CN111937305A - 弹性波元件、弹性波滤波器、分波器以及通信装置 - Google Patents

Abstract

在SAW元件中，压电体层在支承基板上重叠。IDT电极具有主区域和其两侧的两个端部区域。端部区域从电极指设计进行了调整的部位起直到端部而连续。由反射器电极指的电极指设计决定的谐振频率低于由主区域的电极指的电极指设计决定的谐振频率。将在主区域中电极指的中心间间隔设为a。将构成端部区域的电极指的数量设为m。将主区域的电极指中位于最靠近端部区域一侧的位置的电极指的中心与反射器电极指中位于最靠近端部区域一侧的位置的反射器电极指的中心的距离设为x。此时，满足0.5×a×(m+1)＜x＜a×(m+1)。

Description

弹性波元件、弹性波滤波器、分波器以及通信装置

技术领域

本公开涉及弹性波元件、弹性波滤波器、分波器以及通信装置。弹性波例如是SAW(Surface Acoustic Wave，表面声波)。

背景技术

已知一种弹性波谐振器，其具有作为激励电极的IDT(Interdigital Transducer，叉指式换能器)电极和在其两侧配置的反射器(例如专利文献1)。IDT电极具有多个电极指，反射器具有多个反射器电极指。多个电极指以及多个反射器电极指在与弹性波的传播方向正交的方向上延伸，并且在弹性波的传播方向上排列。

在专利文献1中，提出了一种弹性波元件的谐振器特性提高的电极指设计。在该电极指设计中，使多个反射器电极指的间距比多个电极指的间距长。此外，IDT电极被分为主区域和其两侧的端部区域。关于主区域与反射器的距离，使其比多个电极指的间距遍及IDT电极整体而被设为固定(与主区域的间距相同)的情况短。例如，使主区域与端部区域之间的电极指间的间隙小于主区域内的电极指间的间隙。或者，使端部区域的多个电极指的间距小于主区域的电极指的间距。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开第2015/080278号

发明内容

本公开的一方式所涉及的弹性波元件具备：支承基板；压电体层，在所述支承基板上重叠；激励电极，使弹性波发生；以及两个反射器。所述激励电极位于所述压电体层的上表面，并具有多个电极指。所述两个反射器位于所述压电体层的上表面，并具有多个反射器电极指，并在所述弹性波的传播方向上夹着所述激励电极。所述激励电极具有主区域和两个端部区域。所述主区域位于所述弹性波的传播方向的两端部间。所述主区域中的所述电极指的电极指设计是一样的。所述两个端部区域从与所述主区域相比电极指设计发生了调整的部位起直到端部连续，并夹着所述主区域位于两侧。所述反射器的由所述反射器电极指的电极指设计决定的谐振频率低于由所述主区域的所述电极指的电极指设计决定的谐振频率，若将在所述主区域中所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔设为a，将构成所述端部区域的所述电极指的数量设为m，将所述主区域的所述电极指中位于最靠近所述端部区域一侧的位置的所述电极指的中心、与所述反射器的所述反射器电极指中位于最靠近所述端部区域一侧的位置的所述反射器电极指的中心的距离设为x，则满足0.5×a×(m+1)＜x＜a×(m+1)。

本公开的一方式所涉及的弹性波滤波器具有：连接成梯型的一个以上的串联谐振器以及一个以上的并联谐振器。至少一个所述并联谐振器包括上述的弹性波元件。

本公开的一方式所涉及的分波器具备：天线端子；发送滤波器，对发送信号进行滤波而输出给所述天线端子；以及接收滤波器，对来自所述天线端子的接收信号进行滤波。所述发送滤波器或者所述接收滤波器具有上述的弹性波元件。

本公开的一方式所涉及的通信装置具备：天线；将所述天线端子与该天线连接的上述的分波器；以及与该分波器电连接的RF-IC。

附图说明

图1是表示本公开的一实施方式所涉及的弹性波元件的结构的俯视图。

图2相当于在图1的弹性波元件中利用II-II线切断的一部分的剖面。

图3是在图1的弹性波元件中将IDT电极的一部分放大而得的放大俯视图。

图4是在图1的弹性波元件中将反射器的一部分放大而得的放大俯视图。

图5是表示图1的弹性波元件的IDT电极以及反射器的一部分的要部放大图。

图6是示出了在图5中使IDT电极与反射器的距离变化的方法的一例的图。

图7是示意性地示出了在图6中弹性波谐振的主区域和端部区域的重复的排列部的相位的关系的图。

图8的(a)以及图8的(b)是表示实施例以及比较例所涉及的SAW元件中的频率特性的实测值的图。

图9的(a)、图9的(b)、图9的(c)以及图9的(d)是表示关于实施例以及比较例所涉及的SAW元件的仿真结果的图，特别地示出了压电体层的厚度的影响。

图10的(a)、图10的(b)、图10的(c)以及图10的(d)是表示关于实施例以及比较例所涉及的SAW元件的仿真结果的图，特别地示出了压电体层的厚度的影响。

图11的(a)、图11的(b)以及图11的(c)是表示关于实施例以及比较例所涉及的SAW元件的仿真结果的图，特别地示出了反射器电极指的间距的影响。

图12的(a)以及图12的(b)是表示关于实施例以及比较例所涉及的SAW元件的仿真结果的图，特别地示出了反射器电极指的间距的影响。

图13的(a)、图13的(b)、图13的(c)以及图13的(d)是表示关于实施例以及比较例所涉及的SAW元件的仿真结果的图，特别地按反射器电极指的每个间距示出了第2间隙的影响。

图14的(a)、图14的(b)、图14的(c)以及图14的(d)是表示关于实施例以及比较例所涉及的SAW元件的仿真结果的图，特别地按反射器电极指的每个间距示出了第2间隙的影响。

图15的(a)、图15的(b)、图15的(c)以及图15的(d)是表示关于实施例以及比较例所涉及的SAW元件的仿真结果的图，特别地按反射器电极指的每个间距示出了第2间距的影响。

图16的(a)、图16的(b)、图16的(c)以及图16的(d)是表示关于实施例以及比较例所涉及的SAW元件的仿真结果的图，特别地按反射器电极指的每个间距示出了第2间距的影响。

图17的(a)、图17的(b)以及图17的(c)是表示关于实施例以及比较例所涉及的SAW元件的仿真结果的图，特别地按端部区域的电极指的每个根数示出了第2间隙的影响。

图18的(a)、图18的(b)以及图18的(c)是表示关于实施例以及比较例所涉及的SAW元件的仿真结果的图，特别地按端部区域的电极指的每个根数示出了第2间距的影响。

图19是说明本公开的一实施方式所涉及的通信装置的概略图。

图20是说明本公开的一实施方式所涉及的分波器的电路图。

具体实施方式

以下，关于本发明的一实施方式所涉及的弹性波元件、分波器以及通信装置，参照附图来进行说明。另外，以下的说明中使用的图是示意性的图，附图上的尺寸比率等不一定与实际相一致。

弹性波元件可以将任意的方向设为上方或者下方，但以下为了方便，定义正交坐标系D1-D2-D3，并且将D3方向的正侧设为上方来使用上表面、下表面等的用语。此外，D1轴被定义成与沿着后述的压电体层而传播的SAW的传播方向平行，D2轴被定义成与压电体层平行并且与D1轴正交，D3轴被定义成与压电体层正交。

<弹性波元件的结构的概要>

图1是表示本发明的一实施方式所涉及的弹性波元件1的结构的俯视图。图2是图1的Ic-Ic切断线处的一部分的剖视图。如图1所示，SAW元件1具有复合基板2、设置于复合基板2的上表面2A的激励电极3以及反射器4。

SAW元件1通过将复合基板2的结构、IDT电极3中位于反射器4侧的两个端部区域3b的电极指设计、和反射器4的电极指设计进行组合，能够使信号的通频带的特性提高。以下，对各结构要件进行详述。

(复合基板)

复合基板2例如如图2所示那样，具有支承基板20和在支承基板20上重叠的压电体层21。复合基板2的上表面2A由压电体层21的上表面构成。

压电体层21例如包括具有压电性的单晶。单晶例如包括钽酸锂(LiTaO₃，以下有时简称为“LT”。)、铌酸锂(LiNbO₃)或者水晶(SiO₂)。切割角可以被设为适当的切割角。例如，如果是LT，则可以采用成为30°以上且60°以下旋转Y切割X传播、或者40°以上且55°以下旋转Y切割X传播的切割角。若确认地记载，则在该切割角中，上表面2A与围绕X轴从Y轴向Z轴以30°以上且60°以下(或者40°以上且55°以下)的角度旋转后的Y′轴正交。

压电体层21的厚度t_s例如是固定的。与由压电体单体构成基板的情况等相比，厚度t_s较薄。例如，厚度t_s是后述的电极指32的第1间距Pt1a的0.1倍以上且6倍以下、或者0.5倍以上且2倍以下。此外，在其他观点下，例如，厚度t_s是0.1μm以上且10μm以下、或者0.5μm以上且5μm以下。

支承基板20例如由与压电体层21的材料相比热膨胀系数小的材料而形成。由此，能够补偿SAW元件1的电特性的温度变化。作为这样的材料，例如能够列举硅等半导体、蓝宝石等单晶以及氧化铝质烧结体等陶瓷。此外，还可以将包括相互不同的材料的多个层层叠来构成支承基板20。

支承基板20的厚度例如是固定的，厚度的具体值可以根据SAW元件1所要求的规格等来适当设定。然而，支承基板20的厚度比压电体层21的厚度更厚，以便能够适当地进行温度补偿、或者对压电体层21的强度进行补强。作为一例，支承基板20的厚度是100μm以上且300μm以下。

此外，压电体层21的宽度与支承基板20的宽度可以相同，也可以不同(支承基板20可以比压电体层21宽。)。此外，在后者的情况下，复合基板2上的导体图案的一部分(例如，尽管并未特别地图示，然而是输入用或者输出用的端子)可以不设置于压电体层21上，而设置于支承基板20上。

压电体层21以及支承基板20可以直接地重叠，也可以隔着中间层(未图示)而间接地重叠。

在直接地重叠的情况下，例如，可以利用等离子体或者中性粒子束等对成为压电体层21的压电基板的下表面和支承基板20的上表面进行活性化处理，将两面直接贴合。此外，例如还可以通过CVD(Chemical Vapor Deposition，化学气相沉积)等薄膜形成法，将成为压电体层21的压电材料在支承基板20上成膜。

在设置中间层的情况下，中间层可以是有机材料，还可以是无机材料。作为有机材料，例如可列举热固化性树脂等树脂。作为无机材料，例如可列举SiO₂、Si₃N₄、AlN等。此外，还可以将使包括多个不同的材料的薄层层叠而得的层叠体作为中间层。中间层可以包含将成为压电体层21的压电基板与支承基板20粘接的粘接层，还可以仅成为由薄膜形成法形成的压电体层21的基底。此外，中间层还可以被构成为在声响方面实现某些效果的层(例如，作为提高反射率的层)。

例如，在将支承基板20设为硅的情况下，作为与压电体层21之间的中间层，还可以是由SiO₂等、Si、TaOx层等例示的密接层或特性调整层。

(电极)

如图1所示那样，IDT电极3具有第1梳齿电极30a以及第2梳齿电极30b。此外，在以下的说明中，有时将第1梳齿电极30a以及第2梳齿电极30b简称为“梳齿电极30”，不对这些进行区分。

如图1所示那样，梳齿电极30具有相互对置的2根汇流条31a以及31b(以下，有时简称为“汇流条31”。)、和从各汇流条31向其他汇流条31侧延伸的多个第1电极指32a或者第2电极指32b(以下，有时简称为“电极指32”。)。而且，一对梳齿电极30被配置为第1电极指32a和第2电极指32b在弹性波的传播方向上相互啮合(交叉)。另外，在汇流条31上，也可以配置与电极指32对置的虚拟电极。本实施方式是没有配置虚设电极的情况。

弹性波在与多个电极指32正交的方向上产生，并进行传播。因此，在考虑了压电体层21的结晶取向之后，将2根汇流条31配置为在与想要使弹性波传播的方向交叉的方向上相互对置。多个电极指32被形成为在相对于想要使弹性波传播的方向而正交的方向上延伸。另外，弹性波的传播方向虽然由多个电极指32的朝向等来决定，但在本实施方式中，为了方便，有时以弹性波的传播方向为基准，来说明多个电极指32的朝向等。

汇流条31例如被形成为以大致固定的宽度呈直线状延伸的长条状。因此，汇流条31的相互对置的侧的缘部为直线状。多个电极指32例如被形成为以大致固定的宽度呈直线状延伸的长条状，在弹性波的传播方向上按照大致固定的间隔排列。

如图1所示那样，在IDT电极3中，在弹性波的传播方向上，设定有被配置于两端间的主区域3a和从两端到主区域3a的两个端部区域3b。构成IDT电极3的主区域3a的一对梳齿电极30的多个电极指32被设定为，相邻的电极指32的宽度的中心间的间隔成为第1间距Pt1a。第1间距Pt1a在主区域3a中例如被设定为，与在想要发生谐振的频率下的弹性波的波长λ的半波长相等。波长λ(即，2×Pt1a)例如为1.5μm～6μm。这里，第1间距Pt1a是指，如图3所示那样，在弹性波的传播方向上，从第1电极指32a的宽度的中心到与该第1电极指32a相邻的第2电极指32b的宽度的中心的间隔。以下，在说明间距时，有时将“电极指32的宽度的中心”简称为“电极指32的中心”来进行说明。

各电极指32的弹性波的传播方向上的宽度w1根据SAW元件1所要求的电特性等来适当地设定。电极指32的宽度w1例如相对于第1间距Pt1a是0.3倍～0.7倍。

多个电极指32的长度(从汇流条31到前端的长度)例如被设定为大致相同的长度。此外，也可以改变各电极指32的长度，例如可以随着在弹性波的传播方向上前进而增长或者缩短。具体地，也可以通过使各电极指32的长度相对于传播方向发生变化来构成变迹型的IDT电极3。在该情况下，能够减少横模式的寄生(spurious)、或提高耐电力性。

IDT电极3例如通过包括金属的导电层15构成。作为该金属，可列举例如Al或以Al为主要成分的合金(Al合金)。Al合金例如为Al-Cu合金。另外，IDT电极3也可以由多个金属层构成。IDT电极3的各种尺寸根据SAW元件1所要求的电特性等来适当地设定。IDT电极3的厚度(D3方向)例如为50nm～600nm。

IDT电极3可以直接配置于压电体层21的上表面2A，也可以隔着其他构件而配置于压电体层21的上表面2A。该其他构件例如包括Ti、Cr或者它们的合金等。在隔着其他构件将IDT电极3配置于压电体层21的上表面2A的情况下，该其他构件的厚度被设定为几乎不会对IDT电极3的电特性造成影响的程度的厚度(例如在包括Ti的情况下，为IDT电极3的厚度的5％的厚度)。

此外，在构成IDT电极3的电极指32上，为了提高SAW元件1的温度特性，也可以层叠质量附加膜。作为质量附加膜，能够使用例如SiO₂等。

IDT电极3若被施加电压，则在压电体层21的上表面2A附近激励沿D1方向(X轴方向)传播的弹性波(声表面波)。激励出的弹性波在与电极指32的非配置区域(相邻的电极指32间的长条状的区域)的边界处发生反射。然后，形成以主区域3a的电极指32的第1间距Pt1a为半波长的驻波。驻波被转换成与该驻波相同频率的电信号，通过电极指32而被取出。这样，SAW元件1作为单口谐振器而发挥功能。

反射器4被形成为多个反射器电极指42之间成为狭缝状。即，反射器4具有：在与弹性波的传播方向交叉的方向上相互对置的反射器汇流条41；和在这些反射器汇流条41间在与弹性波的传播方向正交的方向上延伸以使得将反射器汇流条41彼此相连的多个反射器电极指42。反射器汇流条41例如被形成为以大致固定的宽度呈直线状延伸的长条状，并与弹性波的传播方向平行地配置。相邻的反射器汇流条41之间的间隔例如能够设定为与IDT电极3的相邻的汇流条31之间的间隔大致相同。

多个反射器电极指42按照使由IDT电极3激励的弹性波发生反射的间距Pt2来配置。关于间距Pt2，在后面叙述。这里，间距Pt2是指，如图4所示那样，在传播方向上，反射器电极指42的中心和与其相邻的反射器电极指42的中心的间隔。

此外，多个反射器电极指42被形成为以大致固定的宽度呈直线状延伸的长条状。反射器电极指42的宽度w2例如能够设定为与电极指32的宽度w1大致相同。反射器4例如通过与IDT电极3相同的材料来形成，并且被形成为与IDT电极3相等的厚度。

如图2所示那样，保护层5覆盖在IDT电极3以及反射器4上而设置在压电体层21上。具体地，保护层5覆盖了IDT电极3以及反射器4的表面，并且覆盖了上表面2A中从IDT电极3以及反射器4露出的部分。保护层5的厚度例如为1nm～50nm。

保护层5包括具有绝缘性的材料，有助于保护IDT电极3以及反射器4免受腐蚀等的影响。优选地，保护层5由若温度上升则弹性波的传播速度加快的SiO₂等材料形成，由此，还能够将因SAW元件1的温度的变化导致的电特性的变化抑制得较小。此外，还可以不设置保护层5。

在这样的结构的SAW元件1中，位于比主区域3a更靠端部侧的位置的端部区域3b的电极指设计、和反射器4的电极指设计按照如下被设定。

(I)关于IDT电极3的端部区域3b

IDT电极3具备主区域3a和端部区域3b。主区域3a的电极指设计是一样的，其电极指设计决定了IDT电极3整体的激励频率。即，符合于所希望的激励频率，进行了将电极指32的间距、宽度、厚度等设计参数设为固定的电极指设计。端部区域3b是指从相比于该主区域3a的一样的电极指设计进行调整的部分起直到端部而连续的区域。这里，所谓“进行调整”是指，使电极指32的间距(电极指32的中心间的间隔)、间隙(电极指32间的间隙)、宽度、厚度的设计参数中的至少1者发生变化。构成主区域3a的电极指32的根数和构成端部区域3b的电极指32的根数适当设定，以使得由基于主区域3a的电极指设计的谐振频率来决定IDT电极3整体的激励频率。具体地，只要使构成主区域3a的电极指32的根数多于构成端部区域3b的电极指32的根数即可。

图5中示出了IDT电极3和反射器4的主要部分放大剖视图。这里，将主区域3a中的位于最靠近端部区域3b一侧的位置的电极指32设为电极指A，将与其相邻的电极指32即端部区域3b中的位于最靠近主区域3a一侧的位置的电极指32设为电极指B，将反射器4中的位于最靠近IDT电极3一侧的位置的反射器电极指42设为反射器电极指C。此外，若将主区域3a中的电极指32的宽度的中心和与其相邻的电极指32的宽度的中心的间隔设为a(前述的第1间距Pt1a)，将构成端部区域3b的电极指32的根数设为m，将电极指A的宽度的中心与反射器电极指C的宽度的中心的距离设为x，则x成为大于0.5×a×(m+1)并且小于a×(m+1)的值。

通过这样构成，与在主区域3a与端部区域3b之间不调整电极指设计而端部区域3b成为一样的情况相比，能够减小电极指A与反射器电极指C的距离。由此，能够使端部区域3b中的IDT电极3的电极指32重复排列的部分(以下，有时称作排列部)接近主区域3a一侧。

这里，在主区域3a与端部区域3b之间不调整电极指设计而端部区域3b成为一样的情况下，所谓的“纵模式”的寄生发生。所谓纵模式的寄生，是指由于IDT电极与反射器的界面的相位的不匹配，导致在表面弹性波的行进方向上出现高阶振动模式的现象，成为比谐振频率更靠低频侧的阻抗特性的纹波。

对此，根据本公开的结构，通过使端部区域3b的排列部接近主区域3a一侧，能够改变使弹性波发生的IDT电极3的边界条件，并能够抑制纵模式的发生。

此外，端部区域3b中的电极指32的根数m例如可以被设为1以上且不到70。如果是该范围，则能够降低因纵模式引起的寄生。此外，根数m还可以被设为在后述的仿真中使用的6以上且16以下。

(距离x的第1调整方法：间隙调整)

说明满足这样的条件的、使电极指A与反射器电极指C的距离变化的具体的一例。例如，如图6所示那样，通过使相邻的第1电极指32a以及第2电极指32b的间隙即间隙Gp变化，能够使电极指A与反射器电极指C的距离变化。具体地，为了使端部区域3b的电极指32的排列部整体相对于主区域3a而偏移，与主区域3a中的相邻的电极指32(第1电极指32a以及第2电极指32b)的间隙即第1间隙Gp1相比，电极指A与电极指B的间隙即第2间隙Gp2设定得较窄即可。比该第1间隙Gp1小的第2间隙Gp2成为变化部300。

这里，针对IDT电极3的重复排列进行研究。如利用图7的线Lp1以及Lp2所示的那样，IDT电极3的电极指32的重复排列是指，例如以第1电极指32a的中心和夹着第2电极指32b而位于旁边的位置的第1电极指32a的中心为1周期而重复的排列。在该示例中，重复排列的周期等于主区域3a和端部区域3b。另外，线Lp1以及Lp2是设定第2电极指32b的中心以便成为最大的位移的一例。假定了通过这样的重复排列而产生的重复周期。

在图7中，示出了将主区域3a的IDT电极3的重复排列保持原有周期地向端部侧延长的线Lp1、和将端部区域3b的IDT电极3的重复排列保持原有周期地向主区域3a侧延长的线Lp2。比较这两个重复排列。如通过箭头aw1所示的那样，由端部区域3b的IDT电极3的重复排列所假定的重复周期的相位与由主区域3a中的IDT电极3的重复排列所假定的重复周期的相位相比，向主区域3a侧发生了偏移。通过该构成，能够使产生弹性波的IDT电极3的边界条件发生变化，并能够抑制纵模的产生。

此外，由于线Lp1与线Lp2的重复间隔相等，因此，能够降低当两者不同的情况下(变更了间距的情况下)引起的微小的频率偏移、或者因工艺偏差导致的特性偏差。

此外，在图7中，电极指B与位于最靠近反射器4侧的位置的电极指(设为电极指D)并不相邻，并且电极指D与一根内侧的电极指的间隔以及电极指D与反射电极指C的间隔大于电极指A与电极指B的间隔。因此，能够降低IDT电极3与反射器4之间的ESD破坏。

特别地，在电极指D的中心与反射电极指C的中心的间隔、端部区域3b中的电极指的中心的间隔全部等于主区域3a中的电极指的中心的间隔的情况下，不会扰乱容易变得不连续的反射器和IDT电极的配置。此外，由于从IDT电极的端部区域到反射器的电极指配置是规则的，因此，能够降低非意图的电场集中，并提高可靠性。

(II)关于反射器的电极指设计

除了上述电极指A与反射器电极指C的位置关系的设定之外，还进行了使由反射器4的电极指设计决定的谐振频率低于由IDT电极3的主区域3a的电极指设计决定的谐振频率的设定。若使间距Pt2变窄，则反射器4的谐振频率变高，若使间距Pt2变宽，则反射器4的谐振频率变低。因此，为了使反射器4的谐振频率低于IDT电极3的主区域3a的谐振频率，将反射器4的反射器电极指42的间距Pt2设定得比IDT电极3的主区域3a中的间距Pt(第1间距Pt1a)宽即可。

这里，通常，大多使反射器4的电极指设计与IDT电极的电极指设计相同。即，大多使间距Pt2与间距Pt1a大致相同。然而，在该情况下，反射器4的阻带位于IDT电极的谐振频率附近，在与谐振频率相比低频率侧，基于反射器的封闭效果下降，并且在反射器内非意图的模式发生。通过来自这样的反射器而产生的寄生(以下，有时也称为反射器模式的寄生)，有时在与谐振频率相比低频率侧产生损耗。

对此，根据本公开的结构，通过使反射器电极指42的间距Pt2宽于第1间距Pt1a，能够使反射器4的阻带向低频率侧偏移，并能够抑制与谐振频率相比低频率侧的因反射器模式导致的损耗。

(距离x的第2调整方法：间距调整)

上述(I)的关于电极指A与反射器电极指C的距离x的条件还可以通过使由端部区域3b的电极指设计决定的谐振频率高于由主区域3a的电极指设计决定的谐振频率来实现。

能够通过调整IDT电极3的间距Pt1，来使位于主区域3a以及端部区域3b的IDT电极3的谐振频率变化。具体地，为了提高谐振频率，使间距Pt1变窄即可，为了降低谐振频率，使间距Pt1变宽即可。因此，在IDT电极3中，为了将端部区域3b的谐振频率设定得比主区域3a的谐振频率高，将端部区域3b中的电极指32的第2间距Pt1b设定得比主区域3a中的电极指32的第1间距Pt1a窄即可

(距离x的其他调整方法)

另外，尽管并未特别地图示，然而例如还可以在变化部300中使IDT电极3的电极指32的宽度w1变化。具体地，使端部区域3b的最靠近主区域3a侧的电极指32(电极指B)的宽度w1比主区域3a中的电极指32的宽度w1窄。然而，第2间隙Gp2以及端部区域3b中的间隙Gp被设定成与主区域3a中的第1间隙Gp1相同。通过这样进行设定，也能够使比变化部300更靠端部一侧的IDT电极3的排列部整体向主区域3a中的IDT电极3的排列部侧偏移。在该情况下，比电极指A更靠端部侧的区域成为端部区域3b，端部区域3b成为包含变化部300的区域。

此外，例如还可以使位于端部区域3b的IDT电极3的占空比变化。如图3所示那样，IDT电极3的占空比是利用弹性波的传播方向上的从第2电极指32b的一侧的第1电极指32a的端部起直到第2电极指32b的另一侧的端部为止的距离Dt1，将第2电极指32b的宽度w1分割而得的值。在这样使电极指32的占空比变化来使端部区域3b的谐振频率拜年话的情况下，为了提高IDT电极3的谐振频率，减小占空比即可，为了降低IDT电极3的谐振频率，增大占空比即可。因此，位于端部区域3b的IDT电极3被设定为，其占空比小于位于主区域3a的IDT电极3的占空比。

如以上那样，通过将(I)包含比主区域3a更靠端部侧的变化部300的端部区域3b和(II)反射器的谐振频率设为给定的设计，能够降低反射器模式的寄生，并且能够由此降低在反谐振频率附近增大的纵模式的寄生。其结果，特别地能够降低在比谐振频率低的频率发生的寄生。

此外，通过将反射器4的谐振频率设定得比主区域3a中的谐振频率低，能够使反射器4的反射频率区域向与主区域3a中的谐振频率相比低频侧偏移。因此，当使SAW元件1在比主区域3a的谐振频率低的频率下动作时，能够防止在主区域3a发生的弹性波从反射器4泄漏。由此，能够降低在比主区域3a的谐振频率低的频率下的损耗。

此外，通过压电体层21比较薄，能够降低在反谐振频率的高频侧的寄生或损耗。这通过后述的实测以及仿真被确认。

(比较例以及实施例所涉及的频率特性的实测值)

实际上制作了实施例以及比较例所涉及的SAW元件(SAW谐振器)，并调查其频率特性。其结果，确认出获得了上述效果。具体地，如以下。

图8的(a)是表示比较例CA1以及实施例EA1所涉及的SAW元件的频率特性的图。横轴示出了利用谐振频率标准化了的标准化频率。纵轴示出了阻抗的相位(°)。

在SAW谐振器中，出现阻抗成为极小值的谐振点、和阻抗成为极大值的反谐振点。将出现谐振点以及反谐振点的频率设为谐振频率以及反谐振频率。在SAW谐振器中，例如，反谐振频率高于谐振频率。并且，阻抗的相位示出了在谐振频率与反谐振频率之间，越接近于90°则SAW谐振器的损耗越小，在其外侧示出了越接近于-90°则SAW谐振器的损耗越小。

在图8的(a)的示例中，谐振频率位于标准化频率1，反谐振频率位于标准化频率1.04附近。比较例CA1并未进行上述(I)以及(II)的设定。即，电极指的间距遍及激励电极以及反射器是固定的。除此以外的条件与实施例EA1基本上相同。

如图8的(a)所示那样，在比较例CA1中，在谐振频率附近以及谐振频率的低频侧(标准化频率0.97～1)寄生产生。然而，在实施例EA1中，该寄生被降低。此外，比较例CA1以及实施例EA1在反谐振频率附近并且反谐振频率的高频侧(标准化频率1.04～1.07)寄生均未产生，两者的特性大致一致。

图8的(b)示出了比较例CA2、比较例CA3以及比较例CA4所涉及的SAW元件的频率特性，是与图8的(a)同样的图。

比较例CA2～CA4并未使用复合基板2，而使用了包括压电体单体的压电基板(即，比较厚的压电体)。比较例CA2并未进行上述(I)以及(II)的设定。比较例CA3以及CA4进行了上述(I)以及(II)的设定。比较例CA3通过第1调整方法(间隙调整)来调整距离x。比较例CA4通过第2调整方法(间距调整)来调整距离x。

比较例CA3以及CA4由于进行了上述(I)以及(II)的设定，因此，与比较例CA2相比，在谐振频率附近以及谐振频率的低频侧的寄生被降低。另一方面，与比较例CA2相比，比较例CA3以及CA4在反谐振频率附近并且反谐振频率的高频侧阻抗的相位变得大于比较例CA2，产生损耗。

(比较例以及实施例所涉及的仿真计算)

通过仿真计算调查了各种实施例以及比较例所涉及的SAW元件(SAW谐振器)的频率特性。其结果，确认出获得了上述的效果。此外，根据仿真结果，得到了各种参数的值的范围的一例。具体地，如以下。

(在比较例以及实施例中共通的仿真条件)

以下示出了在以下全部比较例以及实施例中共通的仿真条件。

[压电体：压电体层21或者压电基板]

材料：LT

切割角：42°旋转Y切割X传播

[IDT电极3]

材料：Al(其中，在压电体与导电层15之间存在包括6nm的Ti的基底层。)

厚度(Al层)：Pt1a×2的8％

IDT电极3的电极指32：

根数：150根

第1间距Pt1a：1μm

占空比(w1/Pt1)：0.5

交叉宽度W：20λ

[反射器4]

材料：Al(其中，在压电体与导电层15之间存在包括6nm的Ti的基底层。)

厚度(Al层)：Pt1a×2的8％

反射器电极指42的根数：30根

此外，交叉宽度W如图3所示那样是从第1电极指32a的前端到第2电极指32b的前端的距离。

(在实施例中共通的仿真条件)

以下示出了在以下全部实施例中共通的仿真条件。

[支承基板]

材料：硅(Si)

切割角：(111)面0°传播欧拉角(-45°，-54.7°，0°)

(变更了压电体层的厚度的仿真)

对压电体层21的厚度进行各种设定来进行仿真计算。图9的(a)～图10的(d)是表示该结果的图，是与图8的(a)同样的图。

图9的(a)～图10的(d)示出了压电体层21的厚度相互不同的仿真结果。具体地，压电体层21的厚度在图9的(a)中是20λ，在图9的(b)中是10λ，在图9的(c)中是5λ，在图9的(d)中是2.5λ，在图10的(a)中是1.5λ，在图10的(b)中是1λ，在图10的(c)中是0.75λ，在图10的(d)中是0.5λ。λ是第1间距Pt1a的2倍，在本例的情况下是2μm。

在这些图中，CB1～CB8对应于比较例，EB1～EB8对应于实施例。与实施例相比，这里的比较例仅在并未进行(I)以及(II)的设定这一点是不同的。

在实施例中共通的条件如以下。

反射器电极指42的间距Pt2：第1间距Pt1a×1.018

距离x的调整方法：第1调整方法(间隙调整)

端部区域3b中的电极指32的根数m：10根

第2间隙Gp2：第1间隙Gp1×0.85

端部区域3b中的第2间距Pt1b：第1间距Pt1a×1

如这些图所示那样，与比较例相比，实施例在每一个厚度在谐振频率附近以及谐振频率的低频侧的寄生均被降低。此外，在反谐振频率附近以及反谐振频率的高频侧，如果压电体层21的厚度成为1λ以下(图10的(b)～图10的(d))，则实施例示出与比较例同等以上的特性。此外，尽管并未特别地图示，然而本申请发明者针对压电体层21的厚度是0.4λ以及0.3λ的情况也进行了仿真计算，确认出获得了与上述同样的效果。

(变更了反射器电极指的间距的仿真)

对反射器电极指42的间距Pt2进行各种设定来进行仿真计算。图11的(a)～图12的(b)是表示该结果的图，是与图8的(a)同样的图。

图11的(a)～图12的(b)示出了反射器电极指42的间距Pt2相互不同的仿真结果。具体地，间距Pt2相对于主区域3a的第1间距Pt1a的倍率在图11的(a)中是1倍，在图11的(b)中是1.01倍，在图11的(c)中是1.02倍，在图12的(a)中是1.03倍，在图12的(b)中是1.04倍。

图11的(a)是并未进行反射器4所涉及的(II)的设定，因而图中的EC0以及CC0也均未进行的比较例。在其他的图中，CC1～CC3示出了比较例，ECl～EC4示出了实施例。CC0～CC3仅在使用了比压电体层21厚的压电基板这一点与EC1～EC3不同。

在CC0～CC3以及EC0～EC4中共通的条件如以下。

距离x的调整方法：第1调整方法(间隙调整)

端部区域3b中的电极指32的根数m：10根

端部区域3b中的第2间距Pt1b：第1间距Pt1a×1

在EC0～EC4中共通的条件如以下。

压电体层21的厚度：0.5λ

此外，第2间隙Gp2在各例中被设为最佳值。

根据比较例CC0与实施例EC1～EC4的比较(图11的(a)与其他图的比较)，确认出，即使在压电体层21的厚度薄的情况下，通过反射器电极指42的间距Pt2变得大于第1间距Pt1a的1倍(通过将(I)的设定与(II)的设定组合)，在谐振频率附近以及谐振频率的低频侧的寄生被降低。

此外，CC0～CC3随着反射器电极指42的间距Pt2变大，反谐振频率的高频侧的阻抗相位变大，损耗增加。与此相对地，EC0～EC4抑制了该相位的增大，并抑制了损耗的增加。因此，确认出，在反射器电极指42的间距Pt2是第1间距Pt1a的1.04倍以下(或者不到1.04倍)的情况下，得到了通过将(I)以及(II)的设定与使压电体层21的厚度变薄的设定组合而得的效果。

这里，在压电体层21的厚度超过1λ的情况下，若将反射器电极指42的间距设为第1间距Pt1a的1.02倍以上，则反谐振频率侧的特性会劣化。即，在压电体层21的厚度超过1λ的情况下，反射器电极指42的间距的调整宽度非常窄。与此相对地，如本例这样，在将压电体层21的厚度设为1λ以下的情况下，即使将反射器电极指42的间距设为第1间距Pt1a的1.02倍以上，也能够将反谐振频率附近的特性维持在良好的状态。

此外，确认出，在将压电体层21的厚度设为1λ以下的情况下，通过将反射器电极指42的间距设为第1间距Pt1a的1.02倍以上，能够进一步降低与谐振频率相比低频率侧的寄生。根据以上，也可以将反射器电极指42的间距设为第1间距Pt1a的1.02倍以上且1.04倍以下。

这里，考察了在实施例中在反谐振频率的高频率侧的寄生或损耗减少的理由。发明者使压电体层21的厚度变化，并且使电极指图案变化来对频率特性进行实测以及仿真的结果，推定了以下的机理。

即，当压电体层21的厚度大于1λ时，存在表面波与体波的耦合变大的倾向。因此，若在电极指存在不连续部，则表面波的振动能量容易作为体波而被辐射，损耗恶化。与此相对地，当压电体层21的厚度比1λ薄时，表面波与体波几乎不再耦合，因此，即使在电极指存在不连续部，也由于体波辐射被抑制得较小因而能够降低损耗的恶化。根据以上，根据实施例所涉及的SAW谐振器，与被推测为恶化的反谐振频率相比高频率侧的衰减特性并不恶化，能够作为损耗小的SAW谐振器。此外，当压电体层21的厚度比1λ薄时，提高了向谐振器内的振动能量的封闭，机电耦合系数变大。因此，能够得到Δf大的谐振器。

(按反射器电极指的每个间距变更了第2间隙的仿真)

利用上述的范围(大于第1间距Pt1a的1倍，并且1.04倍以下)来对反射器电极指42的间距Pt2进行各种设定，并且按每个间距Pt2的值对第2间隙Gp2进行各种设定来进行仿真计算。

图13的(a)、图13的(c)、图14的(a)以及图14的(c)是示出了该结果的图，是与图8的(a)同样的图。此外，图13的(b)、图13的(d)、图14的(b)以及图14的(d)是图13的(a)、图13的(c)、图14的(a)以及图14的(c)的谐振频率侧以及谐振频率的低频侧处的放大图。

这些图示出了反射器电极指42的间距Pt2相互不同的仿真结果。具体地，间距Pt2相对于主区域3a的第1间距Pt1a的倍率在图13的(a)以及图13的(b)中是1.01倍，在图13的(c)以及图13的(d)中是1.02倍，在图14的(a)以及图14的(b)中是1.03倍，在图14的(c)以及图14的(d)中是1.04倍。

在这些图中，CD0示出了比较例。该比较例仅在并未进行(I)以及(II)的设定这一点与实施例不同。其他的“Gp2：x数值”基本上示出了实施例，此外，标记的数值示出了第2间隙Gp2相对于第1间隙Gp1的倍率。例如，如果是“Gp2：x0.85”，则该实施例的第2间隙Gp2是第1间隙Gp1的0.85倍。此外，图13的(a)以及图13的(b)中的“Gp2：x1.00”由于并未进行距离x所涉及的(I)的设定，因而是比较例。

在这些比较例以及实施例中共通的条件如以下。

压电体层21的厚度：0.5λ

在除了比较例CD0以外的示例(进行了第2间隙Gp2所涉及的第1调整方法的示例)中共通的条件如以下。

端部区域3b中的电极指32的根数m：10根

此外，端部区域3b的电极指32的第2间距Pt1b在各例中设为最佳值。

在这些图中示出了，第2间隙Gp2过小或者过大，均会在谐振频率附近以及谐振频率的低频侧产生寄生。根据该结果，如以下那样，可以发现按反射器电极指42的每个间距Pt2，第2间隙Gp2的值的范围的一例。

在Pt2＝Pt1a×1.01、或者Ptla×1.005≤Pt2＜Pt1a×1.015的情况下：

Gp1×0.85＜Gp2＜Gp1×1.00

在Pt2＝Pt1a×1.02、或者Pt1a×1.015≤Pt2＜Pt1a×1.025的情况下：

Gp1×0.80＜Gp2＜Gp1×0.95

在Pt2＝Pt1a×1.03、或者Pt1a×1.025≤Pt2＜Pt1a×1.035的情况下：

Gp1×0.75＜Gp2＜Gp1×0.90

在Pt2＝Pt1a×1.04、或者Pt1a×1.035≤Pt2＜Pt1a×1.045的情况下：

Gp1×0.75＜Gp2＜Gp1×0.90

此外，作为包含上述范围的包括性的范围，可以发现：

Gp1×0.75＜Gp2＜Gp1×1.00。

(按反射器电极指的每个间距变更了端部区域的第2间距的仿真)

与上述同样地对反射器电极指42的间距Pt2进行了各种设定，并且按每个间距Pt2的值，对端部区域3b中的第2间距Pt1b进行各种设定来进行仿真计算。

图15的(a)、图15的(c)、图16的(a)以及图16的(c)是示出了该结果的图，是与图8的(a)同样的图。此外，图15的(b)、图15的(d)、图16的(b)以及图16的(d)是图15的(a)、图15的(c)、图16的(a)以及图16的(c)的谐振频率侧以及谐振频率的低频侧处的放大图。

这些图示出了反射器电极指42的间距Pt2相互不同的仿真结果。具体地，间距Pt2相对于主区域3a的第1间距Pt1a的倍率在图15的(a)以及图15的(b)中是1.01倍，在图15的(c)以及图15的(d)中是1.02倍，在图16的(a)以及图16的(b)中是1.03倍，在图16的(c)以及图16的(d)中是1.04倍。

在这些图中，CD0示出了与图13的(a)等中的CD0相同的比较例。即，该比较例仅在并未进行(I)以及(II)的设定这一点与实施例不同。其他的“Pt1b：x数值”基本上示出了实施例，此外，标记的数值示出了端部区域3b中的电极指32的第2间距Pt1b相对于主区域3a中的电极指32的第1间距Pt1a的倍率。例如，如果是“Pt1b：x0.990”，则该实施例的第2间距Pt1b是第1间距Pt1a的0.990倍。

在这些比较例以及实施例中共通的条件如以下。

压电体层21的厚度：0.5λ

在实施例中共通的条件如以下。

端部区域3b中的电极指32的根数m：10根

此外，第2间隙Gp2在各例中设为最佳值。

在这些图中示出了，第2间距Pt1b过小或者过大，均会在谐振频率附近以及谐振频率的低频侧产生寄生。根据该结果，如以下那样，可以发现按反射器电极指42的每个间距Pt2，第2间距Pt1b的值的范围的一例。

在Pt2＝Pt1a×1.01、或者Pt1a×1.005≤Pt2＜Pt1a×1.015的情况下：

Pt1a×0.990＜Pt1b＜Pt1a×0.998

在Pt2＝Pt1a×1.02、或者Pt1a×1.015≤Pt2＜Pt1a×1.025的情况下：

Pt1a×0.986＜Pt1b＜Pt1a×0.994

在Pt2＝Pt1a×1.03、或者Pt1a×1.025≤Pt2＜Ptla×1.035的情况下：

Pt1a×0.984＜Pt1b＜Pt1a×0.992

在Pt2＝Pt1a×1.04、或者Pt1a×1.035≤Pt2＜Pt1a×1.045的情况下：

Pt1a×0.984≤Pt1b＜Pt1a×0.990

此外，作为包含上述范围的包括性的范围，可以发现：

Pt1a×0.984≤Pt1b＜Pt1a×0.998。

(按端部区域的电极指的每个根数变更了第2间隙的仿真)

对端部区域3b中的电极指32的根数m进行各种设定，并且按每个根数m的值，对端部区域3b中的第2间隙Gp2进行各种设定来进行仿真计算。

图17的(a)～图17的(c)是示出了该结果的图，是与图13的(b)同样的图。即，示出了在谐振频率附近以及谐振频率的低频侧处的阻抗的相位。

这些图示出了根数m相互不同的仿真结果。具体地，根数m在图17的(a)中是6根，在图17的(b)中是10根，在图17的(c)中是16根。

在这些图中，CD0示出了与图13的(a)等中的CD0相同的比较例。即，该比较例仅在并未进行(I)以及(II)的设定这一点与实施例不同。其他的“Gp2：x数值”与图13的(a)同样地示出了实施例的第2间隙Gp2的值。

在这些比较例以及实施例中共通的条件如以下。

压电体层21的厚度：0.5λ

在实施例中共通的条件如以下。

反射器电极指42的间距Pt2：第1间距Pt1a×1.018

此外，端部区域3b中的电极指32的第2间距Pt1b在各实施例中设为最佳值。

在这些图中与图13的(a)～图14的(d)同样地示出了，第2间隙Gp2过小或者过大，均会在谐振频率附近以及谐振频率的低频侧产生寄生。根据该结果，如以下那样，可以发现按每个根数m，第2间隙Gp2的范围的一例。

在m＝6或者m≤8的情况下：

Gp1×0.80＜Gp2＜Gp1×0.90

在m＝10或者8＜m≤14的情况下：

Gp1×0.80＜Gp2＜Gp1×0.95

在m＝16或者14＜m≤20的情况下：

Gp1×0.80＜Gp2＜Gp1×0.95

此外，在根数m是10根的情况下(图17的(b))以及是16根的情况下(图17的(c))，上述的第2间隙Gp2的范围是相同的。

此外，作为包含上述范围的包括性的范围，可以发现：

Gp1×0.80＜Gp2＜Gp1×0.95

上述的范围均被包含在根据相对于各种反射器电极指42的间距Pt2使第2间隙Gp2变化了的仿真结果(图13的(a)～图14的(d))而得的包括性的范围(Gp1×0.75＜Gp2＜Gp1×1.00)中。

(按端部区域的电极指的每个根数变更了端部区域的第2间距的仿真)

与上述同样地，对端部区域3b中的电极指32的根数m进行了各种设定，并且按每个根数m的值，对端部区域3b中的第2间距Pt1b进行各种设定来进行仿真计算。

图18的(a)～图18的(c)是示出了该结果的图，是与图13的(b)同样的图。即，示出了在谐振频率附近以及谐振频率的低频侧处的阻抗的相位。

这些图示出了根数m相互不同的仿真结果。具体地，根数m在图18的(a)中是6根，在图18的(b)中是10根，在图18的(c)中是16根。

在这些图中，CD0示出了与图13的(a)等中的CD0相同的比较例。即，该比较例仅在并未进行(I)以及(II)的设定这一点与实施例不同。其他的“Pt1b：x数值”与图15的(a)同样地示出了实施例的第2间距Pt1b的值。

在这些比较例以及实施例中共通的条件如以下。

压电体层21的厚度：0.5λ

在实施例中共通的条件如以下。

反射器电极指42的间距Pt2：第1间距Pt1a×1.018

此外，第2间隙Gp2在各实施例中设为最佳值。

在这些图中与图15的(a)～图16的(d)同样地示出了，第2间距Pt1b过小或者过大，均会在谐振频率附近以及谐振频率的低频侧产生寄生。根据该结果，如以下那样，可以发现按每个根数m，第2间距Pt1b的范围的一例。

在m＝6或者m≤8的情况下：

Pt1a×0.984＜Pt1b＜Pt1a×0.990

在m＝10或者8＜m≤14的情况下：

Pt1a×0.988＜Pt1b＜Pt1a×0.994

在m＝16或者14＜m≤20的情况下：

Pt1a×0.992＜Pt1b＜Pt1a×0.998

此外，作为包含上述范围的包括性的范围，可以发现：

Pt1a×0.984＜Pt1b＜Pt1a×0.998。

上述的范围均被包含在根据相对于各种反射器电极指42的间距Pt2使第2间隙Gp2变化了的仿真结果(图15的(a)～图16的(d))而得的包括性的范围(Ptla×0.984≤Pt1b＜Ptla×0.998)中。

如以上，在本实施方式中，SAW元件1具有支承基板20、压电体层21、IDT电极3、和两个反射器4。压电体层21在支承基板20上重叠。IDT电极3位于压电体层21的上表面2A，并具有多个电极指32。两个反射器4位于压电体层21的上表面2A，具有多个反射器电极指42，并在SAW的传播方向(D1轴方向)上夹着IDT电极3。IDT电极3具有主区域3a和两个端部区域3b。主区域3a位于SAW的传播方向的两端部间，电极指32的电极指设计是一样的。两个端部区域3b从调整电极指设计的部位起直到端部与主区域3a连续，并夹着主区域3a位于两侧。关于反射器4，由反射器电极指42的电极指设计决定的谐振频率低于由主区域3a的电极指32的电极指设计决定的谐振频率。将在主区域3a中电极指32的中心和与之相邻的电极指32的中心的间隔设为a。将构成端部区域3b的电极指32的数量设为m。将主区域3a的电极指32中位于最靠近端部区域3b一侧的位置的电极指32的中心、与反射器电极指42中的位于最靠近端部区域3b一侧的位置的反射器电极指42的中心的距离，设为x。此时，满足

0.5×a×(m+1)＜x＜a×(m+1)。

因此，如已经叙述的那样，能够降低在谐振频率附近以及谐振频率的低频侧处的寄生，并且能够降低在反谐振频率附近以及反谐振频率的高频侧处的损耗。

此外，在本实施方式中，仅示出了电极指设计即设计参数(根数、交叉宽度、间距、占空比、电极的厚度、频率等)是特定的情况，然而，本公开所涉及的技术无论针对何种参数的SAW元件，均能够通过使上述说明的设计值(m、Gp2、Pt1b等)为最佳值，来获得降低寄生的效果。

在实施例的仿真条件中，涉及到，将第2间隙Gp2以及第2间距Pt1b的一者调整成给定的值，并且使另一者为最佳值。此时，还可以将第1调整方法(减小第2间隙Gp2)与第2调整方法(减小第2间距Pt1b)组合。

在滤波器、分波器中，将各种各样的根数、交叉宽度的谐振器进行多个组合来使其发挥特性。本公开所涉及的SAW元件可以应用于上述多个谐振器。此时，能够与使用以往的弹性波元件的情况同样地进行设计。

此外，在变更了交叉宽度以外的设计参数(根数、频率、电极厚度等)的情况下，变化部300的位置(从端部起的根数m)、间隙Gp等适当设定为最佳值即可。为此，采用使用了模式耦合法(COM(Coupling-Of-Modes)法)的仿真即可。具体地，在设计了谐振器的设计参数之后，通过使变化部300的位置(从端部起的根数m)、间隙Gp等发生变化来进行仿真，能够发现可以良好地降低寄生的条件。

构成端部区域3b的电极指32的根数m虽然根据构成IDT电极3的电极指32的总根数而存在理想的根数，但这能够通过使用了COM法的仿真来决定。此外，即使从该理想的根数排除也能够降低寄生。在作为SAW元件1而一般地设计的构成IDT电极3的电极指32的总根数(约50根至500根)的范围中，根数m在从5根到20根的程度能够获得良好的特性。

<通信装置以及分波器的结构的概要>

图19是表示本发明的实施方式所涉及的通信装置101的主要部分的框图。通信装置101进行利用了电波的无线通信。分波器7(例如双工器)具有在通信装置101中对发送频率的信号与接收频率的信号进行分波的功能。

在通信装置101中，包含应当发送的信息的发送信息信号TIS由RF-IC(RadioFrequency Integrated Circuit，射频集成电路)103来进行调整以及频率的提高(向具有载波频率的高频信号的转换)而成为发送信号TS。发送信号TS由带通滤波器105除去发送用的通频带以外的无用成分，并由放大器107进行放大而输入到分波器7。分波器7从所输入的发送信号TS中除去发送用的通频带以外的无用成分而输出到天线109。天线109将所输入的电信号(发送信号TS)转换成无线信号来发送。

在通信装置101中，通过天线109而接收到的无线信号由天线109转换成电信号(接收信号RS)而输入到分波器7。分波器7从所输入的接收信号RS中除去接收用的通频带以外的无用成分而输出到放大器111。所输出的接收信号RS被放大器111放大，并由带通滤波器113除去接收用的通频带以外的无用成分。然后，接收信号RS由RF-IC103进行频率的降低以及解调而成为接收信息信号RIS。

此外，发送信息信号TIS以及接收信息信号RIS可以是包含适当的信息的低频信号(基带信号)，例如模拟的声音信号或者数字化的声音信号。无线信号的通频带可以遵循UMTS(Universal Mobile Telecommun ications System，通用移动通信系统)等各种标准。调整方式可以是相位调整、振幅调整、频率调整或者它们任意2个以上的组合的任意一者。

图20是表示本公开的一实施方式所涉及的分波器7的构成的电路图。分波器7是图19中在通信装置101中使用的分波器7。SAW元件1例如是构成分波器7中的发送滤波器11的梯型滤波器电路的SAW元件。

发送滤波器11具有复合基板2、和形成在复合基板2上的串联谐振器S1～S3以及并联谐振器P1～P3。

分波器7主要由天线端子8、发送端子9、接收端子10、配置于天线端子8与发送端子9之间的发送滤波器11、以及配置于天线端子8与接收端子10之间的接收滤波器12构成。

来自放大器107的发送信号TS被输入到发送端子9，输入到发送端子9的发送信号TS在发送滤波器11中除去发送用的通频带以外的无用成分而输出到天线端子8。此外，从天线109向天线端子8输入接收信号RS，在接收滤波器12中除去接收用的通频带以外的无用成分而输出到接收端子10。

发送滤波器11例如由梯型SAW滤波器构成。具体地，发送滤波器11具有：在其输入侧与输出侧之间串联连接的3个串联谐振器S1、S2、S3；和在用于将串联谐振器彼此连接的布线即串联臂与基准电位部G之间设置的3个并联谐振器P1、P2、P3。即，发送滤波器11是3级结构的梯型滤波器。但是，在发送滤波器11中梯型滤波器的级数是任意的。

在并联谐振器P1～P3与基准电位部G之间，设置了电感器L。通过将该电感器L的电感设定为给定的大小，在发送信号的通频带外形成衰减极而增大了频带外衰减。多个串联谐振器S1～S3以及多个并联谐振器P1～P3各自包括SAW谐振器。

接收滤波器12例如具有多模式型SAW滤波器17以及在其输入侧串联连接的辅助谐振器18。另外，在本实施方式中，多模式包含双模式。多模式型SAW滤波器17具有平衡-不平衡转换功能，接收滤波器12与输出平衡信号的两个接收端子10连接。接收滤波器12并不限于由多模式型SAW滤波器17构成，也可以由梯型滤波器构成，还可以是不具有平衡-不平衡转换功能的滤波器。

在发送滤波器11、接收滤波器12以及天线端子8的连接点与基准电位部G之间，也可以插入包括电感器等的阻抗匹配用的电路。

通过使用上述的SAW元件1作为这样的分波器7的SAW谐振器，能够提高分波器7的滤波器特性。

在作为分波器7的发送侧滤波器而使用的所谓梯型滤波器中，串联谐振器S1～S3的谐振频率被设定于滤波器通频带的中央附近。此外，并联谐振器P1～P3的反谐振频率被设定滤波器通频带的中央附近。因此，在将本公开所涉及的弹性波元件用于串联谐振器S1～S3的情况下，能够改善滤波器通频带的中央附近以及通频带的高频侧的边界附近的损耗、纹波。此外，在将本公开所涉及的弹性波元件用于并联谐振器P1～P3的情况下，能够改善滤波器通频带的中央附近以及通频带的低频侧的边界附近的损耗、纹波。

-符号说明-

1 弹性波元件(SAW元件)

2 复合基板

2A 上表面

20 支承基板

21 压电体层

3 激励电极(IDT电极)

3a 主区域

3b 端部区域

30 梳齿电极

30a 第1梳齿电极

30b 第2梳齿电极

31 汇流条

31a 第1汇流条

31b 第2汇流条

32 电极指

32a 第1电极指

32b 第2电极指

300 变化部

Pt1 间距

Pt1a 第1间距

Pt1b 第2间距

Gp 间隙

Gp1 第1间隙

Gp2 第2间隙

4 反射器

41 反射器汇流条

42 反射器电极指

Pt2 间距

5 保护层

7 分波器

8 天线端子

9 发送端子

10 接收端子

11 发送滤波器

12 接收滤波器

15 导电层

17 多模式型SAW滤波器

18 辅助谐振器

101 通信装置

103 RF-IC

105 带通滤波器

107 放大器

109 天线

111 放大器

113 带通滤波器

S1、S2、S3 串联谐振器

P1、P2、P3 并联谐振器。

Claims (13)

1.一种弹性波元件，具备：

支承基板；

压电体层，在所述支承基板上重叠；

激励电极，位于该压电体层的上表面，具有多个电极指，并使弹性波发生；以及

两个反射器，位于所述压电体层的上表面，具有多个反射器电极指，并在所述弹性波的传播方向上夹着所述激励电极，

所述激励电极具有：

主区域，位于所述弹性波的传播方向的两端部间，所述电极指的电极指设计是一样的；以及

两个端部区域，从与该主区域相比电极指设计发生了调整的部位到端部连续，夹着所述主区域而位于两侧，

所述反射器的由所述反射器电极指的电极指设计决定的谐振频率低于由所述主区域的所述电极指的电极指设计决定的谐振频率，

若将所述主区域中所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔设为a，将构成所述端部区域的所述电极指的数量设为m，将所述主区域的所述电极指中位于最靠近所述端部区域一侧的位置的所述电极指的中心、与所述反射器的所述反射器电极指中位于最靠近所述端部区域一侧的位置的所述反射器电极指的中心的距离设为x，则满足0.5×a×(m+1)＜x＜a×(m+1)。

2.根据权利要求1所述的弹性波元件，其中，

多个所述电极指具有多个第1电极指和多个第2电极指，

所述激励电极具有：

第1梳齿电极，具有所述多个第1电极指；以及

第2梳齿电极，具有与所述多个第1电极指啮合的所述多个第2电极指。

3.根据权利要求1或2所述的弹性波元件，其中，

相比于在所述主区域中相邻的两个所述电极指的间隙即第1间隙，所述主区域的所述电极指中位于最靠近所述端部区域一侧的位置的所述电极指和与其相邻的所述端部区域的所述电极指中位于最靠近所述主区域一侧的位置的所述电极指的间隙即第2间隙窄。

4.根据权利要求3所述的弹性波元件，其中，

相对于所述主区域中的所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔，所述反射器的所述反射器电极指的中心和与其相邻的所述反射器电极指的中心的间隔大于1倍并且是1.04倍以下。

相对于所述第1间隙，所述第2间隙大于0.75倍并且小于1倍。

5.根据权利要求1或2所述的弹性波元件，其中，

所述端部区域的由所述电极指的电极指设计决定的谐振频率高于由所述主区域的所述电极指的电极指设计决定的谐振频率。

6.根据权利要求5所述的弹性波元件，其中，

相对于所述主区域中的所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔，所述反射器的所述反射器电极指的中心和与其相邻的所述反射器电极指的中心的间隔大于1倍并且是1.04倍以下，

相对于所述主区域中的所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔，所述端部区域的所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔是0.984倍以上并且小于0.998倍。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的弹性波元件，其中，

相对于所述主区域中的所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔，所述压电体层的厚度是2倍以下。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的弹性波元件，其中，

所述压电体层包括LiTaO₃单晶。

9.根据权利要求1至8中任一项所述的弹性波元件，其中，

相对于所述主区域中的所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔，所述反射器的所述反射器电极指的中心和与其相邻的所述反射器电极指的中心的间隔是1.02倍以上并且1.04倍以下。

10.根据权利要求1所述的弹性波元件，其中，

所述端部区域中位于最靠近所述反射器一侧的位置的电极指的中心与所述反射器中位于最靠近所述端部区域一侧的位置的反射器电极指的中心的间隔、以及所述端部区域中的所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔，等于所述主区域中的所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔。

11.一种弹性波滤波器，具有：

连接成梯型的一个以上的串联谐振器以及一个以上的并联谐振器，

至少一个所述并联谐振器包括权利要求1～10中任一项所述的弹性波元件。

12.一种分波器，具备：

天线端子；

发送滤波器，对发送信号进行滤波而输出给所述天线端子；以及

接收滤波器，对来自所述天线端子的接收信号进行滤波，

所述发送滤波器或者所述接收滤波器具有权利要求1～10中任一项所述的弹性波元件。

13.一种通信装置，具备：

天线；

所述天线端子连接于该天线的权利要求12所述的分波器；以及

与该分波器电连接的RF-IC。

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