示的电源转换系统7为例，当电源转换电路2a的第二端仅做输入端，第一端仅做输出端时，图3所示的启动电路31的启动桥臂的第一半导体器件S31可以由二极管D31替代，第二半导体器件S32仍可为可控开关，其电路拓扑和连接方式如图11b的启动电路51所示，而工作原理亦如前所述，但无需第一半导体器件的控制时序。
而上述该些实施例所提及的所有开关的类型，可分别为金属氧化物半导体场效晶体管(MOS)、碳化硅(SiC)晶体管及氮化镓(GaN)晶体管中的任一。
图12为本公开第六优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图。本实施例的电源转换系统8包含两个相同结构的电源转换电路，其中电源转换电路的结构可为1a-1b、2a-2d中所示的电源转换电路中的任一，而图12则以电源转换系统8包含两个图2a所示的电源转换电路2a来例示，其中两个电源转换电路2a的第一端并联电连接，两个电源转换电路2a的第二端亦并联电连接。电源转换系统8的两个电源转换电路2a各自包含第一电容C1及第二电容C2。然而在其它实施例中，两个电源转换电路2a的第一端可共享单一的第一电容C1，两个电源转换电路2a的第二端则共享单一的第二电容C2.
电源转换系统8还包含启动电路61，其中启动电路61包括两个第三绕组T31a、T31b、电感L31及启动桥臂。启动桥臂包括串联电连接的第一半导体器件S31和第二半导体器件S32，且第一半导体器件S31和第二半导体器件S32所接受的控制信号与前述实施例中的控制信号相同，又该启动桥臂并联电连接构成启动电路61的输入端，以与两个电源转换电路2a的第一端的第一正极V1+及第一负极V1-连接。第三绕组T31a、T31b为并联电连接，且第三绕组T31a、T31b分别与两个电源转换电路2a的第一绕组T21、T22电磁耦合，其中第三绕组T31a与第三绕组T31b并联电连接后，与电感L31串联电连接构成一串联支路，该串联支路具有一第一端及至少一个一第二端，该串联支路该第一端电连接于启动桥臂的中点，即分别与第一半导体器件S31和第二半导体器件S32电连接，该串联支路的每一第二端分别与对应的电源转换电路2a的第二正极V2+电连接。通过第三绕组和第一绕组的电磁耦合，将输出电容及第一飞跨电容和第二飞跨电容两端电压预充电到输出预设电压。且于完成预充电后，该电源转换系统退出启动工作状态，同时使得电源转换电路中第一开关单元和第二开关单元中的至少一开关进入开通和关断状态。
综上所述，本公开提供一种电源转换系统，利用启动电路让飞跨电容和输出电容两端端电压充高至预设电压，使得电源转换电路切入工作而开始运行时，避免电源转换电路内的元器件，例如开关等，遭受大电流冲击，使得电源转换电路内元器件等，不易损坏，同时可选用成本较低的元器件。
须注意，上述仅是为说明本公开而提出的优选实施例，本公开不限于所述的实施例，本公开的范围由权利要求决定。且本公开得由本领域技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱权利要求所欲保护者。

Claims (18)

1.一种电源转换系统，包含：
一电源转换电路，包含：
一第一端、一第二端、一输出电容、至少一开关单元、至少一飞跨电容以及一磁性组件，其中，该第一端包含一第一正极及一第一负极，该第二端包含一第二正极及一第二负极，该至少一开关单元包含至少一开关组，该磁性组件包含相互电磁耦合的两个第一绕组，其中的一该第一绕组串联电连接于该至少一开关组中其中一该开关组与该第二正极之间，另一该第一绕组串联电连接于该至少一开关组中另外一该开关组与该第二正极之间，且两个该第一绕组互为相反极性的第一对端子相互电连接，且电连接于该第一正极或第二正极，且两个该第一绕组的互为相反极性第二对端子通过该至少一开关组和该飞跨电容电连接；且其中该输出电容设置于该第二正极及该第二负极之间；以及
一启动电路，用以控制该电源转换电路实现预充电，该启动电路包含：
一第三绕组，与两个该第一绕组相互电磁耦合；
一电感，与该第三绕组串联构成一串联支路，其中该串联支路的第一端耦接于该电源转换电路的该第一正极，该串联支路的第二端电连接该电源转换电路的该第二正极；以及
一启动桥臂，该启动桥臂包含串联电连接的第一半导体器件和第二半导体器件，该第一半导体器件和该第二半导体器件中至少有一个是半导体开关器件，且该串联支路的第一端电连接至该第一半导体器件的第一端和该第二半导体器件的第一端，该第一半导体器件的第二端电连接该第一正极，且该第二半导体器件的第二端电连接该第一负极；
其中于该电源转换电路启动过程中，控制该至少一该半导体开关器件的开通和关断，实现该至少一飞跨电容和/或该输出电容的预充电。
2.如权利要求1所述的电源转换系统，其中该启动桥臂的该第一半导体器件和该第二半导体器件均为可控开关，该启动桥臂的该第一半导体器件所接受的一控制信号和该启动桥臂的该第二半导体器件所接收的另一控制信号的占空比互补。
3.如权利要求2所述的电源转换系统，其中该启动桥臂的该第一半导体器件所接受的该控制信号和该启动桥臂的该第二半导体器件所接收的另一该控制信号的占空比为固定。
4.如权利要求2所述的电源转换系统，其中该启动桥臂的该第一半导体器件所接受的该控制信号和该启动桥臂的该第二半导体器件所接收的另一该控制信号的占空比分别由零逐渐增大至50％或该启动桥臂的该第一半导体器件所接受的该控制信号的占空比由零逐渐增大至100％。
5.如权利要求1所述的电源转换系统，其中该输出电容架构于电连接该第一端或第二端；该至少一开关单元包含至少一第一开关单元和一第二开关单元，其中该第一开关单元包含串联电连接的一第一开关组和一第二开关组，该第二开关单元包含一第三开关组和一第四开关组，其中该第三开关组与该第一开关组串联电连接，该第四开关组与该第二开关组串联电连接，该第三开关组的一第二端和该第四开关组的一第二端电连接且连接于该第一负极，且其中的一该第一绕组串联电连接于该第三开关组与该第二正极之间，另一该第一绕组串联电连接于该第四开关组与该第二正极之间。
6.如权利要求5所述的电源转换系统，其中该磁性组件还包含至少一第二绕组，该第二绕组与两个该第一绕组磁耦合，且该第二绕组与该飞跨电容串联电连接于该第一开关组的一第二端和其中的一该第一绕组的一第一端之间，且该第二绕组的一端与其中的一该第一绕组的该第一端互为异名端且电连接，其中该第二绕组和两个该第一绕组的匝比为N﹕1﹕1，其中N为正数。
7.如权利要求1所述的电源转换系统，其中该启动桥臂的该第一半导体器件为一可控开关，该启动桥臂的该第二半导体器件为一二极管，其中该串联支路的该一端电连接于该可控开关的一端与该二极管的阴极之间，该二极管的阳极电连接于该电源转换电路的该第一端的该第一负极，该可控开关的另一端电连接于该电源转换电路的该第一端的该第一正极，通过控制该可控开关的开通和关断，产生交变电压。
8.如权利要求1所述的电源转换系统，其中该启动桥臂的该第二半导体器件为一可控开关，该启动桥臂的该第一半导体器件为一二极管，其中该串联支路的该一端电连接于该可控开关的一端与该二极管的阳极之间，该二极管的阴极电连接于该电源转换电路的该第一端的该第一正极，该可控开关的另一端电连接于该电源转换电路的该第一端的该第一负极，通过控制该可控开关的开通和关断，产生交变电压。
9.如权利要求1所述的电源转换系统，其中该电感为外加电感或为该磁性组件内的所有绕组与该第三绕组电磁耦合所产生的漏感。
10.如权利要求1所述的电源转换系统，其中于该至少一飞跨电容以及该输出电容的电压分别到达对应的一预设电压后，该电源转换系统退出启动工作状态，同时使得该电源转换电路中至少一开关进入开通和关断状态。
11.如权利要求10所述的电源转换系统，其中于该输出电容两端电压大于等于其稳态输出电压的70％，且该至少一飞跨电容两端电压大于等于该飞跨电容的稳态电压的70％时，该电源转换系统退出启动工作状态。
12.一种电源转换系统，包含﹕
至少两个如权利要求1-11中任一项所述的该电源转换电路，其中所有该电源转换电路的该第一端并联电连接，所有该电源转换电路的该第二端并联电连接；以及
一启动电路，用以控制所有该电源转换电路实现预充电，该启动电路包含：
至少两个第三绕组，其中每一个该第三绕组分别与一个该电源转换电路的两个该第一绕组相互电磁耦合；
一电感，与至少两个该第三绕组串联构成一串联支路，该串联支路包含一第一端及至少一第二端，该串联支路的该第一端耦接于该电源转换电路的该第一正极，该串联支路的每一该第二端分别与对应的该电源转换电路的该第二正极电连接；
至少一开关，其中该至少一开关的一端电连接该串联支路的该第一端。
13.如权利要求12所述的电源转换系统，其中该启动电路还包括一启动桥臂，该启动桥臂包含该至少一开关，其中该串联支路的该一端电连接该启动桥臂，且该启动桥臂的一输入端耦接该电源转换电路的该第一端，其中该启动桥臂包含串联电连接的一第一半导体器件和一第二半导体器件，其中该串联支路的该一端电连接于该第一半导体器件与该第二半导体器件之间，通过控制该启动桥臂的该第一半导体器件和/或该第二半导体器件的开通和关断，使得该串联支路的两端电压为一交变电压。
14.如权利要求13所述的电源转换系统，其中该启动桥臂的该第一半导体器件和该第二半导体器件为可控开关，该启动桥臂的该第一半导体器件所接受的一控制信号和该启动桥臂的该第二半导体器件所接收的另一控制信号的占空比互补。
15.如权利要求14所述的电源转换系统，其中该启动桥臂的该第一半导体器件所接受的该控制信号和该启动桥臂的该第二半导体器件所接收的另一该控制信号的占空比为固定。
16.如权利要求14所述的电源转换系统，其中第一启动桥臂的该第一半导体器件所接受的该控制信号和该第一启动桥臂的该第二半导体器件所接收的另一该控制信号的占空比分别由零逐渐增大至50％或该启动桥臂的该第一半导体器件所接受的该控制信号的占空比由零逐渐增大至100％。
17.如权利要求13所述的电源转换系统，其中该启动桥臂的该第一半导体器件为一可控开关，该启动桥臂的该第二半导体器件为一二极管，其中该串联支路的该第一端电连接于该可控开关的一端与该二极管的阴极之间，该二极管的阳极电连接于该电源转换电路的该第一端的该第一负极，该可控开关的另一端电连接于该电源转换电路的该第一端的该第一正极，通过控制该可控开关的开通和关断，产生该交变电压。
18.如权利要求13所述的电源转换系统，其中该启动桥臂的该第二半导体器件为一可控开关，该启动桥臂的该第一半导体器件为一二极管，其中该串联支路的该第一端电连接于该可控开关的一端与该二极管的阳极之间，该二极管的阴极电连接于该电源转换电路的该第一端的该第一正极，该可控开关的另一端电连接于该电源转换电路的该第一端的该第一负极，通过控制该可控开关的开通和关断，产生该交变电压。
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