CN111917677A - 一种cpfsk解调基带实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种CPFSK解调基带实现方法，涉及通信调制技术领域，包以下步骤：获取CPFSK信号为中频信号IF，确定在N＝2n+1个符号长度上进行运算，判定中间第n个符号；对N个符号长度上CPFSK信号进行采集，标定第一个符号的极性，获取其当前长度上第i个符号的载波初始相位；对获取的传输符号序列A进行积分运算，获取中间符号an+1作为接收波形中间符号的判决；获取归一化信号两路信号分别经过低通滤波器获得同相与正相分量。本发明实现对因多径衰落造成的幅度和相位方面的失真有较强的抗干扰能力，方法简单，成本低，高速率遥测解调，能显著的降低误码率，降低解调门限，应用范围广。

Description

一种CPFSK解调基带实现方法

技术领域

本发明涉及通信调制技术领域，具体来说，涉及一种CPFSK解调基带实现方法。

背景技术

调制在通信系统中起着很重要的作用。调制的作用是将调制信息的频谱从低频搬移到高频，以适合信道传输。相对应的在接收端需要解调过程将调制信息复原，所以解调是影响通信系统性能的重要技术。

解调方法按照是否需要载波恢复的标准分为非相干解调和相干解调两类。相干解调在解调时要通过锁相环提取和恢复载波信息，通过所恢复的载波信号与输入的信号来解调出调制信息。非相干解调，顾名思义，就是解调时不需要提取载波信息来进行解调。就解调性能来说，相干解调性能要好于非相干解调，所以相干解调被广泛应用，其中锁相环路是相干解调系统中的关键部件。从硬件实现复杂度来说，相干解调由于需要提取相干载波，所以电路复杂，实现难度较大；相应的，非相干解调电路实现较为容易，所以在很多场合也有实际应用。

PCM/FM是一种被广泛采用的靶场遥测体制。提出了Multi-h CPM(多调制指数连续相位调制)和FQPSK(以Feher为基础的QPSK)两种新的遥测体制。目前，在我国的PCM/FM遥测体制中，PCM码速率较低，最高只能达到2Mbps。随着靶场遥测的实际需求，2Mbps的码速率瓶颈已不能满足高速率PCM数据的传输要求。

因此亟需一种CPFSK解调基带实现方法。

针对相关技术中的问题，目前尚未提出有效的解决方案。

发明内容

针对相关技术中的问题，本发明提出一种CPFSK解调基带实现方法，以克服现有相关技术所存在的上述技术问题。

本发明的技术方案是这样实现的：

一种CPFSK解调基带实现方法，包括以下步骤：

步骤S1，预先获取CPFSK信号为中频信号IF，确定在N＝2n+1个符号长度上进行运算，判定中间第n个符号；

步骤S2，对N个符号长度上CPFSK信号进行采集，标定第一个符号的极性，获取其当前长度上第i个符号的载波初始相位；

步骤S3，对获取的传输符号序列A进行积分运算，其似然比表示为：

其中，m＝2²ⁿ，θ₁为随机变量相位；

步骤S4，获取中间符号an+1作为接收波形中间符号的判决；

步骤S5，获取归一化信号，表示为：

r(t)＝cos(ω_ot+Δω∫g(τ)dτ+θ₁)

步骤S6，两路信号分别经过低通滤波器获得同相与正相分量。

进一步的，所述判定中间第n个符号，表示为：

标定在第一个符号长度上的信号表示为：

其中，(2P)^1/2为信号的幅度；a1为第一个符号的值，取-1或1；θ1为中频信s(t)的初始相位，取值[_π，π]；h为调制指数，T为码元周期。

进一步的，包括CPFSK为相位连续相位，其第i个符号长度表示的信号为：

其中，ai为第i个符号的值。

进一步的，所述标定第一个符号的极性，包括以下步骤：

采集长度上的信号，表示为：s(t，an+1，Ak，θi)；

其中，Ak为一个2n维数组{a1，a2，...，an，an+2，...+a2n+1}；an+1为+1或-1；

获取在观察长度上所有可能的传输波形，将波形与接收到的信号t(r)进行计算；

判定第n+1个符号的极性，标定似然比l，表示为：

其中，r(t)＝s(t)+n(t)，t(n)为双边功率谱密度为2N0 W/Hz的高斯噪声。

进一步的，包括以下步骤：

标定随机变量相位特性，表示为：

其中，信号为正相和同相分量，其信号表示为：

其，

为连续相位波的相位；

标定复信号，表示为：

z±1i²＝2P|∫r(t)exp j[ω₀t+φ_i(t)]dt|²

进一步的，所述获取归一化信号，进一步包括以下步骤：

标定复信号，表示为：

R(t)＝cos(Δω∫g(τ)dτ+θ₁)-j sin(Δω∫g(τ)dτ+θ₁)

标定本地保存的在观察间隔内的波形，表示为：

S(t)＝cos(Δω∫g(τ)dτ+θ₂)+j sin(Δω∫g(τ)dτ+θ₂)

标定本地波形与接收到的信号运算，表示为：

R(t)·S(t)

＝cos(θ₂-θ₁)+j sin(θ₂-θ₁)

＝I_B+jQ_B。

进一步的，所述两路信号分别经过低通滤波器获得同相与正相分量，表示为：

获取整个观察间隔N＝5的长度内的采样个数为NUM，其积分值表示为：

M＝NUM·(I_{B_sample}+jQ_{B_sample})

其中t(n)

I_{B_sample}为I_B的采样值；Q_{B_sample}为Q_B的采样值；

完全平方值，表示为：

本发明的有益效果：

本发明提出一种CPFSK解调基带实现方法，通过预先获取CPFSK信号为中频信号IF，确定在N＝2n+1个符号长度上进行运算，判定中间第n个符号；对N个符号长度上CPFSK信号进行采集，标定第一个符号的极性，获取其当前长度上第i个符号的载波初始相位；对获取的传输符号序列A进行积分运算，获取中间符号an+1作为接收波形中间符号的判决；获取归一化信号两路信号分别经过低通滤波器获得同相与正相分量，实现对因多径衰落造成的幅度和相位方面的失真有较强的抗干扰能力，方法简单，成本低，高速率遥测解调，能显著的降低误码率，降低解调门限，应用范围广。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是根据本发明实施例的一种CPFSK解调基带实现方法的结构示意图；

图2是根据本发明实施例的一种CPFSK解调基带实现方法的MSD算法原理框图；

图3是根据本发明实施例的一种CPFSK解调基带实现方法的Z值计算流程图示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

根据本发明的实施例，提供了一种CPFSK解调基带实现方法。

如图1-图3所示，根据本发明实施例的CPFSK解调基带实现方法，包括以下步骤：

步骤S1，预先获取CPFSK信号为中频信号IF，确定在N＝2n+1个符号长度上进行运算，判定中间第n个符号；

步骤S2，对N个符号长度上CPFSK信号进行采集，标定第一个符号的极性，获取其当前长度上第i个符号的载波初始相位；

步骤S3，对获取的传输符号序列A进行积分运算，其似然比表示为：

其中，m＝2²ⁿ，θ₁为随机变量相位；

步骤S4，获取中间符号an+1作为接收波形中间符号的判决；

步骤S5，获取归一化信号，表示为：

r(t)＝cos(ω_ot+Δω∫g(τ)dτ+θ₁)

步骤S6，两路信号分别经过低通滤波器获得同相与正相分量。

进一步的，所述判定中间第n个符号，表示为：

标定在第一个符号长度上的信号表示为：

其中，(2P)^1/2为信号的幅度；a1为第一个符号的值，取-1或1；θ1为中频信s(t)的初始相位，取值[_π，π]；h为调制指数，T为码元周期。

进一步的，包括CPFSK为相位连续相位，其第i个符号长度表示的信号为：

其中，ai为第i个符号的值。

进一步的，所述标定第一个符号的极性，包括以下步骤：

采集长度上的信号，表示为：s(t，an+1，Ak，θi)；

其中，Ak为一个2n维数组{a1，a2，...，an，an+2，...+a2n+1}；an+1为+1或-1；

获取在观察长度上所有可能的传输波形，将波形与接收到的信号t(r)进行计算；

判定第n+1个符号的极性，标定似然比1，表示为：

其中，r(t)＝s(t)+n(t)，t(n)为双边功率谱密度为2N0 W/Hz的高斯噪声。

进一步的，包括以下步骤：

标定随机变量相位特性，表示为：

其中，信号为正相和同相分量，其信号表示为：

其，

为连续相位波的相位；

标定复信号，表示为：

z±1i²＝2P|∫r(t)exp j[ω₀t+φ_i(t)]dt|²

进一步的，所述获取归一化信号，进一步包括以下步骤：

标定复信号，表示为：

R(t)＝cos(Δω∫g(τ)dτ+θ₁)-j sin(Δω∫g(τ)dτ+θ₁)

标定本地保存的在观察间隔内的波形，表示为：

S(t)＝cos(Δω∫g(τ)dτ+θ₂)+j sin(Δω∫g(τ)dτ+θ₂)

标定本地波形与接收到的信号运算，表示为：

R(t)·S(t)

＝cos(θ₂-θ₁)+j sin(θ₂-θ₁)

＝I_B+jQ_B。

进一步的，所述两路信号分别经过低通滤波器获得同相与正相分量，表示为：

获取整个观察间隔N＝5的长度内的采样个数为NUM，其积分值表示为：

M＝NUM·(I_{B_sample}+jQ_{B_sample})

其中t(n)

I_{B_sample}为I_B的采样值；Q_{B_sample}为Q_B的采样值；

完全平方值，表示为：

借助于上述方案，通过预先获取CPFSK信号为中频信号IF，确定在N＝2n+1个符号长度上进行运算，判定中间第n个符号；对N个符号长度上CPFSK信号进行采集，标定第一个符号的极性，获取其当前长度上第i个符号的载波初始相位；对获取的传输符号序列A进行积分运算，获取中间符号an+1作为接收波形中间符号的判决；获取归一化信号两路信号分别经过低通滤波器获得同相与正相分量，实现对因多径衰落造成的幅度和相位方面的失真有较强的抗干扰能力，方法简单，成本低，高高速率遥测解调，应用范围广。

另外，具体的，接收到的信号t(r)与所有可能传输的信号t(s)的正相、同相分量做相关性运算。所有中间符号an+1＝1的相关值相加，所有中间符号为an+1＝-1的相关值相加，然后两者作比较，选择相加值最大的一方的中间符号an+1作为接收波形中间符号的判决。

其因为m＝22n＝2N-1，且an+1等于+1或-1两种情况，本地需要产生可能所有可能传输波形的正相与同相分量。所以本地需要存储2N+1种波形在N个符号长度上与接收到的信号t(r)进行相关运算。

另外，在观察间隔长度内接收到的基带复数信号与本地存储的含有相同PCM序列波形之间的相关值。同样的，基带复数信号与其他所有本地存储的含有其他PCM序列的波形进行运算，其完全平方值均比Z值小，这就可对接收到的信号进行判决。

另外，具体的基带复信号角度旋转MSD解调器的工作流程如下：

1)在解调前先在FPGA的ROM中存储一个符号周期内的8种本地复信号波形，每种本地复信号波形有包括同相与正相两种分量波形。

2)将接收到的PCM/FM经过A/D采样之后，进行数字下变频得到I、Q两路信号，将这两路信号组合成一路复信号。

3)在符号同步的基础上，在一个符号周期内，将数字下变频之后得到的一路复信号与本地存储的8种复信号做相关性运算，得到的相关值仍是复信号。

4)使用CORDIC算法对上一步得到的相关值复信号进行角度旋转运算，旋转的角度值根据可能接收到的128种符号序列之间的关联情况确定。

5)将上一步角度旋转之后的数值送入5级延迟流水线中。

6)根据128种符号序列之间的关联情况将5级延迟流水线中的数据根据可能传输序列符号之间的关联性有机的进行组合相加，然后求完全平方值。

7)将上一步得到的完全平方值根据128种传输序列中间符号的极性(-1或+1)平均分为两类，属于同一类的64个完全平方值相加，然后将这两个相加值进行相减。以此结果作为判决接收序列中间符号极性的依据。

MSD算法比传统的鉴频算法有更好的性能，由于利用了PCM/FM信号连续相位的特点，能显著的降低误码率，降低解调门限。在误码率10^-4条件下，能将Eb/N0降低大约3d B。

综上所述，借助于本发明的上述技术方案，通过预先获取CPFSK信号为中频信号IF，确定在N＝2n+1个符号长度上进行运算，判定中间第n个符号；对N个符号长度上CPFSK信号进行采集，标定第一个符号的极性，获取其当前长度上第i个符号的载波初始相位；对获取的传输符号序列A进行积分运算，获取中间符号an+1作为接收波形中间符号的判决；获取归一化信号两路信号分别经过低通滤波器获得同相与正相分量，实现对因多径衰落造成的幅度和相位方面的失真有较强的抗干扰能力，方法简单，成本低，高高速率遥测解调，应用范围广。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种CPFSK解调基带实现方法，其特征在于，包括以下步骤：

预先获取CPFSK信号为中频信号IF，确定在N＝2n+1个符号长度上进行运算，判定中间第n个符号；

对N个符号长度上CPFSK信号进行采集，标定第一个符号的极性，获取其当前长度上第i个符号的载波初始相位；

对获取的传输符号序列A进行积分运算，其似然比表示为：

其中，m＝2²ⁿ，θ₁为随机变量相位；

获取中间符号an+1作为接收波形中间符号的判决；

获取归一化信号，表示为：

r(t)＝cos(ω_ot+Δω∫g(τ)dτ+θ₁)

两路信号分别经过低通滤波器获得同相与正相分量。

2.根据权利要求1所述的CPFSK解调基带实现方法，其特征在于，所述判定中间第n个符号，表示为：

标定在第一个符号长度上的信号表示为：

其中，(2P)^1/2为信号的幅度；a1为第一个符号的值，取-1或1；θ1为中频信s(t)的初始相位，取值[_π，π]；h为调制指数，T为码元周期。

3.根据权利要求2所述的CPFSK解调基带实现方法，其特征在于，进一步包括CPFSK为相位连续相位，其第i个符号长度表示的信号为：

其中，ai为第i个符号的值。

4.根据权利要求3所述的CPFSK解调基带实现方法，其特征在于，所述标定第一个符号的极性，包括以下步骤：

采集长度上的信号，表示为：s(t，an+1，Ak，θi)；

其中，Ak为一个2n维数组{a1，a2，...，an，an+2，...+a2n+1}；an+1为+1或-1；

获取在观察长度上所有可能的传输波形，将波形与接收到的信号t(r)进行计算；

判定第n+1个符号的极性，标定似然比1，表示为：

其中，r(t)＝s(t)+n(t)，t(n)为双边功率谱密度为2N0W/Hz的高斯噪声。

5.根据权利要求4所述的CPFSK解调基带实现方法，其特征在于，所述似然比，进一步包括以下步骤：

标定随机变量相位特性，表示为：

其中，信号为正相和同相分量，其信号表示为：

其，

为连续相位波的相位；

标定复信号，表示为：

z±1i²＝2P|∫r(t)exp j[ω_ot+φ_i(t)]dt|²

6.根据权利要求5所述的CPFSK解调基带实现方法，其特征在于，所述获取归一化信号，进一步包括以下步骤：

标定复信号，表示为：

R(t)＝cos(Δω∫g(τ)dτ+θ₁)-j sinΔω∫g(τ)dτ+θ₁)

标定本地保存的在观察间隔内的波形，表示为：

S(t)＝cos(Δω∫g(τ)dτ+θ₂)+j sin(Δω∫g(τ)dτ+θ₂)

标定本地波形与接收到的信号运算，表示为：

R(t)·S(t)

＝cos(θ₂-θ₁)+j sin(θ₂-θ₁)

＝I_B+jQ_B。

7.根据权利要求6所述的CPFSK解调基带实现方法，其特征在于，所述两路信号分别经过低通滤波器获得同相与正相分量，表示为：

获取整个观察间隔N＝5的长度内的采样个数为NUM，其积分值表示为：

M＝NUM·(I_{B_sample}+jQ_{B_sample})

其中t(n)

I_{B_sample}为I_B的采样值；Q_{B_sample}为Q_B的采样值；

完全平方值，表示为：

Z＝NUM²·(I_B-sample ²+Q_B-sample ²)。

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